JP3747524B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として蛍光灯のような放電灯を高周波電力で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図３４に示すような構成の放電灯点灯装置が提案されている（特開昭６０−１３４７７６号公報）。この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続され、直流カット用（カプリング用）のコンデンサＣ3 と負荷回路γとの直列回路が一方のスイッチング素子Ｑ2 の両端間に接続される。負荷回路γは、インダクタＬ1 と蛍光灯のような放電灯Ｌａとの直列回路を有し、放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端間にコンデンサＣ1 を接続した構成になっている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とは共振回路を形成する。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、インダクタＬ2aの一端が接続され、インダクタＬ2aの他端はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続される。
【０００３】
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 は寄生ダイオードを示している。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。
【０００４】
この構成の動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ2 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ2a−スイッチング素子Ｑ2 の経路で電流が流れ、Ｌ2aに磁気エネルギが蓄積される。また、定常状態であれば、コンデンサＣ3 の電荷が、スイッチング素子Ｑ2 −負荷回路γを通して放出されるから、負荷回路γに電力が供給される。
【０００５】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ2aの磁気エネルギが、ダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にインダクタＬ2aの両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。ここに、インダクタＬ1 の磁気エネルギも放出されるが、インダクタＬ2aの磁気エネルギに比較してインダクタＬ1 の磁気エネルギは十分に小さいから無視することができる。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ2 がオフになればスイッチング素子Ｑ1 はオンになっており、インダクタＬ2aの蓄積エネルギが放出されると、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −コンデンサＣ3 −負荷回路γの経路で電流が流れるから、負荷回路γに電力が供給される。
上述のように、ダイオードＤ0 とインダクタＬ2aとスイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ1 とによりチョッパ回路が構成され、このチョッパ回路に整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0 とを併せて直流電源部αが構成される。また、平滑コンデンサＣ0 を電源としてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデンサＣ3 により高周波電源部βが構成される。
【０００７】
さらに詳しく動作を説明する。入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinとの関係は図３５のようになる。つまり、入力電流Ｉinが高周波的に流れるから入力電流歪が少なく、しかも入力電流Ｉinは入力電圧Ｖinにほぼ比例するから入力力率が高くなる。
図３５の時刻ｔａ付近の各部の動作波形を図３６に示す。図３６（ｄ）（ｅ）のように、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間Ｔ1 をスイッチング素子Ｑ1 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある（Ｔ1 ＞Ｔ2 ）。また、高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図３６（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。期間Ｔ1 においては、インダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a は、
d(IL2a)/ d(t) ＝v(ta) ＝一定
であり、図３６（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2a)/ d(t) ＝v(ta) −Vdc
になり、減少しやがて０になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。交流電源ＡＣから整流器ＤＢへの入力電流Ｉinは図３６（ｃ）のようにインダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a と等しくなる。
【０００８】
負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３６（ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間には−Ｖdcになる。
【０００９】
上述の動作によって、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ２＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。この動作の場合、入力電流Ｉinの実効値に対する最大値の比率（波高値）が大きく、入力電流Ｉinは高周波電源部βの動作周波数ｆswの高周波の周波数成分を多く含むことになる。つまり、図３７のようにfsw ±(fa ×n2) の周波数成分がとくに大きくなる。なお、図３７の周波数は対数目盛である。このように、比較的低い周波数の特定成分が多く含まれると、これを除去するために交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に挿入する低域通過フィルタの体積が大きくなる。
【００１０】
一方、図３８に示す構成の放電灯点灯装置も知られている（特開昭６０−１３９１７８号公報）。図３４に示した構成は高周波電源部βにハーフブリッジ型のインバータ回路を用いているが、この構成ではブリッジ接続した４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を備えるブリッジ型のインバータ回路を用いて高周波電源部βを構成してある。すなわち、交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成したインバータ回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は２個ずつ直列接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間に負荷回路γが接続される。負荷回路γは上述した従来構成と同様のものである。整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 の一端がそれぞれ接続され、各インダクタＬ2 ，Ｌ3 の他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点とに接続される。ダイオードＤ1 〜Ｄ4 はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がＭＯＳＦＥＴであれば寄生ダイオードで代用することができる。
【００１１】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。すなわち、負荷回路γを挟んで直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 およびスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はそれぞれ同時にオンオフされ、直接に直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 はそれぞれ交互にオンオフされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 とのオン期間は１：１に設定されている。
【００１２】
動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ3 とスイッチング素子Ｑ4 とを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ3 に磁気エネルギが蓄積されるとともに、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ4 を通る経路で電流が流れ、負荷回路γに電力が供給される。
【００１３】
次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、インダクタＬ3 の磁気エネルギがダイオードＤ3 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ3 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 を充電する。つまり、昇圧チョッパ回路として機能する。
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンになるから、整流器ＤＢからインダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 の経路に電流が流れてインダクタＬ2 に磁気エネルギが蓄積される。また、インダクタＬ3 の磁気エネルギの放出により平滑コンデンサＣ0 が充電された後には、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ3 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ2 の経路で負荷回路γに電力が供給される。
【００１４】
その後、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフになると、インダクタＬ2 の磁気エネルギがダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力端にインダクタＬ2 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 が充電される。つまり、ここでも昇圧チョッパとして機能する。
上述の説明から明らかなように、インダクタＬ2 ，Ｌ3 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 とダイオードＤ1 ，Ｄ3 とは整流器ＤＢの出力電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ0 を充電する昇圧チョッパ回路として機能し、交流電源ＡＣと整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路と平滑コンデンサＣ0 とにより直流電源部αが構成されることになる。また、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 とダイオードＤ1 〜Ｄ4 とは平滑コンデンサＣ0 を電源として高周波電源部βを構成する。
【００１５】
上述のような動作によって、交流電源ＡＣの電圧Ｖinと整流器ＤＢへの入力電流Ｉinとの関係は図３９のようになる。これは、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの大小にかかわらずインダクタＬ2 ，Ｌ3 に対して高周波的に電流を流すことができるからであり、整流器ＤＢへの入力電流Ｉinには休止期間が生じることがなく、入力電流歪が少なくなるとともに、入力電流Ｉinの包絡線が交流電源ＡＣの電圧Ｖinの瞬時値にほぼ比例して入力力率が高くなる。
【００１６】
図３９における時刻ｔａ付近での各部の電流および電圧を図４０に示す。図４０（ｅ）はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 をオンオフさせる制御信号を示し、図４０（ｆ）はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオンオフさせる制御信号を示しており、上側がスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオンにする状態を示す。ここで、両オン期間Ｔ1 ，Ｔ2 は１：１になる。これは、制御回路ＣＮとして１つの信号のオン期間とオフ期間とを反転させるドライバ回路を用いることによって実現されている。高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図４０（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。
【００１７】
期間Ｔ1 においては、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図４０（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) −Vdc
になり、減少してやがて０になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。
【００１８】
一方、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は、期間Ｔ2 において、
d(IL2)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図４０（ｃ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ1 では、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2)/d(t) ＝v(ta) −Vdc
になり、減少してやがて０になる。
【００１９】
