JP2001035682A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ソフトスイッチング技術を用いた高効率の電力
変換回路を負荷変動の大きな放電灯点灯装置に応用した
ときに、良好な始動性能を確保しつつ、常に高効率な動
作を実現する。 【解決手段】入力電源電圧を他の直流電圧に変換する第
１の電力変換回路１と、バックコンバータで構成された
第２の電力変換回路２と、第２の電力変換回路２の出力
により駆動される放電灯負荷Ｌａとを備え、第２の電力
変換回路２のスイッチング素子Ｑｃが両端電圧の極小時
にオンするように制御される放電灯点灯装置において、
放電灯Ｌａの両端電圧を検出するランプ電圧検出手段５
を具備し、このランプ電圧検出手段５の検出出力に基づ
いて、第１の電力変換回路１の出力電圧を、放電灯Ｌａ
の点灯中のランプ電圧の１．５倍から２．５倍の間に設
定するようにした。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、放電灯点灯装置、
特に、入力電流歪み改善機能を有した電子安定器に関す
るものである。

【０００２】

【従来の技術】従来の技術の一例を図１１に示す。図
中、Ｅは電圧が変動する直流電源であり、例えば、商用
交流電源を全波整流器により整流した脈流電源よりな
る。１は第１の電力変換回路としてのブーストコンバー
タ、２は第２の電力変換回路としてのバックコンバー
タ、Ｌａは放電灯負荷である。以下、第１の電力変換回
路１の構成について説明する。直流電源Ｅの正極端子に
は、インダクタＬｄの一端が接続されており、インダク
タＬｄの他端はスイッチング素子Ｑｄを介して直流電源
Ｅの負極端子に接続されている。インダクタＬｄとスイ
ッチング素子Ｑｄの接続点にはダイオードＤｄのアノー
ドが接続されている。ダイオードＤｄのカソードは平滑
用のコンデンサＣｅの正極端子に接続されている。平滑
用のコンデンサＣｅの負極端子は、直流電源Ｅの負極端
子に接続されている。スイッチング素子Ｑｄは制御回路
３によりオン・オフ制御されている。スイッチング素子
Ｑｄがオンのとき、直流電源ＥからインダクタＬｄ、ス
イッチング素子Ｑｄを介して電流が流れて、インダクタ
Ｌｄにエネルギーが蓄積される。スイッチング素子Ｑｄ
がオフすると、インダクタＬｄに蓄積されたエネルギー
による起電力が直流電源Ｅの電圧に重畳されて、ダイオ
ードＤｄを介して平滑用コンデンサＣｅに充電される。
そのため、平滑用コンデンサＣｅには直流電源Ｅの電圧
ピーク値よりも高い電圧が充電される。以上の回路によ
り、第１の電力変換回路としてのブーストコンバータ１
が構成されている。

【０００３】次に、平滑用のコンデンサＣｅの直流電圧
は第２の電力変換回路としてのバックコンバータ２によ
り降圧されて、放電灯負荷Ｌａに印加される。バックコ
ンバータ２は等価回路で表現すると、図１２に示す構成
と同じであるが、図１１の回路構成では、スイッチング
素子Ｑｃの駆動を容易に行えるように、スイッチング素
子Ｑｃの一端をグランドレベルに接続している。すなわ
ち、スイッチング素子Ｑｃの一端は平滑用のコンデンサ
Ｃｅの負極端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ
ｃの他端はダイオードＤｃのアノード・カソード間を介
して平滑用コンデンサＣｅの正極端子に接続されてい
る。ダイオードＤｃのアノードには、インダクタＬｃの
一端が接続されている。インダクタＬｃの他端はコンデ
ンサＣｃと放電灯負荷Ｌａの並列回路を介して平滑用コ
ンデンサＣｅの正極端子に接続されている。

【０００４】バックコンバータ２のスイッチング素子Ｑ
ｃは制御回路４によりオン・オフ制御されている。制御
回路４はスイッチング素子Ｑｃの両端電圧を直接若しく
は間接的に検出する手段を有し、スイッチング素子Ｑｃ
がオフの期間中、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧が極
小となるタイミングでスイッチング素子Ｑｃをオンさせ
るように動作するものである（特願平１１−１１７０６
６号）。

