JP2001035681A

JP2001035681A - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2001035681A
Application number: JP21271999A
Authority: JP
Inventors: Yutaka Iwabori; 裕岩堀
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1999-07-27
Filing date: 1999-07-27
Publication date: 2001-02-09

Abstract

(57)【要約】【課題】ソフトスイッチング技術を用いた高効率の電力
変換回路を負荷変動の大きな放電灯点灯装置に応用した
ときに、負荷変動によって点灯装置の回路効率が変化す
ることを防止し、負荷の条件によらず、常に高効率な動
作を実現する。【解決手段】入力電源電圧を他の直流電圧に変換する第
１の電力変換回路１と、バックコンバータで構成された
第２の電力変換回路２と、第２の電力変換回路２の出力
により駆動される放電灯負荷Ｌａとを備え、第２の電力
変換回路２のスイッチング素子Ｑｃが両端電圧の極小時
にオンするように制御される放電灯点灯装置において、
第２の電力変換回路２におけるスイッチング素子Ｑｃの
オンする直前の両端電圧を低減する方向に、第１の電力
変換回路１の出力電圧を調整する手段を設けた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置、
特に、入力電流歪み改善機能を有した電子安定器に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術の一例を図１３に示す。図
中、Ｅは電圧が変動する直流電源であり、例えば、商用
交流電源を全波整流器により整流した脈流電源よりな
る。１は第１の電力変換回路としてのブーストコンバー
タ、２は第２の電力変換回路としてのバックコンバー
タ、Ｌａは放電灯負荷である。以下、第１の電力変換回
路１の構成について説明する。直流電源Ｅの正極端子に
は、インダクタＬｄの一端が接続されており、インダク
タＬｄの他端はスイッチング素子Ｑｄを介して直流電源
Ｅの負極端子に接続されている。インダクタＬｄとスイ
ッチング素子Ｑｄの接続点にはダイオードＤｄのアノー
ドが接続されている。ダイオードＤｄのカソードは平滑
用のコンデンサＣｅの正極端子に接続されている。平滑
用のコンデンサＣｅの負極端子は、直流電源Ｅの負極端
子に接続されている。スイッチング素子Ｑｄは制御回路
３によりオン・オフ制御されている。スイッチング素子
Ｑｄがオンのとき、直流電源ＥからインダクタＬｄ、ス
イッチング素子Ｑｄを介して電流が流れて、インダクタ
Ｌｄにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑｄ
がオフすると、インダクタＬｄに蓄積されたエネルギー
による起電力が直流電源Ｅの電圧に重畳されて、ダイオ
ードＤｄを介して平滑用コンデンサＣｅに充電される。
そのため、平滑用コンデンサＣｅには直流電源Ｅの電圧
ピーク値よりも高い電圧が充電される。以上の回路によ
り、第１の電力変換回路としてのブーストコンバータ１
が構成されている。

【０００３】次に、平滑用のコンデンサＣｅの直流電圧
は第２の電力変換回路としてのバックコンバータ２によ
り降圧されて、放電灯負荷Ｌａに印加される。バックコ
ンバータ２は等価回路で表現すると、図１４に示す構成
と同じであるが、図１３の回路構成では、スイッチング
素子Ｑｃの駆動を容易に行えるように、スイッチング素
子Ｑｃの一端をグランドレベルに接続している。すなわ
ち、スイッチング素子Ｑｃの一端は平滑用のコンデンサ
Ｃｅの負極端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ
ｃの他端はダイオードＤｃのアノード・カソード間を介
して平滑用コンデンサＣｅの正極端子に接続されてい
る。ダイオードＤｃのアノードには、インダクタＬｃの
一端が接続されている。インダクタＬｃの他端はコンデ
ンサＣｃと放電灯負荷Ｌａの並列回路を介して平滑用コ
ンデンサＣｅの正極端子に接続されている。

【０００４】バックコンバータ２のスイッチング素子Ｑ
ｃは制御回路４によりオン・オフ制御されている。制御
回路４はスイッチング素子Ｑｃの両端電圧を直接若しく
は間接的に検出する手段を有し、スイッチング素子Ｑｃ
がオフの期間中、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧が極
小となるタイミングでスイッチング素子Ｑｃをオンさせ
るように動作するものである（特願平１１−１１７０６
６号）。

