JP2002112555A - インバータ装置 - Google Patents
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- chopper circuit
- switching element
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Abstract
(57)【要約】
【課題】少ない電力変換過程で負荷に矩形波電圧を与え
て回路効率の良い矩形波インバータ装置を提供する。 【解決手段】交流電源Ｖｓに接続された全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの直流出力端に接続された降圧チョ
ッパ回路と、降圧チョッパ回路の出力に接続された極性
反転インバータと、極性反転インバータの出力に接続さ
れた負荷回路と、負荷回路に電力を供給する補助電源５
とを有するインバータ装置であって、交流電源電圧の絶
対値ＶDBが所定値Ｖ０以上の期間には降圧チョッパ回路
を動作させて負荷回路に電力を供給し、交流電源電圧の
絶対値ＶDBが所定値Ｖ０よりも小さい期間には補助電源
５から負荷回路に電力を供給する。
て回路効率の良い矩形波インバータ装置を提供する。 【解決手段】交流電源Ｖｓに接続された全波整流器ＤＢ
と、全波整流器ＤＢの直流出力端に接続された降圧チョ
ッパ回路と、降圧チョッパ回路の出力に接続された極性
反転インバータと、極性反転インバータの出力に接続さ
れた負荷回路と、負荷回路に電力を供給する補助電源５
とを有するインバータ装置であって、交流電源電圧の絶
対値ＶDBが所定値Ｖ０以上の期間には降圧チョッパ回路
を動作させて負荷回路に電力を供給し、交流電源電圧の
絶対値ＶDBが所定値Ｖ０よりも小さい期間には補助電源
５から負荷回路に電力を供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を矩形波交流電圧に変換して負荷に供給
するインバータ装置に関するものである。
滑した直流電圧を矩形波交流電圧に変換して負荷に供給
するインバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】（従来例）図３は従来の矩形波インバー
タの回路図である。交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全
波整流し、全波整流器ＤＢの出力ＶDBを昇圧チョッパ１
に入力し、入力力率を改善しつつ、交流入力電圧Ｖｉｎ
のピーク値より高い平滑直流電圧Ｖｃ１をコンデンサＣ
１に得る。この平滑直流電圧Ｖｃ１を降圧チョッパ２に
入力し、降圧された直流電圧Ｖｃ２をコンデンサＣ２に
得る。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を極性反転インバー
タ３に入力し、負荷回路に矩形波電圧を供給する。極性
反転インバータ３の負荷としては、高圧放電灯などが考
えられる。
タの回路図である。交流電源Ｖｓを全波整流器ＤＢで全
波整流し、全波整流器ＤＢの出力ＶDBを昇圧チョッパ１
に入力し、入力力率を改善しつつ、交流入力電圧Ｖｉｎ
のピーク値より高い平滑直流電圧Ｖｃ１をコンデンサＣ
１に得る。この平滑直流電圧Ｖｃ１を降圧チョッパ２に
入力し、降圧された直流電圧Ｖｃ２をコンデンサＣ２に
得る。コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ２を極性反転インバー
タ３に入力し、負荷回路に矩形波電圧を供給する。極性
反転インバータ３の負荷としては、高圧放電灯などが考
えられる。
【０００３】図３の例では極性反転インバータ３として
のフルブリッジインバータの一対の直列スイッチの接続
点間に、トランスＴの１次巻線と放電灯ｌａの直列回路
にコンデンサＣ３を並列に接続した構成を取っている。
放電灯ｌａに直列接続されたトランスＴは放電灯ｌａの
始動時に高圧を発生し、始動させるためのイグナイタ４
の一部を構成するが、本発明には直接関係しないので、
説明は省略する。
のフルブリッジインバータの一対の直列スイッチの接続
点間に、トランスＴの１次巻線と放電灯ｌａの直列回路
にコンデンサＣ３を並列に接続した構成を取っている。
放電灯ｌａに直列接続されたトランスＴは放電灯ｌａの
始動時に高圧を発生し、始動させるためのイグナイタ４
の一部を構成するが、本発明には直接関係しないので、
説明は省略する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】図３の従来例では、入
力力率改善のために降圧チョッパ２の前段に昇圧チョッ
パ１を設けている。従って入力電流は一旦全て昇圧チョ
ッパ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れる。このた
め、交流電源Ｖｓから昇圧チョッパ１、降圧チョッパ
２、極性反転インバータ３と多くの電力変換過程を経る
ことになり、回路効率には自ずと限界がある。また、使
用する回路素子も多く、回路が大型化して高価なものに