整流器ＤＢへの入力電流ＩinはインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図４０（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図４０（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００２０】
ところで、期間Ｔ1 ，Ｔ2 はＴ1 ＝Ｔ2 、つまりＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝０．５であるから、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とは等しくなる。したがって、電流ＩL2と電流ＩL3との和である入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波の周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ＝２，４，６，……、ｎ2 ＝１，２，３，……
になる。ここに、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００２１】
このような動作によって、図４１に示すように、入力電流Ｉinは動作周波数ｆswの偶数倍付近の周波数成分だけを含むことになる。この構成の場合には、平滑コンデンサＣ0 を充電するために２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 を交互に用いており、入力電流Ｉinに休止期間が生じないから、入力電流Ｉinの実効値に対する最大値の比率（波高値）が上述した従来構成よりも小さくなる。しかしながら、入力電流Ｉinは図４１のように(fsw×2)±(fa ×n2) という特定周波数の周波数成分を多く含むことになる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述した前者の従来構成では、入力力率のよい入力電流波形を得ることができるが、入力電流Ｉinには高周波電源部βの高調波成分が多量に含まれることになる。とくに、特定周波数の周波数成分が他の周波数の周波数成分に比較して大幅に大きくなるから、この周波数成分の除去には交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に挿入されるフィルタ回路として大型のものを必要とする。
【００２３】
後者の従来構成では、入力電流Ｉinに含まれる高周波電源部βの周波数成分を前者の構成よりは低減することができるが、特定周波数の周波数成分が他の周波数の周波数成分よりも大幅に大きくなるという問題は解決されていない。
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、整流器への入力電流に含まれる周波数成分の周波数を分散させることによって特定周波数の高周波の周波数成分のみが多くなるのを防止し、もって入力電流からの周波数成分の除去を容易にした放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように休止期間を変化させるものである。
【００２５】
この構成では、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができる。その結果、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波成分を除去することができる。しかも、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに休止期間を変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができる。
【００２６】
請求項２の発明は、交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率および休止期間を変化させるものである。
【００２７】
この構成では、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができる。その結果、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波成分を除去することができる。しかも、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率と、休止期間とを変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下で説明する実施形態には図示していないが、いずれも交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間には高周波阻止用のフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣへの高周波の漏洩を抑制するようになっている。
（基本構成１）
図１に本例の回路構成を示し、図２ないし図４に本例の動作を示す。
【００３５】
本例は、図１に示すように、図３８に示した従来構成とほぼ同様の構成を有している。すなわち、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成したインバータ回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は２個ずつ直列接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間に負荷回路γが接続される。負荷回路γは、インダクタＬ1 と放電灯Ｌａとの直列回路を有し、放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端側端間にコンデンサＣ1 を接続した構成になっている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とは共振回路を形成する。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 の一端がそれぞれ接続され、各インダクタＬ2 ，Ｌ3 の他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点とに接続される。
【００３６】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 にはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 に並列接続されたダイオードＤ1 〜Ｄ4 は寄生ダイオードを示している。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 としてバイポーラトランジスタを用いる場合にはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 に対して逆並列にダイオードＤ1 〜Ｄ4 を接続したものを用いる。
【００３７】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。すなわち、負荷回路γを挟んで直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 およびスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はそれぞれ同時にオンオフされ、直接接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 はそれぞれ交互にオンオフされる。
【００３８】
動作を簡単に説明すると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ3 とスイッチング素子Ｑ4 とを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ3 に磁気エネルギが蓄積されるとともに、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ4 を通る経路で電流が流れ、負荷回路γに電力が供給される。
【００３９】
次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、インダクタＬ3 の磁気エネルギがダイオードＤ3 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ3 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 を充電することになる。つまり、昇圧チョッパ回路として機能する。ここに、インダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積されているが、インダクタＬ1 はインダクタＬ3 よりもインダクタンスが充分に小さいからこの磁気エネルギは無視できる。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンになるから、整流器ＤＢからインダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 の経路に電流が流れてインダクタＬ2 に磁気エネルギが蓄積される。また、インダクタＬ3 の磁気エネルギの放出により平滑コンデンサＣ0 が充電された後には、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ3 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ2 の経路で負荷回路γに電力が供給される。つまり、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオンオフにより負荷回路γには交流電流が流れる。
【００４１】
その後、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフになると、インダクタＬ2 の磁気エネルギがダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力端にインダクタＬ2 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 が充電される。つまり、ここでも昇圧チョッパとして機能する。
上述の説明から明らかなように、インダクタＬ2 ，Ｌ3 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 とダイオードＤ1 ，Ｄ3 とは整流器ＤＢの出力電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ0 を充電する昇圧チョッパ回路として機能するのであり、交流電源ＡＣと整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路と平滑コンデンサＣ0 とにより直流電源部αが構成されることになる。また、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 とダイオードＤ1 〜Ｄ4 とは平滑コンデンサＣ0 を電源として高周波電源部βを構成する。ここにおいて、定常動作では平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧に対して昇圧されているから、ダイオードＤ0 は非導通になっている。
【００４２】
上述のような動作によって、交流電源ＡＣの電圧Ｖinと整流器ＤＢへの入力電流Ｉinとの関係は図２のようになる。これは、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの大小にかかわらずインダクタＬ2 ，Ｌ3 に対して高周波的に電流を流すことができるからであって、このことによって整流器ＤＢへの入力電流Ｉinには休止期間が生じないのであり、しかも入力電流Ｉinの包絡線は、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの瞬時値にほぼ比例することになる。つまり、入力電流歪が少なく入力力率が高くなる。
【００４３】
以下に、さらに詳しく動作を説明する。図２における時刻ｔａ付近での各部の電流および電圧を図３に示す。図３（ｅ）はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 をオンオフさせる制御信号を示し、図３（ｆ）はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオンオフさせる制御信号を示しており、上側がスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオンにする状態を示す。ここで、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間Ｔ1 はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある。また、高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図３（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。
【００４４】
期間Ｔ1 においては、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図３（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) −Vdc
になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。
【００４５】
一方、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は、期間Ｔ2 において、
d(IL2)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図３（ｃ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ1 では、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2)/d(t) ＝v(ta) −Vdc になる。
【００４６】
整流器ＤＢへの入力電流ＩinはインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図３（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
Ｌ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図３（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００４７】
