JP3427142B2

JP3427142B2 - 電源装置

Info

Publication number: JP3427142B2
Application number: JP10995096A
Authority: JP
Inventors: 善宣村上; 尚樹大西; 寛明万波
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-04-30
Filing date: 1996-04-30
Publication date: 2003-07-14
Anticipated expiration: 2016-04-30
Also published as: JPH09298888A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、インバータを用い
た電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図４７は、特開平４−２２２４６９号公
報に記載されたインバータ装置であって、ダイオードブ
リッジよりなる全波整流用の整流回路ＤＢの交流入力端
に高周波阻止用のフィルタ回路Ｆを介して商用電源のよ
うな交流電源Ｖｓが接続されている。整流回路ＤＢの直
流出力端間にはダイオードＤ₁₁を介して平滑コンデンサ
Ｃ₀が接続される。平滑コンデンサＣ₀の両端間には一
対のスイッチング素子Ｑ ₁，Ｑ₂の直列回路が接続さ
れ、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にはダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂がそれぞれ逆並列に接続される。整流回路Ｄ
Ｂの直流出力端の正極とダイオードＤ₁₁のアノードとの
接続点にはカプリング用のコンデンサＣ₁₀を介して負荷
回路の一端が接続され、負荷回路の他端はスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点に接続される。負荷回路は負荷
である放電灯ＦＬとインダクタＬ₃との直列回路であっ
て、放電灯ＦＬにはインダクタＬ₃とともに共振回路を
構成するコンデンサＣ₃が並列接続される。ダイオード
Ｄ₁₁の両端間にはインダクタＬ_FとコンデンサＣ₁₁との
直列回路が並列接続される。スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂は同時にオンにならないようにして交互にオンオフす
るように制御される。

【０００３】次に、上記回路の動作を説明する。ここ
で、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオンオフさせている
周波数（スイッチング周波数）は交流電源Ｖｓの周波数
に比べて充分に高くなるように設定してある。いま、ス
イッチング素子Ｑ₂がオンになると、平滑コンデンサＣ
₀からコンデンサＣ₁₁−インダクタＬ_F−コンデンサＣ
₁₀−放電灯ＦＬおよびコンデンサＣ₃−インダクタＬ₃
−スイッチング素子Ｑ₂の経路で電流が流れる。また同
時に、整流回路ＤＢからコンデンサＣ₁₀−放電灯ＦＬお
よびコンデンサＣ₃−インダクタＬ₃−スイッチング素
子Ｑ₂という経路でも電流が流れる。

【０００４】つまり、整流回路ＤＢの出力端と平滑コン
デンサＣ₀との間に挿入したインダクタＬ_Fとコンデン
サＣ₁₁との直列回路が整流回路ＤＢの出力電圧と平滑コ
ンデンサＣ₀との電圧差を受け持つことになり、平滑コ
ンデンサＣ₀の出力電圧が低い期間でも入力電流を流す
ことができて入力力率が高くなる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、負
荷回路への供給電力を調節する場合についての動作が考
慮されておらず、上述のように負荷回路に放電灯ＦＬが
含まれるような回路で調光を行なうことについては考慮
されていなかった。本発明は上記事由に鑑みて為された
ものであり、その主な目的は、負荷回路への供給電力を
制御することができるようにした電源装置を提供するこ
とにあり、他の目的は負荷回路への供給電力を低減した
ときに余剰エネルギによって平滑コンデンサの両端電圧
が上昇しないようにした電源装置を提供することにあ
る。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流回路と、整流回路の直流出力端間に
ダイオードを介して接続した平滑コンデンサと、平滑コ
ンデンサの直流電圧をスイッチング素子を用いて高周波
電力に変換する高周波変換手段と、前記高周波電力を受
けて駆動される負荷回路と、前記高周波電力の一部を電
源側に帰還する帰還手段とを備え、スイッチング素子の
スイッチング動作中の一部期間に整流回路からの電流が
スイッチング素子に流れる電源装置において、負荷回路
に供給する前記高周波電力を可変する可変手段を設けた
ことを特徴とする。

【０００７】この構成によれば、高周波電力の一部を電
源側に帰還することによって、入力歪が改善され、しか
も負荷回路に供給する高周波電力を可変する可変手段を
設けていることで、負荷への供給電力を調節することが
できる。請求項２の発明は、交流電源を整流する整流回
路と、整流回路の直流出力端間にダイオードを介して接
続した平滑コンデンサと、平滑コンデンサの直流電圧を
高周波電力に変換するものであって平滑コンデンサの両
端間に直列的に接続されて交互にオンオフされる第１お
よび第２のスイッチング素子と、第１および第２のスイ
ッチング素子の接続点と整流回路の直流出力端子の一端
との間に接続された共振回路および負荷を含む負荷回路
と、前記高周波電力の一部を電源側に帰還するものであ
って整流回路の直流出力端子と平滑コンデンサとの間に
挿入されるインピーダンス要素とを備え、スイッチング
素子のスイッチング動作中の一部期間に整流回路からの
電流がスイッチング素子に流れる電源装置において、負
荷回路に供給する前記高周波電力を可変する可変手段を
設けたことを特徴とする。

【０００８】請求項３の発明では、負荷回路は放電灯を
含み、負荷への供給電力を可変することにより調光する
ことを特徴とする。請求項４の発明では、前記可変手段
は、第１および第２のスイッチング素子をスイッチング
する周波数を変化させる手段であることを特徴とする。
請求項５の発明では、前記可変手段は、第１および第２
のスイッチング素子をスイッチングする際に両スイッチ
ング素子を同時にオフにする期間であるデッドタイムを
変化させる手段であることを特徴とする。

【０００９】請求項６の発明では、前記可変手段は、前
記インピーダンス要素のインピーダンスを変化させる手
段であることを特徴とする。請求項７の発明では、前記
可変手段は、前記負荷回路のインピーダンスを変化させ
る手段であることを特徴とする。請求項８の発明では、
整流回路と負荷回路との間に第２のインピーダンス要素
を備え、前記可変手段は第２のインピーダンス要素のイ
ンピーダンスを変化させる手段であることを特徴とす
る。

【００１０】請求項９の発明では、負荷回路は放電灯を
含み、前記可変手段は調光量に応じて前記インピーダン
ス要素のインピーダンスを変化させることにより平滑コ
ンデンサの両端電圧の上昇を抑制する手段であることを
特徴とする。請求項１０の発明では、負荷回路は放電灯
を含み、前記可変手段は調光量に応じて前記負荷回路の
インピーダンスを変化させることにより平滑コンデンサ
の両端電圧の上昇を抑制する手段であることを特徴とす
る。

【００１１】請求項１１の発明では、整流回路と負荷回
路との間に第２のインピーダンス要素を備え、負荷回路
は放電灯を含み、前記可変手段は調光量に応じて第２の
インピーダンス要素のインピーダンスを変化させること
により平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制する手段
であることを特徴とする。請求項１２の発明では、前記
負荷回路は放電灯と第３のインピーダンス要素を含み、
前記可変手段は第３のインピーダンス要素に流れる電流
量を調節することにより平滑コンデンサの両端電圧の上
昇を抑制する手段であることを特徴とする。

【００１２】請求項９ないし請求項１２の構成では、調
光時に生じる余剰エネルギによる平滑コンデンサの電圧
上昇を抑制することができる。

【００１３】

【発明の実施の形態】

（実施形態１）本実施形態は、図１に示すように、ダイ
オードブリッジよりなる全波整流用の整流回路ＤＢの交
流入力端に高周波阻止用のフィルタ回路Ｆを介して商用
電源のような交流電源Ｖｓが接続される。整流回路ＤＢ
の直流出力端間にはダイオードＤ₁₁を介して平滑コンデ
ンサＣ₀が接続される。平滑コンデンサＣ₀の両端間に
は一対のスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路が接続
され、各スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂にはダイオードＤ
₁，Ｄ₂がそれぞれ逆並列に接続される。つまり、ダイ
オードＤ₁，Ｄ₂は平滑コンデンサＣ₀の放電を阻止す
る方向に接続されている。スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
としてＭＯＳＦＥＴを用いる場合には、内部に存在する
寄生ダイオードがダイオードＤ₁，Ｄ₂として機能す
る。整流回路ＤＢの直流出力端の正極とダイオードＤ₁₁
のアノードとの接続点にはカプリング用のコンデンサＣ
₁₀を介して負荷回路の一端が接続され、負荷回路の他端
はスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点に接続される。
負荷回路は負荷である放電灯ＦＬとインダクタＬ₃との
直列回路であって、放電灯ＦＬにはインダクタＬ₃とと
もに共振回路を構成するコンデンサＣ₃が並列接続され
る。放電灯ＦＬがフィラメントを有する場合には、コン
デンサＣ₁₀およびインダクタＬ₃は放電灯ＦＬの各フィ
ラメントの電源側端間に接続され、コンデンサＣ₃は放
電灯ＦＬのフィラメントの非電源側端間に接続される。
ダイオードＤ₁₁の両端間にはインピーダンス要素である
コンデンサＣ₁₁が並列接続される。

【００１４】スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂は周波数制御
回路ＣＮにより同時にオンにならないようにして交互に
オンオフするように制御される。つまり、図中に符号ａ
〜ｃで示した端子同士は互いに接続されるのであって、
周波数制御回路ＣＮから矩形波状の制御信号がスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂に与えられることによって、スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂が交互にオンオフする。また、周
波数制御回路ＣＮはスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオン
オフさせる周波数が可変になっている。