【０００５】その動作を図１４の等価回路を用いて説明
する。図１４の等価回路では、スイッチング素子Ｑｃが
入力電源（平滑コンデンサＣｅ）の正極側に接続されて
おり、インダクタＬｃが出力電源（負荷と並列接続され
たコンデンサＣｃ）の正極側に接続されているが、基本
的な回路動作は図１３の場合と同じであり、各部の電流
・電圧波形は、図１５のようになる。図１５において、
（イ）はスイッチング素子Ｑｃの順方向電流、（ロ）は
ダイオードＤｃの電流、（ハ）はスイッチング素子Ｑｃ
の両端電圧、（ニ）はインダクタＬｃの電流、（ホ）は
スイッチング素子Ｑｃの駆動信号である。

【０００６】インダクタＬｃの電流は、通常のバックコ
ンバータと同様に作用する電流が正方向に流れる期間
と、本回路の特徴である主スイッチング素子Ｑｃのター
ンオン時にゼロボルトスイッチングを行うための共振的
な電流が負方向に流れる期間とがある。この共振的な負
方向の電流によって、スイッチング素子Ｑｃの出力容
量、及び、並列に接続されたキャパシタＣ０に蓄積され
た電荷を放出することにより、スイッチング素子Ｑｃの
ターンオン時の短絡損失を抑制することができ、従来の
臨界モード制御（スイッチング素子がオフの期間のイン
ダクタ電流がゼロに戻ると同時にスイッチング素子をオ
ンすることにより、インダクタ電流の休止区間を無く
し、ピーク電流を抑制する手法で、境界電流モードとも
呼ばれる）のコンバータに比して、回路効率を向上させ
ることが出来る。

【０００７】以下、図１４の（ａ）〜（ｅ）の各期間の
動作について詳述する。図１４の（ａ）〜（ｅ）は図１
５のａ〜ｅに対応してスイッチング素子Ｑｃの一周期の
動作を示しており、回路図中の太い線は電流の流れる経
路を示している。

【０００８】まず、期間（ａ）では、スイッチング素子
Ｑｃがオンであり、インダクタＬｃの電流は略直線的に
増加する。この期間は通常のバックコンバータの充電期
間に相当する。この状態では、入力電源Ｃｅから供給さ
れたエネルギーがインダクタＬｃに蓄積されると共に、
出力電源Ｃｃにも電流が流れる。このとき、スイッチン
グ素子Ｑｃがオンしているので、スイッチング素子Ｑｃ
の両端電圧は当然ゼロである。

【０００９】次に、期間（ｂ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃもオフであり、スイッチン
グ素子Ｑｃの両端に並列接続されたキャパシタＣ０が充
電される。この期間では、スイッチング素子Ｑｃの寄生
容量、及び、並列に接続されたキャパシタＣ０の電荷を
蓄積しながら、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧は上昇
して行く。

【００１０】次に、期間（ｃ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃはオンであり、出力電源Ｃ
ｃに電流が流れる。この期間は通常のバックコンバータ
の放電期間に相当する。この状態では、インダクタＬｃ
に蓄積されたエネルギーが出力電源Ｃｃに対して放出さ
れる。この期間のスイッチング素子Ｑｃの両端電圧は、
入力電圧に一致する。

【００１１】次に、期間（ｄ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃもオフであり、スイッチン
グ素子Ｑｃの両端のキャパシタＣ０を電源として、イン
ダクタＬｃと共振的に入力電源Ｃｅに対して帰還が生じ
る。すなわち、インダクタＬｃの正方向の電流の出力電
源Ｃｃへの放出が終了し、インダクタＬｃのエネルギー
が一旦無くなると、スイッチング素子Ｑｃの寄生容量、
及び、並列に接続されたキャパシタＣ０に入力電圧まで
蓄積された電荷をエネルギー源として、インダクタＬｃ
との共振が生じ、入力電源Ｃｅに帰還する電流が発生す
る。この時、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧は、共振
的に低下して行く。

【００１２】さらに、期間（ｅ）では、スイッチング素
子Ｑｃはオフであり、キャパシタＣ０の電位がゼロ以下
になって、スイッチング素子Ｑｃの寄生ダイオードを介
して、インダクタＬｃの電流が入力電源Ｃｅに流入す
る。すなわち、スイッチング素子Ｑｃの寄生容量、及
び、並列に接続されたキャパシタＣ０の両端電圧がゼロ
になった後も、インダクタＬｃにエネルギーが残留して
いる場合には、スイッチング素子Ｑｃの寄生ダイオード
を介して、インダクタＬｃのエネルギーが入力電源Ｃｅ
に放出される。

【００１３】インダクタＬｃの電流に着目すると、第１
の期間（ａ）では直線的に上昇し、第２の期間（ｂ）で
は上昇が鈍化し後半には漸減傾向となり、第３の期間
（ｃ）では直線的に下降し、第４の期間（ｄ）では共振
的な負方向電流となり、第５の期間（ｅ）では負方向電
流の直線的な下降となる。