【０００５】その動作を図１２の等価回路を用いて説明
する。図１２の等価回路では、スイッチング素子Ｑｃが
入力電源（平滑コンデンサＣｅ）の正極側に接続されて
おり、インダクタＬｃが出力電源（負荷と並列接続され
たコンデンサＣｃ）の正極側に接続されているが、基本
的な回路動作は図１１の場合と同じであり、各部の電流
・電圧波形は、図１３のようになる。図１３において、
（イ）はスイッチング素子Ｑｃの順方向電流、（ロ）は
ダイオードＤｃの電流、（ハ）はスイッチング素子Ｑｃ
の両端電圧、（ニ）はインダクタＬｃの電流、（ホ）は
スイッチング素子Ｑｃの駆動信号である。

【０００６】インダクタＬｃの電流は、通常のバックコ
ンバータと同様に作用する電流が正方向に流れる期間
と、本回路の特徴である主スイッチング素子Ｑｃのター
ンオン時にゼロボルトスイッチングを行うための共振的
な電流が負方向に流れる期間とがある。この共振的な負
方向の電流によって、スイッチング素子Ｑｃの出力容
量、及び、並列に接続されたキャパシタＣ０に蓄積され
た電荷を放出することにより、スイッチング素子Ｑｃの
ターンオン時の短絡損失を抑制することができ、従来の
臨界モード制御（スイッチング素子がオフの期間のイン
ダクタ電流がゼロに戻ると同時にスイッチング素子をオ
ンすることにより、インダクタ電流の休止区間を無く
し、ピーク電流を抑制する手法で、境界電流モードとも
呼ばれる）のコンバータに比して、回路効率を向上させ
ることが出来る。

【０００７】以下、図１２の（ａ）〜（ｅ）の各期間の
動作について詳述する。図１２の（ａ）〜（ｅ）は図１
３のａ〜ｅに対応してスイッチング素子Ｑｃの一周期の
動作を示しており、回路図中の太い線は電流の流れる経
路を示している。

【０００８】まず、期間（ａ）では、スイッチング素子
Ｑｃがオンであり、インダクタＬｃの電流は略直線的に
増加する。この期間は通常のバックコンバータの充電期
間に相当する。この状態では、入力電源Ｃｅから供給さ
れたエネルギーがインダクタＬｃに蓄積されると共に、
出力電源Ｃｃにも電流が流れる。このとき、スイッチン
グ素子Ｑｃがオンしているので、スイッチング素子Ｑｃ
の両端電圧は当然ゼロである。

【０００９】次に、期間（ｂ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃもオフであり、スイッチン
グ素子Ｑｃの両端に並列接続されたキャパシタＣ０が充
電される。この期間では、スイッチング素子Ｑｃの寄生
容量、及び、並列に接続されたキャパシタＣ０の電荷を
蓄積しながら、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧は上昇
して行く。

【００１０】次に、期間（ｃ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃはオンであり、出力電源Ｃ
ｃに電流が流れる。この期間は通常のバックコンバータ
の放電期間に相当する。この状態では、インダクタＬｃ
に蓄積されたエネルギーが出力電源Ｃｃに対して放出さ
れる。この期間のスイッチング素子Ｑｃの両端電圧は、
入力電圧に一致する。

【００１１】次に、期間（ｄ）では、スイッチング素子
Ｑｃはオフ、ダイオードＤｃもオフであり、スイッチン
グ素子Ｑｃの両端のキャパシタＣ０を電源として、イン
ダクタＬｃと共振的に入力電源Ｃｅに対して帰還が生じ
る。すなわち、インダクタＬｃの正方向の電流の出力電
源Ｃｃへの放出が終了し、インダクタＬｃのエネルギー
が一旦無くなると、スイッチング素子Ｑｃの寄生容量、
及び、並列に接続されたキャパシタＣ０に入力電圧まで
蓄積された電荷をエネルギー源として、インダクタＬｃ
との共振が生じ、入力電源Ｃｅに帰還する電流が発生す
る。この時、スイッチング素子Ｑｃの両端電圧は、共振
的に低下して行く。

【００１２】さらに、期間（ｅ）では、スイッチング素
子Ｑｃはオフであり、キャパシタＣ０の電位がゼロ以下
になって、スイッチング素子Ｑｃの寄生ダイオードを介
して、インダクタＬｃの電流が入力電源Ｃｅに流入す
る。すなわち、スイッチング素子Ｑｃの寄生容量、及
び、並列に接続されたキャパシタＣ０の両端電圧がゼロ
になった後も、インダクタＬｃにエネルギーが残留して
いる場合には、スイッチング素子Ｑｃの寄生ダイオード
を介して、インダクタＬｃのエネルギーが入力電源Ｃｅ
に放出される。