【００１５】次に、上記回路の動作を説明する。ここ
で、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオンオフさせている
周波数（スイッチング周波数）は交流電源Ｖｓの周波数
に比べて充分に高くなるように設定してある。この場
合、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオンオフさせる１周
期内程度の時間では整流回路ＤＢの出力電圧を一定電圧
とみなすことができ、また平滑コンデンサＣ₀の両端電
圧も一定電圧とみなすことができる。そこで、整流回路
ＤＢの出力電圧をＶ_inとし、平滑コンデンサＣ₀の両端
電圧をＶ_Bとする。両電圧Ｖ_in，Ｖ_Bの大小関係によっ
てダイオードＤ₁₁のオン・オフが決まるから、Ｖ_in≧Ｖ
_Bの場合と、Ｖ_in＜Ｖ_Bの場合とに分けて動作を考え
る。

【００１６】整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inが平滑コンデ
ンサＣ₀の両端電圧Ｖ_B以上である場合（Ｖ_in≧Ｖ_B）
にはダイオードＤ₁₁がオンであるから、ダイオードＤ₁₁
を通して平滑コンデンサＣ₀を充電する経路が存在し、
図２に示すようなモードが生じる。各モードにおけるス
イッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフの変化と電流経
路と電流源とは以下のようになる。以下ではスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフは（Ｑ₁のオン・オフ、
Ｑ₂のオン、オフ）という形で組にして表す。また、各
組の間の矢印は状態の変化の方向を示す。［モードＡ−１（図２（ａ））］：（オフ、オフ）→
（オフ、オン）；整流回路ＤＢ→コンデンサＣ₁₀→放電
灯ＦＬ（コンデンサＣ₃）→インダクタＬ₃→スイッチ
ング素子Ｑ₂→整流回路ＤＢ；交流電源Ｖｓから給電［モードＡ−２（図２（ｂ））］：（オフ、オン）→
（オフ、オフ）；インダクタＬ₃→ダイオードＤ₁→平
滑コンデンサＣ₀→整流回路ＤＢ→コンデンサＣ₁₀→放
電灯ＦＬ（コンデンサＣ₃）→インダクタＬ₃；インダ
クタＬ₃から蓄積エネルギを放出［モードＡ−３（図２（ｃ））］：（オフ、オフ）→
（オン、オフ）；コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₁₁→ス
イッチング素子Ｑ₁→インダクタＬ₃→放電灯ＦＬ（コ
ンデンサＣ₃）→コンデンサＣ₁₀；コンデンサＣ₁₀から
電荷を放出［モードＡ−４（図２（ｄ））］：（オン、オフ）→
（オフ、オフ）；インダクタＬ₃→放電灯ＦＬ（コンデ
ンサＣ₃）→コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₁₁→平滑コ
ンデンサＣ₀→ダイオードＤ₂→インダクタＬ₃；イン
ダクタＬ₃から蓄積エネルギを放出上述のモードＡ−２ではインダクタＬ₃の蓄積エネルギ
の放出によってダイオードＤ₁₁のカソードの電位がアノ
ードの電位よりも高くなるから、ダイオードＤ₁₁はオフ
になるが、他のモードではダイオードＤ₁₁はオンであ
り、整流回路ＤＢからダイオードＤ₁₁を通して平滑コン
デンサＣ₀に充電電流が流れる。また、モードＡ−２で
も整流回路ＤＢを通る経路が形成されるから交流電源Ｖ
ｓから電流が流れ込むことになり、結果的に交流電源Ｖ
ｓからつねに電流が流れ込むことになる。また、この間
には平滑コンデンサＣ₀の充電電圧の昇圧はほとんど生
じない。

【００１７】一方、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inが平滑
コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bより低い場合（Ｖ_in＜Ｖ
_B）にはダイオードＤ₁₁がオフであるから、図３に示す
ようなモードが生じる。各モードにおけるスイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフの変化と電流経路と電流源
とは以下のようになる。［モードＢ−１（図３（ｆ））］：（オフ、オフ）→
（オフ、オン）；平滑コンデンサＣ₀→コンデンサＣ₁₁
→コンデンサＣ₁₀→放電灯ＦＬ（コンデンサＣ₃）→イ
ンダクタＬ₃→スイッチング素子Ｑ₂→平滑コンデンサ
Ｃ₀；平滑コンデンサＣ₀から給電［モードＢ−２（図３（ａ））］：（オフ、オフ）→
（オフ、オン）；整流回路ＤＢ→コンデンサＣ₁₀→放電
灯ＦＬ（コンデンサＣ₃）→インダクタＬ₃→スイッチ
ング素子Ｑ₂→整流回路ＤＢ；交流電源Ｖｓから給電［モードＢ−３（図３（ｂ））］：（オフ、オン）→
（オフ、オフ）；インダクタＬ₃→ダイオードＤ₁→平
滑コンデンサＣ₀→整流回路ＤＢ→コンデンサＣ₁₀→放
電灯ＦＬ（コンデンサＣ₃）→インダクタＬ₃；インダ
クタＬ₃から蓄積エネルギを放出［モードＢ−４（図３（ｃ））］：（オフ、オフ）→
（オン、オフ）；コンデンサＣ₁₀→コンデンサＣ₁₁→ス
イッチング素子Ｑ₁→インダクタＬ₃→放電灯ＦＬ（コ
ンデンサＣ₃）→コンデンサＣ₁₀；コンデンサＣ₁₀から
電荷を放出［モードＢ−５（図３（ｄ））］：（オフ、オフ）→
（オン、オフ）；コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₁₁→ス
イッチング素子Ｑ₁→インダクタＬ₃→放電灯ＦＬ（コ
ンデンサＣ₃）→コンデンサＣ₁₀；コンデンサＣ₁₀から
電荷を放出［モードＢ−６（図３（ｅ））］：（オン、オフ）→
（オフ、オフ）；インダクタＬ₃→放電灯ＦＬ（コンデ
ンサＣ₃）→コンデンサＣ₁₀→ダイオードＤ₁₁→平滑コ
ンデンサＣ₀→ダイオードＤ₂→インダクタＬ₃；イン
ダクタＬ₃から蓄積エネルギを放出上述のモードＢ−２はモードＢ−１において平滑コンデ
ンサＣ₀によりコンデンサＣ₁₁が充電された後に生じ、
モードＢ−５はモードＢ−４においてコンデンサＣ₁₁の
両端電圧がダイオードＤ₁₁の順方向降下電圧に達した後
に生じる。上述の動作により明らかなように、モードＢ
−２、Ｂ−３は平滑回路ＤＢに電流が流れるから交流電
源Ｖｓからの電流が流れ込むのであり、結果的に交流電
源Ｖｓから高周波的に電流が流れ込むことになる。この
状態を図示すると図４のようになる。図４（ａ）はスイ
ッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン・オフ、図４（ｂ）は放
電灯ＦＬに流れるランプ電流、図４（ｃ）は交流電源Ｖ
ｓから整流回路ＤＢに流れ込む電流Ｉ_inを示す。図４の
〜は、図３（ｆ）（ａ）〜（ｅ）にそれぞれ対応す
る。また、この間にはインダクタＬ₃のチョッパ作用に
より平滑コンデンサＣ₀の両端電圧は整流回路ＤＢの出
力電圧よりも昇圧されることになる。

【００１８】上述したように、整流回路ＤＢの出力電圧
の大小にかかわらず交流電源Ｖｓから高周波的に電流が
流れるから、交流電源Ｖｓからの入力電流に休止期間が
生じないのである。しかして、フィルタ回路Ｆによって
包絡線を取り出すことで入力電流を正弦波状とし入力電
流歪を少なく（高調波成分を少なく）することができ
る。このように、上記回路は放電灯ＦＬに対して交番し
た電流を流すインバータとして機能するとともに、入力
電流に休止期間が生じないようにして入力電流歪の発生
を抑制する機能を有する。

【００１９】ところで、上述した回路構成においてコン
デンサＣ₃とインダクタＬ₃とは共振回路を構成してい
るからスイッチング周波数を変化させると放電灯ＦＬに
流れるランプ電流を図５のように変化させることができ
る。つまり、放電灯ＦＬの定格点灯時の周波数をｆ１と
すれば、スイッチング周波数を周波数ｆ１から高周波側
に変化させることによってランプ電流を減少させること
ができ、結果的に放電灯ＦＬの光出力を低下させるよう
に調光することができる。実際には放電灯ＦＬの点灯時
にはコンデンサＣ₃はほとんど機能しないから、インダ
クタＬ₃のインピーダンスにより調光されていると言え
る。ここで、図４によって明らかなように、交流電源Ｖ
ｓから整流回路ＤＢに電流Ｉ_inが流れ込む期間は、放電
灯ＦＬにランプ電流が流れる期間の一部であるから、ラ
ンプ電流が減少すれば電流Ｉ_inも減少することになる。

【００２０】上述のように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂のスイッチング周波数を高くすれば放電灯ＦＬに流れ
るランプ電流を減少させることができ、ランプ電流の減
少とともに交流電源Ｖｓからの入力電流も減少する。つ
まり、出力電力の減少に伴って入力電力が減少するか
ら、調光時に平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bが上昇
するのを防止することができる。つまり、簡単な構成な
がらも平滑コンデンサＣ ₀の両端電圧の上昇を防止する
から、結果的にスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂や平滑コン
デンサＣ₀として高耐圧のものを用いる必要がなく、安
価に提供することができるのである。

【００２１】（実施形態２）実施形態１は、スイッチング周波数を変化させることに
よって放電灯ＦＬのランプ電流を減少させ、放電灯ＦＬ
の光出力を調光するものであったが、実施形態２では図
６に示すように、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン期
間の間に両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂がオフになる期
間をデッドタイムＤＴとして設け、このデッドタイムＤ
Ｔを調節することによって調光する例を示す。つまり、
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂に与える制御信号のデュー
ティ比を変化させることによって放電灯ＦＬを調光する
ものである。つまり、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオ
ン期間の割合を調節することによって、交流電源Ｖｓか
ら供給されるエネルギ量が変化するから、結果的にデュ
ーティ比の調節による調光が可能になる。また、スイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオン期間の長さを変えずにデッ
ドタイムＤＴを変化させることはスイッチング周波数を
変えることと等価であるとも言える。