いま、期間Ｔ1 ，Ｔ2 をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５に設定するものとすれば、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3が、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2よりも大きくなる。また、入力電流Ｉinは、電流ＩL2と電流ＩL3との和であるから、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波の周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ2 ＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００４８】
このような動作によって、図４に示すように、入力電流Ｉinは周波数ｆswの偶数倍付近の高周波成分だけではなく奇数倍付近の高周波成分を含むことになり、入力電流Ｉinに含まれる高周波成分が特定周波数に集中するのを避けることができる。つまり、交流電源ＡＣの周波数ｆa よりも高い周波数成分の分布が広い範囲に分散されるから、入力電流Ｉinの各周波数成分のレベルを低減することができる。なお、図４の周波数は対数目盛である。
【００４９】
（基本構成２）
本例は、高周波電源部βを構成するインバータ回路としてハーフブリッジ型のものを採用した例であって、図５に示すように、整流器ＤＢの出力端と平滑コンデンサＣ0 の各端との間にそれぞれダイオードＤ0a，Ｄ0bを挿入してあり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を平滑コンデンサＣ0 の両端間に接続するとともに、一方のスイッチング素子Ｑ2 に、直流カット用（カプリング用）のコンデンサＣ3 と負荷回路γとの直列回路を並列接続してある。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0aのアノードとの接続点にはコンデンサＣ4 の一端が接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ4 の他端との間にはインダクタＬ4 が接続される。また、整流器ＤＢの負極の出力端とダイオードＤ0bのカソードとの接続点にはコンデンサＣ5 の一端が接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ5 の他端との間にはインダクタＬ5 が接続される。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は制御回路ＣＮからの制御信号により交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる。
【００５０】
この構成の動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ2 がオンの期間には、整流器ＤＢからコンデンサＣ4 −インダクタＬ4 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ0bの経路で電流が流れ、コンデンサＣ4 が充電されるとともにインダクタＬ4 に磁気エネルギが蓄積される。また、定常状態であれば、コンデンサＣ3 の電荷が、スイッチング素子Ｑ2 −負荷回路γを通して放出されるから、負荷回路γに電力が供給される。
【００５１】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ4 の磁気エネルギが、ダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ0b−整流器ＤＢ−コンデンサＣ4 の経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にコンデンサＣ4 とインダクタＬ4 との直列共振回路の両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。ここに、インダクタＬ1 の磁気エネルギも放出されるが、コンデンサＣ4 とインダクタＬ4 との直列共振回路のエネルギに比較してインダクタＬ1 の磁気エネルギは十分に小さいから無視することができる。このとき、平滑コンデンサＣ0 に印加される電圧は、インダクタＬ4 のみを設けている場合に比較してコンデンサＣ4 の両端電圧が減算される形になって低減されるから、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の上昇を抑制することができる。
【００５２】
スイッチング素子Ｑ2 がオフになればスイッチング素子Ｑ1 はオンになっており、直列共振回路の蓄積エネルギが放出されると、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −コンデンサＣ3 −負荷回路γの経路で電流が流れるから、負荷回路γに電力が供給される。また同時に、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ５−コンデンサＣ5 の経路でも電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、インダクタＬ5 の磁気エネルギが、コンデンサＣ5 −整流器ＤＢ−ダイオードＤ0a−平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ2 の経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にコンデンサＣ5 とインダクタＬ5 との直列共振回路の両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。この場合も、インダクタンスＬ5 のみを設けている場合に比較するとコンデンサＣ5 の両端電圧が減算される形になるから、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の上昇を抑制することができる。
【００５３】
上述のように、ダイオードＤ0a，Ｄ0bとコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とダイオードＤ1 ，Ｄ2 とによりチョッパ回路が構成され、このチョッパ回路に整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0 とを併せて直流電源部αが構成される。また、平滑コンデンサＣ0 を電源としてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデンサＣ3 により高周波電源部βが構成される。負荷回路γについては基本構成１と同様であり、コンデンサＣ1 とインダクタＬ1 と放電灯Ｌａとからなる。
【００５４】
さらに詳しく動作を説明する。本例においても基本構成１と同様に、入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinとの関係は図７のようになる。つまり、入力電流Ｉinは休止期間が生じないように高周波的に流れて入力電流歪が少ないのであり、しかも入力電流Ｉinは入力電圧Ｖinにほぼ比例して入力力率が高くなるのである。
図６の時刻ｔａ付近の各部の動作波形を図７に示す。本例でも、図７（ｅ）（ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間Ｔ1 をスイッチング素子Ｑ2 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある（Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５）。図７（ｂ）（ｃ）に示すように、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 との直列共振回路に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の波形は、基本構成１のようにインダクタＬ2 ，Ｌ3 に流れる電流とは波形が異なるが、同様の傾向を示しており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間にコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 との直列共振回路に整流器ＤＢからの電流が流れると、電流Ｉin1 ，Ｉin2 は増加し、その直列共振回路に流れる電流は対応するスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオフ期間には減少し、やがて負極性になる（つまり電流の向きが逆転する）。
【００５５】
入力電流Ｉinは両直列共振回路に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の和であるから、図（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図７（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００５６】
いま、期間Ｔ1 ，Ｔ2 をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５に設定するものとすれば、インダクタＬ4 を含む直列共振回路に流れる電流Ｉin2 の半周期は、インダクタＬ5 を含む直列共振回路に流れる電流Ｉin1 の半周期よりも長くなる。つまり、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ２＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００５７】
このような動作によって、図７に示すように、入力電流Ｉinは周波数ｆswの偶数倍付近の高周波成分だけではなく奇数倍付近の高周波成分を含むことになり、入力電流Ｉinに含まれる高周波成分が特定周波数に集中するのを避けることができる。つまり、交流電源ＡＣの周波数ｆa よりも高い周波数成分の分布が広い範囲に分散されるから、入力電流Ｉinの各高周波成分のレベルを低減することができる。なお、図７の周波数は対数目盛である。
【００５８】
（基本構成３）
本例では、図９に示すように、基本構成２におけるインダクタＬ4 ，Ｌ5 の機能を負荷回路γのインダクタＬ1 で兼用できるようにしたものである。つまり、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 の直列回路を整流器ＤＢの出力端間に接続し、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 との直列回路の一端をコンデンサＣ4 ，Ｃ5 の接続点に接続するとともに、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 との直列回路の他端をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続しているのである。また、コンデンサＣ3 とインダクタＬ1 と放電灯Ｌａとの直列回路をスイッチング素子Ｑ2 に並列接続してある。
この構成においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を互いに異ならせることによってコンデンサＣ4 ，Ｃ5 に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の流れる期間を変化させることができ、結果的に入力電流Ｉinの高周波成分を特定周波数に集中させないようにすることができる。しかも、基本構成２の構成に比較するとインダクタＬ4 ，Ｌ5 が削減されて部品点数が少なくなる。
【００５９】
この構成においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を互いに異ならせることによってコンデンサＣ4 ，Ｃ5 に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の流れる期間を変化させることができ、結果的に入力電流Ｉinの高周波成分を特定周波数に集中させないようにすることができる。しかも、実施形態２の構成に比較するとインダクタＬ4 ，Ｌ5 が削減されて部品点数が少なくなる。
【００６０】
（基本構成４）
本例は、図５に示した基本構成２のように負荷回路γに共振用のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 を含む場合であって、平滑コンデンサＣ0 を充電するためのチョッパ回路のスイッチング素子と、負荷回路γに高周波電力を供給するインバータ回路のスイッチング素子とが少なくとも１個共用されている場合のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御方法に関するものである。つまり、上述の例では高周波電源部βの動作周波数ｆswおよびスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率を一定に保っていたが、本例ではこれらを変化させる例を示す。
【００６１】
図１０は図７（ｇ）に対応する動作を示しており、スイッチング素子Ｑ1 がオンである期間Ｔ1 に負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性、スイッチング素子Ｑ2 がオンである期間Ｔ2 に負荷回路γに印加される電圧の極性を負極性にとっている。このような回路では、放電灯Ｌａへの出力電力Ｐout はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数ｆswに対して図１１に示すような関係になる。つまり、周波数ｆswを高くすると出力電力Ｐout が低下するような関係になる。また、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率と出力電力Ｐout とは図１２に示すような関係になる。つまり、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝０．５において出力電力Ｐout が最大になる。したがって、周波数ｆswまたはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率を調節すれば出力電力Ｐout を調節することができる。いま、所望の出力電力Ｐout をＰ0 とすれば、図示例ではＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝ａ0 のときに、周波数ｆswをｆ0 に設定することによって出力電力Ｐout をＰ0 にすることができる。
【００６２】