【００１４】上記（ｄ）の期間に着目したスイッチング
素子Ｑｃの両端電圧、及びスイッチング素子Ｑｃの寄生
容量並びに並列に接続されたキャパシタＣ０とインダク
タＬｃとの共振電流を図１６に示した。上記（ｃ）の期
間が終了し、インダクタ電流がゼロになった時点をｔ＝
０とし、スイッチング素子Ｑｃをオフに保持した場合、
その後のスイッチング素子Ｑｃの両端電圧Ｖｄｓは、共
振系に含まれる抵抗成分を無視すると、次式で与えられ
る。Ｖｄｓ＝Ｖｉｎ＋Ｖｏ・（ｃｏｓ（ｔ／ＬＣ）−１） … ここで、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏは負荷電圧（出力電
圧）、ＬはインダクタＬｃのインダクタンス値、Ｃはス
イッチング素子Ｑｃの寄生容量並びに並列に接続された
キャパシタＣ０の合成キャパシタンスである。

【００１５】図１６及び式から分かるように、スイッ
チング素子Ｑｃの両端電圧Ｖｄｓは、チョッパ動作の正
方向のインダクタ電流の還流が終了してゼロになった
後、２πＬＣ周期の振動を生じ、次式のタイミングで極
小値となる。ただし、ｎ＝１，２，３，…とする。ｔ（ｍｉｎ）＝（２ｎ−１）・πＬＣ … 上式から明らかなように、スイッチング素子Ｑｃの両端
電圧Ｖｄｓが最短時間で極小となるのは、ｔ＝πＬＣの
タイミングである。したがって、インダクタ電流の検出
手段を設けて、インダクタ電流がゼロになった後、πＬ
Ｃの遅延時間の後に、次回のスイッチング素子Ｑｃのタ
ーンオンを行うような制御回路を構成することにより、
ターンオン時に、スイッチング素子Ｑｃの両端の容量成
分に蓄積された電荷を短絡することによって生じるスイ
ッチングロスを抑制することができる。

【００１６】しかし、このとき短絡するスイッチング素
子Ｑｃの両端の極小電圧は、次式で与えられる。Ｖｄｓ（ｍｉｎ）＝Ｖｉｎ−２Ｖｏ … したがって、この回路構成で最もスイッチング損失を抑
制できるのは、式がゼロとなる条件：Ｖｄｃ＝２・Ｖ
ｏが成立する場合である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術では、
通常のバックコンバータに比べて、スイッチング素子数
の増加なしに回路効率の向上を図ることができるが、電
源電圧Ｖｉｎと負荷電圧Ｖｏの関係が一定の条件を満た
す必要がある。このため、負荷電圧Ｖｏが変動する放電
灯点灯装置への本構成の適用は困難であった。特に、高
輝度放電灯を負荷とする放電灯点灯装置の限流手段に応
用する場合には、放電灯の始動過程、寿命過程に応じ
て、負荷電圧Ｖｏは常に変動するため、このような最適
条件を保つことは、不可能であると考えられてきた。

【００１８】放電灯点灯装置の分野では、図１３に示す
ように、入力電流歪みの改善手段としての昇圧コンバー
タ１の後段にランプ電流限流機能としてのバックコンバ
ータ２を接続してバラスト回路を構成する。一般に高輝
度放電灯の両端電圧は、放電が開始するまでは、定格時
よりも高い無負荷二次電圧Ｖｏ２が印加され、放電が開
始した直後には、ランプの等価インピーダンスが極めて
低くなるため、ランプ電圧Ｖｌａも低くなる。その後、
安定点灯に向かって徐々にランプ電圧Ｖｌａは上昇して
行き、定格時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）で安定す
る。この過程はランプの始動の度に繰り返されるが、定
格時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）は、ランプの寿命と
共に上昇して行くのが一般的である。また、同種同寿命
であっても、定格出力時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）
には、ある程度のばらつきが生じる。このような放電灯
を負荷とする点灯装置に、上記のソフトスイッチング技
術を応用した場合を考える。

【００１９】従来の設計では、１段目のコンバータ１の
出力は、放電灯Ｌａの放電を開始するために必要な上述
の無負荷二次電圧以上を確保するように設計され、多く
の高輝度放電灯では３００Ｖ程度が必要とされる。この
ような条件の下で放電灯点灯装置を設計すると、ランプ
電圧Ｖｌａが１５０Ｖ程度のときに、最も効率が改善さ
れることになる。しかし、すべてのランプがこの条件を
満たすわけではない。また、仮に、定格出力時のランプ
電圧がこの条件を満たしたとしても、上述の始動過程並
びに寿命末期には、この条件を逸脱することが避けられ
ない。