【００２２】しかして、本実施形態のようにスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂をオンオフさせる制御信号のデューテ
ィ比を変化させることによっても調光することができ、
調光時には実施形態１と同様の理由によってランプ電流
の減少時には交流電源Ｖｓからの入力電流Ｉ_inも減少
し、結果的に平滑コンデンサＣ₀の両端電圧の上昇を防
止することができる。

【００２３】（実施形態３）本実施形態では、図７に示
すように、図１に示した実施形態１の構成において、コ
ンデンサＣ₁₃とスイッチ要素ＳＷ₁との直列回路をコン
デンサＣ₁₁に並列接続したものである。実施形態１の動
作として説明したように、コンデンサＣ₁₁に電流が流れ
るのは、整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧よりも低い期間であって、上述したように、
モードＢ−２で交流電源Ｖｓから給電されるようになる
には、平滑コンデンサＣ₀によってコンデンサＣ₁₁が充
電されなければならない。言い換えると、コンデンサＣ
₁₁の容量が大きいほど交流電源Ｖｓからの給電が開始さ
れるまでの時間が遅れることになり、結果的に平滑コン
デンサＣ₀に充電されるエネルギが少なくなって、放電
灯ＦＬの光出力が小さくなる。要するに、コンデンサＣ
₁₁の容量が大きくなるとスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を
オンオフする１周期における交流電源Ｖｓからの入力電
流Ｉ_inの休止期間が長くなり、平滑コンデンサＣ₀への
供給エネルギが少なくなるとともに放電灯ＦＬへの供給
エネルギも小さくなる。

【００２４】そこで、上述ようにスイッチ要素ＳＷ₁と
コンデンサＣ₁₃との直列回路をコンデンサＣ₁₁に並列接
続しているのであって、スイッチ要素ＳＷ₁をオンにす
ればコンデンサＣ₁₁とコンデンサＣ₁₃とが並列接続さ
れ、コンデンサＣ₁₁の容量を大きくしたことと等価にな
る。つまり、交流電源Ｖｓからの供給電力が減少して放
電灯ＦＬの光出力を低減することができるのである。こ
の構成では放電灯ＦＬの光出力を低減すれば交流電源Ｖ
ｓからの入力電流Ｉ_inが減少するから、結果的に調光時
における平滑コンデンサＣ₀の両端電圧の上昇を防止す
ることができるのである。また、スイッチ要素ＳＷ₁を
オフにしたときの動作は実施形態１と同様である。

【００２５】（実施形態４）本実施形態は、図８に示す
ように、図１に示した実施形態１の構成において、整流
回路ＤＢとコンデンサＣ₁₀との間にインダクタＬ₁₂とス
イッチ要素ＳＷ₂との並列回路を挿入したものである。
この構成では、スイッチ要素ＳＷ₂をオンにすれば実施
形態１と同様に動作し、スイッチ要素ＳＷ₂をオフにす
れば放電灯ＦＬにインダクタＬ₁₂が直列に接続されるこ
とになるから、放電灯ＦＬへの給電経路のインピーダン
スを大きくすることになり、放電灯ＦＬのランプ電流を
減少させて調光することができる。

【００２６】（実施形態５）本実施形態では、図９に示
すように、図１に示した実施形態１の構成において、整
流回路ＤＢとダイオードＤ₁₁およびコンデンサＣ₁₀の接
続点との間にインダクタＬ₁₃とスイッチ要素ＳＷ₃との
並列回路を挿入したものである。この構成では、スイッ
チ要素ＳＷ₃をオフにすると、交流電源Ｖｓからの給電
経路にインダクタＬ₁₃が挿入されることになり、交流電
源Ｖｓからの供給電力を減少させることができる。その
結果、放電灯ＦＬの光出力を低減することができるので
ある。

【００２７】（実施形態６）図１に示した実施形態１の
構成において、放電灯ＦＬに流れる電流はインダクタＬ
₃に流れる共振電流とコンデンサＣ₃に流れる電流との
差になり、通常はコンデンサＣ₃には電流がほとんど流
れないから、放電灯ＦＬとインダクタＬ₃とに流れる電
流がほぼ等しくなる。つまり、スイッチング周波数の制
御のみで調光することができ、このときに入力電力とラ
ンプ電力とをほぼ等しくすることができる（これは定常
点灯状態に相当する）。

【００２８】一方、コンデンサＣ₃の値とスイッチング
周波数との関係によっては、インダクタＬ₃に流れる電
流と放電灯ＦＬに流れる電流との差が大きくなることが
あり、このようなときには入力電力よりもランプ電力の
ほうが小さくなり、結果的に平滑コンデンサＣ₀の両端
電圧が上昇してしまう。そこで、本実施形態では平滑コ
ンデンサＣ₀の両端電圧を監視し、平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧が上昇すると実施形態３ないし実施形態５で
示した構成を適用してランプ電流や交流電源Ｖｓからの
入力電力を減少させるのである。具体的には図１０ない
し図１２に示すように、実施形態３ないし実施形態５の
構成において、平滑コンデンサＣ₀の両端間に一対の抵
抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路を並列接続し、抵抗Ｒｂの両端
電圧を周波数制御回路ＣＮに入力しているものである。
つまり、平滑コンデンサＣ₀の両端電圧を抵抗Ｒａ，Ｒ
ｂで分圧し、分圧値を周波数制御回路ＣＮに入力してい
るのであり、周波数制御回路ＣＮでは各スイッチ要素Ｓ
Ｗ₁〜ＳＷ₃のオン・オフを決定するのである。要する
に、平滑コンデンサＣ ₀の両端電圧が上昇しようとする
ときには、スイッチ要素ＳＷ₁であればオンにし、また
はスイッチ要素ＳＷ₂であるかスイッチ要素ＳＷ₃であ
ればオフにする。このようにして、平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧が上昇しようとするときには、周波数制御の
みで対応するのではなく、インピーダンスを用いてラン
プ電力を減少させることで対応するのである。

【００２９】（実施形態７）本実施形態は、図１３に示
すように、カプリング用のコンデンサＣ₁₀をスイッチン
グ素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点とインダクタＬ₃との間に挿
入し、また実施形態１において予熱用に兼用されていた
共振用のコンデンサＣ₃をインダクタＬ₃とコンデンサ
Ｃ₁₀との間に挿入してある。したがって、放電灯ＦＬを
予熱する予熱手段ＰＨおよび放電灯ＦＬを始動させるた
めの始動手段ＩＧとは別に設けてある。

【００３０】この構成でも実施形態１と同様に動作し、
図２、図３に示したように、整流回路ＤＢから流れ込む
電流は放電灯ＦＬを通るから、入力電流とランプ電流と
はほぼ比例することになる。ここにおいて、調光時には
インダクタＬ₃を流れる共振電流と放電灯ＦＬに流れる
ランプ電流とが等しくなるから、調光のためにスイッチ
ング周波数を変化させる範囲において、入力電力はラン
プ電力とほぼ等しくなる。つまり、調光時にランプ電流
が減少すれば入力電流も減少し、結果的に入力電力は出
力電力（ランプ電力）とほぼ同比率で減少するのであっ
て、調光時における平滑コンデンサＣ₀の両端電圧の上
昇を防止することができる。

【００３１】（実施形態８）実施形態１においてはイン
ダクタＬ₃に流れる共振電流は、放電灯ＦＬに流れるラ
ンプ電流とコンデンサＣ₃に流れる電流との和であっ
て、共振電流とランプ電流とがほぼ等しいか、周波数の
可変範囲において共振電流とランプ電流との比率がほぼ
一定に保たれるときには平滑コンデンサＣ₀の両端電圧
の上昇を防止することができた。しかしながら、コンデ
ンサＣ₃の値によっては、周波数の可変範囲において共
振電流とランプ電流との比率が変化する場合がある。そ
こで、本実施形態では、図１４に示すように、周波数の
可変範囲において周波数が変化するとインピーダンスが
変化するようなインピーダンス要素を放電灯ＦＬに並列
接続してある。このインピーダンス可変要素は、スイッ
チング周波数が変化したときに共振電流とランプ電流と
の比率をほぼ一定に保つようにインピーダンスを変化さ
せるものであって、たとえば、図１５に示すような関係
が得られるものを用いる。図１５においてＩ_Lはインダ
クタＬ₃に流れる共振電流、Ｉ_laはランプ電流、Ｉ_z3は
放電灯ＦＬに並列接続されたインピーダンス可変要素を
流れる電流である。このような特性を得るには、インピ
ーダンス可変要素として、たとえば図１４に示すような
コンデンサＣ₅とインダクタＬ₅との直列回路を用いる
ことができる。この構成でも調光時における平滑コンデ
ンサＣ₀の両端電圧の上昇を防止することができる。

【００３２】（実施形態９）本実施形態は、図１６に示
すように、実施形態１の回路においてコンデンサＣ ₁₀を
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点とインダクタＬ₃
との間に挿入し、ダイオードＤ₁₁とコンデンサＣ₁₁との
並列回路を整流回路ＤＢと放電灯ＦＬとの間に挿入して
ある。さらに、整流回路ＤＢの正極の出力端とスイッチ
ング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間に可飽和リアクトル
Ｌｓの負荷巻線を挿入し、可飽和リアクトルＬｓの入力
巻線には電圧が可変である直流電源Ｅを接続してある。
つまり、直流電源Ｅの電圧を調節すれば可飽和リアクト
ルＬｓの入力巻線に流れる直流電流が変化し、負荷巻線
のインダクタンスを大きく変化させることができる。