【００１３】インダクタＬｃの電流に着目すると、第１
の期間（ａ）では直線的に上昇し、第２の期間（ｂ）で
は上昇が鈍化し後半には漸減傾向となり、第３の期間
（ｃ）では直線的に下降し、第４の期間（ｄ）では共振
的な負方向電流となり、第５の期間（ｅ）では負方向電
流の直線的な下降となる。

【００１４】上記（ｄ）の期間に着目したスイッチング
素子Ｑｃの両端電圧、及びスイッチング素子Ｑｃの寄生
容量並びに並列に接続されたキャパシタＣ０とインダク
タＬｃとの共振電流を図１４に示した。上記（ｃ）の期
間が終了し、インダクタ電流がゼロになった時点をｔ＝
０とし、スイッチング素子Ｑｃをオフに保持した場合、
その後のスイッチング素子Ｑｃの両端電圧Ｖｄｓは、共
振系に含まれる抵抗成分を無視すると、次式で与えられ
る。 Ｖｄｓ＝Ｖｉｎ＋Ｖｏ・（ｃｏｓ（ｔ／ＬＣ）−１） … ここで、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏは負荷電圧（出力電
圧）、ＬはインダクタＬｃのインダクタンス値、Ｃはス
イッチング素子Ｑｃの寄生容量並びに並列に接続された
キャパシタＣ０の合成キャパシタンスである。

【００１５】図１４及び式から分かるように、スイッ
チング素子Ｑｃの両端電圧Ｖｄｓは、チョッパ動作の正
方向のインダクタ電流の還流が終了してゼロになった
後、２πＬＣ周期の振動を生じ、次式のタイミングで極
小値となる。ただし、ｎ＝１，２，３，…とする。 ｔ（ｍｉｎ）＝（２ｎ−１）・πＬＣ … 上式から明らかなように、スイッチング素子Ｑｃの両端
電圧Ｖｄｓが最短時間で極小となるのは、ｔ＝πＬＣの
タイミングである。したがって、インダクタ電流の検出
手段を設けて、インダクタ電流がゼロになった後、πＬ
Ｃの遅延時間の後に、次回のスイッチング素子Ｑｃのタ
ーンオンを行うような制御回路を構成することにより、
ターンオン時に、スイッチング素子Ｑｃの両端の容量成
分に蓄積された電荷を短絡することによって生じるスイ
ッチングロスを抑制することができる。

【００１６】しかし、このとき短絡するスイッチング素
子Ｑｃの両端の極小電圧は、次式で与えられる。 Ｖｄｓ（ｍｉｎ）＝Ｖｉｎ−２Ｖｏ … したがって、この回路構成で最もスイッチング損失を抑
制できるのは、がゼロとなる条件：Ｖｄｃ＝２・Ｖｏ
が成立する場合である。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来技術では、
通常のバックコンバータに比べて、スイッチング素子数
の増加なしに回路効率の向上を図ることができるが、電
源電圧Ｖｉｎと負荷電圧Ｖｏの関係が一定の条件を満た
す必要がある。このため、負荷電圧Ｖｏが変動する放電
灯点灯装置への本構成の適用は困難であった。特に、高
輝度放電灯を負荷とする放電灯点灯装置の限流手段に応
用する場合には、放電灯の始動過程、寿命過程に応じ
て、負荷電圧Ｖｏは常に変動するため、このような最適
条件を保つことは、不可能であると考えられてきた。

【００１８】放電灯点灯装置の分野では、図１１に示す
ように、入力電流歪みの改善手段としての昇圧コンバー
タ１の後段にランプ電流限流機能としてのバックコンバ
ータ２を接続してバラスト回路を構成する。一般に高輝
度放電灯の両端電圧は、放電が開始するまでは、定格時
よりも高い無負荷二次電圧Ｖｏ２が印加され、放電が開
始した直後には、ランプの等価インピーダンスが極めて
低くなるため、ランプ電圧Ｖｌａも低くなる。その後、
安定点灯に向かって徐々にランプ電圧Ｖｌａは上昇して
行き、定格時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）で安定す
る。この過程はランプの始動の度に繰り返されるが、定
格時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）は、ランプの寿命と
共に上昇して行くのが一般的である。また、同種同寿命
であっても、定格出力時のランプ電圧Ｖｌａ（ｓｔａ）
には、ある程度のばらつきが生じる。このような放電灯
を負荷とする点灯装置に、上記のソフトスイッチング技
術を応用した場合を考える。