【００２０】したがって、上記のソフトスイッチング技
術を放電灯点灯装置に適用した場合には、バラストと放
電灯の特性上、ある一定のランプ電圧が発生する場合に
のみ最大効率を発揮するが、ランプ電圧がこの条件から
外れるに従って、効率は低下する。放電灯点灯装置の設
計は、効率が最も悪い動作条件でも適切な動作が確保さ
れるようにする必要性があることから、ソフトスイッチ
ング技術による効率改善機能を搭載しているにもかかわ
らず、十分な小型化が実現できないという課題があっ
た。

【００２１】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、ソフトスイッチ
ング技術を用いた高効率の電力変換回路を負荷変動の大
きな放電灯点灯装置に応用したときに、負荷変動によっ
て点灯装置の回路効率が変化してしまうという課題を解
決し、負荷の条件によらず、常に高効率な動作を実現で
きる放電灯点灯装置を提供することにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、入力電源電圧を他の直流電圧
に変換する第１の電力変換回路１と、第１の電力変換回
路１の出力を入力とし、少なくともスイッチング素子Ｑ
ｃと整流素子ＤｃとインダクタＬｃからなるバックコン
バータを含み、スイッチング素子Ｑｃの両端の容量と前
記インダクタＬｃによる共振周期をτとしたとき、イン
ダクタＬｃの電流がゼロになってから、ｎ−３／４≦ｔ
／τ≦ｎ−１／４（ｎ＝１，２，３，…）で定義される
時間ｔ後にスイッチング素子Ｑｃをターンオンするよう
に制御される第２の電力変換回路２と、第２の電力変換
回路２の出力電圧により駆動される放電灯負荷Ｌａとを
備える放電灯点灯装置において、第２の電力変換回路２
におけるスイッチング素子Ｑｃのオンする直前の両端電
圧を低減する方向に、第１の電力変換回路１の出力電圧
を調整する制御手段を具備したことを特徴とするもので
ある。

【００２３】

【発明の実施の形態】（実施例１）本発明の第１の実施
例を図１に示す。Ｅは電圧が変動する直流電源であり、
例えば、商用交流電源を全波整流器により整流した脈流
電源よりなる。直流電源Ｅの正極端子には、インダクタ
Ｌｄの一端が接続されており、インダクタＬｄの他端は
スイッチング素子Ｑｄを介して直流電源Ｅの負極端子に
接続されている。インダクタＬｄとスイッチング素子Ｑ
ｄの接続点にはダイオードＤｄのアノードが接続されて
いる。ダイオードＤｄのカソードは平滑用のコンデンサ
Ｃｅの正極端子に接続されている。平滑用のコンデンサ
Ｃｅの負極端子は、直流電源Ｅの正極端子に接続されて
いる。スイッチング素子Ｑｄは制御回路３によりオン・
オフ制御されている。スイッチング素子Ｑｄがオンのと
き、直流電源ＥからインダクタＬｄ、スイッチング素子
Ｑｄを介して電流が流れて、インダクタＬｄにエネルギ
ーが蓄積される。スイッチング素子Ｑｄがオフすると、
インダクタＬｄに蓄積されたエネルギーによる起電力
が、ダイオードＤｄを介して平滑用コンデンサＣｅに充
電される。以上の回路により、第１の電力変換回路とし
てのバックブーストコンバータ１が構成されている。

【００２４】次に、平滑用のコンデンサＣｅの直流電圧
は、第２の電力変換回路としてのバックコンバータ２に
より降圧されて、放電灯負荷Ｌａに印加される。スイッ
チング素子Ｑｃの一端は平滑用のコンデンサＣｅの負極
端子に接続されている。スイッチング素子Ｑｃの他端は
ダイオードＤｃのアノード・カソード間を介して平滑用
コンデンサＣｅの正極端子に接続されている。ダイオー
ドＤｃのアノードには、インダクタＬｃの一端が接続さ
れている。インダクタＬｃの他端はコンデンサＣｃと放
電灯負荷Ｌａの並列回路を介して平滑用コンデンサＣｅ
の正極端子に接続されている。