【００３３】次に動作を説明する。コンデンサＣ₁₁の両
端に生じる高周波電圧Ｖｒが整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ
_inと平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bとの差以下の
（Ｖｒ＜Ｖ_in−Ｖ_B）ときにはダイオードＤ₁₁がオンに
なるから、整流回路ＤＢからダイオードＤ₁₁を通して平
滑コンデンサＣ₀に充電電流が流れる。一方、コンデン
サＣ₁₁の両端電圧Ｖｒが整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inと
平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bとの差よりも大きい
（Ｖｒ＞Ｖ_in−Ｖ_B）ときにはダイオードＤ₁₁がオフに
なるから、可飽和リアクトルＬｓを通る経路で平滑コン
デンサＣ₀が充電される。すなわち、スイッチング素子
Ｑ₂のオン期間に可飽和リアクトルＬｓに蓄積されたエ
ネルギをスイッチング素子Ｑ₂のオフ期間にダイオード
Ｄ₁を通して平滑コンデンサＣ₀に放出するのであり、
可飽和リアクトルＬｓとスイッチング素子Ｑ₂とダイオ
ードＤ₁と平滑コンデンサＣ₀とにより昇圧チョッパ回
路が構成される。

【００３４】しかして、上記動作によって整流回路ＤＢ
の出力端間の電圧Ｖ_inが平滑コンデンサＣ₀の両端に生
じる直流電圧Ｖ_Bより低い期間においても整流回路ＤＢ
から可飽和リアクトルＬｓを通して電流を流すことがで
きるから、交流電源Ｖｓからの入力電流の休止期間がほ
とんど生じないのであり、入力電流の高調波歪みが少な
くなる。

【００３５】整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inが平滑コンデ
ンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bよりも低い期間の動作について
さらに詳しく説明する。スイッチング素子Ｑ₂がオンの
ときには、整流回路ＤＢから可飽和リアクトルＬｓ−ス
イッチング素子Ｑ₂の経路で電流が流れるとともに、平
滑コンデンサＣ₀から放電灯ＦＬおよびコンデンサＣ ₃
−インダクタＬ₃−コンデンサＣ₁₀−スイッチング素子
Ｑ₂の経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ
₂がオフになると、可飽和リアクトルＬｓに蓄積された
エネルギがダイオードＤ₁を通して放出され平滑コンデ
ンサＣ₀に充電電流が流れる。また同時に、インダクタ
Ｌ₃の蓄積エネルギがコンデンサＣ₁₀−ダイオードＤ₁
−放電灯ＦＬという経路で放出される。

【００３６】ここで、平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ
_Bが整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inよりも高いからコンデ
ンサＣ₁₁にはダイオードＤ₁₁のカソード側を正極とする
ように電荷がスイッチング素子Ｑ₁−可飽和リアクトル
Ｌｓという経路で放出される。また同時にコンデンサＣ
₁₀の電荷がインダクタＬ₃−放電灯ＦＬおよびコンデン
サＣ₃−スイッチング素子Ｑ₁の経路で放出される。そ
の後、スイッチング素子Ｑ₁がオフになると、可飽和リ
アクトルＬｓの蓄積エネルギがコンデンサＣ₁₁−平滑コ
ンデンサＣ₀−ダイオードＤ₂を通して放出され、かつ
インダクタＬ₃の蓄積エネルギが放電灯ＦＬおよびコン
デンサＣ₃−平滑コンデンサＣ₀−ダイオードＤ₂−コ
ンデンサＣ₁₀の経路で放出される。

【００３７】したがって、可飽和リアクトルＬｓのイン
ダクタンスが大きいほど、かつ整流回路ＤＢから可飽和
リアクトルＬｓに電流を流す期間が長いほど平滑コンデ
ンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bが上昇する。可飽和リアクトル
Ｌｓのインダクタンスは直流電源Ｅにより入力巻線に流
す電流を大きくすれば小さくなり、また、コンデンサＣ
₁₁の容量を大きくすれば、整流回路ＤＢと平滑コンデン
サＣ₀との電位差を受け持つコンデンサＣ₁₁への充電電
流が多くなるから、可飽和リアクトルＬｓの負荷巻線に
電流を流す期間が短くなる。このように、可飽和リアク
トルＬｓのインピーダンスを小さくするかコンデンサＣ
₁₁の容量を大きくすれば平滑コンデンサＣ₀の両端電圧
Ｖ_Bの上昇を抑制することができる。

【００３８】本実施形態では可飽和リアクトルＬｓを設
け、直流電圧Ｅを調節することで可飽和リアクトルＬｓ
に蓄積されるエネルギ量を調節しているのであり、放電
灯ＦＬの光出力を低減するように調光したときには、可
飽和リアクトルＬｓの入力巻線に流れる直流電流を増加
させることによって負荷巻線のインダクタンスを低下さ
せ、結果的に可飽和リアクトルＬｓの蓄積エネルギを減
少させて平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑
制することができる。

【００３９】（実施形態１０）本実施形態は図１７に示
すように、実施形態９の可飽和リアクトルＬｓに代え
て、インダクタＬ₄₁……とコンデンサＣ₄₁……とからな
る直列共振回路にスイッチ要素ＳＷ₄₁……を直列接続し
た複数組の直列回路を並列接続したものを用いている。
直列共振回路の両端にはスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の
スイッチングに伴って共振電圧が生じるから、整流回路
ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bよ
りも低い期間には、整流回路ＤＢの出力電圧Ｖ_inに共振
電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ₀に印加される
ことになる。スイッチ要素ＳＷ₄₁……を選択的にオン・
オフすれば、直列共振回路の共振電圧を選択することが
でき平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑制す
ることができる。

【００４０】（実施形態１１）本実施形態は図１８に示
すように、コンデンサＣ₁₃とスイッチ要素ＳＷ₁との直
列回路をコンデンサＣ₁₁に並列接続したものである。つ
まり、スイッチ要素ＳＷ₁をオン・オフすることにより
コンデンサＣ₁₁の容量を変化させることに相当する。し
たがって、実施形態９において説明したように、スイッ
チ要素ＳＷ₁をオンにすれば平滑コンデンサＣ₀の両端
電圧Ｖ_Bの上昇を抑制することができる。

【００４１】ところで、本実施形態では２本の放電灯Ｆ
Ｌ₁，ＦＬ₂を有しており、各放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂は
それぞれ共振用のインダクタＬ₃₁，Ｌ₃₁を介してカプリ
ング用のコンデンサＣ₁₀に接続されている。また、整流
回路ＤＢの出力端の正極とスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
の接続点との間にはインダクタＬ₄とコンデンサＣ₄と
からなる直列共振回路を接続してある。さらに、各放電
灯ＦＬ₁，ＦＬ₂の着脱を検出する無負荷検出回路ＮＬ
₁，ＮＬ₂と、無負荷検出回路ＮＬ₁，ＮＬ₂によって
少なくとも一方の放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂が外されている
ことが検出されたときにスイッチ要素ＳＷ₁をオンにす
る制御回路ＬＮとを備えている。

【００４２】したがって、放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂のいず
れか一方が外されて減光されたときにはコンデンサＣ₁₁
にコンデンサＣ₁₃が並列接続され、平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧Ｖ_Bの上昇が抑制されるのである。（実施形態１２）本実施形態は図１９に示すように構成
されたものであり、２本の放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂を備え
るとともに、各放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂に予熱電流を与え
るためのトランスＴ₁，Ｔ₂を備えている。つまり、本
実施形態は図１７に示した実施形態１０におけるスイッ
チ要素ＳＷ₄₁，ＳＷ₄₂に代えてトランスＴ₁，Ｔ₂の１
次巻線を接続したものであり、トランスＴ₁，Ｔ₂の２
次巻線は各放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂のフィラメントに接続
されている。

【００４３】上述の構成において一方の放電灯ＦＬ₁，
ＦＬ₂が外されると、放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂が外された
方のトランスＴ₁，Ｔ₂では２次側が開放状態となるこ
とにより、１次側のインピーダンスが増大する。その結
果、インダクタＬ₄₁，Ｌ₄₂を通る平滑コンデンサＣ₀へ
の充電電流が減少し、平滑コンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ
_Bの上昇を抑制することができる。

【００４４】（実施形態１３）本実施形態を図２０に示
す。本実施形態では図１７に示した実施形態１０の構成
について、直列共振回路を１系統のみとしスイッチ要素
も省略してあり、整流回路ＤＢの正極の出力端とスイッ
チング素子Ｑ₁，Ｑ₂の切続点との間に設けたインダク
タＬ₄とコンデンサＣ₄との直列共振回路のうち、コン
デンサＣ₄にインダクタＬ₅を並列接続した構成になっ
ている。またコンデンサＣ₁₁を省略してある。

【００４５】コンデンサＣ₄とインダクタＬ₄，Ｌ₅と
による共振回路に流れる電流の周波数特性は、図２１の
ようになる。つまり、ｆａはインダクタＬ₅とコンデン
サＣ ₄との並列共振回路の共振周波数、ｆｂは上記並列
共振回路にインダクタＬ₄が直列接続された共振回路全
体の共振周波数をそれぞれ表している。ところで、放電
灯ＦＬの光出力を低減するにはスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂のスイッチング周波数を変化させるのであって、調
光時にスイッチング周波数を共振周波数ｆａに近づけれ
ば平滑コンデンサＣ₀への充電電流を小さくして平滑コ
ンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑制することがで
きる。

【００４６】（実施形態１４）本実施形態は、図２２に
示すように、図２０に示した実施形態１３においてダイ
オードＤ₁₁にコンデンサＣ₁₁を並列接続したものであ
る。この構成でも実施形態１３と同様に動作する。ま
た、コンデンサＣ₁₁を設けていることによって、実施形
態９と同様の機能を有する。