【００１９】従来の設計では、１段目のコンバータ１の
出力は、放電灯Ｌａの放電を開始するために必要な上述
の無負荷二次電圧以上を確保するように設計され、多く
の高輝度放電灯では３００Ｖ程度が必要とされる。この
ような条件の下で放電灯点灯装置を設計すると、ランプ
電圧Ｖｌａが１５０Ｖ程度のときに、最も効率が改善さ
れることになる。しかし、すべてのランプがこの条件を
満たすわけではない。また、仮に、定格出力時のランプ
電圧がこの条件を満たしたとしても、上述の始動過程並
びに寿命末期には、この条件を逸脱することが避けられ
ない。

【００２０】したがって、上記のソフトスイッチング技
術を放電灯点灯装置に適用した場合には、バラストと放
電灯の特性上、ある一定のランプ電圧が発生する場合に
のみ最大効率を発揮するが、ランプ電圧がこの条件から
外れるに従って、効率は低下する。放電灯点灯装置の設
計は、効率が最も悪い動作条件でも適切な動作が確保さ
れるようにする必要性があることから、ソフトスイッチ
ング技術による効率改善機能を搭載しているにもかかわ
らず、十分な小型化が実現できないという課題があっ
た。

【００２１】また、定格点灯時のランプ電圧で最大効率
を発揮するように第２の電力変換回路の入力電圧を設定
すると、放電灯の放電開始に必要な無負荷二次電圧が不
足し、始動性能が低下してしまうという課題があった。

【００２２】本発明は、このような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、ソフトスイッチ
ング技術を用いた高効率の電力変換回路を負荷変動の大
きな放電灯点灯装置に応用したときに、良好な始動性能
を確保しつつ、常に高効率な動作を実現することにあ
る。

【００２３】

【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、入力電源
電圧を他の直流電圧に変換する第１の電力変換回路１
と、第１の電力変換回路１の出力を入力とし、少なくと
もスイッチング素子Ｑｃと整流素子ＤｃとインダクタＬ
ｃからなるバックコンバータを含み、スイッチング素子
Ｑｃの両端の容量と前記インダクタＬｃによる共振周期
をτとしたとき、インダクタＬｃの電流がゼロになって
から、ｎ−３／４≦ｔ／τ≦ｎ−１／４（ｎ＝１，２，
３，…）で定義される時間ｔ後にスイッチング素子Ｑｃ
をターンオンするように制御される第２の電力変換回路
２と、第２の電力変換回路２の出力電圧により駆動され
る放電灯負荷Ｌａとを備える放電灯点灯装置において、
放電灯Ｌａの両端電圧を検出するランプ電圧検出手段５
を具備し、第１の電力変換回路１の出力電圧を制御する
制御手段３は、前記ランプ電圧検出手段５の検出出力に
基づいて、第１の電力変換回路１の出力電圧を、放電灯
Ｌａの点灯中のランプ電圧の１．５倍から２．５倍の間
に設定するように構成されていることを特徴とするもの
である。

【００２４】

【発明の実施の形態】（実施例１）本発明の第１の実施
例を図１に示す。本実施例の基本的な回路構成は、図１
１に示した従来例と同じである。従来例と異なる点は、
放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖｌａに比例した電圧を出力す
るランプ電圧検出手段５を具備したこと、また、放電灯
Ｌａの点灯判別手段６を具備したこと、さらに、放電灯
Ｌａの点灯判別手段６の出力に応じてランプ電圧検出手
段５の電圧検出信号と指定電圧とを切り替える信号切替
器７を具備したことである。

【００２５】本実施例の動作を図２に示す。放電灯Ｌａ
が点灯する前は、点灯判別手段６は放電灯Ｌａの不点灯
を示す信号を出力している。この信号に基づいて、信号
切替器７は、第１の電力変換回路１の制御回路３に対し
て、予め指定された電圧を制御指令として与える。これ
により、第１の電力変換回路１は、放電灯Ｌａを点灯さ
せるのに適した電圧をコンデンサＣｅの電圧Ｖｅｃとし
て出力する。

