JP3493943B2 - 電源装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。
滑した直流電圧を高周波に変換して負荷に供給する電源
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、図２９に示すように、負荷回
路１に高周波電力を供給する電源装置が提案されている
（特開平８−２３７９６１号公報）。この電源装置は、
直流電源ＥにコンデンサＣ0 を直列接続し、一対のスイ
ッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路を直流電源Ｅとコン
デンサＣ0 との直列回路に並列接続したものであり、さ
らに直流電源ＥとコンデンサＣ0 との接続点と、スイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間にトランスＴ2 の
１次巻線を挿入し、トランスＴ2 の２次出力を負荷回路
１に供給する構成になっている。スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂにはここではバイポーラトランジスタを用い、
各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのコレクタ−エミッタ間
にダイオードＤａ，Ｄｂを逆並列に接続してある（つま
り、アノードをエミッタに、カソードをコレクタに接続
した形）。また、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、図示
しない制御回路によって、コンデンサＣ0 とトランスＴ
2 の１次巻線とにより構成される共振回路の共振周波数
よりも高いスイッチング周波数で交互にオンオフされ
る。
路１に高周波電力を供給する電源装置が提案されている
（特開平８−２３７９６１号公報）。この電源装置は、
直流電源ＥにコンデンサＣ0 を直列接続し、一対のスイ
ッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路を直流電源Ｅとコン
デンサＣ0 との直列回路に並列接続したものであり、さ
らに直流電源ＥとコンデンサＣ0 との接続点と、スイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間にトランスＴ2 の
１次巻線を挿入し、トランスＴ2 の２次出力を負荷回路
１に供給する構成になっている。スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂにはここではバイポーラトランジスタを用い、
各スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのコレクタ−エミッタ間
にダイオードＤａ，Ｄｂを逆並列に接続してある（つま
り、アノードをエミッタに、カソードをコレクタに接続
した形）。また、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、図示
しない制御回路によって、コンデンサＣ0 とトランスＴ
2 の１次巻線とにより構成される共振回路の共振周波数
よりも高いスイッチング周波数で交互にオンオフされ
る。
【０００３】したがって、スイッチング素子Ｑｂがオン
のときには直流電源Ｅ→トランスＴ 2 の１次巻線→スイ
ッチング素子Ｑｂ→直流電源Ｅの経路で電流が流れ、ト
ランスＴ2 を介して負荷回路１に電力が供給される。次
に、スイッチング素子Ｑｂがオフになると、トランスＴ
2 に蓄積されたエネルギが、トランスＴ2 の１次巻線→
ダイオードＤａ→コンデンサＣ0 →トランスＴ2 の１次
巻線の経路で放出される。つまり、トランスＴ2 のエネ
ルギがコンデンサＣ0 に移されることになる。次に、ス
イッチング素子Ｑａがオンになると、コンデンサＣ0 の
電荷は、コンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ→トラ
ンスＴ2 の１次巻線→コンデンサＣ0 の経路で放出さ
れ、負荷回路１に電力が供給される。その後、スイッチ
ング素子Ｑａがオフになると、トランスＴ2 の蓄積エネ
ルギは、トランスＴ2 →直流電源Ｅ→ダイオードＤｂ→
トランスＴ2 の経路で放出される。
のときには直流電源Ｅ→トランスＴ 2 の１次巻線→スイ
ッチング素子Ｑｂ→直流電源Ｅの経路で電流が流れ、ト
ランスＴ2 を介して負荷回路１に電力が供給される。次
に、スイッチング素子Ｑｂがオフになると、トランスＴ
2 に蓄積されたエネルギが、トランスＴ2 の１次巻線→
ダイオードＤａ→コンデンサＣ0 →トランスＴ2 の１次
巻線の経路で放出される。つまり、トランスＴ2 のエネ
ルギがコンデンサＣ0 に移されることになる。次に、ス
イッチング素子Ｑａがオンになると、コンデンサＣ0 の
電荷は、コンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ→トラ
ンスＴ2 の１次巻線→コンデンサＣ0 の経路で放出さ
れ、負荷回路１に電力が供給される。その後、スイッチ
ング素子Ｑａがオフになると、トランスＴ2 の蓄積エネ
ルギは、トランスＴ2 →直流電源Ｅ→ダイオードＤｂ→
トランスＴ2 の経路で放出される。
【０００４】このような一連の動作を繰り返すことによ
り、負荷回路１に高周波電力を供給することができるの
であり、コンデンサＣ0 やトランスＴ2 を適宜に設計
し、スイッチング周波数を適宜に設定すれば、コンデン
サＣ0 の両端電圧を高くしてトランスＴ2 の１次側に高
い電圧を印加することができる。したがって、負荷回路
１が高い印加電圧を要求する場合でも、トランスＴ2 の
巻比を小さくすることができる。つまり、トランスＴ2
の１次側には直流電源Ｅの電源電圧ないしそれ以上の電
圧が印加されるから、トランスＴ2 として巻比の小さい
小型のものを用いることが可能である。なお、この構成
の場合、スイッチング素子Ｑｂのオン時間をスイッチン
グ素子Ｑａのオン時間よりも大きくするほどコンデンサ
Ｃ0 の両端電圧は昇圧されることになる。
り、負荷回路１に高周波電力を供給することができるの
であり、コンデンサＣ0 やトランスＴ2 を適宜に設計
し、スイッチング周波数を適宜に設定すれば、コンデン
サＣ0 の両端電圧を高くしてトランスＴ2 の１次側に高
い電圧を印加することができる。したがって、負荷回路
１が高い印加電圧を要求する場合でも、トランスＴ2 の
巻比を小さくすることができる。つまり、トランスＴ2
の１次側には直流電源Ｅの電源電圧ないしそれ以上の電
圧が印加されるから、トランスＴ2 として巻比の小さい
小型のものを用いることが可能である。なお、この構成
の場合、スイッチング素子Ｑｂのオン時間をスイッチン
グ素子Ｑａのオン時間よりも大きくするほどコンデンサ
Ｃ0 の両端電圧は昇圧されることになる。
【０００５】ところで、商用電源のような交流電源から
電力を供給して上記構成を実現するには、商用電源のよ
うな交流電源を整流平滑して直流電源Ｅを得ることが考
えられる。つまり、図３０に示す電源装置では、交流電
源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流
回路ＤＢの出力を容量が比較的大きいコンデンサＣ1に
より平滑している。上記回路のコンデンサＣ0 は容量が
比較的小さいものでありコンデンサＣ1 に直列接続され
る。両スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるス
イッチング周波数は、交流電源ＡＣの周波数（電源周波
数）よりも十分に高く設定される。しかして、電源投入
後であってコンデンサＣ1 が充電された定常状態では、
コンデンサＣ1 を上述の直流電源Ｅとして動作する。
電力を供給して上記構成を実現するには、商用電源のよ
うな交流電源を整流平滑して直流電源Ｅを得ることが考
えられる。つまり、図３０に示す電源装置では、交流電
源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流
回路ＤＢの出力を容量が比較的大きいコンデンサＣ1に
より平滑している。上記回路のコンデンサＣ0 は容量が
比較的小さいものでありコンデンサＣ1 に直列接続され
る。両スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるス
イッチング周波数は、交流電源ＡＣの周波数（電源周波
数）よりも十分に高く設定される。しかして、電源投入
後であってコンデンサＣ1 が充電された定常状態では、
コンデンサＣ1 を上述の直流電源Ｅとして動作する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の構成ではコンデ
ンサＣ1 として容量の比較的大きいものを用いているか
ら、図３１（ａ）に示す交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの
変化に対して、図３１（ｂ）に示すようにコンデンサＣ
1 の両端電圧はほとんど変動せず、したがって、負荷回
路１に流れる電流の振幅は図３１（ｃ）のようにほぼ一
定になる。つまり、負荷回路１に流れる電流のクレスト
ファクタ（波高率）が小さくなるものである。このこと
は、負荷回路１に放電ランプを含むような場合でも交流
電源ＡＣの電圧変化による光出力の変化がなく好ましい
照明が可能になる。しかしながら、整流回路ＤＢの出力
端間に容量の比較的大きいコンデンサＣ1 を接続してい
るものであるから、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデン
サＣ1 の両端電圧よりも高い期間にしか交流電源ＡＣか
らの入力電流Ｉinが流れず、図３１（ａ）のように入力
電流Ｉinの流れる期間が短いものである。つまり、入力
電流の高調波成分が多くなり入力電流歪が大きくなると
いう問題がある。
ンサＣ1 として容量の比較的大きいものを用いているか
ら、図３１（ａ）に示す交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの
変化に対して、図３１（ｂ）に示すようにコンデンサＣ
1 の両端電圧はほとんど変動せず、したがって、負荷回
路１に流れる電流の振幅は図３１（ｃ）のようにほぼ一
定になる。つまり、負荷回路１に流れる電流のクレスト
ファクタ（波高率）が小さくなるものである。このこと
は、負荷回路１に放電ランプを含むような場合でも交流
電源ＡＣの電圧変化による光出力の変化がなく好ましい
照明が可能になる。しかしながら、整流回路ＤＢの出力
端間に容量の比較的大きいコンデンサＣ1 を接続してい
るものであるから、整流回路ＤＢの出力電圧がコンデン
サＣ1 の両端電圧よりも高い期間にしか交流電源ＡＣか
らの入力電流Ｉinが流れず、図３１（ａ）のように入力
電流Ｉinの流れる期間が短いものである。つまり、入力
電流の高調波成分が多くなり入力電流歪が大きくなると
いう問題がある。
【０００７】この問題を解決するには、図３２に示すよ
うに図３０に示す構成からコンデンサＣ1 を省略するこ
とが考えられる。この構成の場合に、コンデンサＣ1 か
らの給電がなく、スイッチング素子Ｑｂのオン期間には
整流回路ＤＢからトランスＴ 1 の１次巻線を通る経路で
電流が流れるから、スイッチング素子Ｑｂのオン毎に交
流電源ＡＣからの入力電流Ｉinを流すことができる。つ
まり、図３３（ａ）に示すように、交流電源ＡＣの電源
電圧Ｖｓにほぼ比例した振幅で入力電流Ｉinを連続的
（高周波的）に流すことができ、入力電流歪が少なく、
入力力率も高くなる。
うに図３０に示す構成からコンデンサＣ1 を省略するこ
とが考えられる。この構成の場合に、コンデンサＣ1 か
らの給電がなく、スイッチング素子Ｑｂのオン期間には
整流回路ＤＢからトランスＴ 1 の１次巻線を通る経路で
電流が流れるから、スイッチング素子Ｑｂのオン毎に交
流電源ＡＣからの入力電流Ｉinを流すことができる。つ
まり、図３３（ａ）に示すように、交流電源ＡＣの電源
電圧Ｖｓにほぼ比例した振幅で入力電流Ｉinを連続的
（高周波的）に流すことができ、入力電流歪が少なく、
入力力率も高くなる。
【０００８】この構成の場合に、整流回路ＤＢの出力端
間の電圧は図３３（ｂ）のように交流電源ＡＣの電源周
波数の２倍の周期で変動する脈流波形になる。その結
果、図３３（ｃ）のように、負荷回路１に流れる電流の
振幅が整流回路ＤＢの出力電圧と同様に変動することに
なり、負荷回路１に流れる電流のクレストファクタ（波
高率）が大きくなる。つまり、負荷回路１に放電ランプ
を含む場合には、光出力が変化してちらつきなどの原因
になるという問題が生じる。
間の電圧は図３３（ｂ）のように交流電源ＡＣの電源周
波数の２倍の周期で変動する脈流波形になる。その結
果、図３３（ｃ）のように、負荷回路１に流れる電流の
振幅が整流回路ＤＢの出力電圧と同様に変動することに
なり、負荷回路１に流れる電流のクレストファクタ（波
高率）が大きくなる。つまり、負荷回路１に放電ランプ
を含む場合には、光出力が変化してちらつきなどの原因
になるという問題が生じる。
【０００９】本発明の目的とするところは、入力電流歪
が少なく、しかも負荷回路に流れる電流の波高率が小さ
く、さらには部品点数の少ない電源装置を提供すること
にある。
が少なく、しかも負荷回路に流れる電流の波高率が小さ
く、さらには部品点数の少ない電源装置を提供すること
にある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、交流
電源を整流する整流器と、整流器の直流出力端間に接続
された第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列接
続された第２のコンデンサと、第１のコンデンサと第２
のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の周
波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる第
１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各スイ
ッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチングの
オン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイオ
ードと、第１および第２のコンデンサの接続点と第１お
よび第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線
が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備
え、第１のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉
回路を形成する一方のスイッチング素子のオン期間に、
第１のコンデンサとトランスとの共振作用によって前記
一方のスイッチング素子に電流が流れる期間と、整流器
からの電流が前記一方のスイッチング素子に流れる期間
とが設けられる程度に第１のコンデンサの容量を設定
し、第２のコンデンサの容量は他方のスイッチング素子
のオン期間における負荷回路への電力供給用に設定され
ている。この構成によれば、スイッチング素子のオンオ
フの１周期毎に１回ずつ整流回路から電流が流れるか
ら、電源周期ののほぼ全域にわたって入力電流を流すこ
とができ、入力電流歪が少なくなる。また、負荷回路に
は第２のコンデンサにより平滑された比較的安定した電
圧を印加することができるから、負荷回路に流れる電流
の脈動成分が比較的少なくなる。しかも、図３０などに
示した従来構成と比較してとくに部品の増加もなく、比
較的少ない部品点数で上記目的を達成することができ
る。
電源を整流する整流器と、整流器の直流出力端間に接続
された第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列接
続された第２のコンデンサと、第１のコンデンサと第２
のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の周
波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる第
１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各スイ
ッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチングの
オン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイオ
ードと、第１および第２のコンデンサの接続点と第１お
よび第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線
が挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備
え、第１のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉
回路を形成する一方のスイッチング素子のオン期間に、
第１のコンデンサとトランスとの共振作用によって前記
一方のスイッチング素子に電流が流れる期間と、整流器
からの電流が前記一方のスイッチング素子に流れる期間
とが設けられる程度に第１のコンデンサの容量を設定
し、第２のコンデンサの容量は他方のスイッチング素子
のオン期間における負荷回路への電力供給用に設定され
ている。この構成によれば、スイッチング素子のオンオ
フの１周期毎に１回ずつ整流回路から電流が流れるか
ら、電源周期ののほぼ全域にわたって入力電流を流すこ
とができ、入力電流歪が少なくなる。また、負荷回路に
は第２のコンデンサにより平滑された比較的安定した電
圧を印加することができるから、負荷回路に流れる電流
の脈動成分が比較的少なくなる。しかも、図３０などに
示した従来構成と比較してとくに部品の増加もなく、比
較的少ない部品点数で上記目的を達成することができ
る。
【００１１】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、第１および第２のスイッチング素子のオンオフのス
イッチング周波数を調節可能な制御回路を備えるもので
ある。この構成によれば、スイッチング周波数を変化さ
せることによって負荷回路への供給電力を調節すること
ができる。また、負荷回路への供給電力を調節すること
で、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両端
電圧が異常上昇することがない。たとえば、負荷回路が
放電ランプを含む場合に調光制御が可能であり、また、
予熱、始動、点灯などの制御も可能になる。あるいはま
た、負荷回路での消費電力が急激な変化を検出する手段
を設けている場合には、スイッチング周波数を変化させ
ることによって、回路構成素子にストレスがかかるのを
回避する構成を容易に実現することができる。
て、第１および第２のスイッチング素子のオンオフのス
イッチング周波数を調節可能な制御回路を備えるもので
ある。この構成によれば、スイッチング周波数を変化さ
せることによって負荷回路への供給電力を調節すること
ができる。また、負荷回路への供給電力を調節すること
で、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両端
電圧が異常上昇することがない。たとえば、負荷回路が
放電ランプを含む場合に調光制御が可能であり、また、
予熱、始動、点灯などの制御も可能になる。あるいはま
た、負荷回路での消費電力が急激な変化を検出する手段
を設けている場合には、スイッチング周波数を変化させ
ることによって、回路構成素子にストレスがかかるのを
回避する構成を容易に実現することができる。
【００１２】請求項３の発明は、請求項１または請求項
２の発明において、第１および第２のスイッチング素子
のオン期間を調節可能な制御回路を備えるものである。
この構成によれば、スイッチング素子のオン期間を変化
させることによって負荷回路への供給電力を調節するこ
とができる。また、負荷回路への供給電力を調節するこ
とで、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両
端電圧が異常上昇することがない。たとえば、負荷回路
が放電ランプを含む場合に調光制御が可能であり、ま
た、予熱、始動、点灯などの制御も可能になる。あるい
はまた、負荷回路での消費電力が急激な変化を検出する
手段を設けている場合には、スイッチング周波数を変化
させることによって、回路構成素子にストレスがかかる
のを回避する構成を容易に実現することができる。
２の発明において、第１および第２のスイッチング素子
のオン期間を調節可能な制御回路を備えるものである。
この構成によれば、スイッチング素子のオン期間を変化
させることによって負荷回路への供給電力を調節するこ
とができる。また、負荷回路への供給電力を調節するこ
とで、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両
端電圧が異常上昇することがない。たとえば、負荷回路
が放電ランプを含む場合に調光制御が可能であり、ま
た、予熱、始動、点灯などの制御も可能になる。あるい
はまた、負荷回路での消費電力が急激な変化を検出する
手段を設けている場合には、スイッチング周波数を変化
させることによって、回路構成素子にストレスがかかる
のを回避する構成を容易に実現することができる。
【００１３】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、第２のコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手
段を設け、電圧検出手段による検出電圧に基づいて、第
１および第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイ
ッチング周波数とオン期間との少なくとも一方を制御す
る制御回路を設けたものである。この構成によれば、第
２のコンデンサの両端電圧が異常上昇するようなとき
に、動作を停止させたり、負荷回路への出力を低減させ
ることによって、回路構成素子にストレスがかかるのを
回避することができる。また、第２のコンデンサの両端
電圧をほぼ一定に保つように制御すれば、負荷回路への
供給電流をほぼ一定に保つことになり、負荷回路の安定