ところで、高周波電源部βの動作周波数ｆswに対して十分に長い時間で周波数ｆswを変化させれば、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉinに含まれる高周波成分を広範囲に亙って分布させることができるから、このような制御を行なうことは目的を達成するために好ましいことである。しかしながら、上記考察から明らかなように、周波数ｆswを変化させると出力電力Ｐout も変化する。そこで、図１１に示すように高周波電源部βの動作周波数ｆswを基本周波数ｆ0 を中心として、ｆ1 からｆ2 の範囲で変化させると同時に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の割合Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）も基本値ａ0 を中心として、ａ1 からａ2 の範囲で変化させることにより、出力電力Ｐout を一定に保つようにするのである。ここに、ａ1 は周波数ｆswがｆ1 のときに出力電力がＰout になる値であり、ａ2 は周波数ｆswがｆ2 のときに出力電力がＰout になる値である。
【００６３】
たとえば、高周波電源部βの動作周波数ｆswをｆ2 からｆ1 に低下させるときには、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）をａ2 からａ1 に変化させ、また、ｆ1 からｆ2 に上昇させるときには、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）をａ1 からａ2 に変化させるのである。したがって、周波数ｆswを変化させた時の出力電力の変化分をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）を変化させることによって打ち消し、周波数ｆswだけを変化させる時より出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
【００６４】
なお、周波数ｆswがｆ0 であるときに所望する出力電力がＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５で得られるときも、周波数ｆswとＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）を同時に変化させることで出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示した基本構成１のように負荷回路γに共振用のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 を含む場合であって、平滑コンデンサＣ0 を充電するためのチョッパ回路のスイッチング素子と、負荷回路γに高周波電力を供給するインバータ回路のスイッチング素子とが少なくとも１個共用されている場合のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の制御方法に関するものである。ただし、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間との間にすべてのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフになる期間Ｔ0 ／２を設けることができる構成を対象にしている。本実施形態は、高周波電源部βの動作周波数ｆswおよびスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の休止期間Ｔ0 ／２を変化させる例を示す。ここに、図１３ではスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンである期間Ｔ1 に負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンである期間Ｔ2 に負荷回路γに印加される電圧の極性を負極性にとっている。
【００６５】
このような回路では、放電灯Ｌａへの出力電力Ｐout はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数ｆswに対して図１４に示すような関係になる。つまり、周波数ｆswを高くすると出力電力Ｐout が低下するような関係になる。また、各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率Ｔ1 ／Ｔ2 を一定とし、休止期間Ｔ0 ／２を変化させると、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）と出力電力Ｐout とは図１５に示すような関係になる。つまり、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）が大きくなると出力電力Ｐout が小さくなる。したがって、周波数ｆswまたはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ2 の休止期間Ｔ0 ／２を調節すれば出力電力Ｐout を調節することができる。いま、所望の出力電力Ｐout をＰ0 とすれば、図示例ではＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝ａ0 とし、周波数ｆswをｆ0 、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）＝ｂ0 に設定することによって出力電力Ｐout をＰ0 にすることができる。
【００６６】
基本構成４でも説明したように、高周波電源部βの動作周波数ｆswに対して十分に長い時間で周波数ｆswを変化させれば、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉinに含まれる高周波成分を広範囲に亙って分布させることができるから、このような制御を行なうことは目的を達成するために好ましい。しかしながら、周波数ｆswを変化させると出力電力Ｐout も変化する。そこで、図１４に示すように高周波電源部βの動作周波数ｆswを基本周波数ｆ0 を中心として、ｆ1 からｆ2 の範囲で変化させると同時に、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の休止期間Ｔ0 ／２も基本値ｂ0 を中心として、ｂ1 からｂ2 の範囲で変化させることにより、出力電力Ｐout を一定に保つようにするのである。ここに、ｂ1 は周波数ｆswがｆ1 のときに出力電力がＰout になる値であり、ｂ2 は周波数ｆswがｆ2 のときに出力電力がＰout になる値である。
【００６７】
たとえば、高周波電源部βの動作周波数ｆswをｆ2 からｆ1 に低下させるときには、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）をｂ2 からｂ1 に変化させ、また、ｆ1 からｆ2 に上昇させるときには、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）をｂ1 からｂ2 に変化させるのである。したがって、周波数ｆswを変化させた時の出力電力の変化分をＴ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）を変化させることによって打ち消し、周波数ｆswだけを変化させる時より出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
【００６８】
（実施形態２）
本実施形態は、基本構成４と実施形態１とを組み合わせたものであって、図１に示した構成のようにスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がすべてオフになる休止期間Ｔ0 ／２を設けることができる回路に適用される。すなわち、高周波電源部βの動作周波数ｆswと、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 から求められる比率Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）と、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をすべて休止させる期間Ｔ0 ／２に関連する比率Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）とをともに変化させるものである。この構成では、周波数ｆswの変化に対して基本構成４、実施形態１に比較して出力電力Ｐout の変化を一層少なくすることができる。
【００６９】
（他の回路構成について）
上述した各種動作は図１６ないし図３３に示す回路構成でも実施可能である。これらの回路構成の動作は上述した各基本構成ないし各実施形態を変形したものであり、いずれにおいても基本構成１ないし基本構成３のようにスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間を調節したり、基本構成４ないし実施形態２のように動作周波数を変化させたりすることによって、入力電流Ｉinの高周波成分を広範囲に分布させ、特定周波数に集中させないようにすることができる。
【００７０】
なお、図１６ないし図３３において図１、図５、図９に示した回路と同符号の部材は同機能を有し、コンデンサＣ6 ，Ｃ7 はコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とほぼ同様の機能を持ち、インダクタＬ6 はＬ4 ，Ｌ5 とほぼ同様の機能を持ち、コンデンサＣ11，Ｃ12およびインダクタＬ11，Ｌ12は２灯の放電灯Ｌａ1 ，Ｌａ2 を設けた回路に用いられ、１灯の場合のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 に相当するものである。さらに、インダクタＬ13，Ｌ14はインダクタＬ1 を分割したものであり、ダイオードＤ4 ，Ｄ5 、コンデンサＣ8 、Ｃ9 は波形整形用である。
【００７１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができ、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波の周波数成分を除去することができるという利点がある。また、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに休止期間を変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができるという利点がある。
【００７２】
請求項２の発明は、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができ、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波の周波数成分を除去することができるという利点がある。また、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率と、休止期間とを変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基本構成１を示す回路図である。
【図２】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図３】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図４】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図５】 基本構成２を示す回路図である。
【図６】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図７】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図８】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図９】 基本構成３を示す回路図である。
【図１０】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１１】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１２】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１３】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１４】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１５】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１６】 他の回路例を示す回路図である。
【図１７】 他の回路例を示す回路図である。
【図１８】 他の回路例を示す回路図である。
【図１９】 他の回路例を示す回路図である。
【図２０】 他の回路例を示す回路図である。
【図２１】 他の回路例を示す回路図である。
【図２２】 他の回路例を示す回路図である。
【図２３】 他の回路例を示す回路図である。
【図２４】 他の回路例を示す回路図である。
【図２５】 他の回路例を示す回路図である。
【図２６】 他の回路例を示す回路図である。
【図２７】 他の回路例を示す回路図である。
【図２８】 他の回路例を示す回路図である。
【図２９】 他の回路例を示す回路図である。
【図３０】 他の回路例を示す回路図である。
【図３１】 他の回路例を示す回路図である。
【図３２】 他の回路例を示す回路図である。
【図３３】 他の回路例を示す回路図である。
【図３４】 従来例を示す回路図である。
【図３５】 同上の動作説明図である。
【図３６】 同上の動作説明図である。
【図３７】 同上の動作説明図である。
【図３８】 他の従来例を示す回路図である。
【図３９】 同上の動作説明図である。
【図４０】 同上の動作説明図である。
【図４１】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
ＡＣ 交流電源
Ｃ0 平滑コンデンサ
ＣＮ 制御回路
ＤＢ 整流器
Ｌ1 〜Ｌ6 インダクタ
Ｌ11〜Ｌ14 インダクタ
Ｌａ放電灯
Ｑ1 〜Ｑ4 スイッチング素子
α 直流電源部
β 高周波電源部
γ 負荷回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、主として蛍光灯のような放電灯を高周波電力で点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、図３４に示すような構成の放電灯点灯装置が提案されている（特開昭６０−１３４７７６号公報）。この構成では、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路が接続され、直流カット用（カプリング用）のコンデンサＣ3 と負荷回路γとの直列回路が一方のスイッチング素子Ｑ2 の両端間に接続される。負荷回路γは、インダクタＬ1 と蛍光灯のような放電灯Ｌａとの直列回路を有し、放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端間にコンデンサＣ1 を接続した構成になっている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とは共振回路を形成する。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、インダクタＬ2aの一端が接続され、インダクタＬ2aの他端はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続される。