【００２６】放電灯Ｌａが点灯すると、点灯判別手段６
は放電灯Ｌａの点灯を示す信号を出力する。この信号に
基づいて、信号切替器７は、第１の電力変換回路１の制
御回路３に対して、ランプ電圧検出手段５の電圧検出信
号を制御指令として与える。これにより、第１の電力変
換回路１は、放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖｌａに応じて、
第２の電力変換回路２の回路効率が高くなるように、コ
ンデンサＣｅの電圧Ｖｅｃを点灯中のランプ電圧Ｖｌａ
の約２倍（例えば１．５倍から２．５倍の間）に設定す
る制御を行う。これにより、放電灯Ｌａの始動に必要な
電圧の確保と、放電灯Ｌａの点灯中の良好な回路効率の
確保を両立できる。

【００２７】（実施例２）本発明の第２の実施例の動作
を図３に示す。第１の実施例と異なる点は、上記点灯判
別手段６の出力に遅延回路を設けて、放電灯Ｌａが点灯
した直後にも、所定の時間は、第１の電力変換回路１の
出力電圧Ｖｅｃを、非点灯時に出力する指定された電圧
に保持し、所定時間の経過後に、ランプ電圧Ｖｌａに基
づく制御に切り替える点である。実施例１において、放
電灯Ｌａの絶縁破壊後の安定性が優れない場合には、本
実施例により、短時間のみ放電灯Ｌａに対して大きなエ
ネルギーを印加することにより、始動性が改善される。

【００２８】（実施例３）本発明の第３の実施例の動作
を図４に示す。第１の実施例と異なる点は上記点灯判別
手段６の出力に遅延回路を設けて、放電灯Ｌａが点灯し
た直後にも、所定の時間は、第１の電力変換回路１の出
力電圧Ｖｅｃを、非点灯時に出力する指定された電圧よ
りも少し低い電圧で且つランプ電圧に基づく制御電圧よ
りも高い電圧に維持し、所定時間の経過後に、ランプ電
圧に基づく制御に切り替える。本実施例では、第１の電
力変換回路１の出力電圧Ｖｅｃを２段階で切り替えてい
るが、３段階以上に分けて切り替えても良いし、所定の
直線又は曲線で連続的に変化させても良い。

【００２９】（実施例４）本発明の第４の実施例を図５
に示す。本実施例では、第１の電力変換回路１の出力端
と、第２の電力変換回路２の入力端の間に、インダクタ
ＬｓとキャパシタＣｓ、ダイオードＤｓ、スイッチング
素子Ｑｓを含む補助電源手段を設けたものである。この
補助電源手段は、第２の電力変換回路２におけるスイッ
チング素子ＱｃとダイオードＤｃを昇圧チョッパーの構
成要素として兼用している。

【００３０】点灯判別手段が放電灯Ｌａは非点灯である
と判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオンと
し、スイッチング素子Ｑｃをオン／オフすることによっ
て、補助電源手段のキャパシタＣｓに電荷を蓄積する。
すなわち、スイッチング素子Ｑｃがオンのときは、平滑
用コンデンサＣｅ→スイッチング素子Ｑｓ→インダクタ
Ｌｓ→スイッチング素子Ｑｃ→平滑用コンデンサＣｅの
経路で電流が流れて、インダクタＬｓにエネルギーが蓄
積される。スイッチング素子Ｑｃがオフすると、インダ
クタＬｓの蓄積エネルギーにより、インダクタＬｓ→ダ
イオードＤｃ→キャパシタＣｓ→スイッチング素子Ｑｓ
→インダクタＬｓの経路で電流が流れて、キャパシタＣ
ｓに電荷を蓄積できる。これにより、第１の電力変換回
路１の耐圧を抑制したまま、始動に必要な電圧を確保す
ることができる。

【００３１】また、点灯判別手段が放電灯Ｌａは点灯し
ていると判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオ
フとする。これにより、第１の電力変換回路１から第２
の電力変換回路２への電流供給に伴ってキャパシタＣｓ
の電荷は放出され、その後は、ダイオードＤｓを介して
第１の電力変換回路１から第２の電力変換回路２へ電流
が供給される。なお、ダイオードＤｓとキャパシタＣｓ
の並列回路とそのキャパシタＣｓの充電手段は、コンデ
ンサＣｅ、ダイオードＤｃ、スイッチング素子Ｑｃで構
成される閉ループ内の何処かに挿入すれば良い。