【００４７】（実施形態１５）本実施形態は、図２３に
示すように、図２２に示した実施形態１４の回路構成に
対してインダクタＬ₅に代えて放電灯ＦＬに並列接続さ
れたインダクタＬ₆を設け、さらにコンデンサＣ₃に対
して始動手段ＩＧを接続したものである。始動手段ＩＧ
は始動時にコンデンサＣ₃の両端に始動電圧を印加す
る。

【００４８】この構成では、放電灯ＦＬが点灯していな
いときにはランプ電流は図２４（ａ）に実線で示すよう
な特性を示す。すなわち、予熱時にはインダクタＬ₆お
よびコンデンサＣ₃により並列共振回路が形成されてい
るので、放電灯ＦＬに流れるランプ電流は上記並列共振
回路の共振周波数ｆｐで極小となる。そこで、放電灯Ｆ
Ｌの予熱時には上記並列共振回路の共振周波数に略一致
するようにスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング
周波数を設定してあり、上記並列共振回路を構成するイ
ンダクタＬ₆およびコンデンサＣ₃にはそれぞれ図２４
（ｂ）に実線および破線で示すような電流が流れる。つ
まり、インダクタＬ₆に流れる電流とコンデンサＣ₃に
流れる電流とは振幅が等しく逆位相になるので、共振用
のインダクタＬ₃およびコンデンサＣ₁₀には電流がほと
んど流れなくなり、予熱時における平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑えることができる。

【００４９】また、始動時には始動回路ＩＧによって放
電灯ＦＬのフィラメント間に始動電圧を印加して放電灯
ＦＬを始動させる。始動後は放電灯ＦＬの等価インピー
ダンスによってインダクタＬ₆とコンデンサＣ₃の共振
条件が変化し、放電灯ＦＬに流れるランプ電流の周波数
特性は図２４（ａ）の破線に示したものとなる。この構
成により、放電灯ＦＬの予熱および始動時には平滑コン
デンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑えることができ、
しかも放電灯ＦＬの点灯時にはインダクタＬ₆およびコ
ンデンサＣ₃は動作にほとんど影響しなくなる。

【００５０】なお、始動電圧を印加するには、たとえば
図２５に示すように放電灯ＦＬのフィラメント間に挿入
されたインダクタＬ₆にスイッチＳＷ₂を直列接続し、
予熱時にスイッチＳＷ₂をオンとするとともに始動時に
スイッチＳＷ₂をオフすることでインダクタＬ₃とコン
デンサＣ₃の共振系によって始動電圧を印加させるよう
にしてもよい。

【００５１】（実施形態１６）本実施形態は、図２６に
示す構成を有するものである。すなわち、図２３に示し
た実施形態１５の構成において、始動手段ＩＧに代えて
コンデンサＣ₆を設け、このコンデンサＣ₆を放電灯Ｆ
Ｌの一方のフィラメントとダイオードＤ₁₁のカソードの
間に接続したものである。

【００５２】したがって、予熱時にはインダクタＬ₆と
コンデンサＣ₃からなる並列共振回路の共振周波数に略
等しい周波数の電流が流れるようにスイッチング素子Ｑ
₁，Ｑ₂のスイッチング周波数を設定しておき、平滑コ
ンデンサＣ₀の両端電圧Ｖ_Bを整流回路ＤＢの出力電圧
Ｖ_inよりも低くして、ダイオードＤ₁₁をオフに保ちコン
デンサＣ₁₁に流れる電流をほぼゼロにしている。つま
り、コンデンサＣ₁₁の両端電圧Ｖｒがほとんど発生せ
ず、コンデンサＣ₆によって放電灯ＦＬに始動電圧を印
加させることができる。すなわち、始動時にはコンデン
サＣ₆とインダクタＬ₃との共振によってコンデンサＣ
₆の両端に始動電圧を発生させて放電灯ＦＬに印加する
ことができる。また、コンデンサＣ₆に流れる電流はコ
ンデンサＣ₁₁を通らないから、コンデンサＣ₁₁の両端に
電圧が発生することがなく整流回路ＤＢから入力電流が
引き込まれず、その結果平滑コンデンサＣ₀の両端電圧
Ｖ_Bの上昇が抑制される。

【００５３】（実施形態１７）本実施形態では、図２７
に示すように、図１３に示した実施形態７の構成にたい
してコンデンサＣ₃を省略したものである。また、交流
電源Ｖｓと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止用のフィル
タ回路Ｆを設けている。この構成では、実施形態７と同
様に、放電灯ＦＬを調光したときに、放電灯ＦＬに流れ
る電流つまり平滑コンデンサＣ₀への充電電流を減少さ
せて調光時の両端電圧Ｖ_Bの上昇を抑えることができ
る。

【００５４】（実施形態１８）本実施形態は、図２８に
示すように、実施形態１７の予熱手段ＰＨの具体構成と
してトランスＴを用いたものであり、トランスＴの１次
巻線はコンデンサＣ₁₀とスイッチング素子Ｑ₁との直列
回路に並列接続してある。また、放電灯ＦＬのフィラメ
ントには始動用の小容量のコンデンサＣ₇を接続してあ
る。

【００５５】本実施形態では、スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂のスイッチング周波数を適宜に変化させることによ
り、トランスＴを介して放電灯ＦＬのフィラメントに予
熱電流を流し、始動時にはコンデンサＣ₇とインダクタ
Ｌ₃との共振によって放電灯ＦＬに始動電圧を印加して
放電灯ＦＬを始動することができる。しかも、予熱時や
始動時のように放電灯ＦＬが点灯していない状態におい
ては放電灯ＦＬに電流が流れず、コンデンサＣ₇のイン
ピーダンスが充分大きく設定してあるために充電系回路
にはほとんど電流が流れない。その結果、整流回路ＤＢ
からダイオードＤ₁₁を通してのみ平滑コンデンサＣ₀に
充電電流が流れるので、平滑コンデンサＣ₀の両端電圧
Ｖ_Bは交流電源Ｖｓの電源電圧Ｖｓのピーク値以上には
上昇しないようにすることが可能となる。

【００５６】（実施形態１９）本実施形態は、図２９に
示すように、図２６に示した実施形態１６の構成のうち
インダクタＬ₃をトランスＴの１次巻線に置き換え、ま
たインダクタＬ₆を省略したものである。トランスＴは
２次巻線を放電灯ＦＬのフィラメントに接続して放電灯
ＦＬを予熱する。動作は実施形態１６と同様である。

【００５７】（実施形態２０）本実施形態は、図３０に
示すように２本の放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂を備えるもので
ある。すなわち、整流回路ＤＢの出力端間にスイッチン
グ素子Ｑ₂を介してインダクタＬ₇₁，Ｌ₇₂と各放電灯Ｆ
Ｌ₁，ＦＬ₂の一方のフィラメントとの直列回路を接続
してある。また、スイッチング素子Ｑ₂にはスイッチン
グ素子Ｑ₁と平滑コンデンサＣ₀との直列回路が並列に
接続されている。さらに、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ
₂の接続点にカップリング用のコンデンサＣ₁₀を介し
て、インダクタＬ₃₁，Ｌ₃₂と各放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂の
他方のフィラメントとの直列回路が接続される。放電灯
ＦＬ₁，ＦＬ₂のフィラメントの非電源側端間には予熱
用のコンデンサＣ₃₁，Ｃ₃₂が接続される。

【００５８】上述の構成では、放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂の
点灯中にスイッチング素子Ｑ₂がオンであれば、整流回
路ＤＢ→スイッチング素子Ｑ₂→インダクタＬ₇₁，Ｌ₇₂
→整流回路ＤＢの経路と、コンデンサＣ₁₀→スイッチン
グ素子Ｑ₂→放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂→インダクタＬ₃₁，
Ｌ₃₂→コンデンサＣ₁₀の経路とで電流が流れる。スイッ
チング素子Ｑ₂がオフになると、インダクタＬ₃₁，Ｌ₃₂
→寄生ダイオードＤ₁₁→平滑コンデンサＣ₀→インダク
タＬ₃₁，Ｌ₃₂の経路でインダクタＬ₃₁，Ｌ₃₂に蓄積され
たエネルギが放出されて平滑コンデンサＣ₀が充電され
る。次にスイッチング素子Ｑ₁がオンになると、平滑コ
ンデンサＣ₀を電源として平滑コンデンサＣ₀→スイッ
チング素子Ｑ₁→コンデンサＣ₁₀→インダクタＬ₃₁，Ｌ
₃₂→放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂→平滑コンデンサＣ₀の経路
で電流が流れる。すなわち、スイッチング素子Ｑ₂をチ
ョッパ用とインバータ用のスイッチング素子に兼用して
いるのである。

【００５９】ここで、点灯中の放電灯ＦＬ₁，ＦＬ₂の
一方が取り外された場合には、外された方の放電灯ＦＬ
₁（またはＦＬ₂）のフィラメントに接続されているイ
ンダクタＬ₇₁（またはＬ₇₂）を介する平滑コンデンサＣ
₀の充電経路が遮断されるため、交流電源Ｖｓからの入
力電流も半減することになる。つまり、いずれかの放電
灯ＦＬ₁（またはＦＬ₂）が取り外されることで負荷の
消費電力が半減すると同時に入力電力も半減するから、
放電灯ＦＬ₁（またはＦＬ₂）が取り外された場合に平
滑コンデンサＣ₀の両端に生じる直流電圧Ｖ_Bが上昇す
ることを防止できる。なお、全ての放電灯ＦＬ₁，ＦＬ
₂が取り外された場合には、インダクタＬ₇₁，Ｌ₇₂を介
して全ての充電経路が遮断されるために平滑コンデンサ
Ｃ₀への充電電流は流れなくなり、平滑コンデンサＣ₀
の充電を停止して両端に生じる直流電圧Ｖ_Bの上昇が防
止できることはいうまでもない。