なる。さらに、回路効率が良くないと素子の発熱が大き
くなり、回路部品の放熱設計が難しくなり、回路が大型
化する。
力力率改善のために降圧チョッパ２の前段に昇圧チョッ
パ１を設けている。従って入力電流は一旦全て昇圧チョ
ッパ１を介して平滑コンデンサＣ１に流れる。このた
め、交流電源Ｖｓから昇圧チョッパ１、降圧チョッパ
２、極性反転インバータ３と多くの電力変換過程を経る
ことになり、回路効率には自ずと限界がある。また、使
用する回路素子も多く、回路が大型化して高価なものに
なる。さらに、回路効率が良くないと素子の発熱が大き
くなり、回路部品の放熱設計が難しくなり、回路が大型
化する。
【０００５】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、従来例のように多くの電力変換過程を経る
ことなく負荷に矩形波電圧を与えることにより、回路効
率の良い矩形波インバータ装置を提供することを目的と
する。
ものであり、従来例のように多くの電力変換過程を経る
ことなく負荷に矩形波電圧を与えることにより、回路効
率の良い矩形波インバータ装置を提供することを目的と
する。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上記の
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖ
ｓに接続された全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの直
流出力端に接続された降圧チョッパ回路と、降圧チョッ
パ回路の出力に接続された極性反転インバータと、極性
反転インバータの出力に接続された負荷回路と、負荷回
路に電力を供給する補助電源５とを有するインバータ装
置であって、交流電源電圧の絶対値ＶDBが所定値Ｖ０以
上の期間には降圧チョッパ回路を動作させて負荷回路に
電力を供給し、交流電源電圧の絶対値ＶDBが所定値Ｖ０
よりも小さい期間には補助電源５から負荷回路に電力を
供給することを特徴とするものである。
課題を解決するために、図１に示すように、交流電源Ｖ
ｓに接続された全波整流器ＤＢと、全波整流器ＤＢの直
流出力端に接続された降圧チョッパ回路と、降圧チョッ
パ回路の出力に接続された極性反転インバータと、極性
反転インバータの出力に接続された負荷回路と、負荷回
路に電力を供給する補助電源５とを有するインバータ装
置であって、交流電源電圧の絶対値ＶDBが所定値Ｖ０以
上の期間には降圧チョッパ回路を動作させて負荷回路に
電力を供給し、交流電源電圧の絶対値ＶDBが所定値Ｖ０
よりも小さい期間には補助電源５から負荷回路に電力を
供給することを特徴とするものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】（実施形態１）図１は本発明の実
施形態１の回路図である。図１の回路では、交流電源Ｖ
ｓに全波整流器ＤＢを接続し、全波整流器ＤＢの出力に
降圧チョッパを接続している。降圧チョッパはスイッチ
ング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、ダイ
オードＤ１から成る。コンデンサＣ１には従来例と同じ
く極性反転インバータを接続している。極性反転インバ
ータは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５から
成り、スイッチング素子Ｑ２とＱ５、スイッチング素子
Ｑ３とＱ４が同期して低周波でオン・オフする。
施形態１の回路図である。図１の回路では、交流電源Ｖ
ｓに全波整流器ＤＢを接続し、全波整流器ＤＢの出力に
降圧チョッパを接続している。降圧チョッパはスイッチ
ング素子Ｑ１、インダクタＬ１、コンデンサＣ１、ダイ
オードＤ１から成る。コンデンサＣ１には従来例と同じ
く極性反転インバータを接続している。極性反転インバ
ータは、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５から
成り、スイッチング素子Ｑ２とＱ５、スイッチング素子
Ｑ３とＱ４が同期して低周波でオン・オフする。
【０００８】降圧チョッパのスイッチング素子Ｑ１は整
流出力電圧ＶDB＝｜Ｖｉｎ｜が所定値Ｖ０以上の時のみ
動作する。整流出力電圧ＶDBが所定値Ｖ０より小さい時
は全波整流器ＤＢに設けられた補助電源５から降圧チョ
ッパのインダクタＬ１、コンデンサＣ１へ電力を供給す
る。また、補助電源５は電源Ｖｓから入力電流を流し、
入力電流の休止が発生しないようにしており、入力力率
の改善作用をも有している。
流出力電圧ＶDB＝｜Ｖｉｎ｜が所定値Ｖ０以上の時のみ
動作する。整流出力電圧ＶDBが所定値Ｖ０より小さい時
は全波整流器ＤＢに設けられた補助電源５から降圧チョ
ッパのインダクタＬ１、コンデンサＣ１へ電力を供給す
る。また、補助電源５は電源Ｖｓから入力電流を流し、
入力電流の休止が発生しないようにしており、入力力率
の改善作用をも有している。
【０００９】降圧チョッパへの電力はＶDB≧Ｖ０の期間
は全波整流器ＤＢから直接供給される。しかも、このと
き降圧チョッパに流れる電流が入力電流にもなってい