【００３２】（実施例５）本発明の第５の実施例を図６
に示す。本実施例では、第２の電力変換回路２の入力端
と負荷端子との間に、インダクタＬｓとキャパシタＣ
ｓ、ダイオードＤｓ，Ｄｘ、スイッチング素子Ｑｓを含
む補助電源手段を設けたものである。この補助電源手段
は、第２の電力変換回路２におけるスイッチング素子Ｑ
ｃを昇圧チョッパーの構成要素として兼用している。

【００３３】点灯判別手段が放電灯Ｌａは非点灯である
と判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオンと
し、スイッチング素子Ｑｃをオン／オフすることによっ
て、補助電源手段のキャパシタＣｓに電荷を蓄積する。
すなわち、スイッチング素子Ｑｃがオンのときは、平滑
用コンデンサＣｅ→スイッチング素子Ｑｓ→インダクタ
Ｌｓ→スイッチング素子Ｑｃ→平滑用コンデンサＣｅの
経路で電流が流れて、インダクタＬｓにエネルギーが蓄
積される。スイッチング素子Ｑｃがオフすると、インダ
クタＬｓの蓄積エネルギーにより、インダクタＬｓ→ダ
イオードＤｘ→キャパシタＣｓ→スイッチング素子Ｑｓ
→インダクタＬｓの経路で電流が流れて、キャパシタＣ
ｓに電荷を蓄積できる。これにより、第１の電力変換回
路１及び第２の電力変換回路２の一部の耐圧を抑制した
まま、始動に必要な電圧を確保することができる。

【００３４】また、点灯判別手段が放電灯Ｌａは点灯し
ていると判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオ
フとする。これにより、第２の電力変換回路２の動作に
伴ってキャパシタＣｓの電荷は放出され、その後は、ダ
イオードＤｓを介して第２の電力変換回路２の電流が流
れる。ダイオードＤｘ，Ｄｚは補助電源手段のインダク
タＬｓの電流が第２の電力変換回路２に流れ込むことを
防止している。なお、ダイオードＤｓとキャパシタＣｓ
の並列回路とキャパシタＣｓの充電手段は、第２の電力
変換回路２の入力端からコンデンサＣｃ、インダクタＬ
ｃの直列回路の何処かに挿入すれば良い。

【００３５】（実施例６）本発明の第６の実施例を図７
に示す。本実施例では、第２の電力変換回路２の出力端
と負荷端子との間に、トランスＴｓとキャパシタＣｓ、
ダイオードＤｓ，Ｄｘ、スイッチング素子Ｑｓを含む補
助電源手段を設けたものである。この補助電源手段は、
第２の電力変換回路２におけるスイッチング素子Ｑｃを
フライバックコンバータの構成要素として兼用してい
る。

【００３６】点灯判別手段が放電灯Ｌａは非点灯である
と判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオンと
し、スイッチング素子Ｑｃをオン／オフすることによっ
て、補助電源手段のキャパシタＣｓに電荷を蓄積する。
すなわち、スイッチング素子Ｑｃがオンのときは、スイ
ッチング素子Ｑｓ→トランスＴｓ→スイッチング素子Ｑ
ｃの経路で電流が流れて、トランスＴｓにエネルギーが
蓄積される。スイッチング素子Ｑｃがオフすると、トラ
ンスＴｓの蓄積エネルギーにより、トランスＴｓ→ダイ
オードＤｘ→コンデンサＣｓ→コンデンサＣｃの経路で
電流が流れて、キャパシタＣｓに電荷を蓄積できる。こ
れにより、第１及び第２の電力変換回路１，２の耐圧を
抑制したまま、始動に必要な電圧を確保することができ
る。

【００３７】また、点灯判別手段が放電灯Ｌａは点灯し
ていると判断した場合には、スイッチング素子Ｑｓをオ
フとする。これにより、キャパシタＣｓの電荷は負荷電
流により放出され、その後は、ダイオードＤｓを介して
負荷電流が流れる。なお、ダイオードＤｓとキャパシタ
Ｃｓの並列回路とキャパシタＣｓの充電手段は、第２の
電力変換回路２の出力端から負荷端子までの何処かに挿
入すれば良い。