【００２５】バックコンバータ２のスイッチング素子Ｑ
ｃは制御回路４によりオン・オフ制御されている。制御
回路４はスイッチング素子Ｑｃの両端電圧を直接若しく
は間接的に検出する手段を有し、スイッチング素子Ｑｃ
がオフの期間中、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧が極
小となるタイミングでスイッチング素子Ｑｃをオンさせ
るように動作するものである。具体的には、スイッチン
グ素子Ｑｃの両端の容量をＣ、前記インダクタＬｃのイ
ンダクタンス値をＬとし、その共振周期をτ＝２πＬＣ
としたとき、インダクタＬｃの電流がゼロになってか
ら、ｎ−３／４≦ｔ／τ≦ｎ−１／４（ｎ＝１，２，
３，…）で定義される時間ｔ後にスイッチング素子Ｑｃ
をターンオンさせるように動作するものである。

【００２６】本実施例において、従来例と異なる点は、
ランプ電圧Ｖｌａを検出するランプ電圧検出手段５を有
し、第１の電力変換回路１の出力電圧Ｖｅｃが、ランプ
電圧Ｖｌａの略２倍になるように制御している点である
（図２参照）。本実施例では、第１の電力変換回路１と
して、バックブーストコンバータ（極性反転型チョッパ
ー回路）を用いている。これにより、平滑用コンデンサ
Ｃｅの電圧Ｖｅｃは、直流電源Ｅの電圧よりも低い電圧
から高い電圧まで自由に制御することができる。ランプ
電圧検出手段５の検出出力は、第１の電力変換回路１の
基準電圧として制御回路３に入力され、第１の電力変換
回路１の出力電圧Ｖｅｃは、ランプ電圧Ｖｌａの略２倍
となるように、第１の電力変換回路１のスイッチング素
子Ｑｄが制御される。第２の電力変換回路２の構成及び
動作については従来例と同じゼロボルトスイッチングな
いしソフトスイッチング技術を用いたバックコンバータ
の構成である。本実施例では、従来例で課題として示し
た放電灯の始動過程、寿命過程におけるランプ電圧Ｖｌ
ａの変動にかかわらず、図２に示すように、第２の電力
変換回路２の入力電圧Ｖｅｃが出力電圧Ｖｌａの略２倍
に維持されるので、第２の電力変換回路２の回路効率が
最大となるように動作するものである。

【００２７】（実施例２）本発明の第２の実施例を図３
に示す。第１の実施例と異なる点は、第１の電力変換回
路１の回路構成と、下限設定回路（図４）が付加された
点である。本実施例では、第１の電力変換回路１とし
て、従来例と同様のブーストコンバータを用いている。
また、下限設定回路（図４）はランプ電圧検出手段５の
出力段に設けられて、端子ａ−ｂ間にランプ電圧Ｖｌａ
の検出値が入力され、端子ｃ−ｄ間に得られる電圧を第
１の電力変換回路１への制御指令として出力するもので
ある。すなわち、ランプ電圧Ｖｌａの検出値が下限値Ｖ
ｍｉよりも高いときには、ダイオードＤｍｉはオフであ
り、端子ａ−ｂ間のランプ電圧Ｖｌａの検出値が抵抗Ｒ
ｍｉを介して端子ｃ−ｄ間に出力される。ランプ電圧Ｖ
ｌａの検出値が下限値Ｖｍｉよりも低いときには、ダイ
オードＤｍｉはオンとなり、端子ａ−ｂ間のランプ電圧
Ｖｌａの検出値はクランプされて、端子ｃ−ｄ間には下
限値Ｖｍｉが出力される。

【００２８】本実施例で用いる第１の電力変換回路１の
構成は、ブーストコンバータである。この構成のコンバ
ータの出力電圧Ｖｅｃの設定値を商用交流電源からの入
力電圧Ｖｉｎの最大値：√２Ｖｉｎ（ｒｍｓ）以下に設
定すると、電源電圧位相の山部において、コンバータ回
路を構成するスイッチング素子Ｑｄの動作にかかわら
ず、電源Ｅ（商用交流電源＋全波整流器）→インダクタ
Ｌｄ→ダイオードＤｄ→平滑コンデンサＣｅのループで
突入電流が発生する。このことは、第１の電力変換回路
１が本来の目的である入力電流歪み改善回路として有効
に機能していないことを意味する。

【００２９】そこで、先に示したランプ電圧検出手段５
の下限設定回路（図４）によって、第１の電力変換回路
１の出力電圧Ｖｅｃの設定値を入力電源電圧Ｖｉｎの最
大値：√２Ｖｉｎ（ｒｍｓ）以下としないようにするこ
とによって、力率改善機能を常に確保しつつ、第２の電
力変換回路２の最大回路効率での動作範囲を広く確保す
ることができる。これを図５により説明すると、図中の
低電圧期間Ａでは、第２の電力変換回路２は最大回路効
率を達成できないが、第１の電力変換回路１の力率改善
機能は確保することができる。