る。したがって、図３の従来例に比べると、昇圧チョッ
パの過程が無くなったため、回路効率の改善が期待でき
る。
は全波整流器ＤＢから直接供給される。しかも、このと
き降圧チョッパに流れる電流が入力電流にもなってい
る。したがって、図３の従来例に比べると、昇圧チョッ
パの過程が無くなったため、回路効率の改善が期待でき
る。
【００１０】本実施形態の各部の動作波形を図２に示
す。ＶDBは全波整流器ＤＢの出力電圧で、交流電源Ｖｓ
からの入力電圧Ｖｉｎを全波整流した電圧波形である。
Ｖ０は所定値である。Ｑ１は降圧チョッパのスイッチン
グ素子Ｑ１のオン・オフ信号を示す。降圧チョッパのス
イッチング素子Ｑ１は整流出力電圧ＶDBが所定値Ｖ０以
上の時のみ動作する。Ｖｃ１は降圧チョッパの出力電圧
である。Ｑ２〜Ｑ５は極性反転インバータのスイッチン
グ素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフ信号を示す。Ｉｌａは負
荷としての放電灯ｌａに流れる電流波形である。
す。ＶDBは全波整流器ＤＢの出力電圧で、交流電源Ｖｓ
からの入力電圧Ｖｉｎを全波整流した電圧波形である。
Ｖ０は所定値である。Ｑ１は降圧チョッパのスイッチン
グ素子Ｑ１のオン・オフ信号を示す。降圧チョッパのス
イッチング素子Ｑ１は整流出力電圧ＶDBが所定値Ｖ０以
上の時のみ動作する。Ｖｃ１は降圧チョッパの出力電圧
である。Ｑ２〜Ｑ５は極性反転インバータのスイッチン
グ素子Ｑ２〜Ｑ５のオン・オフ信号を示す。Ｉｌａは負
荷としての放電灯ｌａに流れる電流波形である。
【００１１】（実施形態２）図４は本発明の実施形態２
の回路図である。以下、その回路構成について説明す
る。交流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢの交流入力端子が
接続されている。全波整流器ＤＢのプラス側の直流出力
端子には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１
のドレインが接続されている。スイッチング素子Ｑ１の
ソースはダイオードＤ２のアノードに接続されている。
ダイオードＤ２のカソードは、インダクタＬ１の一端に
接続されると共に、ダイオードＤ１のカソードに接続さ
れている。ダイオードＤ１のアノードは全波整流器ＤＢ
のマイナス側の直流出力端子に接続されている。インダ
クタＬ１の他端はコンデンサＣ１の一端に接続されてお
り、コンデンサＣ１の他端はダイオードＤ１のアノード
に接続されている。コンデンサＣ１の両端には、ＭＯＳ
ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路
と、同じくＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ
４，Ｑ５の直列回路が接続されている。スイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３の接続点とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の
接続点の間には、放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回
路が接続されている。
の回路図である。以下、その回路構成について説明す
る。交流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢの交流入力端子が
接続されている。全波整流器ＤＢのプラス側の直流出力
端子には、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ１
のドレインが接続されている。スイッチング素子Ｑ１の
ソースはダイオードＤ２のアノードに接続されている。
ダイオードＤ２のカソードは、インダクタＬ１の一端に
接続されると共に、ダイオードＤ１のカソードに接続さ
れている。ダイオードＤ１のアノードは全波整流器ＤＢ
のマイナス側の直流出力端子に接続されている。インダ
クタＬ１の他端はコンデンサＣ１の一端に接続されてお
り、コンデンサＣ１の他端はダイオードＤ１のアノード
に接続されている。コンデンサＣ１の両端には、ＭＯＳ
ＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の直列回路
と、同じくＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ
４，Ｑ５の直列回路が接続されている。スイッチング素
子Ｑ２，Ｑ３の接続点とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５の
接続点の間には、放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回
路が接続されている。
【００１２】スイッチング素子Ｑ２〜Ｑ５は極性反転イ
ンバータを構成しており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５
がオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフの状態と、
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ、スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４がオンの状態が交互に低周波で切り替わるこ
とにより、コンデンサＣ１の直流電圧が交互に極性を反
転しながら放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回路に印
加されるものである。
ンバータを構成しており、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５
がオン、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフの状態と、
スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５がオフ、スイッチング素子
Ｑ３，Ｑ４がオンの状態が交互に低周波で切り替わるこ
とにより、コンデンサＣ１の直流電圧が交互に極性を反
転しながら放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回路に印
加されるものである。
【００１３】また、スイッチング素子Ｑ１とダイオード
Ｄ１、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は降圧チョ
ッパ回路を構成しており、全波整流器ＤＢから出力され
る整流出力電圧ＶDBが高い期間では、スイッチング素子
Ｑ１を交流電源Ｖｓよりも十分に高い周波数でオン・オ
フさせることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時に
は全波整流器ＤＢの出力からスイッチング素子Ｑ１、ダ
イオードＤ２、インダクタＬ１を介してコンデンサＣ１
に電流を流し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、ダ
イオードＤ１を介してインダクタＬ１の蓄積エネルギー
をコンデンサＣ１に放出するものである。
Ｄ１、インダクタＬ１およびコンデンサＣ１は降圧チョ
ッパ回路を構成しており、全波整流器ＤＢから出力され
る整流出力電圧ＶDBが高い期間では、スイッチング素子
Ｑ１を交流電源Ｖｓよりも十分に高い周波数でオン・オ
フさせることにより、スイッチング素子Ｑ１のオン時に
は全波整流器ＤＢの出力からスイッチング素子Ｑ１、ダ
イオードＤ２、インダクタＬ１を介してコンデンサＣ１
に電流を流し、スイッチング素子Ｑ１のオフ時には、ダ
イオードＤ１を介してインダクタＬ１の蓄積エネルギー
をコンデンサＣ１に放出するものである。
【００１４】全波整流器ＤＢから出力される整流出力電
圧ＶDBが低い期間では、補助電源５からインダクタＬ１
を介してコンデンサＣ１に電流を供給する。以下、補助
電源５の構成について説明する。全波整流器ＤＢのプラ
ス側出力端子にはインダクタＬ２の一端が接続されてい
る。インダクタＬ２の他端は、ＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ７のドレインに接続されると共に、ダ
イオードＤ３のアノードに接続されている。スイッチン
グ素子Ｑ７のソースは全波整流器ＤＢのマイナス側出力
端子に接続されている。ダイオードＤ３のカソードはＭ
ＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ６のドレインに
接続されると共に、コンデンサＣ３の一端に接続されて
いる。コンデンサＣ３の他端は全波整流器ＤＢのマイナ
ス側出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ６
のソースは、主回路におけるダイオードＤ１，Ｄ２のカ
ソードとインダクタＬ１の接続点に接続されている。
圧ＶDBが低い期間では、補助電源５からインダクタＬ１
を介してコンデンサＣ１に電流を供給する。以下、補助
電源５の構成について説明する。全波整流器ＤＢのプラ
ス側出力端子にはインダクタＬ２の一端が接続されてい
る。インダクタＬ２の他端は、ＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチング素子Ｑ７のドレインに接続されると共に、ダ
イオードＤ３のアノードに接続されている。スイッチン
グ素子Ｑ７のソースは全波整流器ＤＢのマイナス側出力
端子に接続されている。ダイオードＤ３のカソードはＭ
ＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ６のドレインに
接続されると共に、コンデンサＣ３の一端に接続されて
いる。コンデンサＣ３の他端は全波整流器ＤＢのマイナ
ス側出力端子に接続されている。スイッチング素子Ｑ６
のソースは、主回路におけるダイオードＤ１，Ｄ２のカ
ソードとインダクタＬ１の接続点に接続されている。