【００３８】（実施例７）本発明の第７の実施例の動作
を図８に示す。本実施例では、上述の補助電源手段を有
する実施例４〜６において、放電灯Ｌａの非点灯時に第
１の電力変換回路１の平滑コンデンサＣｅの出力電圧Ｖ
ｅｃは通常の制御を保ち、放電灯Ｌａの両端電圧が放電
開始に必要な電圧以上となるように、補助電源手段のキ
ャパシタＣｓの蓄積電圧Ｖｓを調整することを特徴とす
るものである。

【００３９】（実施例８）本発明の第８の実施例を図９
に示す。本実施例では、上述の補助電源手段を有する実
施例４〜６において、放電灯Ｌａの非点灯時に第１の電
力変換回路１の平滑コンデンサＣｅの出力電圧Ｖｅｃは
放電灯Ｌａが放電を開始した直後の低電圧状態における
制御状態を保ち、放電灯Ｌａの両端電圧が放電開始に必
要な電圧以上になるように、補助電源手段のキャパシタ
Ｃｓの蓄積電圧Ｖｓを調整することを特徴とするもので
ある。

【００４０】（実施例９）本発明の第９の実施例を図１
０に示す。本実施例では、上述の補助電源手段を有する
実施例４〜６において、放電灯Ｌａの非点灯時に第１の
電力変換回路１の平滑コンデンサＣｅの出力電圧Ｖｅｃ
は放電灯Ｌａの点灯中に、放電灯Ｌａのランプ電圧が最
大になったときに第２の電力変換回路２の効率を最大化
するために制御回路３が設定する電圧とし、放電灯Ｌａ
の両端電圧が放電開始に必要な電圧以上になるように、
補助電源手段のキャパシタＣｓの蓄積電圧Ｖｓを調整す
ることを特徴とするものである。

【００４１】

【発明の効果】本発明によれば、入力電源電圧を他の直
流電圧に変換する第１の電力変換回路と、バックコンバ
ータで構成された第２の電力変換回路と、第２の電力変
換回路の出力により駆動される放電灯負荷とを備え、第
２の電力変換回路のスイッチング素子が両端電圧の極小
時にオンするように制御される放電灯点灯装置におい
て、放電灯の両端電圧を検出するランプ電圧検出手段を
具備し、このランプ電圧検出手段の検出出力に基づい
て、第１の電力変換回路の出力電圧を、放電灯の点灯中
のランプ電圧の１．５倍から２．５倍の間に設定するよ
うにしたので、効率の優れた放電灯点灯装置を提供する
ことができる。また、請求項２〜４の発明によれば、放
電灯の点灯判別手段を設けて、放電灯の非点灯時には第
１の電力変換回路の出力電圧を高く設定するようにした
ので、放電灯の放電開始に必要な電圧の確保と定常点灯
時の回路効率の向上を両立させることができる。さら
に、請求項５〜１２の発明によれば、第１の電力変換回
路の出力電圧の不足を補うための補助電源手段を設けた
ことにより、第１の電力変換回路の耐圧を上げることな
く、放電灯の放電開始に必要な電圧を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の回路図である。