【００３０】（実施例３）本発明の第３の実施例を図６
に示す。第１、第２の実施例と異なる点は、第１の電力
変換回路１の回路構成と、その制御回路３に設けた動作
モード判別機能である。本実施例では、第１の電力変換
回路１として、２石式バックブーストコンバータと称さ
れる回路を用いている。この回路では、直流電源Ｅの両
端をスイッチング素子Ｑｄ１，Ｑｄ２を介してインダク
タＬｄの両端に接続し、スイッチング素子Ｑｄ１の両端
にダイオードＤｄ１を介して平滑用のコンデンサＣｅを
接続し、スイッチング素子Ｑｄ２と直流電源Ｅの直列回
路にダイオードＤｄ２を直流電源Ｅと逆方向となるよう
に並列接続したものであり、図７（ａ）に示すように、
スイッチング素子Ｑｄ１，Ｑｄ２を同時にオン・オフす
ることによってバックブーストコンバータとして動作
し、図７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑｄ２
をオンし続けて、スイッチング素子Ｑｄ１をオン・オフ
することによってブーストコンバータとして動作するも
のである。

【００３１】図７（ａ），（ｂ）は２石式バックブース
トコンバータの各部の動作波形を示しており、ＩＱｄ２
はスイッチング素子Ｑｄ２の電流、ＩＱｄ１はスイッチ
ング素子Ｑｄ１の電流、ＩＬｄはインダクタＬｄの電
流、ＶｇｓＱｄ２はスイッチング素子Ｑｄ２のゲート・
ソース間電圧、ＶｇｓＱｄ１はスイッチング素子Ｑｄ１
のゲート・ソース間電圧である。

【００３２】第１、第２の実施例でも述べたように、バ
ックブーストコンバータは、入力電圧に対する出力電圧
の制御範囲に制約が無い反面、回路効率はやや劣る。一
方、ブーストコンバータは、回路効率に優れるものの、
入力電圧よりも低い電圧を出力することはできない。本
実施例で示した２石式バックブーストコンバータでは、
上述の如くスイッチングモードを切り替えることによっ
てバックブーストコンバータの動作と、ブーストコンバ
ータの動作を切り替えることができる。

【００３３】本実施例では、ランプ電圧検出手段５によ
り検出されたランプ電圧Ｖｌａが、電源Ｅの入力電圧Ｖ
ｉｎの最大値：√２Ｖｉｎ（ｒｍｓ）の１／２以下にな
った場合には、制御回路３に設けた動作モード判別回路
によって、２石式バックブーストコンバータをバックブ
ースト動作にし、ランプ電圧Ｖｌａが入力電圧の最大
値：√２Ｖｉｎ（ｒｍｓ）の１／２を越えた場合には、
ブースト動作にする（図８参照）。なお、電源Ｅの入力
電圧Ｖｉｎの最大値は、ＡＣ１００Ｖ系であれば１４４
Ｖ、ＡＣ２００Ｖ系であれば２８８Ｖであるから、検出
する必要は無い。

【００３４】これにより、ランプ電圧Ｖｌａの大小にか
かわらず、第１の電力変換回路１による入力電流歪み改
善機能と、第２の電力変換回路２の回路効率の最大化を
常に両立させることができる。また、第１の電力変換回
路１の回路効率も常に高くすることができる。なぜな
ら、放電灯点灯装置としての大部分の動作（通常点灯
時）では第１の電力変換回路１がブーストコンバータと
して動作しており、始動過程から通常点灯時までを一貫
してバックブーストコンバータのみで設計した場合より
も高効率で動作することになるからである。また、一般
に、ランプ電圧が低い領域では、ランプ電力も低いた
め、入力電力も低下する。ブーストコンバータとバック
ブーストコンバータの回路効率の差は、変換電力が大き
くなるほど拡大する。したがって、変換電力の小さいラ
ンプ電圧の低い領域では、バックブーストモードで動作
することによる損失の増大は少ない。このように、本実
施例では、求められる機能を損なうことなく、効率の優
れた放電灯点灯装置を提供することができる。

【００３５】（実施例４）本発明の第４の実施例の動作
説明図を図９に示す。回路構成は図１に示した第１の実
施例と同様である。第１の実施例と異なる点は、ランプ
電圧検出手段５により検出されたランプ電圧Ｖｌａが一
定値以上であるときに、ランプ電圧検出手段５の出力信
号を抑制する手段を具備している点である。このように
構成することによって、放電灯の寿命末期に、ランプ電
圧Ｖｌａが上昇しても、第１の電力変換回路１の出力電
圧Ｖｅｃが過度に上昇することを抑制することができ
る。