【００１５】スイッチング素子Ｑ７とインダクタＬ２、
ダイオードＤ３およびコンデンサＣ３は昇圧チョッパ回
路を構成している。スイッチング素子Ｑ７は交流電源Ｖ
ｓよりも十分に高い周波数でオン・オフされる。スイッ
チング素子Ｑ７がオンすると、全波整流器ＤＢのプラス
側出力端子からインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ
７、全波整流器ＤＢのマイナス側出力端子の経路で電流
が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。
スイッチング素子Ｑ７がオフすると、インダクタＬ２の
蓄積エネルギーによる起電力が全波整流器ＤＢの整流出
力電圧ＶDBに重畳されて、ダイオードＤ３を介してコン
デンサＣ３を充電する。コンデンサＣ３の電圧は、スイ
ッチング素子Ｑ６がオンされたときに、コンデンサＣ
３、スイッチング素子Ｑ６、インダクタＬ１、コンデン
サＣ１の経路で放出される。スイッチング素子Ｑ６がオ
フすると、ダイオードＤ１を介してインダクタＬ１の蓄
積エネルギーがコンデンサＣ１に放出される。
ダイオードＤ３およびコンデンサＣ３は昇圧チョッパ回
路を構成している。スイッチング素子Ｑ７は交流電源Ｖ
ｓよりも十分に高い周波数でオン・オフされる。スイッ
チング素子Ｑ７がオンすると、全波整流器ＤＢのプラス
側出力端子からインダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ
７、全波整流器ＤＢのマイナス側出力端子の経路で電流
が流れて、インダクタＬ２にエネルギーが蓄積される。
スイッチング素子Ｑ７がオフすると、インダクタＬ２の
蓄積エネルギーによる起電力が全波整流器ＤＢの整流出
力電圧ＶDBに重畳されて、ダイオードＤ３を介してコン
デンサＣ３を充電する。コンデンサＣ３の電圧は、スイ
ッチング素子Ｑ６がオンされたときに、コンデンサＣ
３、スイッチング素子Ｑ６、インダクタＬ１、コンデン
サＣ１の経路で放出される。スイッチング素子Ｑ６がオ
フすると、ダイオードＤ１を介してインダクタＬ１の蓄
積エネルギーがコンデンサＣ１に放出される。
【００１６】このように、補助電源５にコンデンサＣ３
を備え、昇圧チョッパ回路によりコンデンサＣ３を充電
しておいて、全波整流器ＤＢの整流出力電圧ＶDBが所定
電圧Ｖ０よりも低くスイッチング素子Ｑ１が動作しない
期間にスイッチング素子Ｑ６を動作させて、コンデンサ
Ｃ３からスイッチング素子Ｑ６を介してインダクタＬ
１、コンデンサＣ１に電流を流すことができる。
を備え、昇圧チョッパ回路によりコンデンサＣ３を充電
しておいて、全波整流器ＤＢの整流出力電圧ＶDBが所定
電圧Ｖ０よりも低くスイッチング素子Ｑ１が動作しない
期間にスイッチング素子Ｑ６を動作させて、コンデンサ
Ｃ３からスイッチング素子Ｑ６を介してインダクタＬ
１、コンデンサＣ１に電流を流すことができる。
【００１７】動作の一例を図５に示す。ＶDB≧Ｖ０の期
間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１が動作し、スイッチ
ング素子Ｑ６は停止する。ＶDB＜Ｖ０の期間Ｔ２では、
スイッチング素子Ｑ１は停止し、スイッチング素子Ｑ６
が動作する。スイッチング素子Ｑ７は期間Ｔ２で主に動
作し、入力電流を流しながら、コンデンサＣ３を充電し
ている。期間Ｔ１では、入力電流はスイッチング素子Ｑ
１を介した降圧チョッパ電流となるので、スイッチング
素子Ｑ７は補助的に動作すればよい。図５では期間Ｔ１
でのスイッチング素子Ｑ７のオン幅を期間Ｔ２でのオン
幅よりも狭くして補助的な動作を示している。必ずしも
スイッチング素子Ｑ７は期間Ｔ１では動作させる必要は
ない。また、期間Ｔ２でのスイッチング素子Ｑ７の動作
は必ずしもスイッチング素子Ｑ６と同期する必要はな
い。
間Ｔ１では、スイッチング素子Ｑ１が動作し、スイッチ
ング素子Ｑ６は停止する。ＶDB＜Ｖ０の期間Ｔ２では、
スイッチング素子Ｑ１は停止し、スイッチング素子Ｑ６
が動作する。スイッチング素子Ｑ７は期間Ｔ２で主に動
作し、入力電流を流しながら、コンデンサＣ３を充電し
ている。期間Ｔ１では、入力電流はスイッチング素子Ｑ
１を介した降圧チョッパ電流となるので、スイッチング
素子Ｑ７は補助的に動作すればよい。図５では期間Ｔ１
でのスイッチング素子Ｑ７のオン幅を期間Ｔ２でのオン
幅よりも狭くして補助的な動作を示している。必ずしも
スイッチング素子Ｑ７は期間Ｔ１では動作させる必要は
ない。また、期間Ｔ２でのスイッチング素子Ｑ７の動作
は必ずしもスイッチング素子Ｑ６と同期する必要はな
い。
【００１８】極性反転インバータのスイッチング素子Ｑ
２〜Ｑ５はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ６とは関係なく動
作している。スイッチング素子Ｑ１に直列のダイオード
Ｄ２は期間Ｔ２でスイッチング素子Ｑ６がオンしたと
き、インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチング素