【０００３】
各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に並列接続されたダイオードＤ1 ，Ｄ2 は寄生ダイオードを示している。各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。
【０００４】
この構成の動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ2 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ2a−スイッチング素子Ｑ2 の経路で電流が流れ、Ｌ2aに磁気エネルギが蓄積される。また、定常状態であれば、コンデンサＣ3 の電荷が、スイッチング素子Ｑ2 −負荷回路γを通して放出されるから、負荷回路γに電力が供給される。
【０００５】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ2aの磁気エネルギが、ダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にインダクタＬ2aの両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。ここに、インダクタＬ1 の磁気エネルギも放出されるが、インダクタＬ2aの磁気エネルギに比較してインダクタＬ1 の磁気エネルギは十分に小さいから無視することができる。
【０００６】
スイッチング素子Ｑ2 がオフになればスイッチング素子Ｑ1 はオンになっており、インダクタＬ2aの蓄積エネルギが放出されると、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −コンデンサＣ3 −負荷回路γの経路で電流が流れるから、負荷回路γに電力が供給される。
上述のように、ダイオードＤ0 とインダクタＬ2aとスイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ1 とによりチョッパ回路が構成され、このチョッパ回路に整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0 とを併せて直流電源部αが構成される。また、平滑コンデンサＣ0 を電源としてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデンサＣ3 により高周波電源部βが構成される。
【０００７】
さらに詳しく動作を説明する。入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinとの関係は図３５のようになる。つまり、入力電流Ｉinが高周波的に流れるから入力電流歪が少なく、しかも入力電流Ｉinは入力電圧Ｖinにほぼ比例するから入力力率が高くなる。
図３５の時刻ｔａ付近の各部の動作波形を図３６に示す。図３６（ｄ）（ｅ）のように、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間Ｔ1 をスイッチング素子Ｑ1 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある（Ｔ1 ＞Ｔ2 ）。また、高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図３６（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。期間Ｔ1 においては、インダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a は、
d(IL2a)/ d(t) ＝v(ta) ＝一定
であり、図３６（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2a)/ d(t) ＝v(ta) −Vdc
になり、減少しやがて０になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。交流電源ＡＣから整流器ＤＢへの入力電流Ｉinは図３６（ｃ）のようにインダクタＬ2aに流れる電流ＩL2a と等しくなる。
【０００８】
負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３６（ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間には−Ｖdcになる。
【０００９】
上述の動作によって、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ２＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。この動作の場合、入力電流Ｉinの実効値に対する最大値の比率（波高値）が大きく、入力電流Ｉinは高周波電源部βの動作周波数ｆswの高周波の周波数成分を多く含むことになる。つまり、図３７のようにfsw ±(fa ×n2) の周波数成分がとくに大きくなる。なお、図３７の周波数は対数目盛である。このように、比較的低い周波数の特定成分が多く含まれると、これを除去するために交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に挿入する低域通過フィルタの体積が大きくなる。
【００１０】
一方、図３８に示す構成の放電灯点灯装置も知られている（特開昭６０−１３９１７８号公報）。図３４に示した構成は高周波電源部βにハーフブリッジ型のインバータ回路を用いているが、この構成ではブリッジ接続した４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 を備えるブリッジ型のインバータ回路を用いて高周波電源部βを構成してある。すなわち、交流電源ＡＣを全波整流する整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成したインバータ回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は２個ずつ直列接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間に負荷回路γが接続される。負荷回路γは上述した従来構成と同様のものである。整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 の一端がそれぞれ接続され、各インダクタＬ2 ，Ｌ3 の他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点とに接続される。ダイオードＤ1 〜Ｄ4 はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がＭＯＳＦＥＴであれば寄生ダイオードで代用することができる。
【００１１】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。すなわち、負荷回路γを挟んで直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 およびスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はそれぞれ同時にオンオフされ、直接に直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 はそれぞれ交互にオンオフされる。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 とのオン期間は１：１に設定されている。
【００１２】
動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ3 とスイッチング素子Ｑ4 とを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ3 に磁気エネルギが蓄積されるとともに、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ4 を通る経路で電流が流れ、負荷回路γに電力が供給される。
【００１３】
次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、インダクタＬ3 の磁気エネルギがダイオードＤ3 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ3 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 を充電する。つまり、昇圧チョッパ回路として機能する。
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンになるから、整流器ＤＢからインダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 の経路に電流が流れてインダクタＬ2 に磁気エネルギが蓄積される。また、インダクタＬ3 の磁気エネルギの放出により平滑コンデンサＣ0 が充電された後には、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ3 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ2 の経路で負荷回路γに電力が供給される。
【００１４】
その後、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフになると、インダクタＬ2 の磁気エネルギがダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力端にインダクタＬ2 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 が充電される。つまり、ここでも昇圧チョッパとして機能する。
上述の説明から明らかなように、インダクタＬ2 ，Ｌ3 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 とダイオードＤ1 ，Ｄ3 とは整流器ＤＢの出力電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ0 を充電する昇圧チョッパ回路として機能し、交流電源ＡＣと整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路と平滑コンデンサＣ0 とにより直流電源部αが構成されることになる。また、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 とダイオードＤ1 〜Ｄ4 とは平滑コンデンサＣ0 を電源として高周波電源部βを構成する。
【００１５】
上述のような動作によって、交流電源ＡＣの電圧Ｖinと整流器ＤＢへの入力電流Ｉinとの関係は図３９のようになる。これは、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの大小にかかわらずインダクタＬ2 ，Ｌ3 に対して高周波的に電流を流すことができるからであり、整流器ＤＢへの入力電流Ｉinには休止期間が生じることがなく、入力電流歪が少なくなるとともに、入力電流Ｉinの包絡線が交流電源ＡＣの電圧Ｖinの瞬時値にほぼ比例して入力力率が高くなる。
【００１６】
図３９における時刻ｔａ付近での各部の電流および電圧を図４０に示す。図４０（ｅ）はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 をオンオフさせる制御信号を示し、図４０（ｆ）はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオンオフさせる制御信号を示しており、上側がスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオンにする状態を示す。ここで、両オン期間Ｔ1 ，Ｔ2 は１：１になる。これは、制御回路ＣＮとして１つの信号のオン期間とオフ期間とを反転させるドライバ回路を用いることによって実現されている。高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図４０（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。
【００１７】
期間Ｔ1 においては、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図４０（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) −Vdc
になり、減少してやがて０になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。
【００１８】
一方、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は、期間Ｔ2 において、
d(IL2)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図４０（ｃ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ1 では、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2)/d(t) ＝v(ta) −Vdc
になり、減少してやがて０になる。
【００１９】
整流器ＤＢへの入力電流ＩinはインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図４０（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図４０（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００２０】
ところで、期間Ｔ1 ，Ｔ2 はＴ1 ＝Ｔ2 、つまりＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝０．５であるから、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3とインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とは等しくなる。したがって、電流ＩL2と電流ＩL3との和である入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波の周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ＝２，４，６，……、ｎ2 ＝１，２，３，……