【００３６】（実施例５）本発明の第５の実施例の動作
説明図を図１１に示す。回路構成は図１に示した第１の
実施例と同様である。第１の実施例と異なる点は、ラン
プ電圧検出手段５の出力信号の上限設定回路（図１０）
が付加された点である。この上限設定回路はランプ電圧
検出手段５の出力段に設けられて、端子ａ−ｂ間にラン
プ電圧Ｖｌａの検出値が入力され、端子ｃ−ｄ間に得ら
れる電圧を第１の電力変換回路１への制御指令として出
力するものである。すなわち、ランプ電圧Ｖｌａの検出
値が上限値Ｖｍａよりも低いときには、ダイオードＤｍ
ａはオフであり、端子ａ−ｂ間のランプ電圧Ｖｌａの検
出値が抵抗Ｒｍａを介して端子ｃ−ｄ間に出力される。
ランプ電圧Ｖｌａの検出値が上限値Ｖｍａよりも高いと
きには、ダイオードＤｍａはオンとなり、端子ａ−ｂ間
のランプ電圧Ｖｌａの検出値はクランプされて、端子ｃ
−ｄ間には上限値Ｖｍａが出力される。本実施例では、
この上限設定回路により、第１の電力変換回路１の出力
電圧Ｖｅｃが放電灯の始動に必要な無負荷二次電圧Ｖｏ
２以上にならないように構成されている。

【００３７】（実施例６）本発明の第６の実施例の動作
説明図を図１２に示す。回路構成は図１に示した第１の
実施例と同様である。第１の実施例と異なる点は、ラン
プ電圧検出手段５の出力信号の上限設定回路（図１０）
が付加された点である。本実施例では、この上限設定回
路により、第１の電力変換回路１の出力電圧Ｖｅｃが放
電灯の定格電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）の２倍以上には上昇し
ないように構成されている。

【００３８】（実施例７）図１、図３又は図６に示す各
回路構成において、放電灯負荷Ｌａと第２の電力変換回
路２の間に、低周波極性反転回路として動作するフルブ
リッジ回路を挿入してもよい。この場合、放電灯負荷Ｌ
ａには低周波の矩形波電圧が供給されることになる。

【００３９】

【発明の効果】本発明によれば、入力電源電圧を他の直
流電圧に変換する第１の電力変換回路と、バックコンバ
ータで構成された第２の電力変換回路と、第２の電力変
換回路の出力により駆動される放電灯負荷とを備え、第
２の電力変換回路のスイッチング素子が両端電圧の極小
時にオンするように制御される放電灯点灯装置におい
て、第２の電力変換回路におけるスイッチング素子のオ
ンする直前の両端電圧を低減する方向に、第１の電力変
換回路の出力電圧を調整する手段を設けたので、スイッ
チング素子が短絡する電圧を低減し、効率の優れた放電
灯点灯装置を提供することができる。また、請求項３の
発明によれば、第１の電力変換回路がブーストコンバー
タで構成される場合に、その出力電圧の最小値を入力電
圧の最大値よりも高い値に設定したので、商用交流電源
を用いた場合に第１の電力変換回路による入力電流歪み
改善効果を損なわない範囲で、第２の電力変換回路の効
率改善を図ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の動作説明図である。

【図３】本発明の実施例２の回路図である。

【図４】本発明の実施例２に用いる下限設定回路の回路
図である。

【図５】本発明の実施例２の動作説明図である。

【図６】本発明の実施例３の回路図である。

【図７】本発明の実施例３の動作波形図である。

【図８】本発明の実施例３の動作説明図である。

【図９】本発明の実施例４の動作説明図である。

【図１０】本発明の実施例５又は６に用いる上限設定回
路の回路図である。

【図１１】本発明の実施例５の動作説明図である。

【図１２】本発明の実施例６の動作説明図である。

【図１３】従来例の回路図である。

【図１４】従来例の電流経路を説明するための回路図で
ある。

【図１５】従来例の各部の電流・電圧波形を示す波形図
である。

【図１６】従来例の課題を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１第１の電力変換回路２第２の電力変換回路３第１の制御回路４第２の制御回路５ランプ電圧検出手段Ｅ直流電源Ｑｃスイッチング素子ＬｃインダクタＤｃダイオードＬａ放電灯