動作が期待できる。とくに、負荷回路が放電ランプを含
む場合には、ちらつきの少ない光出力を得ることができ
る。
て、第２のコンデンサの両端電圧を検出する電圧検出手
段を設け、電圧検出手段による検出電圧に基づいて、第
１および第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイ
ッチング周波数とオン期間との少なくとも一方を制御す
る制御回路を設けたものである。この構成によれば、第
２のコンデンサの両端電圧が異常上昇するようなとき
に、動作を停止させたり、負荷回路への出力を低減させ
ることによって、回路構成素子にストレスがかかるのを
回避することができる。また、第２のコンデンサの両端
電圧をほぼ一定に保つように制御すれば、負荷回路への
供給電流をほぼ一定に保つことになり、負荷回路の安定
動作が期待できる。とくに、負荷回路が放電ランプを含
む場合には、ちらつきの少ない光出力を得ることができ
る。
【００１４】請求項５の発明は、請求項１の発明におい
て、第１のコンデンサとトランスとからなる共振回路の
共振周波数よりも第１および第２のスイッチング素子を
オンオフさせるスイッチング周波数を高く設定し、整流
器の直流出力端間の電圧を検出する電圧検出手段を設
け、電圧検出手段による検出電圧が高いほど負荷回路へ
の供給電力が増大するように第１および第２のスイッチ
ング素子のスイッチング周波数とオン期間との少なくと
も一方を制御する制御回路を設けたものである。この構
成によれば、負荷回路への供給電力をほぼ一定に保つこ
とが可能になり、また、入力電流波形を正弦波に近づけ
て入力電流歪みを一層低減することができる。
て、第１のコンデンサとトランスとからなる共振回路の
共振周波数よりも第１および第２のスイッチング素子を
オンオフさせるスイッチング周波数を高く設定し、整流
器の直流出力端間の電圧を検出する電圧検出手段を設
け、電圧検出手段による検出電圧が高いほど負荷回路へ
の供給電力が増大するように第１および第２のスイッチ
ング素子のスイッチング周波数とオン期間との少なくと
も一方を制御する制御回路を設けたものである。この構
成によれば、負荷回路への供給電力をほぼ一定に保つこ
とが可能になり、また、入力電流波形を正弦波に近づけ
て入力電流歪みを一層低減することができる。
【００１５】請求項６の発明は、請求項１の発明におい
て、負荷回路に流れる電流を検出する電流検出手段を設
け、電流検出手段による検出電流に基づいて第１およぴ
第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイッチング
周波数とオン期間との少なくとも一方を調節する制御回
路を設けたものである。この構成によれば、電源電圧が
変動したようなときでも、負荷回路に流れる電流を略一
定に保つことができ、負荷の安定動作が期待できる。た
とえば負荷回路が放電ランプを含むときに、ランプ電流
の脈動を低減することになり、ちらつきの少ない光出力
を得ることができる。
て、負荷回路に流れる電流を検出する電流検出手段を設
け、電流検出手段による検出電流に基づいて第１およぴ
第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイッチング
周波数とオン期間との少なくとも一方を調節する制御回
路を設けたものである。この構成によれば、電源電圧が
変動したようなときでも、負荷回路に流れる電流を略一
定に保つことができ、負荷の安定動作が期待できる。た
とえば負荷回路が放電ランプを含むときに、ランプ電流
の脈動を低減することになり、ちらつきの少ない光出力
を得ることができる。
【００１６】請求項７の発明は、請求項１ないし請求項
６の発明において、負荷回路が、負荷と第３のコンデン
サとの直列回路を備え、この直列回路がトランスの２次
巻線の両端間に接続されるものである。この構成では、
トランスの２次側での直流分ないし低周波成分を第３の
コンデンサにより除去することができるから、負荷回路
電流の波高率を低減することができる。
６の発明において、負荷回路が、負荷と第３のコンデン
サとの直列回路を備え、この直列回路がトランスの２次
巻線の両端間に接続されるものである。この構成では、
トランスの２次側での直流分ないし低周波成分を第３の
コンデンサにより除去することができるから、負荷回路
電流の波高率を低減することができる。
【００１７】請求項８の発明は、請求項１ないし請求項
７の発明において、第１および第２のコンデンサの接続
点と整流器の直流出力端との間に挿入された第１のスイ
ッチ要素と、第１および第２のコンデンサの直列回路と
整流器の直流出力端との間に挿入された第２のスイッチ
要素とを備え、第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要
素とは択一的にオンにされるものである。この構成によ
れば、負荷回路の供給電力が減少するなどして第２のコ
ンデンサの両端電圧が上昇するような場合に第２のスイ
ッチ要素をオンにすれば、第２のコンデンサの両端電圧
を整流器の出力電圧のピーク値にクランプすることにな
り、回路構成素子へのストレスを低減することができ
る。
７の発明において、第１および第２のコンデンサの接続
点と整流器の直流出力端との間に挿入された第１のスイ
ッチ要素と、第１および第２のコンデンサの直列回路と
整流器の直流出力端との間に挿入された第２のスイッチ
要素とを備え、第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要
素とは択一的にオンにされるものである。この構成によ
れば、負荷回路の供給電力が減少するなどして第２のコ
ンデンサの両端電圧が上昇するような場合に第２のスイ
ッチ要素をオンにすれば、第２のコンデンサの両端電圧
を整流器の出力電圧のピーク値にクランプすることにな
り、回路構成素子へのストレスを低減することができ
る。
【００１８】請求項９の発明は、請求項１ないし請求項
８の発明において、第１のコンデンサの容量を可変する
手段を設けたものである。この構成によれば、第１のコ
ンデンサの容量が可変であるから、負荷回路の負荷の大
きさに応じて入力電流を調整することができ、入力電流
歪の増加を防止することができる。たとえば、負荷回路
が放電ランプを含み、調光するような場合にも、入力電
流歪の増加を防止することができる。
８の発明において、第１のコンデンサの容量を可変する
手段を設けたものである。この構成によれば、第１のコ
ンデンサの容量が可変であるから、負荷回路の負荷の大
きさに応じて入力電流を調整することができ、入力電流
歪の増加を防止することができる。たとえば、負荷回路
が放電ランプを含み、調光するような場合にも、入力電
流歪の増加を防止することができる。
【００１９】請求項１０の発明は、請求項１ないし請求
項９の発明において、負荷回路が複数の負荷を備えるも
のである。すなわち、複数個の負荷に同時に電力を供給
することができる。請求項１１の発明は、請求項１の発
明において、第１および第２のスイッチング素子が負荷
回路に流れる電流の帰還により自励制御されるものであ
る。すなわち、スイッチング素子をオンオフさせる回路
が不要であるから、部品点数を低減することができる。
負荷回路に負荷に直列に挿入したインダクタを設け、イ
ンダクタの２次出力によりスイッチング素子に電流を帰
還すれば、負荷が存在しないときや負荷が断線したよう
なときに、回路動作を自動的に停止させることが可能に
なる。
項９の発明において、負荷回路が複数の負荷を備えるも
のである。すなわち、複数個の負荷に同時に電力を供給
することができる。請求項１１の発明は、請求項１の発
明において、第１および第２のスイッチング素子が負荷
回路に流れる電流の帰還により自励制御されるものであ
る。すなわち、スイッチング素子をオンオフさせる回路
が不要であるから、部品点数を低減することができる。
負荷回路に負荷に直列に挿入したインダクタを設け、イ
ンダクタの２次出力によりスイッチング素子に電流を帰
還すれば、負荷が存在しないときや負荷が断線したよう
なときに、回路動作を自動的に停止させることが可能に
なる。
【００２０】請求項１２の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に逆流阻止用の整流素
子を介して接続された第１のコンデンサと、第１のコン
デンサに直列接続された第２のコンデンサと、第１のコ
ンデンサと第２のコンデンサとの直列回路に並列接続さ
れ交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオ
ンオフされる第１および第２のスイッチング素子の直列
回路と、各スイッチング素子にそれぞれ並列接続され各
スイッチングのオン時とは逆向きの電流を流す第１およ
び第２のダイオードと、第１および第２のコンデンサの
接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点と
の間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与える
トランスとを備え、第１のコンデンサとトランスの１次
巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッチング素子
のオン期間に、第１のコンデンサとトランスとの共振作
用によって前記一方のスイッチング素子に電流が流れる
期間と、整流器からの電流が前記一方のスイッチング素
子に流れる期間とが設けられる程度に第１のコンデンサ
の容量を設定し、第２のコンデンサの容量は他方のスイ
ッチング素子のオン期間における負荷回路への電力供給
用に設定され、第１および第２のコンデンサと整流素子
とトランスと負荷回路とを複数組備えるものである。こ
の構成によれば、請求項１の発明の効果に加えて、複数
の負荷回路に電力の供給が可能になり、また、各負荷回
路は並列的に動作するから、いずれかの負荷回路が動作
しない場合でも他の負荷回路の動作を継続させることが
可能である。
整流器と、整流器の直流出力端間に逆流阻止用の整流素
子を介して接続された第１のコンデンサと、第１のコン
デンサに直列接続された第２のコンデンサと、第１のコ
ンデンサと第２のコンデンサとの直列回路に並列接続さ
れ交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互にオ
ンオフされる第１および第２のスイッチング素子の直列
回路と、各スイッチング素子にそれぞれ並列接続され各
スイッチングのオン時とは逆向きの電流を流す第１およ
び第２のダイオードと、第１および第２のコンデンサの
接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続点と
の間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与える
トランスとを備え、第１のコンデンサとトランスの１次
巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッチング素子
のオン期間に、第１のコンデンサとトランスとの共振作
用によって前記一方のスイッチング素子に電流が流れる
期間と、整流器からの電流が前記一方のスイッチング素
子に流れる期間とが設けられる程度に第１のコンデンサ
の容量を設定し、第２のコンデンサの容量は他方のスイ
ッチング素子のオン期間における負荷回路への電力供給
用に設定され、第１および第２のコンデンサと整流素子
とトランスと負荷回路とを複数組備えるものである。こ
の構成によれば、請求項１の発明の効果に加えて、複数
の負荷回路に電力の供給が可能になり、また、各負荷回
路は並列的に動作するから、いずれかの負荷回路が動作
しない場合でも他の負荷回路の動作を継続させることが
可能である。
【００２１】請求項１３の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイ
オードと、整流器の直流出力端間に接続された第１およ
び第２のコンデンサの直列回路と、整流器の直流出力端
間に接続された第３および第４のコンデンサの直列回路
と、第１および第２のコンデンサの接続点と第３および
第４のコンデンサの接続点との間に挿入された第５のコ
ンデンサと、第１および第２のコンデンサの接続点と第
１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次
巻線が挿入され２次出力を第１の負荷回路に与える第１
のトランスと、第３および第４のコンデンサの接続点と
第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１
次巻線が挿入され２次出力を第２の負荷回路に与える第
２のトランスとを備え、第１のコンデンサと第１のトラ
ンスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッ
チング素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランス
との共振作用によって前記一方のスイッチング素子に電
流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一方のスイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第４のコンデンサと第２の
トランスの１次巻線とともに閉回路を形成する他方のス
イッチング素子のオン期間に、第４のコンデンサと第２
のトランスとの共振作用によって前記他方のスイッチン
グ素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記
他方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程
度に第４のコンデンサの容量を設定し、第２および第３
のコンデンサの容量は各スイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
ある。この構成によれば、スイッチング素子のオンオフ
の１周期に交流電源からの入力電流を流す期間が２回で
きるから、請求項１の発明に比較して交流電源からの入
力電流がより連続的になり、入力電流のピーク値を抑制
することができる。その結果、交流電源と整流器との間
に高周波阻止用のフィルタ回路を設けるときに、フィル
タ回路に流れる電流が少ないからフィルタ回路の構成部
品に小容量のものを用いて小型化することができる。
整流器と、整流器の直流出力端間に接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイ
オードと、整流器の直流出力端間に接続された第１およ
び第２のコンデンサの直列回路と、整流器の直流出力端
間に接続された第３および第４のコンデンサの直列回路
と、第１および第２のコンデンサの接続点と第３および
第４のコンデンサの接続点との間に挿入された第５のコ
ンデンサと、第１および第２のコンデンサの接続点と第
１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次
巻線が挿入され２次出力を第１の負荷回路に与える第１
のトランスと、第３および第４のコンデンサの接続点と
第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１
次巻線が挿入され２次出力を第２の負荷回路に与える第
２のトランスとを備え、第１のコンデンサと第１のトラ
ンスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッ
チング素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランス
との共振作用によって前記一方のスイッチング素子に電
流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一方のスイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第４のコンデンサと第２の
トランスの１次巻線とともに閉回路を形成する他方のス
イッチング素子のオン期間に、第４のコンデンサと第２
のトランスとの共振作用によって前記他方のスイッチン
グ素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記
他方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程
度に第４のコンデンサの容量を設定し、第２および第３
のコンデンサの容量は各スイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
ある。この構成によれば、スイッチング素子のオンオフ
の１周期に交流電源からの入力電流を流す期間が２回で
きるから、請求項１の発明に比較して交流電源からの入
力電流がより連続的になり、入力電流のピーク値を抑制
することができる。その結果、交流電源と整流器との間
に高周波阻止用のフィルタ回路を設けるときに、フィル
タ回路に流れる電流が少ないからフィルタ回路の構成部
品に小容量のものを用いて小型化することができる。
【００２２】請求項１４の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、第１のコンデンサと第
２のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第３および第４のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１ないし第４のダイ
オードと、第１および第２のスイッチング素子の接続点
と第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に
１次巻線が挿入されるとともに１次巻線に設けたセンタ
タップが第１および第２のコンデンサの接続点に接続さ
れ２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１
のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形
成するスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記スイッチング素
子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記スイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサの容量は
前記閉回路を形成しないスイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
ある。この構成によれば、請求項１３の発明と同様に、
スイッチング素子のオンオフの１周期に交流電源からの
入力電流を流す期間を２回設けることになるから、入力
電流をより連続的にすることができる。つまり、入力電
流のピーク値を抑えることができ、フィルタ回路を小型
化することができる。
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、第１のコンデンサと第
２のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第３および第４のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１ないし第４のダイ
オードと、第１および第２のスイッチング素子の接続点
と第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に
１次巻線が挿入されるとともに１次巻線に設けたセンタ
タップが第１および第２のコンデンサの接続点に接続さ
れ２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１
のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形
成するスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記スイッチング素
子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記スイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサの容量は
前記閉回路を形成しないスイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
ある。この構成によれば、請求項１３の発明と同様に、
スイッチング素子のオンオフの１周期に交流電源からの
入力電流を流す期間を２回設けることになるから、入力
電流をより連続的にすることができる。つまり、入力電
流のピーク値を抑えることができ、フィルタ回路を小型
化することができる。
【００２３】
（実施形態１）本実施形態は、図１に示すように、図３
０に示した従来構成に対して、整流回路ＤＢの出力端間
にコンデンサＣ1 を接続する代わりにコンデンサＣ0 を
接続したものである。また、負荷回路１としてはトラン
スＴ1 の２次巻線の両端にそれぞれフィラメントの一端
が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）Ｌａと、放電ラ
ンプＬａの各フィラメントの非電源側端間に接続した予
熱用ないし共振用のコンデンサＣ3 とを設けたものを用
いている。トランスＴ1 はリーケージ形のものでり、ト
ランスＴ1 の漏れインダクタンスとコンデンサＣ3 とに
より共振回路が形成される。
０に示した従来構成に対して、整流回路ＤＢの出力端間
にコンデンサＣ1 を接続する代わりにコンデンサＣ0 を
接続したものである。また、負荷回路１としてはトラン
スＴ1 の２次巻線の両端にそれぞれフィラメントの一端
が接続された放電ランプ（蛍光ランプ）Ｌａと、放電ラ
ンプＬａの各フィラメントの非電源側端間に接続した予
熱用ないし共振用のコンデンサＣ3 とを設けたものを用
いている。トランスＴ1 はリーケージ形のものでり、ト
ランスＴ1 の漏れインダクタンスとコンデンサＣ3 とに
より共振回路が形成される。
【００２４】すなわち、商用電源のような交流電源ＡＣ
を全波整流する整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直
流出力端間には容量の比較的小さいコンデンサＣ0 が接
続される。整流回路ＤＢはダイオードブリッジよりな