になる。ここに、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００２１】
このような動作によって、図４１に示すように、入力電流Ｉinは動作周波数ｆswの偶数倍付近の周波数成分だけを含むことになる。この構成の場合には、平滑コンデンサＣ0 を充電するために２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 を交互に用いており、入力電流Ｉinに休止期間が生じないから、入力電流Ｉinの実効値に対する最大値の比率（波高値）が上述した従来構成よりも小さくなる。しかしながら、入力電流Ｉinは図４１のように(fsw×2)±(fa ×n2) という特定周波数の周波数成分を多く含むことになる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】
上述した前者の従来構成では、入力力率のよい入力電流波形を得ることができるが、入力電流Ｉinには高周波電源部βの高調波成分が多量に含まれることになる。とくに、特定周波数の周波数成分が他の周波数の周波数成分に比較して大幅に大きくなるから、この周波数成分の除去には交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間に挿入されるフィルタ回路として大型のものを必要とする。
【００２３】
後者の従来構成では、入力電流Ｉinに含まれる高周波電源部βの周波数成分を前者の構成よりは低減することができるが、特定周波数の周波数成分が他の周波数の周波数成分よりも大幅に大きくなるという問題は解決されていない。
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、整流器への入力電流に含まれる周波数成分の周波数を分散させることによって特定周波数の高周波の周波数成分のみが多くなるのを防止し、もって入力電流からの周波数成分の除去を容易にした放電灯点灯装置を提供することにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように休止期間を変化させるものである。
【００２５】
この構成では、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができる。その結果、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波成分を除去することができる。しかも、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに休止期間を変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができる。
【００２６】
請求項２の発明は、交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率および休止期間を変化させるものである。
【００２７】
この構成では、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができる。その結果、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波成分を除去することができる。しかも、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率と、休止期間とを変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができる。
【００３４】
【発明の実施の形態】
以下で説明する実施形態には図示していないが、いずれも交流電源ＡＣと整流器ＤＢとの間には高周波阻止用のフィルタ回路を設けることにより、交流電源ＡＣへの高周波の漏洩を抑制するようになっている。
（基本構成１）
図１に本例の回路構成を示し、図２ないし図４に本例の動作を示す。
【００３５】
本例は、図１に示すように、図３８に示した従来構成とほぼ同様の構成を有している。すなわち、商用電源のような交流電源ＡＣを全波整流するダイオードブリッジよりなる整流器ＤＢと、整流器ＤＢの両端間にダイオードＤ0 を介して接続した平滑コンデンサＣ0 とを備える。また、平滑コンデンサＣ0 の両端間には４個のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をブリッジ接続して構成したインバータ回路が接続される。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は２個ずつ直列接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点との間に負荷回路γが接続される。負荷回路γは、インダクタＬ1 と放電灯Ｌａとの直列回路を有し、放電灯Ｌａのフィラメントの非電源側端側端間にコンデンサＣ1 を接続した構成になっている。インダクタＬ1 とコンデンサＣ1 とは共振回路を形成する。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0 のアノードとの接続点には、２個のインダクタＬ2 ，Ｌ3 の一端がそれぞれ接続され、各インダクタＬ2 ，Ｌ3 の他端はそれぞれスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 の接続点とに接続される。
【００３６】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 にはＭＯＳＦＥＴを用いており、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 に並列接続されたダイオードＤ1 〜Ｄ4 は寄生ダイオードを示している。スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 としてバイポーラトランジスタを用いる場合にはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 に対して逆並列にダイオードＤ1 〜Ｄ4 を接続したものを用いる。
【００３７】
各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 は制御回路ＣＮよりゲートに入力される制御信号によって交流電源ＡＣの周波数よりも充分に高い周波数でオンオフされる。すなわち、負荷回路γを挟んで直列接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 およびスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 はそれぞれ同時にオンオフされ、直接接続されたスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 およびスイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 はそれぞれ交互にオンオフされる。
【００３８】
動作を簡単に説明すると、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンの期間には、整流器ＤＢからインダクタＬ3 とスイッチング素子Ｑ4 とを通る経路で電流が流れ、インダクタＬ3 に磁気エネルギが蓄積されるとともに、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ4 を通る経路で電流が流れ、負荷回路γに電力が供給される。
【００３９】
次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、インダクタＬ3 の磁気エネルギがダイオードＤ3 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力電圧にインダクタＬ3 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 を充電することになる。つまり、昇圧チョッパ回路として機能する。ここに、インダクタＬ1 にも磁気エネルギが蓄積されているが、インダクタＬ1 はインダクタＬ3 よりもインダクタンスが充分に小さいからこの磁気エネルギは無視できる。
【００４０】
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフになると、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンになるから、整流器ＤＢからインダクタＬ2 −スイッチング素子Ｑ2 の経路に電流が流れてインダクタＬ2 に磁気エネルギが蓄積される。また、インダクタＬ3 の磁気エネルギの放出により平滑コンデンサＣ0 が充電された後には、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ3 −負荷回路γ−スイッチング素子Ｑ2 の経路で負荷回路γに電力が供給される。つまり、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオンオフにより負荷回路γには交流電流が流れる。
【００４１】
その後、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフになると、インダクタＬ2 の磁気エネルギがダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −整流器ＤＢの経路で放出されるから、整流器ＤＢの出力端にインダクタＬ2 の両端電圧を加算した形で平滑コンデンサＣ0 が充電される。つまり、ここでも昇圧チョッパとして機能する。
上述の説明から明らかなように、インダクタＬ2 ，Ｌ3 とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 とダイオードＤ1 ，Ｄ3 とは整流器ＤＢの出力電圧を昇圧して平滑コンデンサＣ0 を充電する昇圧チョッパ回路として機能するのであり、交流電源ＡＣと整流器ＤＢと昇圧チョッパ回路と平滑コンデンサＣ0 とにより直流電源部αが構成されることになる。また、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 とダイオードＤ1 〜Ｄ4 とは平滑コンデンサＣ0 を電源として高周波電源部βを構成する。ここにおいて、定常動作では平滑コンデンサＣ0 の両端電圧が整流器ＤＢの出力電圧に対して昇圧されているから、ダイオードＤ0 は非導通になっている。
【００４２】
上述のような動作によって、交流電源ＡＣの電圧Ｖinと整流器ＤＢへの入力電流Ｉinとの関係は図２のようになる。これは、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの大小にかかわらずインダクタＬ2 ，Ｌ3 に対して高周波的に電流を流すことができるからであって、このことによって整流器ＤＢへの入力電流Ｉinには休止期間が生じないのであり、しかも入力電流Ｉinの包絡線は、交流電源ＡＣの電圧Ｖinの瞬時値にほぼ比例することになる。つまり、入力電流歪が少なく入力力率が高くなる。
【００４３】
以下に、さらに詳しく動作を説明する。図２における時刻ｔａ付近での各部の電流および電圧を図３に示す。図３（ｅ）はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 をオンオフさせる制御信号を示し、図３（ｆ）はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 をオンオフさせる制御信号を示しており、上側がスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオンにする状態を示す。ここで、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間Ｔ1 はスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある。また、高周波電源部βの動作の１周期Ｔ0 は交流電源ＡＣの電圧変化の１周期よりも充分に短いから、図３（ａ）のように交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinは一定電圧ｖ（ｔａ）とみなすことができる。
【００４４】
期間Ｔ1 においては、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図３（ｂ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ2 ではインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL3)/ d(t)＝v(ta) −Vdc
になる。ここにＶdcは、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧である。
【００４５】
一方、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は、期間Ｔ2 において、
d(IL2)/ d(t)＝v(ta) ＝一定
であり、図３（ｃ）のように直線的に上昇する。また、期間Ｔ1 では、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2は平滑コンデンサＣ0 の充電に用いられるから、
d(IL2)/d(t) ＝v(ta) −Vdc になる。
【００４６】
整流器ＤＢへの入力電流ＩinはインダクタＬ2 に流れる電流ＩL2とインダクタＬ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図３（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
Ｌ3 に流れる電流ＩL3との和であるから、図３（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図３（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００４７】
いま、期間Ｔ1 ，Ｔ2 をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５に設定するものとすれば、インダクタＬ3 に流れる電流ＩL3が、インダクタＬ2 に流れる電流ＩL2よりも大きくなる。また、入力電流Ｉinは、電流ＩL2と電流ＩL3との和であるから、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波の周波数成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ2 ＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００４８】