【００６０】（実施形態２１）以下に説明する各実施形
態の基本的な動作原理を説明する。説明を簡略にするた
めに、図３１のような回路について検討する。この回路
は、図２０に示した回路においてコンデンサＣ₄とイン
ダクタＬ₄，Ｌ₅との共振回路の周波数特性を無視して
充電回路ＣＨとして表現したものである。すなわち、充
電回路ＣＨはスイッチング素子Ｑ₂を用いて機能するも
のであって、スイッチング素子Ｑ₂のオンオフに伴って
整流回路ＤＢの出力エネルギを充電し充電したエネルギ
を平滑コンデンサＣ₀に放出する機能を有している。ま
た、スイッチング素子Ｑ₂のオンオフに伴って交流電源
Ｖｓよりも高い周波数で整流回路ＤＢから充電回路ＣＨ
に電流が流れ込むから、整流回路ＤＢの出力電圧が平滑
コンデンサＣ₀の両端電圧よりも低い期間でも整流回路
ＤＢに入力電流を流すことが可能であって、この機能に
よって高調波歪改善手段としても機能する。

【００６１】上記回路においてスイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂は同時にオンにならないように高周波で交互にオン
オフされる。したがって、スイッチング素子Ｑ₂がオン
になれば、平滑コンデンサＣ₀から負荷回路とスイッチ
ング素子Ｑ₂とを通る経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ₁がオンになればコンデンサＣ₁₀からインダクタ
Ｌ₃−放電灯ＦＬ−スイッチング素子Ｑ₁という経路で
電流が流れる。つまり、負荷回路にはスイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフに伴って交番した電流が流れるの
である。

【００６２】また、スイッチング素子Ｑ₂のオン時に
は、整流回路ＤＢから充電回路ＣＨとスイッチング素子
Ｑ₂とを通る経路で電流が流れて充電回路ＣＨに整流回
路ＤＢのエネルギが蓄積され、スイッチング素子Ｑ₂の
オフ時には充電回路ＣＨから充電エネルギが放出されて
平滑コンデンサＣ₀が充電される。ここで、充電回路Ｃ
Ｈのエネルギの放出経路は、図３１の例では負荷回路を
通る経路になるが、以下の実施形態では、スイッチング
素子Ｑ₁にダイオードＤ₁を逆並列（平滑コンデンサＣ
₀の正極側をカソードにする）に接続してエネルギの放
出経路を形成している。

【００６３】ここにおいて、充電回路ＣＨは平滑コンデ
ンサＣ₀への充電電流を蓄積し、かつ上述のように高調
波歪改善手段として兼用するのであるから、電流エネル
ギの蓄積手段であり、かつ整流回路ＤＢの出力電圧を昇
圧して平滑コンデンサＣ₀に充電することで電流の休止
期間を減少させることのできる手段としてインダクタを
用いたり、インダクタとコンデンサとを直列接続した直
列共振回路を用いたりすることが考えられる。

【００６４】まず、インダクタを用いる場合について考
察すると、インダクタの値によってスイッチング素子Ｑ
₂のオンオフに伴って図３２（ａ）〜（ｃ）のような関
係が得られることになる。図３２に示す例はスイッチン
グ素子Ｑ₂のスイッチングの周期Ｔ_Hを一定としてあ
り、図３２（ａ）はインダクタンスがもっとも小さい場
合、図３２（ｃ）はもっとも大きい場合を示す。図示の
ようにスイッチング素子Ｑ₂のオン期間ｔ_onにインダク
タに電流が流れ込んでエネルギが蓄積され、スイッチン
グ素子Ｑ₂のオフ期間にインダクタからエネルギが放出
される。

【００６５】充電回路ＣＨに流れ込む入力電流とスイッ
チング素子Ｑ₂のオンオフの周波数との関係はインダク
タの大きさに応じて図３３のように変化する（が最
小、が最大）。この図より明らかなように、充電回路
ＣＨがインダクタであればインダクタンスを調節するこ
とによって周波数に対する入力電流の変化率を調節する
ことができるのである。要するに、インダクタの値は入
力電圧、出力電圧、動作周波数、出力電力などによって
決められるものであるが、図３２に示したようなどの動
作を選択するかによってインダクタの値を自由に設定す
ることができるのである。

【００６６】さらに詳しく考察する。図３３によれば、
充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率（ｄ
Ｌ／ｄｆ）は、インダクタの値が小さいほど大きくなる
ことがわかる。一方、負荷回路に供給される電流の周波
数に対する変化は図３４に示す関係になる。ここで、動
作範囲（放電灯ＦＬの全点灯から許容された最小の調光
状態の間）での周波数変化に対する負荷電流の変化率
（ｄＩ／ｄｆ）は、負荷回路の共振系や放電灯ＦＬの特
性などによって決定される。

【００６７】上述のように、ｄＬ／ｄｆとｄＩ／ｄｆと
は容易に調節することができるのであり、両者をほぼ等
しくすれば動作範囲において入力電力と出力電力との変
化をほぼ等しくすることができる。つまり、周波数制御
のみでデューティ制御を行なうことなく入力電力と出力
電力との変化をほぼ等しくすることができるのであっ
て、複雑な制御を行なうことことなく平滑コンデンサＣ
₀の過電圧を防止することができる。

【００６８】一方、充電回路ＣＨに共振回路を用いた場
合には、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変
化は図３５のようになる。図３５におけるは共振周波
数がもっとも高い場合、図３５のはもっとも低い場合
を示す。共振周波数を動作範囲の周波数よりも低く設定
しておけば、共振周波数が動作範囲に近いほど動作範囲
では、周波数に対する入力電流の変化率（ｄＩ／ｄｆ）
が大きくなることが図３５によりわかる。

【００６９】負荷電流は図３４に示した通りであるか
ら、充電回路ＣＨへの入力電流の周波数に対する変化率
と負荷電流の周波数に対する変化率とがほぼ等しくなる
ように充電回路ＣＨの共振周波数や負荷回路の共振系を
設定すれば、動作埴におて入力電力の変化率と出力電力
の変化率とをほぼ等しくすることができる。つまり、周
波数制御を行なうだけでデューティ制御を行なうことな
く平滑コンデンサＣ₀の過電圧を防止することができ
る。充電回路ＣＨは図３６のような各種構成を採用しう
るものである。また、上述の説明では主として電流の周
波数変化に着目しているが、電力の周波数変化も同様で
ある。

【００７０】しかして本実施形態においては、図３７に
示すように、整流回路ＤＢの出力端間にインダクタＬ₁₁
とスイッチング素子Ｑ₂との直列回路を接続してある。
スイッチング素子Ｑ₂はスイッチング素子Ｑ₁と直列接
続され、両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の直列回路には
平滑コンデンサＣ₀が並列接続される。両スイッチング
素子Ｑ₁，Ｑ₂はＭＯＳＦＥＴよりなり、ドレイン−ソ
ース間に寄生ダイオードＤ₁，Ｄ₂が存在している。ス
イッチング素子Ｑ₁の両端間には負荷回路が接続され
る。負荷回路は蛍光灯よりなる放電灯ＦＬの両フィラメ
ントの一端間に予熱用のコンデンサＣ₃を接続し、一方
のフィラメントの他端にインダクタＬ₃とカプリング用
のコンデンサＣ₁₀との直列回路を接続したものであり、
コンデンサＣ₁₀の一端を両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂
の接続点に接続し、放電灯ＦＬの他方のフィラメントの
他端をスイッチング素子Ｑ₁のドレインに接続してい
る。両スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂はゲートに入力され
る制御信号によって同時にオンにならないように交互に
オンオフされる。

【００７１】動作を簡単に説明する。ただし、以下の説
明は起動後の動作であって平滑コンデンサＣ₀はすでに
充電されているものとする。スイッチング素子Ｑ₂がオ
ンになると整流回路ＤＢからインダクタＬ₁₁およびスイ
ッチング素子Ｑ₂を通して電流が流れる。また、同時に
平滑コンデンサＣ₀から負荷回路−スイッチング素子Ｑ
₂の経路にも電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ
₂がオフになるとインダクタＬ₁₁の蓄積エネルギはスイ
ッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードＤ₁を通して平滑コ
ンデンサＣ₀に充電される。つまり、インダクタＬ₁₁と
スイッチング素子Ｑ₂とスイッチング素子Ｑ₁の寄生ダ
イオードＤ₁とにより昇圧型のチョッパ回路が構成され
る。

【００７２】スイッチング素子Ｑ₁がオンになると、コ
ンデンサＣ₁₀からインダクタＬ₃−放電灯ＦＬ（コンデ
ンサＣ₃）−スイッチング素子Ｑ₁の経路で電流が流
れ、放電灯ＦＬにはスイッチング素子Ｑ₂のオン時とは
逆向きの電流が流れる。つまり、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフにより放電灯ＦＬに交番電流を流
すことができるのであって、インバータが構成されるこ
とになる。その後、スイッチング素子Ｑ₁がオフになる
と、インダクタＬ₃の蓄積エネルギは放電灯ＦＬ（コン
デンサＣ₃）−平滑コンデンサＣ₀−整流回路ＤＢ−イ
ンダクタＬ₁₁−コンデンサＣ₁₀の経路で放出される。

【００７３】ところで、図３７に示した回路において、
スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂をオンオフさせる周波数
（スイッチング周波数）を高くすると、インダクタＬ₃
のインピーダンスが大きくなって放電灯ＦＬのランプ電
流が減少する。また、インダクタＬ₁₁に蓄積されるエネ
ルギ（電流エネルギ）も周波数が高くなると減少する。
したがって、放電灯ＦＬのランプ電流およびインダクタ
Ｌ₁₁の充電電流の周波数に対する変化は図３８のように
なる。ここに、図３８の実線はランプ電流、破線は充電
電流を示し、ｆａは放電灯ＦＬを全点灯にする周波数、
ｆｂは放電灯ＦＬの光出力を調光したときの下限の周波
数を示す。