る。コンデンサＣ0 には容量の比較的大きいコンデンサ
Ｃ1 が直列接続される。コンデンサＣ0 ，Ｃ1 の直列回
路には一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路が
並列接続され、コンデンサＣ0 ，Ｃ1 の接続点とスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間には、リーケージ
トランスであるトランスＴ1 の１次巻線が挿入される。
トランスＴ1 の２次巻線には上述した負荷回路１が接続
される。また、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂはバイポー
ラトランジスタを用いており、それぞれダイオードＤ
ａ，Ｄｂが逆並列に接続される。両スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂは図示しない制御回路により電源周波数よりも
十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされ
る。
を全波整流する整流回路ＤＢを備え、整流回路ＤＢの直
流出力端間には容量の比較的小さいコンデンサＣ0 が接
続される。整流回路ＤＢはダイオードブリッジよりな
る。コンデンサＣ0 には容量の比較的大きいコンデンサ
Ｃ1 が直列接続される。コンデンサＣ0 ，Ｃ1 の直列回
路には一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路が
並列接続され、コンデンサＣ0 ，Ｃ1 の接続点とスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間には、リーケージ
トランスであるトランスＴ1 の１次巻線が挿入される。
トランスＴ1 の２次巻線には上述した負荷回路１が接続
される。また、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂはバイポー
ラトランジスタを用いており、それぞれダイオードＤ
ａ，Ｄｂが逆並列に接続される。両スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂは図示しない制御回路により電源周波数よりも
十分に高いスイッチング周波数で交互にオンオフされ
る。
【００２５】いま、定常状態での動作について考える
と、定常状態ではコンデンサＣ1 は充電されているか
ら、スイッチング素子Ｑｂがオンになると、図２に破線
で示すように、コンデンサＣ1 →トランスＴ1 の１次巻
線→スイッチング素子Ｑｂ−コンデンサＣ1 の経路で電
流が流れ、トランスＴ1 を介して負荷回路１へ電力が供
給される。次に、スイッチング素子Ｑｂがオフになる
と、図３に破線で示すように、トランスＴ1 に蓄積され
ていたエネルギが、トランスＴ1 の１次巻線→ダイオー
ドＤａ→コンデンサＣ0 →トランスＴ1 の１次巻線の経
路で放出され、トランスＴ1 のエネルギがコンデンサＣ
0 に移される。この期間では、コンデンサＣ0の両端電
圧ＶC2は、トランスＴ1 の漏れインダクタンスとの共振
作用により増加する（図７（ｃ）参照）。
と、定常状態ではコンデンサＣ1 は充電されているか
ら、スイッチング素子Ｑｂがオンになると、図２に破線
で示すように、コンデンサＣ1 →トランスＴ1 の１次巻
線→スイッチング素子Ｑｂ−コンデンサＣ1 の経路で電
流が流れ、トランスＴ1 を介して負荷回路１へ電力が供
給される。次に、スイッチング素子Ｑｂがオフになる
と、図３に破線で示すように、トランスＴ1 に蓄積され
ていたエネルギが、トランスＴ1 の１次巻線→ダイオー
ドＤａ→コンデンサＣ0 →トランスＴ1 の１次巻線の経
路で放出され、トランスＴ1 のエネルギがコンデンサＣ
0 に移される。この期間では、コンデンサＣ0の両端電
圧ＶC2は、トランスＴ1 の漏れインダクタンスとの共振
作用により増加する（図７（ｃ）参照）。
【００２６】その後、スイッチング素子Ｑａがオンにな
ると、トランスＴ1 の漏れインダクタンスとコンデンサ
Ｃ0 ，Ｃ3 との共振作用により、図４に破線で示すよう
にコンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ→トランスＴ
1 の１次巻線→コンデンサＣ 0 の経路で共振電流が流
れ、トランスＴ1 を介して負荷回路１に電力が供給され
る。このとき、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の
向きはスイッチング素子Ｑｂのオン時とは逆向きになる
から、負荷回路１には交番した高周波電圧を印加するこ
とができる。ここまでの動作は従来構成と同様である。
ると、トランスＴ1 の漏れインダクタンスとコンデンサ
Ｃ0 ，Ｃ3 との共振作用により、図４に破線で示すよう
にコンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ→トランスＴ
1 の１次巻線→コンデンサＣ 0 の経路で共振電流が流
れ、トランスＴ1 を介して負荷回路１に電力が供給され
る。このとき、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の
向きはスイッチング素子Ｑｂのオン時とは逆向きになる
から、負荷回路１には交番した高周波電圧を印加するこ
とができる。ここまでの動作は従来構成と同様である。
【００２７】図４の状態でコンデンサＣ0 の電荷が放出
され、図７（ｃ）のように、コンデンサＣ0 の両端電圧
が整流回路ＤＢの出力電圧まで低下すると、図５に破線
で示すように、整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ→
トランスＴ1 の１次巻線→整流回路ＤＢの経路で電流が
流れる。つまり、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢに入力
電流Ｉinが流れる。
され、図７（ｃ）のように、コンデンサＣ0 の両端電圧
が整流回路ＤＢの出力電圧まで低下すると、図５に破線
で示すように、整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ→
トランスＴ1 の１次巻線→整流回路ＤＢの経路で電流が
流れる。つまり、交流電源ＡＣから整流回路ＤＢに入力
電流Ｉinが流れる。
【００２８】その後、スイッチング素子Ｑａがオフにな
ると、図６に示すように、トランスＴ1 に蓄積されてい
たエネルギが、トランスＴ1 の１次巻線→コンデンサＣ
1 →ダイオードＤｂ→トランスＴ1 の１次巻線の経路で
放出される。この経路は図３０に示した従来構成と同様
であるが、従来構成ではコンデンサＣ0 の電荷によりト
ランスＴ1 にエネルギを蓄積していたのに対して、本実
施形態ではコンデンサＣ0 だけではなく交流電源ＡＣか
らもトランスＴ1 にエネルギを蓄積するから、トランス
Ｔ1 には比較的大きいエネルギを蓄積することができ
る。また、コンデンサＣ1 のすべての充電電荷はトラン
スＴ1 の蓄積エネルギにより与えられる。このような動
作により、平滑用として設けられたコンデンサＣ1 の正
極が整流回路ＤＢの直流出力端の負極に対応することに
なる。ここで、図５、図６の動作に着目すれば、スイッ
チング素子ＱａとトランスＴ1 とダイオードＤｂとは極
性逆転型（Buck Boost型）のチョッパ回路を構成するこ
とになる。
ると、図６に示すように、トランスＴ1 に蓄積されてい
たエネルギが、トランスＴ1 の１次巻線→コンデンサＣ
1 →ダイオードＤｂ→トランスＴ1 の１次巻線の経路で
放出される。この経路は図３０に示した従来構成と同様
であるが、従来構成ではコンデンサＣ0 の電荷によりト
ランスＴ1 にエネルギを蓄積していたのに対して、本実
施形態ではコンデンサＣ0 だけではなく交流電源ＡＣか
らもトランスＴ1 にエネルギを蓄積するから、トランス
Ｔ1 には比較的大きいエネルギを蓄積することができ
る。また、コンデンサＣ1 のすべての充電電荷はトラン
スＴ1 の蓄積エネルギにより与えられる。このような動
作により、平滑用として設けられたコンデンサＣ1 の正
極が整流回路ＤＢの直流出力端の負極に対応することに
なる。ここで、図５、図６の動作に着目すれば、スイッ
チング素子ＱａとトランスＴ1 とダイオードＤｂとは極
性逆転型（Buck Boost型）のチョッパ回路を構成するこ
とになる。
【００２９】図６に示した状態でトランスＴ1 に蓄積さ
れたエネルギが放出されると、図２のようにコンデンサ
Ｃ1 から電荷が放出される状態に戻り、図２〜図６の動
作を繰り返すことにより負荷回路１に交番した高周波電
力を供給する。図２〜図６に示した各状態における各部
の動作波形を図７に示す。同図（ａ）はスイッチング素
子Ｑｂのベースに入力される信号電圧であって、０Ｖは
スイッチング素子Ｑｂのオフ状態に対応する。同図
（ｂ）はトランスＴ1 の１次巻線に流れる電流ＩT1、同
図（ｃ）は交流電源ＡＣの電源電圧ＶｓとコンデンサＣ
0 の両端電圧ＶC0との関係、同図（ｄ）は交流電源ＡＣ
からの入力電流Ｉinを示す。また、（ａ）〜（ｅ）は図
２〜図６に対応する状態を示す。図７より明らかなよう
に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂがオンオフを１回繰り
返す間に交流電源ＡＣから入力電流Ｉinが流れる期間が
存在するのである。なお、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣ
の電源電圧が一定とみなせる程度に設定される。
れたエネルギが放出されると、図２のようにコンデンサ
Ｃ1 から電荷が放出される状態に戻り、図２〜図６の動
作を繰り返すことにより負荷回路１に交番した高周波電
力を供給する。図２〜図６に示した各状態における各部
の動作波形を図７に示す。同図（ａ）はスイッチング素
子Ｑｂのベースに入力される信号電圧であって、０Ｖは
スイッチング素子Ｑｂのオフ状態に対応する。同図
（ｂ）はトランスＴ1 の１次巻線に流れる電流ＩT1、同
図（ｃ）は交流電源ＡＣの電源電圧ＶｓとコンデンサＣ
0 の両端電圧ＶC0との関係、同図（ｄ）は交流電源ＡＣ
からの入力電流Ｉinを示す。また、（ａ）〜（ｅ）は図
２〜図６に対応する状態を示す。図７より明らかなよう
に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂがオンオフを１回繰り
返す間に交流電源ＡＣから入力電流Ｉinが流れる期間が
存在するのである。なお、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
のスイッチング周波数は、１周期の間では交流電源ＡＣ
の電源電圧が一定とみなせる程度に設定される。
【００３０】このような動作により、図１の回路の各部
の動作波形は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期の間には
図８のようになる。同図（ａ）はコンデンサＣ0 の両端
電圧波形、同図（ｂ）はトランスＴ1 の１次巻線に流れ
る電流ＩT1、同図（ｃ）は整流回路ＤＢへの入力電流Ｉ
in、同図（ｄ）は負荷回路１に設けた放電ランプＬａに
流れる電流ＩLaである。ここにおいて、トランスＴ1 の
１次巻線に流れる電流は交流電源ＡＣの電圧変化が包絡
線成分に現れているが、トランスＴ1 の２次側に放電ラ
ンプＬａを接続していることにより、包絡線成分がかな
り除去されている。言い換えると、図８（ｂ）のような
トランスＴ1 の１次側電流のうちの直流成分は２次側に
は現れず放電ランプＬａに流れる電流は図８（ｄ）のよ
うに直流成分の除去されたものになる。このことによっ
て、放電ランプＬａの光出力の変動が抑制される。ま
た、トランスＴ1 の１次巻線に電流を流しているのは主
としてコンデンサＣ0 ，Ｃ1 であって交流電源ＡＣ（整
流回路ＤＢ）からトランスＴ 1 に電流を流す期間は全体
の中では短いから、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電
流の変化幅は比較的安定している。したがって、トラン
スＴ1 の１次巻線に流れる電流の直流成分を除去すれ
ば、放電ランプＬａに流れる電流の波高率（クレストフ
ァクタ）も小さくなり、このことによっても放電ランプ
Ｌａの光出力のちらつきが少なくなる。
の動作波形は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期の間には
図８のようになる。同図（ａ）はコンデンサＣ0 の両端
電圧波形、同図（ｂ）はトランスＴ1 の１次巻線に流れ
る電流ＩT1、同図（ｃ）は整流回路ＤＢへの入力電流Ｉ
in、同図（ｄ）は負荷回路１に設けた放電ランプＬａに
流れる電流ＩLaである。ここにおいて、トランスＴ1 の
１次巻線に流れる電流は交流電源ＡＣの電圧変化が包絡
線成分に現れているが、トランスＴ1 の２次側に放電ラ
ンプＬａを接続していることにより、包絡線成分がかな
り除去されている。言い換えると、図８（ｂ）のような
トランスＴ1 の１次側電流のうちの直流成分は２次側に
は現れず放電ランプＬａに流れる電流は図８（ｄ）のよ
うに直流成分の除去されたものになる。このことによっ
て、放電ランプＬａの光出力の変動が抑制される。ま
た、トランスＴ1 の１次巻線に電流を流しているのは主
としてコンデンサＣ0 ，Ｃ1 であって交流電源ＡＣ（整
流回路ＤＢ）からトランスＴ 1 に電流を流す期間は全体
の中では短いから、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電
流の変化幅は比較的安定している。したがって、トラン
スＴ1 の１次巻線に流れる電流の直流成分を除去すれ
ば、放電ランプＬａに流れる電流の波高率（クレストフ
ァクタ）も小さくなり、このことによっても放電ランプ
Ｌａの光出力のちらつきが少なくなる。
【００３１】ところで、図１には示していないが、この
種の高周波電力を負荷回路１に与える回路では、交流電
源ＡＣへの高周波成分の混入を防止するために、交流電
源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止用のフィルタ
回路を挿入することが一般的に行なわれている。このよ
うなフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣか
らの入力電流Ｉinは図８（ｅ）のように正弦波状の波形
になる。すなわち、図８（ｃ）に示した入力電流Ｉinの
包絡線成分のみが抽出され、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖ
ｓにほぼ比例した入力電流が得られる。したがって、入
力電流歪が低減されるだけではなく、入力力率も高くな
る。
種の高周波電力を負荷回路１に与える回路では、交流電
源ＡＣへの高周波成分の混入を防止するために、交流電
源ＡＣと整流回路ＤＢとの間に高周波阻止用のフィルタ
回路を挿入することが一般的に行なわれている。このよ
うなフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣか
らの入力電流Ｉinは図８（ｅ）のように正弦波状の波形
になる。すなわち、図８（ｃ）に示した入力電流Ｉinの
包絡線成分のみが抽出され、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖ
ｓにほぼ比例した入力電流が得られる。したがって、入
力電流歪が低減されるだけではなく、入力力率も高くな
る。
【００３２】要するに本実施形態では、整流回路ＤＢの
直流出力端間に接続したコンデンサＣ0 の両端電圧がス
イッチング素子Ｑａのオン期間内に整流回路ＤＢの出力
電圧よりも低くなるようにコンデンサＣ0 の容量を比較
的小さくしたものであり、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
が１回オンオフされるたびに交流電源ＡＣから入力電流
Ｉinの流れる期間があるから、交流電源ＡＣの電源電圧
Ｖｓのゼロクロス点付近でも休止期間を生じることなく
入力電流Ｉinを流すことができるのである。言い換える
と、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓのゼロクロス点の近傍
においても、コンデンサＣ0 の両端電圧が０Ｖ付近まで
下がるようにコンデンサＣ0 の容量を設定することによ
り、交流電源ＡＣの１周期の全期間にわたって入力電流
Ｉinを引き込むことが可能になるのである。このよう
に、目的達成のためにはコンデンサＣ0 の容量は入力電
流歪の抑制および入力力率の向上のために重要な因子で
ある。たとえば、コンデンサＣ0 の両端電圧の振幅が大
きくなるときには、図９（ａ）のように交流電源ＡＣか
ら高周波阻止用のフィルタへの入力電流Ｉinが流れてい
る期間に極性が反転して大きなノイズが発生する。ま
た、コンデンサＣ0 の両端電圧の振幅が小さくなるとき
には、図９（ｃ）のように高周波阻止用のフィルタへの
入力電流に休止区間が生じる。いずれの場合も交流電源
ＡＣに対してノイズが混入するから、図９（ｂ）のよう
に入力電流が電源電圧と略比例して流れるようにコンデ
ンサＣ0 の容量を適宜に設定しなればならない。
直流出力端間に接続したコンデンサＣ0 の両端電圧がス
イッチング素子Ｑａのオン期間内に整流回路ＤＢの出力
電圧よりも低くなるようにコンデンサＣ0 の容量を比較
的小さくしたものであり、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
が１回オンオフされるたびに交流電源ＡＣから入力電流
Ｉinの流れる期間があるから、交流電源ＡＣの電源電圧
Ｖｓのゼロクロス点付近でも休止期間を生じることなく
入力電流Ｉinを流すことができるのである。言い換える
と、交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓのゼロクロス点の近傍
においても、コンデンサＣ0 の両端電圧が０Ｖ付近まで
下がるようにコンデンサＣ0 の容量を設定することによ
り、交流電源ＡＣの１周期の全期間にわたって入力電流
Ｉinを引き込むことが可能になるのである。このよう
に、目的達成のためにはコンデンサＣ0 の容量は入力電
流歪の抑制および入力力率の向上のために重要な因子で
ある。たとえば、コンデンサＣ0 の両端電圧の振幅が大
きくなるときには、図９（ａ）のように交流電源ＡＣか
ら高周波阻止用のフィルタへの入力電流Ｉinが流れてい
る期間に極性が反転して大きなノイズが発生する。ま
た、コンデンサＣ0 の両端電圧の振幅が小さくなるとき
には、図９（ｃ）のように高周波阻止用のフィルタへの
入力電流に休止区間が生じる。いずれの場合も交流電源
ＡＣに対してノイズが混入するから、図９（ｂ）のよう
に入力電流が電源電圧と略比例して流れるようにコンデ
ンサＣ0 の容量を適宜に設定しなればならない。
【００３３】上述したように、本実施形態は図３０に示
した従来構成とは部品点数に差がなく、比較的少ない部
品点数で入力電流歪を抑制するとともに入力力率を高め
ることができ、しかも、回路の小型化し低コスト化を実
現することができる。（実施形態２）実施形態１では、
負荷回路１としてリーケージトランスであるトランスＴ
1 を含む構成を示したが、図１０に示すように、通常の
トランスＴ2 を用いるとともに、トランスＴ2 の１次巻
線にインダクタＬ1 を直列接続した構成を採用しても同
様に動作する。つまり、トランスＴ1 の漏れインダクタ
ンスに代えてインダクタＬ1 を利用するものである。他
の構成および動作は実施形態１と同様である。
した従来構成とは部品点数に差がなく、比較的少ない部
品点数で入力電流歪を抑制するとともに入力力率を高め
ることができ、しかも、回路の小型化し低コスト化を実
現することができる。（実施形態２）実施形態１では、
負荷回路１としてリーケージトランスであるトランスＴ
1 を含む構成を示したが、図１０に示すように、通常の
トランスＴ2 を用いるとともに、トランスＴ2 の１次巻
線にインダクタＬ1 を直列接続した構成を採用しても同
様に動作する。つまり、トランスＴ1 の漏れインダクタ
ンスに代えてインダクタＬ1 を利用するものである。他
の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００３４】（実施形態３）本実施形態は、図１１に示
すように、図３０に示した従来構成と同様の回路構成を
採用しているが、容量の比較的小さいコンデンサＣ0 を
整流回路ＤＢの直流出力端間に接続し、コンデンサＣ0
の正極側に容量の比較的大きいコンデンサＣ 1 を直列接
続したものである。要するに、図３０の回路構成におい
て、コンデンサＣ0 とコンデンサＣ1 とを入れ換えた構
成になる。トランスＴ1 には実施形態１と同様にリーケ
ージトランスを用い、また負荷回路１は実施形態１と同
様の放電ランプＬａを含む構成としている。
すように、図３０に示した従来構成と同様の回路構成を
採用しているが、容量の比較的小さいコンデンサＣ0 を
整流回路ＤＢの直流出力端間に接続し、コンデンサＣ0
の正極側に容量の比較的大きいコンデンサＣ 1 を直列接
続したものである。要するに、図３０の回路構成におい
て、コンデンサＣ0 とコンデンサＣ1 とを入れ換えた構
成になる。トランスＴ1 には実施形態１と同様にリーケ
ージトランスを用い、また負荷回路１は実施形態１と同
様の放電ランプＬａを含む構成としている。
【００３５】この構成では、スイッチング素子Ｑｂのオ
ン期間中に、コンデンサＣ0 の電荷が短時間で放出さ
れ、その後は整流回路ＤＢ→トランスＴ1 →スイッチン
グ素子Ｑｂ→整流回路ＤＢの経路で電流が流れるように
なるから、実施形態１と同様に、スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂの毎回のオンオフの間に交流電源ＡＣから入力
電流Ｉinの流れる期間が存在し、実施形態１と同様に、
入力電流歪が少なく、また入力力率も高くなる。しか
も、容量の比較的大きいコンデンサＣ1 を電源として負
荷回路１に電力供給が行なわれるから、負荷回路１に流
れる電流の波高率も比較的小さくなる。
ン期間中に、コンデンサＣ0 の電荷が短時間で放出さ
れ、その後は整流回路ＤＢ→トランスＴ1 →スイッチン
グ素子Ｑｂ→整流回路ＤＢの経路で電流が流れるように
なるから、実施形態１と同様に、スイッチング素子Ｑ