このような動作によって、図４に示すように、入力電流Ｉinは周波数ｆswの偶数倍付近の高周波成分だけではなく奇数倍付近の高周波成分を含むことになり、入力電流Ｉinに含まれる高周波成分が特定周波数に集中するのを避けることができる。つまり、交流電源ＡＣの周波数ｆa よりも高い周波数成分の分布が広い範囲に分散されるから、入力電流Ｉinの各周波数成分のレベルを低減することができる。なお、図４の周波数は対数目盛である。
【００４９】
（基本構成２）
本例は、高周波電源部βを構成するインバータ回路としてハーフブリッジ型のものを採用した例であって、図５に示すように、整流器ＤＢの出力端と平滑コンデンサＣ0 の各端との間にそれぞれダイオードＤ0a，Ｄ0bを挿入してあり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を平滑コンデンサＣ0 の両端間に接続するとともに、一方のスイッチング素子Ｑ2 に、直流カット用（カプリング用）のコンデンサＣ3 と負荷回路γとの直列回路を並列接続してある。さらに、整流器ＤＢの正極の出力端とダイオードＤ0aのアノードとの接続点にはコンデンサＣ4 の一端が接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ4 の他端との間にはインダクタＬ4 が接続される。また、整流器ＤＢの負極の出力端とダイオードＤ0bのカソードとの接続点にはコンデンサＣ5 の一端が接続され、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点とコンデンサＣ5 の他端との間にはインダクタＬ5 が接続される。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 は制御回路ＣＮからの制御信号により交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い周波数で交互にオンオフされる。
【００５０】
この構成の動作を簡単に説明する。スイッチング素子Ｑ2 がオンの期間には、整流器ＤＢからコンデンサＣ4 −インダクタＬ4 −スイッチング素子Ｑ2 −ダイオードＤ0bの経路で電流が流れ、コンデンサＣ4 が充電されるとともにインダクタＬ4 に磁気エネルギが蓄積される。また、定常状態であれば、コンデンサＣ3 の電荷が、スイッチング素子Ｑ2 −負荷回路γを通して放出されるから、負荷回路γに電力が供給される。
【００５１】
次に、スイッチング素子Ｑ2 がオフになれば、インダクタＬ4 の磁気エネルギが、ダイオードＤ1 −平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ0b−整流器ＤＢ−コンデンサＣ4 の経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にコンデンサＣ4 とインダクタＬ4 との直列共振回路の両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。ここに、インダクタＬ1 の磁気エネルギも放出されるが、コンデンサＣ4 とインダクタＬ4 との直列共振回路のエネルギに比較してインダクタＬ1 の磁気エネルギは十分に小さいから無視することができる。このとき、平滑コンデンサＣ0 に印加される電圧は、インダクタＬ4 のみを設けている場合に比較してコンデンサＣ4 の両端電圧が減算される形になって低減されるから、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の上昇を抑制することができる。
【００５２】
スイッチング素子Ｑ2 がオフになればスイッチング素子Ｑ1 はオンになっており、直列共振回路の蓄積エネルギが放出されると、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −コンデンサＣ3 −負荷回路γの経路で電流が流れるから、負荷回路γに電力が供給される。また同時に、平滑コンデンサＣ0 からスイッチング素子Ｑ1 −インダクタＬ５−コンデンサＣ5 の経路でも電流が流れる。
スイッチング素子Ｑ1 がオフになると、インダクタＬ5 の磁気エネルギが、コンデンサＣ5 −整流器ＤＢ−ダイオードＤ0a−平滑コンデンサＣ0 −ダイオードＤ2 の経路で放出されるから、整流器ＤＢの両端電圧にコンデンサＣ5 とインダクタＬ5 との直列共振回路の両端電圧を加算した電圧が平滑コンデンサＣ0 に印加される。この場合も、インダクタンスＬ5 のみを設けている場合に比較するとコンデンサＣ5 の両端電圧が減算される形になるから、平滑コンデンサＣ0 の両端電圧の上昇を抑制することができる。
【００５３】
上述のように、ダイオードＤ0a，Ｄ0bとコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とダイオードＤ1 ，Ｄ2 とによりチョッパ回路が構成され、このチョッパ回路に整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ0 とを併せて直流電源部αが構成される。また、平滑コンデンサＣ0 を電源としてスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、ダイオードＤ1 ，Ｄ2 、コンデンサＣ3 により高周波電源部βが構成される。負荷回路γについては基本構成１と同様であり、コンデンサＣ1 とインダクタＬ1 と放電灯Ｌａとからなる。
【００５４】
さらに詳しく動作を説明する。本例においても基本構成１と同様に、入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinとの関係は図７のようになる。つまり、入力電流Ｉinは休止期間が生じないように高周波的に流れて入力電流歪が少ないのであり、しかも入力電流Ｉinは入力電圧Ｖinにほぼ比例して入力力率が高くなるのである。
図６の時刻ｔａ付近の各部の動作波形を図７に示す。本例でも、図７（ｅ）（ｆ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間Ｔ1 をスイッチング素子Ｑ2 のオン期間Ｔ2 よりも長く設定してある（Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５）。図７（ｂ）（ｃ）に示すように、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 との直列共振回路に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の波形は、基本構成１のようにインダクタＬ2 ，Ｌ3 に流れる電流とは波形が異なるが、同様の傾向を示しており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間にコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とインダクタＬ4 ，Ｌ5 との直列共振回路に整流器ＤＢからの電流が流れると、電流Ｉin1 ，Ｉin2 は増加し、その直列共振回路に流れる電流は対応するスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオフ期間には減少し、やがて負極性になる（つまり電流の向きが逆転する）。
【００５５】
入力電流Ｉinは両直列共振回路に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の和であるから、図（ｄ）のようになる。また、負荷回路γの両端に印加される電圧Ｖabは、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 での電圧降下を無視し、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときに負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性とすれば、図７（ｇ）のように、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間にはＶdcになり、スイッチング素子Ｑ2 のオン期間には−Ｖdcになる。
【００５６】
いま、期間Ｔ1 ，Ｔ2 をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５に設定するものとすれば、インダクタＬ4 を含む直列共振回路に流れる電流Ｉin2 の半周期は、インダクタＬ5 を含む直列共振回路に流れる電流Ｉin1 の半周期よりも長くなる。つまり、入力電流Ｉinに含まれる周波数成分のうち、交流電源ＡＣの周波数よりも十分に高い高周波成分は、
(fsw×n1) ±(fa ×n2)
ただし、ｎ1 ，ｎ２＝１，２，３，……
であり、ｆswはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数（周期Ｔ0 の逆数）、ｆa は交流電源ＡＣの周波数である。
【００５７】
このような動作によって、図７に示すように、入力電流Ｉinは周波数ｆswの偶数倍付近の高周波成分だけではなく奇数倍付近の高周波成分を含むことになり、入力電流Ｉinに含まれる高周波成分が特定周波数に集中するのを避けることができる。つまり、交流電源ＡＣの周波数ｆa よりも高い周波数成分の分布が広い範囲に分散されるから、入力電流Ｉinの各高周波成分のレベルを低減することができる。なお、図７の周波数は対数目盛である。
【００５８】
（基本構成３）
本例では、図９に示すように、基本構成２におけるインダクタＬ4 ，Ｌ5 の機能を負荷回路γのインダクタＬ1 で兼用できるようにしたものである。つまり、コンデンサＣ4 ，Ｃ5 の直列回路を整流器ＤＢの出力端間に接続し、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 との直列回路の一端をコンデンサＣ4 ，Ｃ5 の接続点に接続するとともに、インダクタＬ1 とコンデンサＣ3 との直列回路の他端をスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点に接続しているのである。また、コンデンサＣ3 とインダクタＬ1 と放電灯Ｌａとの直列回路をスイッチング素子Ｑ2 に並列接続してある。
この構成においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を互いに異ならせることによってコンデンサＣ4 ，Ｃ5 に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の流れる期間を変化させることができ、結果的に入力電流Ｉinの高周波成分を特定周波数に集中させないようにすることができる。しかも、基本構成２の構成に比較するとインダクタＬ4 ，Ｌ5 が削減されて部品点数が少なくなる。
【００５９】
この構成においても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間を互いに異ならせることによってコンデンサＣ4 ，Ｃ5 に流れる電流Ｉin1 ，Ｉin2 の流れる期間を変化させることができ、結果的に入力電流Ｉinの高周波成分を特定周波数に集中させないようにすることができる。しかも、実施形態２の構成に比較するとインダクタＬ4 ，Ｌ5 が削減されて部品点数が少なくなる。
【００６０】
（基本構成４）
本例は、図５に示した基本構成２のように負荷回路γに共振用のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 を含む場合であって、平滑コンデンサＣ0 を充電するためのチョッパ回路のスイッチング素子と、負荷回路γに高周波電力を供給するインバータ回路のスイッチング素子とが少なくとも１個共用されている場合のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の制御方法に関するものである。つまり、上述の例では高周波電源部βの動作周波数ｆswおよびスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率を一定に保っていたが、本例ではこれらを変化させる例を示す。
【００６１】
図１０は図７（ｇ）に対応する動作を示しており、スイッチング素子Ｑ1 がオンである期間Ｔ1 に負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性、スイッチング素子Ｑ2 がオンである期間Ｔ2 に負荷回路γに印加される電圧の極性を負極性にとっている。このような回路では、放電灯Ｌａへの出力電力Ｐout はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の動作周波数ｆswに対して図１１に示すような関係になる。つまり、周波数ｆswを高くすると出力電力Ｐout が低下するような関係になる。また、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率と出力電力Ｐout とは図１２に示すような関係になる。つまり、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝０．５において出力電力Ｐout が最大になる。したがって、周波数ｆswまたはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率を調節すれば出力電力Ｐout を調節することができる。いま、所望の出力電力Ｐout をＰ0 とすれば、図示例ではＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝ａ0 のときに、周波数ｆswをｆ0 に設定することによって出力電力Ｐout をＰ0 にすることができる。
【００６２】
ところで、高周波電源部βの動作周波数ｆswに対して十分に長い時間で周波数ｆswを変化させれば、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉinに含まれる高周波成分を広範囲に亙って分布させることができるから、このような制御を行なうことは目的を達成するために好ましいことである。しかしながら、上記考察から明らかなように、周波数ｆswを変化させると出力電力Ｐout も変化する。そこで、図１１に示すように高周波電源部βの動作周波数ｆswを基本周波数ｆ0 を中心として、ｆ1 からｆ2 の範囲で変化させると同時に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の割合Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）も基本値ａ0 を中心として、ａ1 からａ2 の範囲で変化させることにより、出力電力Ｐout を一定に保つようにするのである。ここに、ａ1 は周波数ｆswがｆ1 のときに出力電力がＰout になる値であり、ａ2 は周波数ｆswがｆ2 のときに出力電力がＰout になる値である。
【００６３】