【００７４】上述の回路構成では、図３８に示すよう
に、放電灯ＦＬの調光範囲における周波数の変化域にお
いて、ランプ電流と充電電流との変化率をほぼ一定にす
ることができるから、調光量に応じて入力電流（インダ
クタＬ₁₁の蓄積エネルギ）を減少させることができ、結
果的に、軽負荷時における平滑コンデンサＣ₀の電圧上
昇を防止することができる。つまり、スイッチング素子
Ｑ₁，Ｑ₂を制御する制御信号Ｓ₁，Ｓ₂の周波数のみ
を変化させデューティ比を制御する必要がなく簡単な制
御ながらも平滑コンデンサＣ₀の過電圧を防止すること
ができる。しかも、ランプ電流と充電電流とはスイッチ
ング周波数の変化に対する減少率はほぼ一定であるか
ら、光出力を小さくしても平滑コンデンサＣ₀の両端電
圧が極端に低下することがなく、広範囲にわたる調光が
可能になる。

【００７５】図３７に示す構成では、インダクタＬ₃，
Ｌ₁₁を適宜に選択すれば、図３９に示すように、調光範
囲の周波数の変化域において放電灯ＦＬのランプ電力
（＝ランプ電流×ランプ電圧）と交流電源Ｖｓからの入
力電力（平滑コンデンサＣ₀に蓄積されるエネルギ）と
をほぼ一致させることが可能であり、この場合には光出
力を小さくすれば入力電力も減少する。この構成によっ
て平滑コンデンサＣ₀の両端電圧の変動を抑制すること
ができ、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂を制御する制御信
号Ｓ₁，Ｓ₂のデューティ比を制御することなく平滑コ
ンデンサＣ₀の両端電圧をほぼ一定に保つことができ
る。

【００７６】（実施形態２２）本実施形態は、図４０に
示すように、実施形態２１における整流回路ＤＢの正極
の出力端と平滑コンデンサＣ₀の正極に接続されている
放電灯ＦＬの一端との間に整流回路ＤＢにアノードを接
続する形でダイオードＤ₁₁を挿入している。また、イン
ダクタＬ₁₁とスイッチング素子Ｑ₂のドレインとの間に
コンデンサＣ₁₁を挿入してある。インダクタＬ₁₁とコン
デンサＣ₁₁とは直列共振回路を形成し、スイッチング素
子Ｑ₂のオン時には、整流回路ＤＢ−インダクタＬ₁₁−
コンデンサＣ₁₁−スイッチング素子Ｑ₂の経路を通して
電流が流れた後に、インダクタＬ ₁₁とコンデンサＣ₁₁と
の共振回路による共振電流が、コンデンサＣ₁₁−インダ
クタＬ₁₁−ダイオードＤ₁₁−平滑コンデンサＣ₀−スイ
ッチング素子Ｑ₂の寄生ダイオードＤ₂という経路で流
れて平滑コンデンサＣ₀を充電し、またコンデンサＣ₁₁
−インダクタＬ₁₁−ダイオードＤ₁₁−スイッチング素子
Ｑ₁という経路でも共振電流が流れる。

【００７７】つまり、整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コ
ンデンサＣ₀の両端電圧よりも高い期間にはダイオード
Ｄ₁₁がオンになるから、整流回路ＤＢからダイオードＤ
₁₁を通して平滑コンデンサＣ₀が充電され、またスイッ
チング素子Ｑ₂がオンになったときに、平滑回路ＤＢか
らダイオードＤ₁₁−放電灯ＦＬ−インダクタＬ₃−コン
デンサＣ₁₀−スイッチング素子Ｑ₂という経路で放電灯
ＦＬに電流が流れる。スイッチング素子Ｑ₂がオフにな
れば、インダクタＬ₃の蓄積エネルギはコンデンサＣ₁₀
−スイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードＤ₁−放電灯
ＦＬを通して放出される。また、スイッチング素子Ｑ₂
がオンである期間には、整流回路ＤＢからインダクタＬ
₁₁−コンデンサＣ₁₁−スイッチング素子Ｑ₂の経路でも
電流が流れ、上述のようにインダクタＬ₁₁−コンデンサ
Ｃ₁₁の共振電流が生じる。

【００７８】次に、スイッチング素子Ｑ₁がオンになれ
ば、コンデンサＣ₁₀−インダクタＬ ₃−放電灯ＦＬ−ス
イッチング素子Ｑ₁の経路で電流が流れ、スイッチング
素子Ｑ₁がオフになれば、インダクタＬ₃の蓄積エネル
ギが放電灯ＦＬ−平滑コンデンサＣ₀−スイッチング素
子Ｑ₂の寄生ダイオードＤ₂−コンデンサＣ₁₀を通して
放出される。

【００７９】整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コンデンサ
Ｃ₀の両端電圧よりも低い期間にはダイオードＤ₁₁がオ
フであり、スイッチング素子Ｑ₂のオン期間に、整流回
路ＤＢからはインダクタＬ₁₁−コンデンサＣ₁₁−スイッ
チング素子Ｑ₂にのみ電流が流れ、平滑コンデンサＣ₀
から放電灯ＦＬ−インダクタＬ₃−コンデンサＣ₁₀−ス
イッチング素子Ｑ₂という経路で放電灯ＦＬに電流が流
れる。以後の動作は整流回路ＤＢの出力電圧が平滑コン
デンサＣ₀の両端電圧よりも高い期間と同様になる。

【００８０】このようにして、スイッチング素子Ｑ₁，
Ｑ₂のオンオフにより放電灯ＦＬには交番した電流を流
すことができ、しかも整流回路ＤＢの出力電圧の低い期
間（つまり、交流電源Ｖｓのゼロクロス近傍の期間）に
おいても、インダクタＬ₁₁とコンデンサＣ₁₁とを通して
電流が流れる期間が生じるから、入力電流に休止期間が
生じないのである。

【００８１】以上の説明から明らかなように、交流電源
Ｖｓからの入力電流の大きさはインダクタＬ₁₁とコンデ
ンサＣ₁₁とによる直列共振回路のインピーダンスにより
決まる。放電灯ＦＬを点灯させる周波数範囲は、インダ
クタＬ₁₁とコンデンサＣ₁₁との直列共振回路の共振周波
数よりも高い周波数領域に設定されており、交流電源Ｖ
ｓからの入力電流は図４１に破線で示すような関係にな
る。つまり、ランプ電流は図５に実線で示すように周波
数が高くなると減少するのであり、放電灯ＦＬの調光範
囲では入力電流も周波数の上昇とともに減少するから、
入力電流とランプ電流との減少率をほぼ一致させること
ができ、実施形態２１と同様にランプ電流の減少に伴っ
て入力電流を減少させることで平滑コンデンサＣ₀の両
端電圧の変動を抑制することができる。また、ランプ電
力と入力電力とについてもほぼ一致させれば、平滑コン
デンサＣ₀の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。

【００８２】（実施形態２３）本実施形態では、図４２
に示すように、図４０に示した実施形態２２の構成のダ
イオードＤ₁₁にコンデンサＣ₁₂を並列接続したものであ
る。この構成では、コンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂とインダクタ
Ｌ₁₁とダイオードＤ₁₁とにより形成される共振回路に
は、スイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂のオンオフに伴って振
動電流が流れる。整流回路ＤＢの出力電圧と平滑コンデ
ンサＣ₀の両端電圧との差はコンデンサＣ ₁₂に印加され
るが、上述した振動電流が流れるから、コンデンサＣ₁₂
の両端電圧が、整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ₀との
電圧差よりも大きくなったときには、インダクタＬ₁₁の
電流の連続性によって交流電源Ｖｓから整流回路ＤＢを
通してインダクタＬ₁₁に電流が引き込まれる。

【００８３】この構成でも実施形態２２と同様に、スイ
ッチング周波数に対するランプ電流と入力電流との傾き
をほぼ一致させるようにコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂とインダ
クタＬ₁₁との共振系を設定すれば、平滑コンデンサＣ₀
の両端電圧の変動を抑制することができ、またランプ電
力と入力電力とをほぼ一致させれば、平滑コンデンサＣ
₀の両端電圧をほぼ一定に保つことができる。

【００８４】（実施形態２４）本実施形態は、図４３に
示すように、実施形態２３の構成において、インダクタ
Ｌ₁₁とコンデンサＣ₁₁との直列共振回路を、整流回路Ｄ
Ｂとスイッチング素子Ｑ₁，Ｑ₂の接続点との間に接続
するのではなく、整流回路ＤＢと放電灯ＦＬの一端との
間に接続している。つまり、放電灯ＦＬとインダクタＬ
₃との接続点にインダクタＬ₁₁の一端を接続し、このイ
ンダクタＬ₁₁に直列接続さえたコンデンサＣ₁₁の一端を
整流回路ＤＢの正極の出力端に接続している。

【００８５】この構成では、コンデンサＣ₁₀はカプリン
グコンデンサであるから他のコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂より
も十分に大きく共振回路としては寄与しないのであっ
て、インダクタＬ₃，Ｌ₁₁とコンデンサＣ₁₁，Ｃ₁₂とに
より共振回路が構成される。他の構成および動作は実施
形態２３と同様である。（実施形態２５）本実施形態は、図４４に示すように、
一方のスイッチング素子Ｑ₁をインダクタＬ₁₂とダイオ
ードＤ₁′（スイッチング素子Ｑ₁の寄生ダイオードＤ
₁に相当する）との並列回路に置き換え、スイッチング
素子Ｑ₂のドレイン−ソース間にコンデンサＣ₁₃を並列
接続した構成を有する。つまり、インダクタＬ₁₂とコン
デンサＣ₁₃との直列共振回路によりスイッチング素子Ｑ
₁と同様の機能を持たせようとするものである。