ａ，Ｑｂの毎回のオンオフの間に交流電源ＡＣから入力
電流Ｉinの流れる期間が存在し、実施形態１と同様に、
入力電流歪が少なく、また入力力率も高くなる。しか
も、容量の比較的大きいコンデンサＣ1 を電源として負
荷回路１に電力供給が行なわれるから、負荷回路１に流
れる電流の波高率も比較的小さくなる。
【００３６】本実施形態の構成では、コンデンサＣ0 の
一端が整流回路ＤＢの負極であるグランド端子に接続さ
れているから、コンデンサＣ0 の他端の電位を検出する
だけでコンデンサＣ0 の両端電圧を検出することができ
る。コンデンサＣ0 の両端電圧は、たとえばスイッチン
グ素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのタイミングを決めるため
に用いられる。他の構成および動作は実施形態１と同様
である。
一端が整流回路ＤＢの負極であるグランド端子に接続さ
れているから、コンデンサＣ0 の他端の電位を検出する
だけでコンデンサＣ0 の両端電圧を検出することができ
る。コンデンサＣ0 の両端電圧は、たとえばスイッチン
グ素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのタイミングを決めるため
に用いられる。他の構成および動作は実施形態１と同様
である。
【００３７】（実施形態４）本実施形態では、図１２に
示すように、実施形態１の構成からコンデンサＣ0を省
略し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路に容量の
比較的小さいコンデンサＣ2 を並列接続したものであ
る。この構成では、スイッチング素子Ｑｂのオン期間に
コンデンサＣ1 からトランスＴ1 に蓄積されたエネルギ
がスイッチング素子Ｑｂのオフ期間に放出される際に、
コンデンサＣ2 が充電されるから、コンデンサＣ2 の両
端電圧はコンデンサＣ1 の両端電圧とトランスＴ1 のエ
ネルギ放出に伴って生じる１次巻線の両端電圧との加算
電圧になる。コンデンサＣ1 への充電は、スイッチング
素子Ｑａのオン期間の開始直後ではコンデンサＣ2 の電
荷を用いて行なわれるが、コンデンサＣ2 の両端電圧が
コンデンサＣ1 の両端電圧と整流回路ＤＢの出力電圧と
の加算電圧まで下がると、整流回路ＤＢからコンデンサ
Ｃ1 に充電されるようになる。つまり、交流電源ＡＣか
ら入力電流Ｉinが流れる。
示すように、実施形態１の構成からコンデンサＣ0を省
略し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路に容量の
比較的小さいコンデンサＣ2 を並列接続したものであ
る。この構成では、スイッチング素子Ｑｂのオン期間に
コンデンサＣ1 からトランスＴ1 に蓄積されたエネルギ
がスイッチング素子Ｑｂのオフ期間に放出される際に、
コンデンサＣ2 が充電されるから、コンデンサＣ2 の両
端電圧はコンデンサＣ1 の両端電圧とトランスＴ1 のエ
ネルギ放出に伴って生じる１次巻線の両端電圧との加算
電圧になる。コンデンサＣ1 への充電は、スイッチング
素子Ｑａのオン期間の開始直後ではコンデンサＣ2 の電
荷を用いて行なわれるが、コンデンサＣ2 の両端電圧が
コンデンサＣ1 の両端電圧と整流回路ＤＢの出力電圧と
の加算電圧まで下がると、整流回路ＤＢからコンデンサ
Ｃ1 に充電されるようになる。つまり、交流電源ＡＣか
ら入力電流Ｉinが流れる。
【００３８】本実施形態においても実施形態１と同様に
高周波的に入力電流を流すことができて入力電流歪が少
なく、入力力率を高くすることができる。しかも、比較
的容量の大きいコンデンサＣ1 から負荷回路１に給電す
る期間があるから、負荷回路１を流れる電流の波高率も
小さくすることができる。 （実施形態５）本実施形態は、図１３に示すように、実
施形態１の構成に加えて実施形態４と同様にスイッチン
グ素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路にコンデンサＣ2 を並列接
続したものである。したがって、実施形態１と実施形態
４との動作を合わせ持つことになる。このような構成を
採用しても動作は実施形態１とほぼ同様であり、コンデ
ンサＣ0 とコンデンサＣ2 との両端電圧と整流回路ＤＢ
の出力電圧との関係により、交流電源ＡＣから整流回路
ＤＢへの入力電流Ｉinの流れる期間を設けることができ
る。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
高周波的に入力電流を流すことができて入力電流歪が少
なく、入力力率を高くすることができる。しかも、比較
的容量の大きいコンデンサＣ1 から負荷回路１に給電す
る期間があるから、負荷回路１を流れる電流の波高率も
小さくすることができる。 （実施形態５）本実施形態は、図１３に示すように、実
施形態１の構成に加えて実施形態４と同様にスイッチン
グ素子Ｑａ，Ｑｂの直列回路にコンデンサＣ2 を並列接
続したものである。したがって、実施形態１と実施形態
４との動作を合わせ持つことになる。このような構成を
採用しても動作は実施形態１とほぼ同様であり、コンデ
ンサＣ0 とコンデンサＣ2 との両端電圧と整流回路ＤＢ
の出力電圧との関係により、交流電源ＡＣから整流回路
ＤＢへの入力電流Ｉinの流れる期間を設けることができ
る。他の構成および動作は実施形態１と同様である。
【００３９】（実施形態６）本実施形態は、図１４に示
すように、図１に示した実施形態１の構成と同様のもの
であるが、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフを制
御するための制御回路３を図示してある。本実施形態に
おいて実施形態１と異なる点は、制御回路３として、ス
イッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるスイッチン
グ周波数、オン時間、デューティ比などを任意に制御で
きるものを用いることによって、負荷回路１への供給電
力を調節することができるようにしている点である。す
なわち、放電ランプＬａの光出力が調節可能であって調
光制御が可能になっている。ここに、上述のオン時間の
制御とはオン時間を変化させる（一般にはオフ時間を一
定に保つ）ことを意味し、デューティ比の制御とは周波
数を一定としてオン時間とオフ時間との比率を変化させ
ることを意味する。
すように、図１に示した実施形態１の構成と同様のもの
であるが、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフを制
御するための制御回路３を図示してある。本実施形態に
おいて実施形態１と異なる点は、制御回路３として、ス
イッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるスイッチン
グ周波数、オン時間、デューティ比などを任意に制御で
きるものを用いることによって、負荷回路１への供給電
力を調節することができるようにしている点である。す
なわち、放電ランプＬａの光出力が調節可能であって調
光制御が可能になっている。ここに、上述のオン時間の
制御とはオン時間を変化させる（一般にはオフ時間を一
定に保つ）ことを意味し、デューティ比の制御とは周波
数を一定としてオン時間とオフ時間との比率を変化させ
ることを意味する。
【００４０】たとえば、スイッチング素子Ｑａのオン時
間を短くするように制御すれば交流電源ＡＣからの入力
電流Ｉinが流れる時間が短くなるから、負荷回路１の消
費電力が少ない期間にスイッチング素子Ｑａのオン時間
を短くするように制御すれば、必要以上のエネルギが供
給されるのを防止することができ、余剰エネルギによる
コンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇を防止することが
できる。たとえば、放電ランプＬａを備える上記負荷回
路１では、放電ランプＬａの予熱や始動が必要であっ
て、これらの期間には負荷回路１での消費電力が少ない
から、スイッチング素子Ｑａのオン時間を相対的に短く
することにより、コンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇
を防止することができる。
間を短くするように制御すれば交流電源ＡＣからの入力
電流Ｉinが流れる時間が短くなるから、負荷回路１の消
費電力が少ない期間にスイッチング素子Ｑａのオン時間
を短くするように制御すれば、必要以上のエネルギが供
給されるのを防止することができ、余剰エネルギによる
コンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇を防止することが
できる。たとえば、放電ランプＬａを備える上記負荷回
路１では、放電ランプＬａの予熱や始動が必要であっ
て、これらの期間には負荷回路１での消費電力が少ない
から、スイッチング素子Ｑａのオン時間を相対的に短く
することにより、コンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇
を防止することができる。
【００４１】制御回路３として、本実施形態のように、
スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるスイッチ
ング周波数、デューティ比の少なくとも１つを制御する
ことができるものを用いることにより、放電ランプＬａ
の点灯時に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフの
スイッチング周波数とデューティ比との少なくとも一方
を変えることによって負荷回路１に供給される電力を変
化させることができ、放電ランプＬａの調光が可能にな
る。また、調光する場合においてもスイッチング素子Ｑ
ａのオン時間を調節することによってコンデンサＣ1 の
両端電圧の上昇を抑制して異常上昇を防止することがで
きる。
スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂをオンオフさせるスイッチ
ング周波数、デューティ比の少なくとも１つを制御する
ことができるものを用いることにより、放電ランプＬａ
の点灯時に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフの
スイッチング周波数とデューティ比との少なくとも一方
を変えることによって負荷回路１に供給される電力を変
化させることができ、放電ランプＬａの調光が可能にな
る。また、調光する場合においてもスイッチング素子Ｑ
ａのオン時間を調節することによってコンデンサＣ1 の
両端電圧の上昇を抑制して異常上昇を防止することがで
きる。
【００４２】本実施形態の構成では、制御回路３により
負荷回路１に設けた放電ランプの予熱、始動、点灯の制
御が可能になり、また負荷回路１への供給電力を調節す
ることにより放電ランプＬａの光出力を調光することも
可能である。また、負荷回路１での消費電力の変動によ
るコンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇を防止して回路
構成素子の破壊などを防止することができる。他の構成
および動作は実施形態１と同様である。
負荷回路１に設けた放電ランプの予熱、始動、点灯の制
御が可能になり、また負荷回路１への供給電力を調節す
ることにより放電ランプＬａの光出力を調光することも
可能である。また、負荷回路１での消費電力の変動によ
るコンデンサＣ1 の両端電圧の異常上昇を防止して回路
構成素子の破壊などを防止することができる。他の構成
および動作は実施形態１と同様である。
【００４３】（実施形態７）本実施形態は、図１５に示
すように、実施形態６の構成において、コンデンサＣ1
の両端電圧を検出する電圧検出回路４を付加し、電圧検
出回路４による検出電圧に基づいて制御回路３がスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチング周波
数、オン時間、デューティ比などを変化させ、また必要
に応じてスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフを停止
させるものである。
すように、実施形態６の構成において、コンデンサＣ1
の両端電圧を検出する電圧検出回路４を付加し、電圧検
出回路４による検出電圧に基づいて制御回路３がスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチング周波
数、オン時間、デューティ比などを変化させ、また必要
に応じてスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフを停止
させるものである。
【００４４】すなわち、コンデンサＣ1 の両端電圧をほ
ぼ一定に保つように制御すれば、負荷回路１への印加電
圧を安定化することができて、負荷回路１の安定動作が
期待できる。また、コンデンサＣ1 の両端電圧が上昇し
て所定値に達したときにはスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
のオンオフを停止させたり、スイッチング周波数を十分
に高くすることにより回路構成素子に過電圧が印加され
ることによる破壊を回避することが可能になる。
ぼ一定に保つように制御すれば、負荷回路１への印加電
圧を安定化することができて、負荷回路１の安定動作が
期待できる。また、コンデンサＣ1 の両端電圧が上昇し
て所定値に達したときにはスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
のオンオフを停止させたり、スイッチング周波数を十分
に高くすることにより回路構成素子に過電圧が印加され
ることによる破壊を回避することが可能になる。
【００４５】（実施形態８）本実施形態は、図１６に示
すように、実施形態３の構成に実施形態６と同様の制御
回路３を設け、さらに、整流回路ＤＢの直流出力端間の
電圧を検出する電圧検出回路５を付加し、電圧検出回路
５による検出電圧に基づいて制御回路３がスイッチング
素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチング周波数、オン
時間、デューティ比などを変化させるものである。ま
た、整流回路ＤＢの直流出力端間に容量が比較的小さい
コンデンサＣ4 を接続するとともに、コンデンサＣ4 の
両端間にダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ0 を接続
してある。コンデンサＣ4 は電圧検出回路５で検出する
電圧から高周波成分を除去するためのパスコンであり、
ダイオードＤ3 も高周波電流が電圧検出回路５に流れ込
むのを防止するために設けられている。
すように、実施形態３の構成に実施形態６と同様の制御
回路３を設け、さらに、整流回路ＤＢの直流出力端間の
電圧を検出する電圧検出回路５を付加し、電圧検出回路
５による検出電圧に基づいて制御回路３がスイッチング
素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチング周波数、オン
時間、デューティ比などを変化させるものである。ま
た、整流回路ＤＢの直流出力端間に容量が比較的小さい
コンデンサＣ4 を接続するとともに、コンデンサＣ4 の
両端間にダイオードＤ3 を介してコンデンサＣ0 を接続
してある。コンデンサＣ4 は電圧検出回路５で検出する
電圧から高周波成分を除去するためのパスコンであり、
ダイオードＤ3 も高周波電流が電圧検出回路５に流れ込
むのを防止するために設けられている。
【００４６】この構成では、整流回路ＤＢの出力電圧の
変化に応じて負荷回路１への出力を調節することができ
る。つまり、図１７（ａ）のような整流回路ＤＢの出力
電圧に対して、放電ランプＬａのランプ電流ＩLaは図１
７（ｂ）のように整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に
高い期間よりもランプ電流ＩLaが増加するように変動す
るが、この変動を打ち消すように、図１７（ｄ）のよう
にスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチン
グ周波数を変化させると、図１７（ｃ）のようにランプ
電流ＩLaをほぼ一定の振幅に保つことができる。ここ
に、スイッチング周波数が高いほどランプ電流ＩLaが少
なくなるから、整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に高
い期間よりもスイッチング周波数を高く設定する。この
ような制御により、ランプ電流ＩLaに含まれている交流
電源Ｖｓの電源周波数の２倍の周波数のリッブル成分を
低減することができ、ランプ電流ＩLaの波高率を低減す
ることができる。
変化に応じて負荷回路１への出力を調節することができ
る。つまり、図１７（ａ）のような整流回路ＤＢの出力
電圧に対して、放電ランプＬａのランプ電流ＩLaは図１
７（ｂ）のように整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に
高い期間よりもランプ電流ＩLaが増加するように変動す
るが、この変動を打ち消すように、図１７（ｄ）のよう
にスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフのスイッチン
グ周波数を変化させると、図１７（ｃ）のようにランプ
電流ＩLaをほぼ一定の振幅に保つことができる。ここ
に、スイッチング周波数が高いほどランプ電流ＩLaが少
なくなるから、整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に高
い期間よりもスイッチング周波数を高く設定する。この
ような制御により、ランプ電流ＩLaに含まれている交流
電源Ｖｓの電源周波数の２倍の周波数のリッブル成分を
低減することができ、ランプ電流ＩLaの波高率を低減す
ることができる。
【００４７】あるいはまた、図１８（ａ）に示すような
交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの変化に対して、入力電流
Ｉinの波形は図１８（ｂ）のように三角波状になること
があるが、入力電流Ｉinの波形を図１８（ｃ）に示すよ
うな正弦波状に近づけるために、図１８（ｄ）のように
スイッチング素子Ｑｂのオン時間を制御することもでき
る。つまり、スイッチング素子Ｑｂのオン時間が長いほ
ど交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinを多く流すことがで
きるから、整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に高い期
間よりもオン時間を長く設定するのである。このような
制御により、入力電流Ｉinの波形を正弦波に近づけるこ
とができ、入力電流の高調波成分を低減して、入力力率
をより高めることが可能になる。
交流電源ＡＣの電源電圧Ｖｓの変化に対して、入力電流
Ｉinの波形は図１８（ｂ）のように三角波状になること
があるが、入力電流Ｉinの波形を図１８（ｃ）に示すよ
うな正弦波状に近づけるために、図１８（ｄ）のように
スイッチング素子Ｑｂのオン時間を制御することもでき
る。つまり、スイッチング素子Ｑｂのオン時間が長いほ
ど交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinを多く流すことがで
きるから、整流回路ＤＢの出力電圧の低い期間に高い期
間よりもオン時間を長く設定するのである。このような
制御により、入力電流Ｉinの波形を正弦波に近づけるこ
とができ、入力電流の高調波成分を低減して、入力力率
をより高めることが可能になる。
【００４８】（実施形態９）本実施形態は、図１９に示
すように、図１４に示した実施形態６の構成に加えて、
負荷である放電ランプＬａに流れる電流ないし負荷回路
１に流れる電流を検出する電流検出部６を負荷回路１に
設けるとともに、電流検出部６の出力に対応した信号を
出力する電流検出回路７を設け、電流検出回路７の出力
に基づいて制御回路３がスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの
オンオフのスイッチング周波数やデューティ比を制御す
ることによって、放電ランプＬａに流れるランプ電流の
変動を抑制するものである。電流検出部６は、低抵抗を
回路中に挿入し両端電圧を用いるものや変流器の２次出
力を用いるものなどで実現される。また、電流検出回路
７はインピーダンスの整合および増幅のために設けられ
る。
すように、図１４に示した実施形態６の構成に加えて、
負荷である放電ランプＬａに流れる電流ないし負荷回路
１に流れる電流を検出する電流検出部６を負荷回路１に
設けるとともに、電流検出部６の出力に対応した信号を
出力する電流検出回路７を設け、電流検出回路７の出力
に基づいて制御回路３がスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの
オンオフのスイッチング周波数やデューティ比を制御す
ることによって、放電ランプＬａに流れるランプ電流の
変動を抑制するものである。電流検出部６は、低抵抗を
回路中に挿入し両端電圧を用いるものや変流器の２次出
力を用いるものなどで実現される。また、電流検出回路
７はインピーダンスの整合および増幅のために設けられ
る。
【００４９】しかして、ランプ電流が比較的大きい期間
にはスイッチング周波数を高くして（あるいはデューテ
ィ比を５０％からずらして）ランプ電流の振幅を低減さ
せる方向に制御し、ランプ電流が比較的小さい期間には
スイッチング周波数を低くして（あるいはデューティ比
を５０％に近づけて）ランプ電流の振幅を増加させる横
行に制御することによって、ランプ電流の変動を抑制す
るのである。このような制御により、ランブ電流に含ま
れる交流電源ＡＣの電源電圧の周期のリッブル成分を低
減し、ランブ電流の波高率を小さくすることができる。
また、交流電源ＡＣの電圧が変動した場合でも、ランプ
電流をほぼ一定に保つようにフィードバック制御するこ
とにより、放電ランプＬａでの消費電力の変動を抑制す
ることができる。
にはスイッチング周波数を高くして（あるいはデューテ
ィ比を５０％からずらして）ランプ電流の振幅を低減さ
せる方向に制御し、ランプ電流が比較的小さい期間には
スイッチング周波数を低くして（あるいはデューティ比
を５０％に近づけて）ランプ電流の振幅を増加させる横
行に制御することによって、ランプ電流の変動を抑制す