【図２】本発明の実施例１の動作説明図である。

【図３】本発明の実施例２の動作説明図である。

【図４】本発明の実施例３の動作説明図である。

【図５】本発明の実施例４の回路図である。

【図６】本発明の実施例５の回路図である。

【図７】本発明の実施例６の回路図である。

【図８】本発明の実施例７の動作説明図である。

【図９】本発明の実施例８の動作説明図である。

【図１０】本発明の実施例９の動作説明図である。

【図１１】従来例の回路図である。

【図１２】従来例の電流経路を示す回路図である。

【図１３】従来例の電流・電圧波形を示す波形図であ
る。

【図１４】従来例の課題を説明するための波形図であ
る。

【符号の説明】

１ 第１の電力変換回路 ２ 第２の電力変換回路 Ｅ 直流電源 Ｌａ 放電灯 Ｑｃ スイッチング素子 Ｄｃ ダイオード Ｌｃ インダクタ

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力電源電圧を他の直流電圧に変換す
   る第１の電力変換回路と、第１の電力変換回路の出力を
   入力とし、少なくともスイッチング素子と整流素子とイ
   ンダクタからなるバックコンバータを含み、スイッチン
   グ素子両端の容量と前記インダクタによる共振周期をτ
   としたとき、インダクタの電流がゼロになってから、 ｎ−３／４≦ｔ／τ≦ｎ−１／４ （ｎ＝１，２，
   ３，…） で定義される時間ｔ後にスイッチング素子をターンオン
   するように制御される第２の電力変換回路と、第２の電
   力変換回路の出力電圧により駆動される放電灯負荷とを
   備える放電灯点灯装置において、 放電灯の両端電圧を検出するランプ電圧検出手段を具備
   し、第１の電力変換回路の出力電圧を制御する制御手段
   は、前記ランプ電圧検出手段の検出出力に基づいて、第
   １の電力変換回路の出力電圧を、放電灯の点灯中のラン
   プ電圧の１．５倍から２．５倍の間に設定するように構
   成されていることを特徴とする放電灯点灯装置。
2. 【請求項２】 請求項１において、放電灯点灯判別手
   段を具備し、放電灯の非点灯時には、第１の電力変換回
   路の出力電圧を、放電灯の放電開始に必要な電圧以上に
   設定することを特徴とする放電灯点灯装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、放電灯が点灯した
   後、所定の期間は、第１の電力変換回路の出力電圧を、
   放電灯の放電開始に必要な電圧以上に保持し、所定の期
   間が経過した後は、ランプ電圧検出手段の検出出力に基
   づく電圧に設定するように構成したことを特徴とする放
   電灯点灯装置。
4. 【請求項４】 請求項２において、放電灯が点灯した
   後、所定の期間は、第１の電力変換回路の出力電圧を、
   放電開始直前の電圧以下で、かつ、ランプ電圧検出手段
   の検出出力に基づく制御によって得られる設定電圧以上
   の任意の電圧に保持し、所定の期間が経過した後は、ラ
   ンプ電圧検出手段の検出出力に基づく電圧に設定するよ
   うに構成したことを特徴とする放電灯点灯装置。
5. 【請求項５】 請求項１において、第１の電力変換回
   路と負荷回路の間に電荷蓄積手段と、前記電荷蓄積手段
   に並列接続された整流手段とからなる補助電源手段を備
   え、前記整流手段は第１の電力変換回路から負荷回路へ
   の通常動作での順方向電流を阻止しない方向で接続し、
   前記電荷蓄積手段に前記整流手段と逆方向の極性で電荷
   を蓄積する手段を備えることを特徴とする放電灯点灯装
   置。
6. 【請求項６】 前記補助電源手段は、第１の電力変換
   回路の出力端と第２の電力変換回路の入力端の間に構成
   したことを特徴とする請求項５記載の放電灯点灯装置。
7. 【請求項７】 前記補助電源手段は、第２の電力変換
   回路の入力端と負荷回路の間に構成したことを特徴とす
   る請求項５記載の放電灯点灯装置。
8. 【請求項８】 前記補助電源手段は、第２の電力変換
   回路の出力端と負荷回路の間に構成したことを特徴とす
   る請求項５記載の放電灯点灯装置。
9. 【請求項９】 請求項５乃至８のいずれかに記載の放
   電灯点灯装置において、放電灯の点灯判別手段を具備
   し、放電灯が非点灯であると判別された期間にのみ、上
   記補助電源手段に電荷が蓄積されるように構成したこと
   を特徴とする放電灯点灯装置。
10. 【請求項１０】 請求項９において、放電灯が非点灯
    であると判別された期間に、前記補助電源手段に蓄積す
    る電圧は、第１の電力変換回路の出力電圧と、放電灯の
    始動に必要な電圧との差分以上に設定することを特徴と
    する放電灯点灯装置。
11. 【請求項１１】 請求項９において、放電灯が非点灯
    であると判別された期間に、前記補助電源手段に蓄積す
    る電圧は、放電灯の放電が開始された直後のランプ電圧
    の１．５倍から２．５倍の間の電圧と、放電灯の始動に
    必要な電圧との差分以上に設定することを特徴とする放
    電灯点灯装置。
12. 【請求項１２】 請求項９において、放電灯が非点灯
    であると判別された期間に、前記補助電源手段に蓄積す
    る電圧は、放電灯の点灯中、最大のランプ電圧の１．５
    倍から２．５倍の間の電圧と、放電灯の始動に必要な電
    圧との差分以上に設定することを特徴とする放電灯点灯
    装置。