【００８６】簡単に動作を説明する。整流回路ＤＢの出
力電圧が平滑コンデンサＣ₀の両端電圧よりも低くダイ
オードＤ₁₁がオフである期間には、スイッチング素子Ｑ
₂がオンになると、コンデンサＣ₁₁−インダクタＬ₁₁−
スイッチング素子Ｑ₁₂の経路で電流が流れる。このとき
コンデンサＣ₁₃の両端は短絡され放電灯ＦＬとインダク
タＬ₃とコンデンサＣ₁₀との直列回路およびインダクタ
Ｌ₁₂には平滑コンデンサＣ₀から電流が流れる。スイッ
チング素子Ｑ₂がオフになれば、インダクタＬ ₁₁，Ｌ₁₂
の蓄積エネルギがダイオードＤ₁′を通して放出された
後、平滑コンデンサＣ₀からインダクタＬ₁₂を通してコ
ンデンサＣ₁₃に充電電流が流れるとともに、コンデンサ
Ｃ₁₀からインダクタＬ₃−放電灯ＦＬ−インダクタＬ₁₂
という経路で電流が流れる。つまり、放電灯ＦＬには交
番した電流が流れる。このように図４４の構成でもイン
バータとして動作するから、実施形態２２と同様にして
平滑コンデンサＣ₀の両端電圧の変動および上昇を抑制
することができる。

【００８７】（実施形態２６）本実施形態は、図４５に
示すように、図４０に示した実施形態２２の構成におい
て、整流回路ＤＢとダイオードＤ₁₁との間にインダクタ
Ｌ₁₃を挿入したものであり、インダクタＬ₁₁，Ｌ₁₃とコ
ンデンサＣ₁₁とによって共振回路が形成される点を除い
て実施形態２２と同様に動作する。

【００８８】（実施形態２７）本実施形態は、図４６に
示すように、図３７に示す実施形態２１の構成におい
て、インダクタＬ₃とコンデンサＣ₁₀との間にトランス
Ｔ₁を介在させ、かつ整流回路ＤＢに一端が接続されて
いるインダクタＬ₁₁の他端を、トランスＴ₁の一方の巻
線とインダクタＬ₃との接続点に接続している。トラン
スＴ₁の各巻線の一端は平滑コンデンサＣ₀の正極に共
通に接続されている。この構成の動作は実施形態２１と
同様である。すなわち、実施形態２１と同様に、インダ
クタＬ₁₁の調整によりランプ電流と入力電流との変化率
をほぼ一致させ、また入力電力とランプ電力との変化も
ほぼ一致させることができ、結果的に平滑コンデンサＣ
₀の電圧変動および電圧上昇を抑制することができる。

【００８９】

【発明の効果】本発明は、高周波電力の一部を電源側に
帰還するから、入力歪が改善され、しかも負荷回路に供
給する高周波電力を可変する可変手段を設けていること
で、負荷への供給電力を調節することができるという利
点がある。さらに、請求項９ないし請求項１２の発明で
は、負荷回路は放電灯を含み、調光量に応じて平滑コン
デンサの両端電圧の上昇を抑制する手段を設けているか
ら、調光時に生じる余剰エネルギによる平滑コンデンサ
の電圧上昇を抑制することができるという利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施形態１を示す回路図である。

【図２】実施形態１の動作説明図である。

【図３】実施形態１の動作説明図である。

【図４】実施形態１の動作説明図である。

【図５】実施形態１の動作説明図である。

【図６】実施形態２を示す動作説明図である。

【図７】実施形態３を示す回路図である。

【図８】実施形態４を示す回路図である。

【図９】実施形態５を示す回路図である。

【図１０】実施形態６を示す回路図である。

【図１１】実施形態６を示す回路図である。

【図１２】実施形態６を示す回路図である。

【図１３】実施形態７を示す回路図である。

【図１４】実施形態８を示す回路図である。

【図１５】実施形態８の動作説明図である。

【図１６】実施形態９を示す回路図である。

【図１７】実施形態１０を示す回路図である。

【図１８】実施形態１１を示す回路図である。

【図１９】実施形態１２を示す回路図である。

【図２０】実施形態１３を示す回路図である。

【図２１】実施形態１３の動作説明図である。

【図２２】実施形態１４を示す回路図である。

【図２３】実施形態１５を示す回路図である。

【図２４】実施形態１５の動作説明図である。

【図２５】実施形態１５の具体構成を示す回路図であ
る。

【図２６】実施形態１６を示す回路図である。

【図２７】実施形態１７を示す回路図である。

【図２８】実施形態１８を示す回路図である。

【図２９】実施形態１９を示す回路図である。

【図３０】実施形態２０を示す回路図である。

【図３１】実施形態２１の基本構成を示す回路図であ
る。

【図３２】実施形態２１の動作説明図である。

【図３３】実施形態２１の動作説明図である。

【図３４】実施形態２１の動作説明図である。

【図３５】実施形態２１の動作説明図である。

【図３６】実施形態２１に用いる要部回路図である。

【図３７】実施形態２１を示す回路図である。

【図３８】実施形態２１の動作説明図である。

【図３９】実施形態２１の動作説明図である。

【図４０】実施形態２２を示す回路図である。

【図４１】実施形態２２の動作説明図である。

【図４２】実施形態２３を示す回路図である。

【図４３】実施形態２４を示す回路図である。

【図４４】実施形態２５を示す回路図である。

【図４５】実施形態２６を示す回路図である。

【図４６】実施形態２７を示す回路図である。

【図４７】従来例を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｃ₀ 平滑コンデンサＣ₃ コンデンサＣ₁₀ コンデンサＣ₁₁ コンデンサＣＮ周波数制御回路ＤＢ整流回路Ｄ₁₁ ダイオードＦＬ放電灯Ｌ₃ インダクタＱ₁ スイッチング素子Ｑ₂ スイッチング素子Ｖｓ交流電源

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開平７−274535（ＪＰ，Ａ) 特開平４−222469（ＪＰ，Ａ) 特開平８−103072（ＪＰ，Ａ) 特開平８−107682（ＪＰ，Ａ) 特開平８−78171（ＪＰ，Ａ) 特開平８−102385（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/48 H02M 7/538 H05B 41/24

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の直流出力端間にダイオードを介して接続した平滑コ
ンデンサと、平滑コンデンサの直流電圧をスイッチング
素子を用いて高周波電力に変換する高周波変換手段と、
前記高周波電力を受けて駆動される負荷回路と、前記高
周波電力の一部を電源側に帰還する帰還手段とを備え、
スイッチング素子のスイッチング動作中の一部期間に整
流回路からの電流がスイッチング素子に流れる電源装置
において、負荷回路に供給する前記高周波電力を可変す
る可変手段を設けたことを特徴とする電源装置。
【請求項２】交流電源を整流する整流回路と、整流回
路の直流出力端間にダイオードを介して接続した平滑コ
ンデンサと、平滑コンデンサの直流電圧を高周波電力に
変換するものであって平滑コンデンサの両端間に直列的
に接続されて交互にオンオフされる第１および第２のス
イッチング素子と、第１および第２のスイッチング素子
の接続点と整流回路の直流出力端子の一端との間に接続
された共振回路および負荷を含む負荷回路と、前記高周
波電力の一部を電源側に帰還するものであって整流回路
の直流出力端子と平滑コンデンサとの間に挿入されるイ
ンピーダンス要素とを備え、スイッチング素子のスイッ
チング動作中の一部期間に整流回路からの電流がスイッ
チング素子に流れる電源装置において、負荷回路に供給
する前記高周波電力を可変する可変手段を設けたことを
特徴とする電源装置。
【請求項３】負荷回路は放電灯を含み、負荷への供給
電力を可変することにより調光することを特徴とする請
求項１または請求項２記載の電源装置。
【請求項４】前記可変手段は、第１および第２のスイ
ッチング素子をスイッチングする周波数を変化させる手
段であることを特徴とする請求項１または請求項２記載
の電源装置。
【請求項５】前記可変手段は、第１および第２のスイ
ッチング素子をスイッチングする際に両スイッチング素
子を同時にオフにする期間であるデッドタイムを変化さ
せる手段であることを特徴とする請求項１または請求項
２記載の電源装置。
【請求項６】前記可変手段は、前記インピーダンス要
素のインピーダンスを変化させる手段であることを特徴
とする請求項２記載の電源装置。
【請求項７】前記可変手段は、前記負荷回路のインピ
ーダンスを変化させる手段であることを特徴とする請求
項１または請求項２記載の電源装置。
【請求項８】整流回路と負荷回路との間に第２のイン
ピーダンス要素を備え、前記可変手段は第２のインピー
ダンス要素のインピーダンスを変化させる手段であるこ
とを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項９】負荷回路は放電灯を含み、前記可変手段
は調光量に応じて前記インピーダンス要素のインピーダ
ンスを変化させることにより平滑コンデンサの両端電圧
の上昇を抑制する手段であることを特徴とする請求項２
記載の電源装置。
【請求項１０】負荷回路は放電灯を含み、前記可変手
段は調光量に応じて前記負荷回路のインピーダンスを変
化させることにより平滑コンデンサの両端電圧の上昇を
抑制する手段であることを特徴とする請求項２記載の電
源装置。
【請求項１１】整流回路と負荷回路との間に第２のイ
ンピーダンス要素を備え、負荷回路は放電灯を含み、前
記可変手段は調光量に応じて第２のインピーダンス要素
のインピーダンスを変化させることにより平滑コンデン
サの両端電圧の上昇を抑制する手段であることを特徴と
する請求項２記載の電源装置。
【請求項１２】前記負荷回路は放電灯と第３のインピ
ーダンス要素を含み、前記可変手段は第３のインピーダ
ンス要素に流れる電流量を調節することにより平滑コン
デンサの両端電圧の上昇を抑制する手段であることを特
徴とする請求項２記載の電源装置。