るのである。このような制御により、ランブ電流に含ま
れる交流電源ＡＣの電源電圧の周期のリッブル成分を低
減し、ランブ電流の波高率を小さくすることができる。
また、交流電源ＡＣの電圧が変動した場合でも、ランプ
電流をほぼ一定に保つようにフィードバック制御するこ
とにより、放電ランプＬａでの消費電力の変動を抑制す
ることができる。
【００５０】（実施形態１０）本実施形態は、図２０に
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
負荷回路１の構成が異なるものであって、実施形態１で
はトランスＴ1 の２次巻線の両端間に放電ランプＬａを
直接接続していたのに対して、本実施形態ではトランス
Ｔ1 の２次巻線と放電ランプＬａとの間に容量の比較的
大きいコンデンサＣ5 を挿入してある。このようなコン
デンサＣ5 を設けることにより、トランスＴ1 の２次側
の電流に含まれる低周波成分（および直流成分）を除去
することができ、放電ランプＬａに流れるランプ電流の
波高率を一層低減することが可能になる。
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
負荷回路１の構成が異なるものであって、実施形態１で
はトランスＴ1 の２次巻線の両端間に放電ランプＬａを
直接接続していたのに対して、本実施形態ではトランス
Ｔ1 の２次巻線と放電ランプＬａとの間に容量の比較的
大きいコンデンサＣ5 を挿入してある。このようなコン
デンサＣ5 を設けることにより、トランスＴ1 の２次側
の電流に含まれる低周波成分（および直流成分）を除去
することができ、放電ランプＬａに流れるランプ電流の
波高率を一層低減することが可能になる。
【００５１】（実施形態１１）本実施形態は、図２１に
示すように、図１４に示した実施形態６の構成におい
て、整流回路ＤＢの直流出力端の負極とコンデンサＣ1
の正極との間にスイッチ要素ＳＷ1 を挿入するととも
に、整流回路ＤＢの直流出力端の負極とコンデンサＣ1
の負極との間にもスイッチ要素ＳＷ2 を挿入したもので
あって、制御回路３により両スイッチ要素ＳＷ1 ，ＳＷ
2 のオンオフを制御している。ここに、スイッチ要素Ｓ
Ｗ1 ，ＳＷ2 にはバイポーラトランジスタを用いてい
る。
示すように、図１４に示した実施形態６の構成におい
て、整流回路ＤＢの直流出力端の負極とコンデンサＣ1
の正極との間にスイッチ要素ＳＷ1 を挿入するととも
に、整流回路ＤＢの直流出力端の負極とコンデンサＣ1
の負極との間にもスイッチ要素ＳＷ2 を挿入したもので
あって、制御回路３により両スイッチ要素ＳＷ1 ，ＳＷ
2 のオンオフを制御している。ここに、スイッチ要素Ｓ
Ｗ1 ，ＳＷ2 にはバイポーラトランジスタを用いてい
る。
【００５２】本実施形態では、通常動作時にはスイッチ
要素ＳＷ1 をオンにし、スイッチ要素ＳＷ2 はオフにし
ているが、たとえば放電ランプＬａの予熱時、始動時、
無負荷時のように負荷回路１での消費電力が少なくなっ
たときに、スイッチ要素ＳＷ 1 をオフにしスイッチ要素
ＳＷ2 をオンにするものである。ただし、負荷回路１で
の消費電力の減少は図１９に示した実施形態９と同様の
電流検出部６などを設けることにより検出される。上述
のような動作により、軽負荷時ないし無負荷時における
コンデンサＣ1 の両端電圧を整流回路ＤＢの直流出力端
の電圧にクランプすることができ、コンデンサＣ1 の異
常上昇を防止することができる。その結果、コンデンサ
Ｃ1 の両端電圧の異常上昇による回路構成素子の破壊を
回避することができる。
要素ＳＷ1 をオンにし、スイッチ要素ＳＷ2 はオフにし
ているが、たとえば放電ランプＬａの予熱時、始動時、
無負荷時のように負荷回路１での消費電力が少なくなっ
たときに、スイッチ要素ＳＷ 1 をオフにしスイッチ要素
ＳＷ2 をオンにするものである。ただし、負荷回路１で
の消費電力の減少は図１９に示した実施形態９と同様の
電流検出部６などを設けることにより検出される。上述
のような動作により、軽負荷時ないし無負荷時における
コンデンサＣ1 の両端電圧を整流回路ＤＢの直流出力端
の電圧にクランプすることができ、コンデンサＣ1 の異
常上昇を防止することができる。その結果、コンデンサ
Ｃ1 の両端電圧の異常上昇による回路構成素子の破壊を
回避することができる。
【００５３】（実施形態１２）本実施形態は、図２２に
示すように、図１に示した実施形態１の構成においてコ
ンデンサＣ0 を、２個のコンデンサＣ0a，Ｃ0bの直列回
路とし、かつ一方のコンデンサＣ0bにスイッチ要素ＳＷ
3 を並列接続したものである。つまり、スイッチ要素Ｓ
Ｗ3 のオンオフによりコンデンサＣ0 の容量を可変にし
たことに相当する。
示すように、図１に示した実施形態１の構成においてコ
ンデンサＣ0 を、２個のコンデンサＣ0a，Ｃ0bの直列回
路とし、かつ一方のコンデンサＣ0bにスイッチ要素ＳＷ
3 を並列接続したものである。つまり、スイッチ要素Ｓ
Ｗ3 のオンオフによりコンデンサＣ0 の容量を可変にし
たことに相当する。
【００５４】この構成によれば、たとえば、放電ランプ
Ｌａの定格点灯期間にはスイッチ要素ＳＷ3 をオンにす
ることによりコンデンサＣ0bの両端間を短絡することに
より、整流回路ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ0aの
みを接続した状態とし、調光点灯時のように放電ランプ
Ｌａに流れる電流が定格点灯期間よりも減少する期間に
はスイッチ要素ＳＷ3 をオフにすることによって整流回
路ＤＢの直流出力端間に接続されるコンデンサをコンデ
ンサＣ0a，Ｃ0bの直列回路の合成容量として容量を小さ
くするのである。実施形態１において説明したように、
入力電流歪を低減するために、整流回路ＤＢの直流出力
端間に接続されるコンデンサの容量は、その両端電圧が
交流電源ＡＣの電圧波形のゼロクロス点付近でも０Ｖ付
近まで下がるように選択するという条件があり、上述の
ような構成を採用することによって、調光時においても
上記条件を満足させることが可能になり、調光制御時の
ように入力電流が減少する期間においても入力電流に休
止区間を発生させることなく略正弦波状にすることが可
能になる。つまり、入力電流歪の増加を防止し、かつ入
力力率を高く維持することが可能となる。なお、スイッ
チ要素ＳＷ3 は調光制御を指示する信号もしくは負荷回
路１に流れる電流の検出結果に基づいてオンオフされ
る。
Ｌａの定格点灯期間にはスイッチ要素ＳＷ3 をオンにす
ることによりコンデンサＣ0bの両端間を短絡することに
より、整流回路ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ0aの
みを接続した状態とし、調光点灯時のように放電ランプ
Ｌａに流れる電流が定格点灯期間よりも減少する期間に
はスイッチ要素ＳＷ3 をオフにすることによって整流回
路ＤＢの直流出力端間に接続されるコンデンサをコンデ
ンサＣ0a，Ｃ0bの直列回路の合成容量として容量を小さ
くするのである。実施形態１において説明したように、
入力電流歪を低減するために、整流回路ＤＢの直流出力
端間に接続されるコンデンサの容量は、その両端電圧が
交流電源ＡＣの電圧波形のゼロクロス点付近でも０Ｖ付
近まで下がるように選択するという条件があり、上述の
ような構成を採用することによって、調光時においても
上記条件を満足させることが可能になり、調光制御時の
ように入力電流が減少する期間においても入力電流に休
止区間を発生させることなく略正弦波状にすることが可
能になる。つまり、入力電流歪の増加を防止し、かつ入
力力率を高く維持することが可能となる。なお、スイッ
チ要素ＳＷ3 は調光制御を指示する信号もしくは負荷回
路１に流れる電流の検出結果に基づいてオンオフされ
る。
【００５５】（実施形態１３）本実施形態は、図２３に
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
コンデンサＣ0 と並列にコンデンサＣ0cとスイッチ要素
ＳＷ4 との直列回路を接続したものである。この構成も
スイッチ要素ＳＷ4 のオンオフによりコンデンサＣ0 の
容量を可変することに相当する。
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
コンデンサＣ0 と並列にコンデンサＣ0cとスイッチ要素
ＳＷ4 との直列回路を接続したものである。この構成も
スイッチ要素ＳＷ4 のオンオフによりコンデンサＣ0 の
容量を可変することに相当する。
【００５６】本実施形態も基本的には実施形態１２と同
様の技術思想に基づくものであって、放電ランプＬａの
定格点灯時と調光制御時とにおける入力電流の大きさの
差による入力電流歪の増加を防止するために、整流回路
ＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサの容量を定
格点灯時と調光制御時とで切り換えるものである。ま
た、本実施形態においても定格点灯期間にはスイッチ要
素ＳＷ4 をオンにして合成容量を大きくし、調光制御期
間にはスイッチ要素ＳＷ4 をオフにしてコンデンサＣ0
のみで用いることにより定格点灯期間よりも容量を小さ
くする。したがって、実施形態１２と同様に機能するも
のである。
様の技術思想に基づくものであって、放電ランプＬａの
定格点灯時と調光制御時とにおける入力電流の大きさの
差による入力電流歪の増加を防止するために、整流回路
ＤＢの直流出力端間に接続されたコンデンサの容量を定
格点灯時と調光制御時とで切り換えるものである。ま
た、本実施形態においても定格点灯期間にはスイッチ要
素ＳＷ4 をオンにして合成容量を大きくし、調光制御期
間にはスイッチ要素ＳＷ4 をオフにしてコンデンサＣ0
のみで用いることにより定格点灯期間よりも容量を小さ
くする。したがって、実施形態１２と同様に機能するも
のである。
【００５７】（実施形態１４）上述した各実施形態で
は、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御回路３により制
御する他励制御式の構成を示したが、本実施形態では、
図２４に示すように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自
励制御している。すなわち、図１に示した実施形態１の
構成において、トランスＴ1 に一対の帰還巻線ｎ31，ｎ
32を設け、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の向き
に応じてスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂが交互にオンオフ
を行なうように帰還巻線ｎ31，ｎ 32の巻方向を設定して
ある。ただし、起動時には別途に設けた起動手段（図示
せず）によりスイッチング素子Ｑｂを強制的にオンにす
る。
は、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを制御回路３により制
御する他励制御式の構成を示したが、本実施形態では、
図２４に示すように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を自
励制御している。すなわち、図１に示した実施形態１の
構成において、トランスＴ1 に一対の帰還巻線ｎ31，ｎ
32を設け、トランスＴ1 の１次巻線に流れる電流の向き
に応じてスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂが交互にオンオフ
を行なうように帰還巻線ｎ31，ｎ 32の巻方向を設定して
ある。ただし、起動時には別途に設けた起動手段（図示
せず）によりスイッチング素子Ｑｂを強制的にオンにす
る。
【００５８】本実施形態の構成によれば、スイッチ素子
Ｑａ，Ｑｂのオンオフに外部から制御信号を与える必要
がなく制御回路３が不要であるから、部品点数が少な
く、回路が簡略化されるから、小型化、低コスト化につ
ながる。なお、トランスＴ1 に帰還巻線ｎ31，ｎ32を設
けるのではなく、トランスＴ1の２次巻線と放電ランプ
Ｌａとの間に限流用のインダクタを設け、このインダク
タに２次巻線として帰還巻線を設けたり、トランスＴ1
の１次巻線に限流用のインダクタを直列接続し、このイ
ンダクタに２次巻線として帰還巻線を設けるようにして
も同様の動作が可能である。
Ｑａ，Ｑｂのオンオフに外部から制御信号を与える必要
がなく制御回路３が不要であるから、部品点数が少な
く、回路が簡略化されるから、小型化、低コスト化につ
ながる。なお、トランスＴ1 に帰還巻線ｎ31，ｎ32を設
けるのではなく、トランスＴ1の２次巻線と放電ランプ
Ｌａとの間に限流用のインダクタを設け、このインダク
タに２次巻線として帰還巻線を設けたり、トランスＴ1
の１次巻線に限流用のインダクタを直列接続し、このイ
ンダクタに２次巻線として帰還巻線を設けるようにして
も同様の動作が可能である。
【００５９】（実施形態１５）本実施形態は、図２５に
示すように、複数（図示例はいずれも２個）の放電ラン
プＬａ1 ，Ｌａ2 を有する負荷回路１を用いる例であっ
て、これらの負荷回路１は上述した各実施形態のいずれ
においても採用し得るものである。図２５（ａ）に示す
負荷回路１は、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 の一方
のフィラメントの一端同士を接続し、他端間にリーケー
ジトランスであるトランスＴ1 に設けた予熱巻線ｎ36を
接続することにより、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2
を直列接続したものであって、放電ランプＬａ1 ，Ｌａ
2 の直列回路をトランスＴ1 の２次巻線に接続するとと
もに、放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 の直列回路に１個のコ
ンデンサＣ3 を並列接続してある。
示すように、複数（図示例はいずれも２個）の放電ラン
プＬａ1 ，Ｌａ2 を有する負荷回路１を用いる例であっ
て、これらの負荷回路１は上述した各実施形態のいずれ
においても採用し得るものである。図２５（ａ）に示す
負荷回路１は、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 の一方
のフィラメントの一端同士を接続し、他端間にリーケー
ジトランスであるトランスＴ1 に設けた予熱巻線ｎ36を
接続することにより、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2
を直列接続したものであって、放電ランプＬａ1 ，Ｌａ
2 の直列回路をトランスＴ1 の２次巻線に接続するとと
もに、放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 の直列回路に１個のコ
ンデンサＣ3 を並列接続してある。
【００６０】また、図２５（ｂ）に示す負荷回路１は、
図１に示した実施形態１の負荷回路１を２個並列に接続
したものである。つまり、２個のトランスＴ11，Ｔ12の
１次巻線同士を並列接続し、各トランスＴ11，Ｔ12の２
次巻線にそれぞれ放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を並列接続
するとともに、各放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメ
ント間に共振用のコンデンサＣ31，Ｃ32を接続したもの
である。
図１に示した実施形態１の負荷回路１を２個並列に接続
したものである。つまり、２個のトランスＴ11，Ｔ12の
１次巻線同士を並列接続し、各トランスＴ11，Ｔ12の２
次巻線にそれぞれ放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を並列接続
するとともに、各放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメ
ント間に共振用のコンデンサＣ31，Ｃ32を接続したもの
である。
【００６１】図２５（ｃ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスではなく通常のトランスＴ2 を用い、イン
ダクタＬ11と放電ランプＬａ1 とからなる直列回路と、
インダクタＬ12と放電ランプＬａ2 とからなる直列回路
とをトランスＴ2 の２次巻線に並列接続した構成を有す
るものであり、各放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメ
ント間には共振用のコンデンサＣ31，Ｃ32が接続され
る。
ージトランスではなく通常のトランスＴ2 を用い、イン
ダクタＬ11と放電ランプＬａ1 とからなる直列回路と、
インダクタＬ12と放電ランプＬａ2 とからなる直列回路
とをトランスＴ2 の２次巻線に並列接続した構成を有す
るものであり、各放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメ
ント間には共振用のコンデンサＣ31，Ｃ32が接続され
る。
【００６２】図２５（ｄ）に示す負荷回路１は、リーケ
ージトランスであるトランスＴ1 の２次側にバランサＬ
3 を介して２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続した
ものである。すなわち、トランスＴ1 の２次巻線の一端
をバランサＬ3 のタップに接続し、バランサＬ3 の各端
とトランスＴ1 の２次巻線の他端との間にそれぞれ放電
ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続してある。また、各放電ラ
ンプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメント間にはそれぞれ共振
用のコンデンサＣ31，Ｃ32が接続される。この構成で
は、コンデンサＣ31，Ｃ32とトランスＴ1 の漏れインダ
クタンスとバランサＬ3 のインダクタンスとにより共振
回路が形成される。
ージトランスであるトランスＴ1 の２次側にバランサＬ
3 を介して２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続した
ものである。すなわち、トランスＴ1 の２次巻線の一端
をバランサＬ3 のタップに接続し、バランサＬ3 の各端
とトランスＴ1 の２次巻線の他端との間にそれぞれ放電
ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続してある。また、各放電ラ
ンプＬａ1 ，Ｌａ2 のフィラメント間にはそれぞれ共振
用のコンデンサＣ31，Ｃ32が接続される。この構成で
は、コンデンサＣ31，Ｃ32とトランスＴ1 の漏れインダ
クタンスとバランサＬ3 のインダクタンスとにより共振
回路が形成される。
【００６３】上述のような構成の負荷回路１を用いるこ
とによって、複数の放電ランプＬａ 1 ，Ｌａ2 を点灯さ
せることが可能になる。なお図２５（ａ）〜（ｄ）には
２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を含む負荷回路１を示
したが、３灯以上の場合でも同様な接続形態を採用する
ことが可能である。また、負荷回路１以外の構成は上述
した各実施形態の回路構成を採用することができる。
とによって、複数の放電ランプＬａ 1 ，Ｌａ2 を点灯さ
せることが可能になる。なお図２５（ａ）〜（ｄ）には
２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を含む負荷回路１を示
したが、３灯以上の場合でも同様な接続形態を採用する
ことが可能である。また、負荷回路１以外の構成は上述
した各実施形態の回路構成を採用することができる。
【００６４】（実施形態１６）本実施形態は、図２６に
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
２つの負荷回路１1 ，１2 を設けたものであって、各負
荷回路１1 ，１2 ごとにコンデンサＣ01，Ｃ02とコンデ
ンサＣ11，Ｃ12との直列回路を備える。コンデンサ
Ｃ01，Ｃ11の接続点と整流回路ＤＢの直流出力端の負極
との間には逆流阻止用のダイオードＤ41が挿入され、ま
た、コンデンサＣ02，Ｃ12の接続点と整流回路ＤＢの直
流出力端の負極との間には逆流阻止用のダイオードＤ42
が挿入されている。このようなダイオードＤ41，Ｄ42を
設けていることにより、コンデンサＣ 01，Ｃ11の充放電
とコンデンサＣ02，Ｃ12の充放電とを互いに分離させる
ことができる。
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
２つの負荷回路１1 ，１2 を設けたものであって、各負
荷回路１1 ，１2 ごとにコンデンサＣ01，Ｃ02とコンデ
ンサＣ11，Ｃ12との直列回路を備える。コンデンサ
Ｃ01，Ｃ11の接続点と整流回路ＤＢの直流出力端の負極
との間には逆流阻止用のダイオードＤ41が挿入され、ま
た、コンデンサＣ02，Ｃ12の接続点と整流回路ＤＢの直
流出力端の負極との間には逆流阻止用のダイオードＤ42
が挿入されている。このようなダイオードＤ41，Ｄ42を
設けていることにより、コンデンサＣ 01，Ｃ11の充放電
とコンデンサＣ02，Ｃ12の充放電とを互いに分離させる
ことができる。
【００６５】コンデンサＣ01，Ｃ11の直列回路とコンデ
ンサＣ02，Ｃ12の直列回路とはスイッチング素子Ｑａ，
Ｑｂの直列回路と並列に接続され、コンデンサＣ01，Ｃ
11の接続点とスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との
間にはリーケージトランスであるトランスＴ11の１次巻
線が挿入され、コンデンサＣ02，Ｃ12の接続点とスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間にはリーケージト
ランスであるトランスＴ12の１次巻線が挿入される。各
トランスＴ11，Ｔ12の２次側にはそれぞれ負荷回路
１1 ，１2 が接続される。各負荷回路１1 ，１2 は、各
トランスＴ11，Ｔ12の２次巻線の両端間にそれぞれ放電
ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続し、各放電ランプＬａ1 ，
Ｌａ2 のフィラメントの非電源側端間にコンデンサ
Ｃ31，Ｃ32を接続したものである。