子Ｑ６→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードの短絡
ループが発生することを防止している。
２〜Ｑ５はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ６とは関係なく動
作している。スイッチング素子Ｑ１に直列のダイオード
Ｄ２は期間Ｔ２でスイッチング素子Ｑ６がオンしたと
き、インダクタＬ２→ダイオードＤ３→スイッチング素
子Ｑ６→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードの短絡
ループが発生することを防止している。
【００１９】動作の他の一例を図６に示す。図６では図
４のダイオードＤ２を省くために、期間Ｔ２においてス
イッチング素子Ｑ６とＱ７を同期してオン・オフさせて
いる。こうすれば、スイッチング素子Ｑ６がオンの時、
スイッチング素子Ｑ７もオンしており、インダクタＬ２
にはＶDBが印加され、電流は増加している。このとき、
インダクタＬ２にはスイッチング素子Ｑ１に順方向の電
圧が印加される向きに電圧が発生するため、上記の短絡
ループは発生しない。
４のダイオードＤ２を省くために、期間Ｔ２においてス
イッチング素子Ｑ６とＱ７を同期してオン・オフさせて
いる。こうすれば、スイッチング素子Ｑ６がオンの時、
スイッチング素子Ｑ７もオンしており、インダクタＬ２
にはＶDBが印加され、電流は増加している。このとき、
インダクタＬ２にはスイッチング素子Ｑ１に順方向の電
圧が印加される向きに電圧が発生するため、上記の短絡
ループは発生しない。
【００２０】動作の別の一例を図７に示す。図７では、
期間Ｔ２でのスイッチング素子Ｑ６のオン期間をスイッ
チング素子Ｑ７のオン期間より短くしたものである。ス
イッチング素子Ｑ６がオフしておれば、スイッチング素
子Ｑ７がオンしていても上記の短絡ループは発生しな
い。このように、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７の動作を
工夫すれば、図４のダイオードＤ２を省略でき、回路構
成がさらに簡単になるという利点がある。
期間Ｔ２でのスイッチング素子Ｑ６のオン期間をスイッ
チング素子Ｑ７のオン期間より短くしたものである。ス
イッチング素子Ｑ６がオフしておれば、スイッチング素
子Ｑ７がオンしていても上記の短絡ループは発生しな
い。このように、スイッチング素子Ｑ６、Ｑ７の動作を
工夫すれば、図４のダイオードＤ２を省略でき、回路構
成がさらに簡単になるという利点がある。
【００２１】（実施形態３）図８は本発明の実施形態３
の回路図である。本実施形態は、図４と同様に、補助電
源５としてスイッチング素子Ｑ７、インダクタＬ２、ダ
イオードＤ３、コンデンサＣ３から成る昇圧チョッパで
コンデンサＣ３に直流電圧を作り、コンデンサＣ３をス
イッチング素子Ｑ６でインダクタＬ１の一端に接続して
いる点は同じであるが、昇圧チョッパの入力をスイッチ
ング素子Ｑ１とは別の全波整流出力としている。このよ
うにすれば、スイッチング素子Ｑ１に接続された整流器
のダイオードが図４におけるダイオードＤ２の役目をす
る。
の回路図である。本実施形態は、図４と同様に、補助電
源５としてスイッチング素子Ｑ７、インダクタＬ２、ダ
イオードＤ３、コンデンサＣ３から成る昇圧チョッパで
コンデンサＣ３に直流電圧を作り、コンデンサＣ３をス
イッチング素子Ｑ６でインダクタＬ１の一端に接続して
いる点は同じであるが、昇圧チョッパの入力をスイッチ
ング素子Ｑ１とは別の全波整流出力としている。このよ
うにすれば、スイッチング素子Ｑ１に接続された整流器
のダイオードが図４におけるダイオードＤ２の役目をす
る。
【００２２】動作は図４に示したものと同様である。本
案では全波整流器を分けたので、期間Ｔ１とＴ２で流れ
る電流が別の整流器を通り、図４の全波整流器ＤＢに比
べ素子の発熱が軽減され、放熱設計が容易になり、回路
の小型化が期待できる。
案では全波整流器を分けたので、期間Ｔ１とＴ２で流れ
る電流が別の整流器を通り、図４の全波整流器ＤＢに比
べ素子の発熱が軽減され、放熱設計が容易になり、回路
の小型化が期待できる。
【００２３】（実施形態４）図９は本発明の実施形態４
の回路図である。本実施形態は、図４の補助電源内の昇
圧チョッパをフライバックコンバータで実現したもので
ある。本実施形態の効果は実施形態１、２と同様であ
る。動作説明で図４と異なる点は、スイッチング素子Ｑ
７がオンしたときに、トランスＴｆの１次巻線に電流が
流れてトランスＴｆにエネルギーが蓄積され、スイッチ
ング素子Ｑ７がオフしたときにトランスＴｆの２次巻線
からダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３にエネルギ
ーが放出される点が異なるだけである。
の回路図である。本実施形態は、図４の補助電源内の昇
圧チョッパをフライバックコンバータで実現したもので
ある。本実施形態の効果は実施形態１、２と同様であ
る。動作説明で図４と異なる点は、スイッチング素子Ｑ
７がオンしたときに、トランスＴｆの１次巻線に電流が
流れてトランスＴｆにエネルギーが蓄積され、スイッチ