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電源電圧を他の直流電圧に変換す
る第１の電力変換回路と、第１の電力変換回路の出力を
入力とし、少なくともスイッチング素子と整流素子とイ
ンダクタからなるバックコンバータを含み、スイッチン
グ素子両端の容量と前記インダクタによる共振周期をτ
としたとき、インダクタの電流がゼロになってから、ｎ−３／４≦ｔ／τ≦ｎ−１／４（ｎ＝１，２，
３，…）で定義される時間ｔ後にスイッチング素子をターンオン
するように制御される第２の電力変換回路と、第２の電
力変換回路の出力電圧により駆動される放電灯負荷とを
備える放電灯点灯装置において、第２の電力変換回路に
おけるスイッチング素子のオンする直前の両端電圧を低
減する方向に、第１の電力変換回路の出力電圧を調整す
る制御手段を具備したことを特徴とする放電灯点灯装
置。
【請求項２】請求項１において、放電灯の両端電圧
を検出するランプ電圧検出手段を具備し、第１の電力変
換回路の出力電圧を制御する制御手段が、放電灯の点灯
中のランプ電圧の１．５倍から２．５倍の間に第１の電
力変換回路の出力電圧を設定するように構成したことを
特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項３】請求項２において、第１の電力変換回
路がブーストコンバータで構成され、前記ランプ電圧検
出手段と、第１の電力変換回路の制御手段との間に信号
制限回路を設け、第１の電力変換回路の出力電圧の最小
値を、第１の電力変換回路の入力電圧の最大値よりも高
い値に設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項４】請求項２において、第１の電力変換回
路がバックブーストコンバータとブーストコンバータの
動作を切り替え可能なコンバータで構成され、前記ラン
プ電圧検出手段の検出出力に基づいて、第１の電力変換
回路の出力目標値が、入力電圧の最大値よりも低くなっ
たことを検出する動作モード検出手段を備え、第１の電
力変換回路の出力目標値が、入力電圧の最大値よりも低
くなったときにはバックブーストモードで動作させ、第
１の電力変換回路の出力目標値が、入力電圧の最大値よ
りも高くなったときには、ブーストコンバータモードで
動作させることを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項５】請求項２において、前記ランプ電圧検
出手段と、第１の電力変換回路の制御手段の制御指令入
力端との間に信号制限回路を設け、第１の電力変換回路
の出力電圧の最大値を、放電灯の無負荷二次電圧に設定
したことを特徴とする放電灯点灯装置。
【請求項６】請求項２において、前記ランプ電圧検
出手段と、第１の電力変換回路の制御手段の制御指令入
力端との間に信号制限回路を設け、第１の電力変換回路
の出力電圧の最大値を、定格ランプ電圧の１．５倍から
２．５倍の間に設定したことを特徴とする放電灯点灯装
置。
【請求項７】第１の電力変換回路は入力直流電源に
接続されたインダクタとスイッチング素子の直列回路
と、該インダクタの両端にダイオードを介して接続され
た平滑用のコンデンサを含むバックブーストコンバータ
で構成されていることを特徴とする請求項１又は２に記
載の放電灯点灯装置。
【請求項８】第１の電力変換回路は、直流電源の正
極及び負極をそれぞれスイッチング素子を介してインダ
クタの両端に接続し、一方のスイッチング素子と直流電
源の直列回路に第１のダイオードを直流電源と逆方向と
なるように並列接続し、他方のスイッチング素子の両端
に第２のダイオードを介して平滑用のコンデンサを接続
し、前記一方のスイッチング素子をオン状態として前記
他方のスイッチング素子をオン・オフすることによりブ
ーストコンバータとして動作し、両方のスイッチング素
子を同期してオン・オフすることによりバックブースト
コンバータとして動作する回路としたことを特徴とする
請求項１又は２又は４に記載の放電灯点灯装置。
【請求項９】交流電源からの入力電圧を整流する整
流器と、整流器の出力電圧を昇圧するブーストコンバー
タと、ブーストコンバータの出力を降圧するバックコン
バータと、バックコンバータの出力電圧により駆動され
る放電灯負荷とを備え、バックコンバータのスイッチン
グ素子は両端電圧が極小になったタイミングでターンオ
ンするように制御される放電灯点灯装置において、バッ
クコンバータにおけるスイッチング素子のオンする直前
の両端電圧を低減する方向に、ブーストコンバータの出
力電圧を調整する制御手段を具備したことを特徴とする
放電灯点灯装置。
【請求項１０】放電灯負荷の前段に入力直流電圧を
低周波の矩形波電圧に変換するフルブリッジ回路を挿入
したことを特徴とする請求項１乃至９のいずれかに記載
の放電灯点灯装置。