ンサＣ02，Ｃ12の直列回路とはスイッチング素子Ｑａ，
Ｑｂの直列回路と並列に接続され、コンデンサＣ01，Ｃ
11の接続点とスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との
間にはリーケージトランスであるトランスＴ11の１次巻
線が挿入され、コンデンサＣ02，Ｃ12の接続点とスイッ
チング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点との間にはリーケージト
ランスであるトランスＴ12の１次巻線が挿入される。各
トランスＴ11，Ｔ12の２次側にはそれぞれ負荷回路
１1 ，１2 が接続される。各負荷回路１1 ，１2 は、各
トランスＴ11，Ｔ12の２次巻線の両端間にそれぞれ放電
ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を接続し、各放電ランプＬａ1 ，
Ｌａ2 のフィラメントの非電源側端間にコンデンサ
Ｃ31，Ｃ32を接続したものである。
【００６６】本実施形態の構成では、スイッチング素子
Ｑａ，Ｑｂを共用しながらも複数の負荷回路１1 ，１2
への給電が可能であり、しかも、各負荷回路１1 ，１2
の消費電力が異なるような場合でもコンデンサＣ01，Ｃ
02，Ｃ11，Ｃ12の条件を各負荷回路１1 ，１2 ごとに設
定すれば対応が可能になる。また、一方の負荷回路
１ 1 ，１2 において放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を外した
としても、他方の負荷回路１1 ，１2 の動作条件（つま
り、他方の負荷回路１1 ，１2 に関連したコンデンサＣ
01，Ｃ02，Ｃ11，Ｃ12の両端電圧の振幅）は変化しない
から、入力電流に休止区間が発生したり、入力電流が不
連続になったりすることがなく、入力電流歪の少ない状
態を保ち、かつ入力力率を高い状態に維持することがで
きる。また、一方の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を外した
ときには、その放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 に関連したコ
ンデンサＣ01，Ｃ02の両端電圧はほぼ０Ｖになり、その
コンデンサＣ01，Ｃ02に接続されたダイオードＤ41，Ｄ
42には電流がほとんど流れなくなる。つまり、放電ラン
プＬａ1 ，Ｌａ2 に対応する入力電流Ｉinはほとんど流
れなくなり、負荷回路１1 ，１2 での消費電力の減少に
伴って入力電流も減少するのであって、コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の両端電圧が上昇することもない。
Ｑａ，Ｑｂを共用しながらも複数の負荷回路１1 ，１2
への給電が可能であり、しかも、各負荷回路１1 ，１2
の消費電力が異なるような場合でもコンデンサＣ01，Ｃ
02，Ｃ11，Ｃ12の条件を各負荷回路１1 ，１2 ごとに設
定すれば対応が可能になる。また、一方の負荷回路
１ 1 ，１2 において放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を外した
としても、他方の負荷回路１1 ，１2 の動作条件（つま
り、他方の負荷回路１1 ，１2 に関連したコンデンサＣ
01，Ｃ02，Ｃ11，Ｃ12の両端電圧の振幅）は変化しない
から、入力電流に休止区間が発生したり、入力電流が不
連続になったりすることがなく、入力電流歪の少ない状
態を保ち、かつ入力力率を高い状態に維持することがで
きる。また、一方の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を外した
ときには、その放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 に関連したコ
ンデンサＣ01，Ｃ02の両端電圧はほぼ０Ｖになり、その
コンデンサＣ01，Ｃ02に接続されたダイオードＤ41，Ｄ
42には電流がほとんど流れなくなる。つまり、放電ラン
プＬａ1 ，Ｌａ2 に対応する入力電流Ｉinはほとんど流
れなくなり、負荷回路１1 ，１2 での消費電力の減少に
伴って入力電流も減少するのであって、コンデンサ
Ｃ11，Ｃ12の両端電圧が上昇することもない。
【００６７】実施形態１５と同様に、本実施形態の技術
思想は負荷回路１1 ，１2 が２個の場合に限定されるも
のではなく、３個以上の負荷回路を含む場合でも適用可
能である。 （実施形態１７）本実施形態は、図２７に示すように、
整流回路ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ03とコンデ
ンサＣ13との直列回路およびコンデンサＣ04とコンデン
サＣ14との直列回路を並列接続し、整流回路ＤＢの直流
出力端間に接続された一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑ
ｂの接続点とコンデンサＣ03，Ｃ13の接続点との間にリ
ーケージトランスよりなるトランスＴ11の１次巻線を挿
入し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点とコンデン
サＣ04，Ｃ14の接続点との間にリーケージトランスより
なるトランスＴ12の１次巻線を挿入してある。各トラン
スＴ11，Ｔ12の２次側には放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 お
よびコンデンサＣ31，Ｃ32よりなる負荷回路１1 ，１2
を接続してある。さらに、コンデンサＣ03，Ｃ13の接続
点とコンデンサＣ04，Ｃ14の接続点との間にはコンデン
サＣ6 を接続してある。ここに、コンデンサＣ03，Ｃ13
の直列回路においては整流回路ＤＢの負極側に接続され
たコンデンサＣ13を容量の比較的大きいものとし、コン
デンサＣ04，Ｃ14の直列回路においては整流回路ＤＢの
正極側に接続されたコンデンサＣ14を容量の比較的大き
いものとしている。
思想は負荷回路１1 ，１2 が２個の場合に限定されるも
のではなく、３個以上の負荷回路を含む場合でも適用可
能である。 （実施形態１７）本実施形態は、図２７に示すように、
整流回路ＤＢの直流出力端間にコンデンサＣ03とコンデ
ンサＣ13との直列回路およびコンデンサＣ04とコンデン
サＣ14との直列回路を並列接続し、整流回路ＤＢの直流
出力端間に接続された一対のスイッチング素子Ｑａ，Ｑ
ｂの接続点とコンデンサＣ03，Ｃ13の接続点との間にリ
ーケージトランスよりなるトランスＴ11の１次巻線を挿
入し、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点とコンデン
サＣ04，Ｃ14の接続点との間にリーケージトランスより
なるトランスＴ12の１次巻線を挿入してある。各トラン
スＴ11，Ｔ12の２次側には放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 お
よびコンデンサＣ31，Ｃ32よりなる負荷回路１1 ，１2
を接続してある。さらに、コンデンサＣ03，Ｃ13の接続
点とコンデンサＣ04，Ｃ14の接続点との間にはコンデン
サＣ6 を接続してある。ここに、コンデンサＣ03，Ｃ13
の直列回路においては整流回路ＤＢの負極側に接続され
たコンデンサＣ13を容量の比較的大きいものとし、コン
デンサＣ04，Ｃ14の直列回路においては整流回路ＤＢの
正極側に接続されたコンデンサＣ14を容量の比較的大き
いものとしている。
【００６８】実施形態１の回路構成との動作上の主な相
違点は、交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinが流れる期間
の動作であるから、この期間について簡単に説明する。
すなわち、スイッチング素子Ｑａのオン期間には、交流
電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ→トラ
ンスＴ11の１次巻線→コンデンサＣ6 →コンデンサＣ 04
→整流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子Ｑｂのオン期間には、交流電源
ＡＣ→整流回路ＤＢ→コンデンサＣ03→コンデンサＣ6
→トランスＴ12の１次巻線→スイッチング素子Ｑｂ→整
流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。
違点は、交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinが流れる期間
の動作であるから、この期間について簡単に説明する。
すなわち、スイッチング素子Ｑａのオン期間には、交流
電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ→トラ
ンスＴ11の１次巻線→コンデンサＣ6 →コンデンサＣ 04
→整流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。
また、スイッチング素子Ｑｂのオン期間には、交流電源
ＡＣ→整流回路ＤＢ→コンデンサＣ03→コンデンサＣ6
→トランスＴ12の１次巻線→スイッチング素子Ｑｂ→整
流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路で電流が流れる。
【００６９】したがって、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ
のどちらがオンである期間にも交流電源ＡＣからの入力
電流Ｉinを流すことができ、スイッチング素子Ｑａ，Ｑ
ｂのオンオフの１周期の間において入力電流Ｉinを流す
期間の割合を実施形態１の構成よりもさらに多くするこ
とができる。つまり、入力電流Ｉinのピーク値が小さく
なる。このことは入力電流Ｉinに含まれる高調波成分を
低減したことになり、結果的に交流電源ＡＣと整流回路
ＤＢとの間に挿入される高周波阻止用のフィルタ回路に
小型のものを用いても高周波成分を除去することが可能
になる。つまり、フィルタ回路の小型化につながる。そ
の結果、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ 2 を点灯させる
ものとしては小型化、低コスト化が可能になる。
のどちらがオンである期間にも交流電源ＡＣからの入力
電流Ｉinを流すことができ、スイッチング素子Ｑａ，Ｑ
ｂのオンオフの１周期の間において入力電流Ｉinを流す
期間の割合を実施形態１の構成よりもさらに多くするこ
とができる。つまり、入力電流Ｉinのピーク値が小さく
なる。このことは入力電流Ｉinに含まれる高調波成分を
低減したことになり、結果的に交流電源ＡＣと整流回路
ＤＢとの間に挿入される高周波阻止用のフィルタ回路に
小型のものを用いても高周波成分を除去することが可能
になる。つまり、フィルタ回路の小型化につながる。そ
の結果、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ 2 を点灯させる
ものとしては小型化、低コスト化が可能になる。
【００７０】本実施形態においても、放電ランプＬ
ａ1 ，Ｌａ2 が２灯の例を示しているが３灯以上であっ
てもよい。同仕様の放電ランプを偶数灯設けているとき
には、各トランスＴ11，Ｔ12に半数ずつ分散させて負荷
として接続すればよく、奇数灯であれば一方のトランス
Ｔ11，Ｔ12では他方よりも１灯だけ多く負荷として接続
すればよい。たとえば５灯であるときには、トランスＴ
11で２灯を点灯させ、トランスＴ12で３灯を点灯させれ
ばよい。このように配分することで、各スイッチング素
子Ｑａ，Ｑｂのオン時にそれぞれ流れ込む入力電流Ｉin
の大きさの差が小さくなり、入力電流Ｉinのピーク値の
抑制が可能になる。
ａ1 ，Ｌａ2 が２灯の例を示しているが３灯以上であっ
てもよい。同仕様の放電ランプを偶数灯設けているとき
には、各トランスＴ11，Ｔ12に半数ずつ分散させて負荷
として接続すればよく、奇数灯であれば一方のトランス
Ｔ11，Ｔ12では他方よりも１灯だけ多く負荷として接続
すればよい。たとえば５灯であるときには、トランスＴ
11で２灯を点灯させ、トランスＴ12で３灯を点灯させれ
ばよい。このように配分することで、各スイッチング素
子Ｑａ，Ｑｂのオン時にそれぞれ流れ込む入力電流Ｉin
の大きさの差が小さくなり、入力電流Ｉinのピーク値の
抑制が可能になる。
【００７１】（実施形態１８）本実施形態は、図２８に
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
トランスＴ11の１次巻線にセンタタップを設け、コンデ
ンサＣ0 ，Ｃ1 の接続点をトランスＴ11の１次巻線のセ
ンタタップに接続している。また、整流回路ＤＢの直流
出力端間には、各一対のスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ
1 とＱａ2 ，Ｑｂ2 の直列回路をそれぞれ並列接続し、
トランスＴ11の１次巻線の各端は各スイッチング素子Ｑ
ａ1 ，Ｑｂ1 とＱａ2 ，Ｑｂ2 の各直列回路の接続点に
れれぞれ接続してある。各スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑ
ｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ2 にはそれぞれダイオードＤａ1 ，
Ｄｂ1 ，Ｄａ2 ，Ｄｂ2 が逆並列に接続される。
示すように、図１に示した実施形態１の構成において、
トランスＴ11の１次巻線にセンタタップを設け、コンデ
ンサＣ0 ，Ｃ1 の接続点をトランスＴ11の１次巻線のセ
ンタタップに接続している。また、整流回路ＤＢの直流
出力端間には、各一対のスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ
1 とＱａ2 ，Ｑｂ2 の直列回路をそれぞれ並列接続し、
トランスＴ11の１次巻線の各端は各スイッチング素子Ｑ
ａ1 ，Ｑｂ1 とＱａ2 ，Ｑｂ2 の各直列回路の接続点に
れれぞれ接続してある。各スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑ
ｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ2 にはそれぞれダイオードＤａ1 ，
Ｄｂ1 ，Ｄａ2 ，Ｄｂ2 が逆並列に接続される。
【００７２】負荷回路１は実施形態１と同様のものであ
って、放電ランプＬａおよびコンデンサＣ3 を備える。
また、スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ
2 は図示していない制御回路により、トランスＴ1 の１
次巻線を挟んで直列接続されているもの同士が同時にオ
ンになるようにして交互のオンオフされる。つまり、ス
イッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 は同時にオンになること
ができ、スイッチング素子Ｑａ2 ，Ｑｂ1 は同時にオン
になることができる。ただし、スイッチング素子Ｑ
ａ1 ，Ｑｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ2 は他の組み合わせでは同
時にオンになることはない。上述した実施形態において
直流電圧を高周波電圧に変換する機能はハーフブリッジ
型のインバータ回路とみなすことができ、本実施形態で
はフルブリッジ型のインバータ回路とみなすことができ
る。
って、放電ランプＬａおよびコンデンサＣ3 を備える。
また、スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ
2 は図示していない制御回路により、トランスＴ1 の１
次巻線を挟んで直列接続されているもの同士が同時にオ
ンになるようにして交互のオンオフされる。つまり、ス
イッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 は同時にオンになること
ができ、スイッチング素子Ｑａ2 ，Ｑｂ1 は同時にオン
になることができる。ただし、スイッチング素子Ｑ
ａ1 ，Ｑｂ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ2 は他の組み合わせでは同
時にオンになることはない。上述した実施形態において
直流電圧を高周波電圧に変換する機能はハーフブリッジ
型のインバータ回路とみなすことができ、本実施形態で
はフルブリッジ型のインバータ回路とみなすことができ
る。
【００７３】この回路構成について動作を簡単に説明す
る。定常状態ではコンデンサＣ1 は充電された状態にあ
るから、スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 がオンである
期間には、コンデンサＣ1 →トランスＴ1 の１次巻線→
スイッチング素子Ｑｂ2 →コンデンサＣ1 の経路で電流
が流れる。また、同時に交流電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→
スイッチング素子Ｑａ1 →トランスＴ1 の１次巻線→整
流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路でも電流が流れる。こ
の期間には交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinが流れるこ
とになる。
る。定常状態ではコンデンサＣ1 は充電された状態にあ
るから、スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 がオンである
期間には、コンデンサＣ1 →トランスＴ1 の１次巻線→
スイッチング素子Ｑｂ2 →コンデンサＣ1 の経路で電流
が流れる。また、同時に交流電源ＡＣ→整流回路ＤＢ→
スイッチング素子Ｑａ1 →トランスＴ1 の１次巻線→整
流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路でも電流が流れる。こ
の期間には交流電源ＡＣからの入力電流Ｉinが流れるこ
とになる。
【００７４】スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 がオフに
なると、トランスＴ1 に蓄積されたエネルギが、トラン
スＴ1 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤｂ1 →トランス
Ｔ1の経路と、トランスＴ1 →ダイオードＤａ2 →コン
デンサＣ0 →トランスＴ1 の経路で放出される。コンデ
ンサＣ0 の充電はコンデンサＣ1 の充電よりも短時間で
終了するから、この時点までにスイッチング素子Ｑ
ａ2 ，Ｑｂ1 をオンにしておけば、コンデンサＣ1 を含
む経路は変わらずにコンデンサＣ0 →スイッチング素子
Ｑａ2 →トランスＴ1 の１次巻線→コンデンサＣ0 の経
路で電流が流れるようになる。
なると、トランスＴ1 に蓄積されたエネルギが、トラン
スＴ1 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤｂ1 →トランス
Ｔ1の経路と、トランスＴ1 →ダイオードＤａ2 →コン
デンサＣ0 →トランスＴ1 の経路で放出される。コンデ
ンサＣ0 の充電はコンデンサＣ1 の充電よりも短時間で
終了するから、この時点までにスイッチング素子Ｑ
ａ2 ，Ｑｂ1 をオンにしておけば、コンデンサＣ1 を含
む経路は変わらずにコンデンサＣ0 →スイッチング素子
Ｑａ2 →トランスＴ1 の１次巻線→コンデンサＣ0 の経
路で電流が流れるようになる。
【００７５】ここで、コンデンサＣ1 の放電が終了すれ
ば、コンデンサＣ1 →トランスＴ1→スイッチング素子
Ｑｂ1 →コンデンサＣ1 の経路でコンデンサＣ1 の電荷
が放出されるようになる。また同時に、交流電源ＡＣ→
整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ2 →トランスＴ1
の１次巻線→整流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路も形成
される。つまり、この期間においても交流電源ＡＣから
の入力電流Ｉinが流れることになる。
ば、コンデンサＣ1 →トランスＴ1→スイッチング素子
Ｑｂ1 →コンデンサＣ1 の経路でコンデンサＣ1 の電荷
が放出されるようになる。また同時に、交流電源ＡＣ→
整流回路ＤＢ→スイッチング素子Ｑａ2 →トランスＴ1
の１次巻線→整流回路ＤＢ→交流電源ＡＣの経路も形成
される。つまり、この期間においても交流電源ＡＣから
の入力電流Ｉinが流れることになる。
【００７６】スイッチング素子Ｑａ2 ，Ｑｂ1 がオフに
なれば、トランスＴ1 に蓄積されたエネルギは、トラン
スＴ1 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤｂ2 →トランス
Ｔ1の経路と、トランスＴ1 →ダイオードＤａ1 →コン
デンサＣ0 →トランスＴ1 の経路とで放出されコンデン
サＣ0 ，Ｃ1 が充電される。コンデンサＣ0 の充電時間
はコンデンサＣ1 の充電時間よりも短いから、コンデン
サＣ0 の放電終了までにスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ
2 がオンにしておくと、コンデンサＣ1 を含む経路の電
流はかわらず、コンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ
2 →トランスＴ 1 →コンデンサＣ2 の経路でコンデンサ
Ｃ0 の電荷が放出される。その後、コンデンサＣ1 の電
荷が放出される最初の状態に戻り、以後これらの一連の
動作を繰り返すのである。
なれば、トランスＴ1 に蓄積されたエネルギは、トラン
スＴ1 →コンデンサＣ1 →ダイオードＤｂ2 →トランス
Ｔ1の経路と、トランスＴ1 →ダイオードＤａ1 →コン
デンサＣ0 →トランスＴ1 の経路とで放出されコンデン
サＣ0 ，Ｃ1 が充電される。コンデンサＣ0 の充電時間
はコンデンサＣ1 の充電時間よりも短いから、コンデン
サＣ0 の放電終了までにスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ
2 がオンにしておくと、コンデンサＣ1 を含む経路の電
流はかわらず、コンデンサＣ0 →スイッチング素子Ｑａ
2 →トランスＴ 1 →コンデンサＣ2 の経路でコンデンサ
Ｃ0 の電荷が放出される。その後、コンデンサＣ1 の電
荷が放出される最初の状態に戻り、以後これらの一連の
動作を繰り返すのである。
【００７７】なお、スイッチング素子Ｑａ2 ，Ｑｂ1 と
スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 とのオンオフの切換時
にはデッドタイム（つまり、すべてのスイッチング素子
Ｑａ 1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ1 ，Ｑｂ2 がオフの状態）があっ
てもよいが、本実施形態においてはデッドタイム設けて
いない。上述の動作から明らかなように、同時にオンに
なることのないスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ
1 ，Ｑｂ2 のどちらのオン時にも交流電源ＡＣからの入
力電流Ｉinを流す期間があるから、実施形態１６と同様
に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフの１周期の
間における入力電流Ｉinを流す期間の割合を実施形態１
の構成よりもさらに多くすることができる。その結果、
入力電流歪を低減することができるとともに、入力力率
を高めることができる。また、入力電流Ｉ inの流れる期
間が多くなるから、入力電流Ｉinのピーク値が小さくな
る。このことは入力電流Ｉinに含まれる高調波成分を低
減したことになり、結果的に交流電源ＡＣと整流回路Ｄ
Ｂとの間に挿入される高周波阻止用のフィルタ回路に小
型のものを用いても高周波成分を除去することが可能に
なる。つまり、フィルタ回路の小型化につながる。その
結果、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を点灯させるも
のとしては小型化、低コスト化が可能になる。上述の各
実施形態においては、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂとし
てバイポーラトランジスタを用いた例を示したが、スイ
ッチング素子Ｑａ，ＱｂとしてＭＯＳＦＥＴを用いれ
ば、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードがあるから、ダイ
オードＤａ，Ｄｂが不要になる。また、負荷回路１につ
いても放電ランプＬａを含むものだけではなく放電ラン
プＬａを含まない負荷回路１であってもよい。さらに、
直流電圧を印加する負荷を含む負荷回路１であれば、ト
ランスＴ1 ，Ｔ2 の２次側出力を整流する負荷回路１を
採用すればよい。なお、上述した各実施形態は適宜に組
み合わせて用いることができる。
スイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑｂ2 とのオンオフの切換時
にはデッドタイム（つまり、すべてのスイッチング素子
Ｑａ 1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ1 ，Ｑｂ2 がオフの状態）があっ
てもよいが、本実施形態においてはデッドタイム設けて
いない。上述の動作から明らかなように、同時にオンに
なることのないスイッチング素子Ｑａ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ
1 ，Ｑｂ2 のどちらのオン時にも交流電源ＡＣからの入
力電流Ｉinを流す期間があるから、実施形態１６と同様
に、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのオンオフの１周期の
間における入力電流Ｉinを流す期間の割合を実施形態１
の構成よりもさらに多くすることができる。その結果、
入力電流歪を低減することができるとともに、入力力率
を高めることができる。また、入力電流Ｉ inの流れる期
間が多くなるから、入力電流Ｉinのピーク値が小さくな
る。このことは入力電流Ｉinに含まれる高調波成分を低
減したことになり、結果的に交流電源ＡＣと整流回路Ｄ
Ｂとの間に挿入される高周波阻止用のフィルタ回路に小
型のものを用いても高周波成分を除去することが可能に
なる。つまり、フィルタ回路の小型化につながる。その
結果、２灯の放電ランプＬａ1 ，Ｌａ2 を点灯させるも
のとしては小型化、低コスト化が可能になる。上述の各
実施形態においては、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂとし
てバイポーラトランジスタを用いた例を示したが、スイ
ッチング素子Ｑａ，ＱｂとしてＭＯＳＦＥＴを用いれ
ば、ＭＯＳＦＥＴには寄生ダイオードがあるから、ダイ
オードＤａ，Ｄｂが不要になる。また、負荷回路１につ
いても放電ランプＬａを含むものだけではなく放電ラン
プＬａを含まない負荷回路１であってもよい。さらに、
直流電圧を印加する負荷を含む負荷回路１であれば、ト
ランスＴ1 ，Ｔ2 の２次側出力を整流する負荷回路１を
採用すればよい。なお、上述した各実施形態は適宜に組
み合わせて用いることができる。
【００７８】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子に
それぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向
きの電流を流す第１および第２のダイオードと、第１お
よび第２のコンデンサの接続点と第１および第２のスイ
ッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次
出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１のコン
デンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形成する
一方のスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記一方のスイッチ
ング素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前
記一方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる
程度に第１のコンデンサの容量を設定し、第２のコンデ
ンサの容量は他方のスイッチング素子のオン期間におけ
る負荷回路への電力供給用に設定されているものであ
り、スイッチング素子のオンオフの１周期毎に１回ずつ
整流回路から電流が流れるから、電源周期ののほぼ全域
にわたって入力電流を流すことができ、入力電流歪が少
なくなるという利点がある。また、負荷回路には第２の
コンデンサにより平滑された比較的安定した電圧を印加
することができるから、負荷回路に流れる電流の脈動成
分が比較的少なくなるという効果がある。しかも、従来
構成と比較してとくに部品の増加もなく、比較的少ない
部品点数で上記目的を達成することができるという利点
がある。
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子に
それぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向
きの電流を流す第１および第２のダイオードと、第１お
よび第２のコンデンサの接続点と第１および第２のスイ
ッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次
出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１のコン
デンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形成する
一方のスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記一方のスイッチ
ング素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前
記一方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる
程度に第１のコンデンサの容量を設定し、第２のコンデ
ンサの容量は他方のスイッチング素子のオン期間におけ
る負荷回路への電力供給用に設定されているものであ
り、スイッチング素子のオンオフの１周期毎に１回ずつ
整流回路から電流が流れるから、電源周期ののほぼ全域
にわたって入力電流を流すことができ、入力電流歪が少
なくなるという利点がある。また、負荷回路には第２の
コンデンサにより平滑された比較的安定した電圧を印加
することができるから、負荷回路に流れる電流の脈動成
分が比較的少なくなるという効果がある。しかも、従来
構成と比較してとくに部品の増加もなく、比較的少ない
部品点数で上記目的を達成することができるという利点
がある。
【００７９】請求項２の発明のように、第１および第２
のスイッチング素子のオンオフのスイッチング周波数を
調節可能な制御回路を備えるものでは、スイッチング周
波数を変化させることによって負荷回路への供給電力を
調節することができ、負荷回路への供給電力を調節する
ことで、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの
両端電圧が異常上昇することがないという利点がある。
のスイッチング素子のオンオフのスイッチング周波数を
調節可能な制御回路を備えるものでは、スイッチング周
波数を変化させることによって負荷回路への供給電力を
調節することができ、負荷回路への供給電力を調節する
ことで、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの
両端電圧が異常上昇することがないという利点がある。
【００８０】請求項３の発明のように、第１および第２
のスイッチング素子のオン期間を調節可能な制御回路を
備えるものでは、スイッチング素子のオン期間を変化さ
せることによって負荷回路への供給電力を調節すること
ができ、また、負荷回路への供給電力を調節すること
で、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両端
電圧が異常上昇することがないという利点がある。
のスイッチング素子のオン期間を調節可能な制御回路を
備えるものでは、スイッチング素子のオン期間を変化さ
せることによって負荷回路への供給電力を調節すること
ができ、また、負荷回路への供給電力を調節すること
で、入力電流も変化するから、第２のコンデンサの両端
電圧が異常上昇することがないという利点がある。
【００８１】請求項４の発明のように、第２のコンデン
サの両端電圧を検出する電圧検出手段を設け、電圧検出
手段による検出電圧に基づいて、第１および第２のスイ
ッチング素子をオンオフさせるスイッチング周波数とオ
ン期間との少なくとも一方を制御する制御回路を設けた
ものでは、第２のコンデンサの両端電圧が異常上昇する
ようなときに、動作を停止させたり、負荷回路への出力
を低減させることによって、回路構成素子にストレスが
かかるのを回避することができるという利点がある。ま
た、第２のコンデンサの両端電圧をほぼ一定に保つよう
に制御すれば、負荷回路への供給電流をほぼ一定に保つ
ことになり、負荷回路の安定動作が期待できるという利
点がある。
サの両端電圧を検出する電圧検出手段を設け、電圧検出
手段による検出電圧に基づいて、第１および第２のスイ
ッチング素子をオンオフさせるスイッチング周波数とオ
ン期間との少なくとも一方を制御する制御回路を設けた
ものでは、第２のコンデンサの両端電圧が異常上昇する
ようなときに、動作を停止させたり、負荷回路への出力
を低減させることによって、回路構成素子にストレスが
かかるのを回避することができるという利点がある。ま
た、第２のコンデンサの両端電圧をほぼ一定に保つよう
に制御すれば、負荷回路への供給電流をほぼ一定に保つ
ことになり、負荷回路の安定動作が期待できるという利
点がある。
【００８２】請求項５の発明のように、第１のコンデン
サとトランスとからなる共振回路の共振周波数よりも第
１および第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイ
ッチング周波数を高く設定し、整流器の直流出力端間の
電圧を検出する電圧検出手段を設け、電圧検出手段によ
る検出電圧が高いほど負荷回路への供給電力が増大する
ように第１および第２のスイッチング素子のスイッチン
グ周波数とオン期間との少なくとも一方を制御する制御
回路を設けたものでは、負荷回路への供給電力をほぼ一
定に保つことが可能になり、また、入力電流波形を正弦
波に近づけて入力電流歪みを一層低減することができる
という利点がある。
サとトランスとからなる共振回路の共振周波数よりも第
１および第２のスイッチング素子をオンオフさせるスイ
ッチング周波数を高く設定し、整流器の直流出力端間の
電圧を検出する電圧検出手段を設け、電圧検出手段によ
る検出電圧が高いほど負荷回路への供給電力が増大する
ように第１および第２のスイッチング素子のスイッチン
グ周波数とオン期間との少なくとも一方を制御する制御
回路を設けたものでは、負荷回路への供給電力をほぼ一
定に保つことが可能になり、また、入力電流波形を正弦
波に近づけて入力電流歪みを一層低減することができる
という利点がある。
【００８３】請求項６の発明のように、負荷回路に流れ
る電流を検出する電流検出手段を設け、電流検出手段に
よる検出電流に基づいて第１およぴ第２のスイッチング
素子をオンオフさせるスイッチング周波数とオン期間と
の少なくとも一方を調節する制御回路を設けたもので
は、電源電圧が変動したようなときでも、負荷回路に流
れる電流を略一定に保つことができ、負荷の安定動作が
期待できるという利点がある。
る電流を検出する電流検出手段を設け、電流検出手段に
よる検出電流に基づいて第１およぴ第２のスイッチング
素子をオンオフさせるスイッチング周波数とオン期間と
の少なくとも一方を調節する制御回路を設けたもので
は、電源電圧が変動したようなときでも、負荷回路に流
れる電流を略一定に保つことができ、負荷の安定動作が
期待できるという利点がある。
【００８４】請求項７の発明のように、負荷回路が、負
荷と第３のコンデンサとの直列回路を備え、この直列回
路がトランスの２次巻線の両端間に接続されるもので
は、トランスの２次側での直流分ないし低周波成分を第
３のコンデンサにより除去することができるから、負荷
回路電流の波高率を低減することができるという利点が
ある。
荷と第３のコンデンサとの直列回路を備え、この直列回
路がトランスの２次巻線の両端間に接続されるもので
は、トランスの２次側での直流分ないし低周波成分を第
３のコンデンサにより除去することができるから、負荷
回路電流の波高率を低減することができるという利点が
ある。
【００８５】請求項８の発明のように、第１および第２
のコンデンサの接続点と整流器の直流出力端との間に挿
入された第１のスイッチ要素と、第１および第２のコン
デンサの直列回路と整流器の直流出力端との間に挿入さ
れた第２のスイッチ要素とを備え、第１のスイッチ要素
と第２のスイッチ要素とは択一的にオンにされるもので
は、負荷回路の供給電力が減少するなどして第２のコン
デンサの両端電圧が上昇するような場合に第２のスイッ
チ要素をオンにすれば、第２のコンデンサの両端電圧を
整流器の出力電圧のピーク値にクランプすることにな
り、回路構成素子へのストレスを低減することができる
という利点がある。
のコンデンサの接続点と整流器の直流出力端との間に挿
入された第１のスイッチ要素と、第１および第２のコン
デンサの直列回路と整流器の直流出力端との間に挿入さ
れた第２のスイッチ要素とを備え、第１のスイッチ要素
と第２のスイッチ要素とは択一的にオンにされるもので
は、負荷回路の供給電力が減少するなどして第２のコン
デンサの両端電圧が上昇するような場合に第２のスイッ
チ要素をオンにすれば、第２のコンデンサの両端電圧を
整流器の出力電圧のピーク値にクランプすることにな
り、回路構成素子へのストレスを低減することができる
という利点がある。
【００８６】請求項９の発明のように、第１のコンデン
サの容量を可変する手段を設けたものでは、第１のコン
デンサの容量が可変であるから、負荷回路の負荷の大き
さに応じて入力電流を調整することができ、入力電流歪
の増加を防止することができるという利点がある。請求
項１０の発明のように、負荷回路が複数の負荷を備える
ものでは、複数個の負荷に同時に電力を供給することが
できる。
サの容量を可変する手段を設けたものでは、第１のコン
デンサの容量が可変であるから、負荷回路の負荷の大き
さに応じて入力電流を調整することができ、入力電流歪
の増加を防止することができるという利点がある。請求
項１０の発明のように、負荷回路が複数の負荷を備える
ものでは、複数個の負荷に同時に電力を供給することが
できる。
【００８７】請求項１１の発明のように、第１および第
２のスイッチング素子が負荷回路に流れる電流の帰還に
より自励制御されるものでは、スイッチング素子をオン
オフさせる回路が不要であるから、部品点数を低減する
ことができるという利点がある。請求項１２の発明は、
交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力端間に
逆流阻止用の整流素子を介して接続された第１のコンデ
ンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２のコン
デンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直
列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分に高
い周波数で交互にオンオフされる第１および第２のスイ
ッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子にそれ
ぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向きの
電流を流す第１および第２のダイオードと、第１および
第２のコンデンサの接続点と第１および第２のスイッチ
ング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力
を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１のコンデン
サとトランスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方
のスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデンサと
トランスとの共振作用によって前記一方のスイッチング
素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一
方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程度
に第１のコンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサ
の容量は他方のスイッチング素子のオン期間における負
荷回路への電力供給用に設定され、第１および第２のコ
ンデンサと整流素子とトランスと負荷回路とを複数組備
えるものであり、請求項１の発明の効果に加えて、複数
の負荷回路に電力の供給が可能になり、また、各負荷回
路は並列的に動作するから、いずれかの負荷回路が動作
しない場合でも他の負荷回路の動作を継続させることが
可能であるという利点を有する。
２のスイッチング素子が負荷回路に流れる電流の帰還に
より自励制御されるものでは、スイッチング素子をオン
オフさせる回路が不要であるから、部品点数を低減する
ことができるという利点がある。請求項１２の発明は、
交流電源を整流する整流器と、整流器の直流出力端間に
逆流阻止用の整流素子を介して接続された第１のコンデ
ンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２のコン
デンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサとの直
列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分に高
い周波数で交互にオンオフされる第１および第２のスイ
ッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子にそれ
ぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向きの
電流を流す第１および第２のダイオードと、第１および
第２のコンデンサの接続点と第１および第２のスイッチ
ング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２次出力
を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１のコンデン
サとトランスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方
のスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデンサと
トランスとの共振作用によって前記一方のスイッチング
素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一
方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程度
に第１のコンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサ
の容量は他方のスイッチング素子のオン期間における負
荷回路への電力供給用に設定され、第１および第２のコ
ンデンサと整流素子とトランスと負荷回路とを複数組備
えるものであり、請求項１の発明の効果に加えて、複数
の負荷回路に電力の供給が可能になり、また、各負荷回
路は並列的に動作するから、いずれかの負荷回路が動作
しない場合でも他の負荷回路の動作を継続させることが
可能であるという利点を有する。
【００８８】請求項１３の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイ
オードと、整流器の直流出力端間に接続された第１およ
び第２のコンデンサの直列回路と、整流器の直流出力端
間に接続された第３および第４のコンデンサの直列回路
と、第１および第２のコンデンサの接続点と第３および
第４のコンデンサの接続点との間に挿入された第５のコ
ンデンサと、第１および第２のコンデンサの接続点と第
１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次
巻線が挿入され２次出力を第１の負荷回路に与える第１
のトランスと、第３および第４のコンデンサの接続点と
第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１
次巻線が挿入され２次出力を第２の負荷回路に与える第
２のトランスとを備え、第１のコンデンサと第１のトラ
ンスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッ
チング素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランス
との共振作用によって前記一方のスイッチング素子に電
流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一方のスイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第４のコンデンサと第２の
トランスの１次巻線とともに閉回路を形成する他方のス
イッチング素子のオン期間に、第４のコンデンサと第２
のトランスとの共振作用によって前記他方のスイッチン
グ素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記
他方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程
度に第４のコンデンサの容量を設定し、第２および第３
のコンデンサの容量は各スイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
あり、請求項１の発明の効果に加えて、スイッチング素
子のオンオフの１周期に交流電源からの入力電流を流す
期間が２回できるから、請求項１の発明に比較して交流
電源からの入力電流がより連続的になり、入力電流のピ
ーク値を抑制することができるという利点を有する。
整流器と、整流器の直流出力端間に接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイ
オードと、整流器の直流出力端間に接続された第１およ
び第２のコンデンサの直列回路と、整流器の直流出力端
間に接続された第３および第４のコンデンサの直列回路
と、第１および第２のコンデンサの接続点と第３および
第４のコンデンサの接続点との間に挿入された第５のコ
ンデンサと、第１および第２のコンデンサの接続点と第
１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１次
巻線が挿入され２次出力を第１の負荷回路に与える第１
のトランスと、第３および第４のコンデンサの接続点と
第１および第２のスイッチング素子の接続点との間に１
次巻線が挿入され２次出力を第２の負荷回路に与える第
２のトランスとを備え、第１のコンデンサと第１のトラ
ンスの１次巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッ
チング素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランス
との共振作用によって前記一方のスイッチング素子に電
流が流れる期間と、整流器からの電流が前記一方のスイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第４のコンデンサと第２の
トランスの１次巻線とともに閉回路を形成する他方のス
イッチング素子のオン期間に、第４のコンデンサと第２
のトランスとの共振作用によって前記他方のスイッチン
グ素子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記
他方のスイッチング素子に流れる期間とが設けられる程
度に第４のコンデンサの容量を設定し、第２および第３
のコンデンサの容量は各スイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
あり、請求項１の発明の効果に加えて、スイッチング素
子のオンオフの１周期に交流電源からの入力電流を流す
期間が２回できるから、請求項１の発明に比較して交流
電源からの入力電流がより連続的になり、入力電流のピ
ーク値を抑制することができるという利点を有する。
【００８９】請求項１４の発明は、交流電源を整流する
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、第１のコンデンサと第
２のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第３および第４のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１ないし第４のダイ
オードと、第１および第２のスイッチング素子の接続点
と第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に
１次巻線が挿入されるとともに１次巻線に設けたセンタ
タップが第１および第２のコンデンサの接続点に接続さ
れ２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１
のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形
成するスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記スイッチング素
子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記スイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサの容量は
前記閉回路を形成しないスイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
あり、請求項１３の発明と同様に、スイッチング素子の
オンオフの１周期に交流電源からの入力電流を流す期間
を２回設けることになるから、入力電流をより連続的に
することができるという利点がある。
整流器と、整流器の直流出力端間に接続された第１のコ
ンデンサと、第１のコンデンサに直列接続された第２の
コンデンサと、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、第１のコンデンサと第
２のコンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の
周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる
第３および第４のスイッチング素子の直列回路と、各ス
イッチング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチング
のオン時とは逆向きの電流を流す第１ないし第４のダイ
オードと、第１および第２のスイッチング素子の接続点
と第３および第４のスイッチング素子の接続点との間に
１次巻線が挿入されるとともに１次巻線に設けたセンタ
タップが第１および第２のコンデンサの接続点に接続さ
れ２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備え、第１
のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉回路を形
成するスイッチング素子のオン期間に、第１のコンデン
サとトランスとの共振作用によって前記スイッチング素
子に電流が流れる期間と、整流器からの電流が前記スイ
ッチング素子に流れる期間とが設けられる程度に第１の
コンデンサの容量を設定し、第２のコンデンサの容量は
前記閉回路を形成しないスイッチング素子のオン期間に
おける負荷回路への電力供給用に設定されているもので
あり、請求項１３の発明と同様に、スイッチング素子の
オンオフの１周期に交流電源からの入力電流を流す期間
を２回設けることになるから、入力電流をより連続的に
することができるという利点がある。
【図１】本発明の実施形態１を示す回路図である。
【図２】同上の動作説明図である。
【図３】同上の動作説明図である。
【図４】同上の動作説明図である。
【図５】同上の動作説明図である。
【図６】同上の動作説明図である。
【図７】同上の動作説明図である。
【図８】同上の動作説明図である。
【図９】同上の動作説明図である。
【図１０】本発明の実施形態２を示す回路図である。
【図１１】本発明の実施形態３を示す回路図である。
【図１２】本発明の実施形態４を示す回路図である。
【図１３】本発明の実施形態５を示す回路図である。
【図１４】本発明の実施形態６を示す回路図である。
【図１５】本発明の実施形態７を示す回路図である。
【図１６】本発明の実施形態８を示す回路図である。
【図１７】同上の動作説明図である。
【図１８】同上の動作説明図である。
【図１９】本発明の実施形態９を示す回路図である。
【図２０】本発明の実施形態１０を示す回路図である。
【図２１】本発明の実施形態１１を示す回路図である。
【図２２】本発明の実施形態１２を示す回路図である。
【図２３】本発明の実施形態１３を示す回路図である。
【図２４】本発明の実施形態１４を示す回路図である。
【図２５】本発明の実施形態１５での放電ランプの各種
の接続例を示す回路図である。
の接続例を示す回路図である。
【図２６】本発明の実施形態１６を示す回路図である。
【図２７】本発明の実施形態１７を示す回路図である。
【図２８】本発明の実施形態１８を示す回路図である。
【図２９】従来例を示す回路図である。
【図３０】同上の具体回路図である。
【図３１】同上の動作説明図である。
【図３２】他の従来例を示す回路図である。
【図３３】同上の動作説明図である。
１ 負荷回路
３ 制御回路
４ 電圧検出回路
５ 電圧検出部
６ 電流検出部
７ 電流検出回路
ＡＣ 交流電源
Ｔ1 トランス
Ｔ2 トランス
Ｑａ，Ｑｂ スイッチング素子
Ｑａ1 ，Ｑａ2 ，Ｑｂ1 ．Ｑｂ2 スイッチング素子
Ｄａ，Ｄｂ ダイオード
Ｄａ1 ，Ｄａ2 ，Ｄｂ1 ．Ｄｂ2 ダイオード
Ｃ0 コンデンサ
ＤＢ 整流回路
Ｃ1 コンデンサ
ＳＷ1 〜ＳＷ4 スイッチ要素
Ｃ01〜Ｃ04 コンデンサ
Ｃ11〜Ｃ14 コンデンサ
Claims (14)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、整流器の
直流出力端間に接続された第１のコンデンサと、第１の
コンデンサに直列接続された第２のコンデンサと、第１
のコンデンサと第２のコンデンサとの直列回路に並列接
続され交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交互
にオンオフされる第１および第２のスイッチング素子の
直列回路と、各スイッチング素子にそれぞれ並列接続さ
れ各スイッチングのオン時とは逆向きの電流を流す第１
および第２のダイオードと、第１および第２のコンデン
サの接続点と第１および第２のスイッチング素子の接続
点との間に１次巻線が挿入され２次出力を負荷回路に与
えるトランスとを備え、第１のコンデンサとトランスの
１次巻線とともに閉回路を形成する一方のスイッチング
素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランスとの共
振作用によって前記一方のスイッチング素子に電流が流
れる期間と、整流器からの電流が前記一方のスイッチン
グ素子に流れる期間とが設けられる程度に第１のコンデ
ンサの容量を設定し、第２のコンデンサの容量は他方の
スイッチング素子のオン期間における負荷回路への電力
供給用に設定されていることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 第１および第２のスイッチング素子のオ
ンオフのスイッチング周波数を調節可能な制御回路を備
えることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 第１および第２のスイッチング素子のオ
ン期間を調節可能な制御回路を備えることを特徴とする
請求項１または請求項２記載の電源装置。 - 【請求項４】 第２のコンデンサの両端電圧を検出する
電圧検出手段を設け、電圧検出手段による検出電圧に基
づいて、第１および第２のスイッチング素子をオンオフ
させるスイッチング周波数とオン期間との少なくとも一
方を制御する制御回路を設けたことを特徴とする請求項
１記載の電源装置。 - 【請求項５】 第１のコンデンサとトランスとからなる
共振回路の共振周波数よりも第１および第２のスイッチ
ング素子をオンオフさせるスイッチング周波数を高く設
定し、整流器の直流出力端間の電圧を検出する電圧検出
手段を設け、電圧検出手段による検出電圧が高いほど負
荷回路への供給電力が増大するように第１および第２の
スイッチング素子のスイッチング周波数とオン期間との
少なくとも一方を制御する制御回路を設けたことを特徴
とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項６】 負荷回路に流れる電流を検出する電流検
出手段を設け、電流検出手段による検出電流に基づいて
第１およぴ第２のスイッチング素子をオンオフさせるス
イッチング周波数とオン期間との少なくとも一方を調節
する制御回路を設けたことを特徴とする請求項１記載の
電源装置。 - 【請求項７】 負荷回路は、負荷と第３のコンデンサと
の直列回路を備え、この直列回路がトランスの２次巻線
の両端間に接続されることを特徴とする請求項１ないし
請求項６記載の電源装置。 - 【請求項８】 第１および第２のコンデンサの接続点と
整流器の直流出力端との間に挿入された第１のスイッチ
要素と、第１および第２のコンデンサの直列回路と整流
器の直流出力端との間に挿入された第２のスイッチ要素
とを備え、第１のスイッチ要素と第２のスイッチ要素と
は択一的にオンにされることを特徴とする請求項１ない
し請求項７記載の電源装置。 - 【請求項９】 第１のコンデンサの容量を可変する手段
を設けたことを特徴とする請求項１ないし請求項８記載
の電源装置。 - 【請求項１０】 負荷回路は複数の負荷を備えることを
特徴とする請求項１ないし請求項９記載の電源装置。 - 【請求項１１】 第１および第２のスイッチング素子は
負荷回路に流れる電流の帰還により自励制御されること
を特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項１２】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の直流出力端間に逆流阻止用の整流素子を介して接続さ
れた第１のコンデンサと、第１のコンデンサに直列接続
された第２のコンデンサと、第１のコンデンサと第２の
コンデンサとの直列回路に並列接続され交流電源の周波
数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる第１
および第２のスイッチング素子の直列回路と、各スイッ
チング素子にそれぞれ並列接続され各スイッチングのオ
ン時とは逆向きの電流を流す第１および第２のダイオー
ドと、第１および第２のコンデンサの接続点と第１およ
び第２のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が
挿入され２次出力を負荷回路に与えるトランスとを備
え、第１のコンデンサとトランスの１次巻線とともに閉
回路を形成する一方のスイッチング素子のオン期間に、
第１のコンデンサとトランスとの共振作用によって前記
一方のスイッチング素子に電流が流れる期間と、整流器
からの電流が前記一方のスイッチング素子に流れる期間
とが設けられる程度に第１のコンデンサの容量を設定
し、第２のコンデンサの容量は他方のスイッチング素子
のオン期間における負荷回路への電力供給用に設定さ
れ、第１および第２のコンデンサと整流素子とトランス
と負荷回路とを複数組備えることを特徴とする電源装
置。 - 【請求項１３】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の直流出力端間に接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第１および第２の
スイッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子に
それぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向
きの電流を流す第１および第２のダイオードと、整流器
の直流出力端間に接続された第１および第２のコンデン
サの直列回路と、整流器の直流出力端間に接続された第
３および第４のコンデンサの直列回路と、第１および第
２のコンデンサの接続点と第３および第４のコンデンサ
の接続点との間に挿入された第５のコンデンサと、第１
および第２のコンデンサの接続点と第１および第２のス
イッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され２
次出力を第１の負荷回路に与える第１のトランスと、第
３および第４のコンデンサの接続点と第１および第２の
スイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入され
２次出力を第２の負荷回路に与える第２のトランスとを
備え、第１のコンデンサと第１のトランスの１次巻線と
ともに閉回路を形成する一方のスイッチング素子のオン
期間に、第１のコンデンサとトランスとの共振作用によ
って前記一方のスイッチング素子に電流が流れる期間
と、整流器からの電流が前記一方のスイッチング素子に
流れる期間とが設けられる程度に第１のコンデンサの容
量を設定し、第４のコンデンサと第２のトランスの１次
巻線とともに閉回路を形成する他方のスイッチング素子
のオン期間に、第４のコンデンサと第２のトランスとの
共振作用によって前記他方のスイッチング素子に電流が
流れる期間と、整流器からの電流が前記他方のスイッチ
ング素子に流れる期間とが設けられる程度に第４のコン
デンサの容量を設定し、第２および第３のコンデンサの
容量は各スイッチング素子のオン期間における負荷回路
への電力供給用に設定されていることを特徴とする電源
装置。 - 【請求項１４】 交流電源を整流する整流器と、整流器
の直流出力端間に接続された第１のコンデンサと、第１
のコンデンサに直列接続された第２のコンデンサと、第
１のコンデンサと第２のコンデンサとの直列回路に並列
接続され交流電源の周波数よりも十分に高い周波数で交
互にオンオフされる第１および第２のスイッチング素子
の直列回路と、第１のコンデンサと第２のコンデンサと
の直列回路に並列接続され交流電源の周波数よりも十分
に高い周波数で交互にオンオフされる第３および第４の
スイッチング素子の直列回路と、各スイッチング素子に
それぞれ並列接続され各スイッチングのオン時とは逆向
きの電流を流す第１ないし第４のダイオードと、第１お
よび第２のスイッチング素子の接続点と第３および第４
のスイッチング素子の接続点との間に１次巻線が挿入さ
れるとともに１次巻線に設けたセンタタップが第１およ
び第２のコンデンサの接続点に接続され２次出力を負荷
回路に与えるトランスとを備え、第１のコンデンサとト
ランスの１次巻線とともに閉回路を形成するスイッチン
グ素子のオン期間に、第１のコンデンサとトランスとの
共振作用によって前記スイッチング素子に電流が流れる
期間と、整流器からの電流が前記スイッチング素子に流
れる期間とが設けられる程度に第１のコンデンサの容量
を設定し、第２のコンデンサの容量は前記閉回路を形成
しないスイッチング素子のオン期間における負荷回路へ
の電力供給用に設定されていることを特徴とする電源装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08852797A JP3493943B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08852797A JP3493943B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10285933A JPH10285933A (ja) | 1998-10-23 |
| JP3493943B2 true JP3493943B2 (ja) | 2004-02-03 |
Family
ID=13945321
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08852797A Expired - Fee Related JP3493943B2 (ja) | 1997-04-07 | 1997-04-07 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3493943B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5883834B2 (ja) | 2013-08-08 | 2016-03-15 | 東芝テック株式会社 | 電力変換装置 |
| CN117537658A (zh) * | 2023-03-17 | 2024-02-09 | 成都科创时空科技有限公司 | 用于多级线圈式电磁炮的补能谐振关断拓扑结构 |
| CN116346034B (zh) * | 2023-03-19 | 2024-02-09 | 成都科创时空科技有限公司 | 适用于小型化多级电磁炮的谐振装置及其作业方法 |
-
1997
- 1997-04-07 JP JP08852797A patent/JP3493943B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH10285933A (ja) | 1998-10-23 |
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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