たとえば、高周波電源部βの動作周波数ｆswをｆ2 からｆ1 に低下させるときには、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）をａ2 からａ1 に変化させ、また、ｆ1 からｆ2 に上昇させるときには、Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）をａ1 からａ2 に変化させるのである。したがって、周波数ｆswを変化させた時の出力電力の変化分をＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）を変化させることによって打ち消し、周波数ｆswだけを変化させる時より出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
【００６４】
なお、周波数ｆswがｆ0 であるときに所望する出力電力がＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＞０．５で得られるときも、周波数ｆswとＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）を同時に変化させることで出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
（実施形態１）
本実施形態は、図１に示した基本構成１のように負荷回路γに共振用のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 を含む場合であって、平滑コンデンサＣ0 を充電するためのチョッパ回路のスイッチング素子と、負荷回路γに高周波電力を供給するインバータ回路のスイッチング素子とが少なくとも１個共用されている場合のスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の制御方法に関するものである。ただし、図１３に示すように、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 のオン期間とスイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 のオン期間との間にすべてのスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフになる期間Ｔ0 ／２を設けることができる構成を対象にしている。本実施形態は、高周波電源部βの動作周波数ｆswおよびスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の休止期間Ｔ0 ／２を変化させる例を示す。ここに、図１３ではスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオンである期間Ｔ1 に負荷回路γに印加される電圧の極性を正極性、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオンである期間Ｔ2 に負荷回路γに印加される電圧の極性を負極性にとっている。
【００６５】
このような回路では、放電灯Ｌａへの出力電力Ｐout はスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の動作周波数ｆswに対して図１４に示すような関係になる。つまり、周波数ｆswを高くすると出力電力Ｐout が低下するような関係になる。また、各スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 の比率Ｔ1 ／Ｔ2 を一定とし、休止期間Ｔ0 ／２を変化させると、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）と出力電力Ｐout とは図１５に示すような関係になる。つまり、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）が大きくなると出力電力Ｐout が小さくなる。したがって、周波数ｆswまたはスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ2 の休止期間Ｔ0 ／２を調節すれば出力電力Ｐout を調節することができる。いま、所望の出力電力Ｐout をＰ0 とすれば、図示例ではＴ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）＝ａ0 とし、周波数ｆswをｆ0 、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）＝ｂ0 に設定することによって出力電力Ｐout をＰ0 にすることができる。
【００６６】
基本構成４でも説明したように、高周波電源部βの動作周波数ｆswに対して十分に長い時間で周波数ｆswを変化させれば、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のスイッチング動作に伴って入力電流Ｉinに含まれる高周波成分を広範囲に亙って分布させることができるから、このような制御を行なうことは目的を達成するために好ましい。しかしながら、周波数ｆswを変化させると出力電力Ｐout も変化する。そこで、図１４に示すように高周波電源部βの動作周波数ｆswを基本周波数ｆ0 を中心として、ｆ1 からｆ2 の範囲で変化させると同時に、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の休止期間Ｔ0 ／２も基本値ｂ0 を中心として、ｂ1 からｂ2 の範囲で変化させることにより、出力電力Ｐout を一定に保つようにするのである。ここに、ｂ1 は周波数ｆswがｆ1 のときに出力電力がＰout になる値であり、ｂ2 は周波数ｆswがｆ2 のときに出力電力がＰout になる値である。
【００６７】
たとえば、高周波電源部βの動作周波数ｆswをｆ2 からｆ1 に低下させるときには、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）をｂ2 からｂ1 に変化させ、また、ｆ1 からｆ2 に上昇させるときには、Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）をｂ1 からｂ2 に変化させるのである。したがって、周波数ｆswを変化させた時の出力電力の変化分をＴ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）を変化させることによって打ち消し、周波数ｆswだけを変化させる時より出力電力Ｐout の変化を少なくすることができる。
【００６８】
（実施形態２）
本実施形態は、基本構成４と実施形態１とを組み合わせたものであって、図１に示した構成のようにスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がすべてオフになる休止期間Ｔ0 ／２を設けることができる回路に適用される。すなわち、高周波電源部βの動作周波数ｆswと、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間Ｔ1 ，Ｔ2 から求められる比率Ｔ1 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ）と、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をすべて休止させる期間Ｔ0 ／２に関連する比率Ｔ0 ／（Ｔ1 ＋Ｔ2 ＋Ｔ0 ）とをともに変化させるものである。この構成では、周波数ｆswの変化に対して基本構成４、実施形態１に比較して出力電力Ｐout の変化を一層少なくすることができる。
【００６９】
（他の回路構成について）
上述した各種動作は図１６ないし図３３に示す回路構成でも実施可能である。これらの回路構成の動作は上述した各基本構成ないし各実施形態を変形したものであり、いずれにおいても基本構成１ないし基本構成３のようにスイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 のオン期間を調節したり、基本構成４ないし実施形態２のように動作周波数を変化させたりすることによって、入力電流Ｉinの高周波成分を広範囲に分布させ、特定周波数に集中させないようにすることができる。
【００７０】
なお、図１６ないし図３３において図１、図５、図９に示した回路と同符号の部材は同機能を有し、コンデンサＣ6 ，Ｃ7 はコンデンサＣ4 ，Ｃ5 とほぼ同様の機能を持ち、インダクタＬ6 はＬ4 ，Ｌ5 とほぼ同様の機能を持ち、コンデンサＣ11，Ｃ12およびインダクタＬ11，Ｌ12は２灯の放電灯Ｌａ1 ，Ｌａ2 を設けた回路に用いられ、１灯の場合のコンデンサＣ1 およびインダクタＬ1 に相当するものである。さらに、インダクタＬ13，Ｌ14はインダクタＬ1 を分割したものであり、ダイオードＤ4 ，Ｄ5 、コンデンサＣ8 、Ｃ9 は波形整形用である。
【００７１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができ、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波の周波数成分を除去することができるという利点がある。また、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに休止期間を変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができるという利点がある。
【００７２】
請求項２の発明は、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせているから、整流器への入力電流に含まれる周波数成分が分散し、特定周波数の周波数成分のみのレベルが大きくなるのを抑制することができ、交流電源側に漏洩しようとする高周波の周波数成分の除去が容易になるのである。つまり、比較的小型のフィルタで高周波の周波数成分を除去することができるという利点がある。また、スイッチング素子のスイッチング周波数を変化させたときに、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率と、休止期間とを変化させることにより、高周波電源部の出力電力が変化するのを防止し、出力電力の変動を抑制することができるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 基本構成１を示す回路図である。
【図２】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図３】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図４】 基本構成１を示す動作説明図である。
【図５】 基本構成２を示す回路図である。
【図６】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図７】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図８】 基本構成２を示す動作説明図である。
【図９】 基本構成３を示す回路図である。
【図１０】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１１】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１２】 基本構成４を示す動作説明図である。
【図１３】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１４】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１５】 実施形態１を示す動作説明図である。
【図１６】 他の回路例を示す回路図である。
【図１７】 他の回路例を示す回路図である。
【図１８】 他の回路例を示す回路図である。
【図１９】 他の回路例を示す回路図である。
【図２０】 他の回路例を示す回路図である。
【図２１】 他の回路例を示す回路図である。
【図２２】 他の回路例を示す回路図である。
【図２３】 他の回路例を示す回路図である。
【図２４】 他の回路例を示す回路図である。
【図２５】 他の回路例を示す回路図である。
【図２６】 他の回路例を示す回路図である。
【図２７】 他の回路例を示す回路図である。
【図２８】 他の回路例を示す回路図である。
【図２９】 他の回路例を示す回路図である。
【図３０】 他の回路例を示す回路図である。
【図３１】 他の回路例を示す回路図である。
【図３２】 他の回路例を示す回路図である。
【図３３】 他の回路例を示す回路図である。
【図３４】 従来例を示す回路図である。
【図３５】 同上の動作説明図である。
【図３６】 同上の動作説明図である。
【図３７】 同上の動作説明図である。
【図３８】 他の従来例を示す回路図である。
【図３９】 同上の動作説明図である。
【図４０】 同上の動作説明図である。
【図４１】 同上の動作説明図である。
【符号の説明】
ＡＣ 交流電源
Ｃ0 平滑コンデンサ
ＣＮ 制御回路
ＤＢ 整流器
Ｌ1 〜Ｌ6 インダクタ
Ｌ11〜Ｌ14 インダクタ
Ｌａ放電灯
Ｑ1 〜Ｑ4 スイッチング素子
α 直流電源部
β 高周波電源部
γ 負荷回路
Claims (2)
- 交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように休止期間を変化させることを特徴とする放電灯点灯装置。
- 交流電源を整流器により整流し高周波でスイッチングされるスイッチング素子を用いて整流器の出力をチョッピングさせつつ平滑コンデンサを充電する直流電源部と、少なくとも１個のスイッチング素子を直流電源部と共用し平滑コンデンサを電源として放電灯を含む負荷回路に高周波電力を供給する高周波電源部と、直流電源部および高周波電源部のスイッチング素子のオンオフのタイミングを制御する制御回路とを備え、高周波電源部は平滑コンデンサの両端間に接続された２個１組のスイッチング素子の直列回路を少なくとも１組備え、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間とのそれぞれに整流器への入力電流が増加する期間を持つように整流器からスイッチング素子への電流経路を設け、制御回路は高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との長さを異ならせかつ組をなす上記各スイッチング素子がともにオフになる休止期間を持つようにスイッチング素子を制御するとともに、高周波電源部に設けたスイッチング素子をスイッチングさせる周波数を比較的短い時間内に変化させ、かつ周波数を変化させたときに高周波電源部の出力電力の変化が少なくなるように、高周波電源部の出力電圧がこの出力電圧の平均値よりも高い期間と低い期間との比率および休止期間を変化させることを特徴とする放電灯点灯装置。
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