ング素子Ｑ７がオフしたときにトランスＴｆの２次巻線
からダイオードＤ３を介してコンデンサＣ３にエネルギ
ーが放出される点が異なるだけである。
【００２４】（実施形態５）図１０は本発明の実施形態
５の回路図である。本実施形態は、図４の補助電源内の
昇圧チョッパを昇降圧チョッパで実現したものである。
本実施形態の効果は実施形態１、２と同様である。動作
説明で図４と異なる点は、スイッチング素子Ｑ７がオン
したときに、インダクタＬ２に電流が流れてインダクタ
Ｌ２にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ７が
オフしたときにインダクタＬ２からダイオードＤ３を介
してコンデンサＣ３にエネルギーが放出される点が異な
るだけである。
５の回路図である。本実施形態は、図４の補助電源内の
昇圧チョッパを昇降圧チョッパで実現したものである。
本実施形態の効果は実施形態１、２と同様である。動作
説明で図４と異なる点は、スイッチング素子Ｑ７がオン
したときに、インダクタＬ２に電流が流れてインダクタ
Ｌ２にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子Ｑ７が
オフしたときにインダクタＬ２からダイオードＤ３を介
してコンデンサＣ３にエネルギーが放出される点が異な
るだけである。
【００２５】なお、本発明の各実施形態回路では、ラン
プｌａに直列のイグナイタ回路を示していないが、簡単
のため省略したものであり、必要に応じて付加されても
本発明の作用、効果には全く影響はない。
プｌａに直列のイグナイタ回路を示していないが、簡単
のため省略したものであり、必要に応じて付加されても
本発明の作用、効果には全く影響はない。
【００２６】
【発明の効果】本発明によれば、従来例のように交流電
源電圧が高い期間にも低い期間にも常に交流電源から昇
圧チョッパを介して降圧チョッパに入力電流を流すので
はなく、電源電圧の高い期間には降圧チョッパ回路に直
接電圧を入力する構成としたので、入力電流がそのまま
負荷電流となり、電力変換過程を大幅に省略できること
から、回路効率が改善され、素子の発熱を抑制でき、従
って、回路の小型化が可能になるという効果がある。
源電圧が高い期間にも低い期間にも常に交流電源から昇
圧チョッパを介して降圧チョッパに入力電流を流すので
はなく、電源電圧の高い期間には降圧チョッパ回路に直
接電圧を入力する構成としたので、入力電流がそのまま
負荷電流となり、電力変換過程を大幅に省略できること
から、回路効率が改善され、素子の発熱を抑制でき、従
って、回路の小型化が可能になるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態１の回路図である。
【図２】本発明の実施形態１の動作波形図である。
【図３】従来例の回路図である。
【図４】本発明の実施形態２の回路図である。
【図５】本発明の実施形態２の第１の動作波形図であ
る。
る。
【図６】本発明の実施形態２の第２の動作波形図であ
る。
る。
【図７】本発明の実施形態２の第２の動作波形図であ
る。
る。
【図８】本発明の実施形態３の回路図である。
【図９】本発明の実施形態４の回路図である。
【図１０】本発明の実施形態５の回路図である。
Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｑ１〜Ｑ５ スイッチング素子 Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ Ｌ１ インダクタ Ｄ１ ダイオード ｌａ 放電灯負荷 ５ 補助電源
Claims (8)
- 【請求項１】 交流電源に接続された全波整流器と、
全波整流器の直流出力端に接続された降圧チョッパ回路
と、降圧チョッパ回路の出力に接続された極性反転イン
バータと、極性反転インバータの出力に接続された負荷
回路と、負荷回路に電力を供給する補助電源とを有する
インバータ装置であって、交流電源電圧の絶対値が所定
値以上の期間には降圧チョッパ回路を動作させて負荷回
路に電力を供給し、交流電源電圧の絶対値が所定値より
も小さい期間には補助電源から負荷回路に電力を供給す
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 請求項１において、補助電源は全波整
流器の直流出力を入力とし、出力を降圧チョッパ回路に
接続したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項３】 請求項１において、降圧チョッパ回路
は第１の全波整流器に接続され、補助電源は第２の全波
整流器に接続され、補助電源の出力を降圧チョッパ回路
に接続したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項４】 請求項２において、補助電源は昇圧チ
ョッパ回路から成り、この昇圧チョッパ回路の出力電圧
をスイッチング素子を介して降圧チョッパ回路に出力す
ることを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項５】 請求項２において、補助電源は昇降圧
チョッパ回路から成り、この昇降圧チョッパ回路の出力
電圧をスイッチング素子を介して降圧チョッパ回路に出
力することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項６】 請求項２において、補助電源はフライ
バックコンバータから成り、このフライバックコンバー
タの出力電圧をスイッチング素子を介して降圧チョッパ
回路に出力することを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項７】 請求項４において、交流電源電圧の絶
対値が所定値よりも小さい期間には、昇圧チョッパ回路
のスイッチング素子と昇圧チョッパ回路の出力電圧を降
圧チョッパ回路に出力するスイッチング素子とを同期さ
せてオン・オフさせることを特徴とするインバータ装
置。 - 【請求項８】 請求項７において、交流電源電圧の絶
対値が所定値よりも小さい期間には、昇圧チョッパ回路
のスイッチング素子のオン期間を、昇圧チョッパ回路の
出力電圧を降圧チョッパ回路に出力するスイッチング素
子のオン期間よりも短く設定することを特徴とするイン
バータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000294277A JP2002112555A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000294277A JP2002112555A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002112555A true JP2002112555A (ja) | 2002-04-12 |
Family
ID=18776909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000294277A Pending JP2002112555A (ja) | 2000-09-27 | 2000-09-27 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002112555A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006525628A (ja) * | 2003-05-08 | 2006-11-09 | ジ アクティブ リアクター カンパニー プロプライエタリー リミテッド | 高輝度放電ランプの制御 |
| CN100420139C (zh) * | 2003-09-19 | 2008-09-17 | 株式会社三社电机制作所 | 电镀电源装置 |
| JP2011193678A (ja) * | 2010-03-16 | 2011-09-29 | Nagaoka Univ Of Technology | 単相／三相直接変換装置及びその制御方法 |
| CN103312203A (zh) * | 2012-03-12 | 2013-09-18 | 丰郅(上海)新能源科技有限公司 | 一种高效率逆变器拓扑 |
| WO2014057883A1 (ja) * | 2012-10-10 | 2014-04-17 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置および直接形電力変換装置の制御方法 |
| JP5664733B1 (ja) * | 2013-09-24 | 2015-02-04 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
| CN106452213A (zh) * | 2016-08-23 | 2017-02-22 | 顺丰科技有限公司 | 电子调速器及控制方法 |
-
2000
- 2000-09-27 JP JP2000294277A patent/JP2002112555A/ja active Pending
Cited By (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP2014096976A (ja) * | 2012-10-10 | 2014-05-22 | Daikin Ind Ltd | 直接形電力変換装置および直接形電力変換装置の制御方法 |
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| CN104704733B (zh) * | 2012-10-10 | 2017-05-03 | 大金工业株式会社 | 直接型电力转换装置以及直接型电力转换装置的控制方法 |
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| WO2015045714A1 (ja) * | 2013-09-24 | 2015-04-02 | ダイキン工業株式会社 | 直接形電力変換装置の制御方法 |
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