JP3653915B2 - 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 - Google Patents
電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの入力電流の歪を改善した１石式のインバータ回路を備えた電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源を整流し平滑して得た直流電源を、スイッチング素子をオン，オフさせることによって交流出力に変換して負荷に供給するインバータ回路を用いた電源装置が知られている。このような電源装置では、交流電源からの入力電流の歪を改善することが要求されている。
【０００３】
特開平８−１４９８４５号公報には、図３３に示すように、交流電源ＡＣをダイオードブリッジのような整流回路ＲＥで全波整流し、整流回路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高周波交流出力に変換して負荷Ｌに供給する交流電源であって、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路１を設けた構成を有している。整流回路ＲＥはインバータ回路ＩＮＶに直接給電する。インバータ回路ＩＮＶは、インピーダンス要素（コンデンサ，インダクタ，抵抗のいずれでも、またその組み合わせでもよい）Ｚを介して整流回路ＲＥの両端間に接続される一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を備える。正極側のスイッチング素子Ｑ1 には、インピーダンス要素ＺとコンデンサＣ2 ，Ｃ3 とインダクタＬ1 との直列回路が並列接続される。谷埋回路１は、整流回路の直流出力電圧が高い期間にはインバータ回路ＩＮＶの出力をダイオードＤb を通してコンデンサＣa に充電し、整流回路ＲＥの直流出力電圧が下がるとコンデンサＣa からダイオードＤa を通してインバータ回路ＩＮＶに給電する。
【０００４】
このような装置では、整流回路ＲＥの直流出力電圧が低い期間には、谷埋回路１の端子電圧も下がって、インピーダンス要素ＺないしダイオードＤb の両端電圧の電位差が小さくなり、結果的に直流出力電圧の低い期間における負荷Ｌへの供給電流のピーク値を抑制して、電流の変動幅を小さくすることができる。また、交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じにくいので、入力電流歪が改善される。さらに、整流回路ＲＥの直ぐ後段に平滑用コンデンサＣb を用いておらず、谷埋回路１はインバータ回路ＩＮＶを通してエネルギーを蓄積するから、電源投入時における突入電流もほとんど生じない。などの利点がある。
【０００５】
しかしながら、図３３の装置は、スイッチング素子を２つ（Ｑ1 ，Ｑ2 ）用いた２石式のインバータ回路であり、１石式のインバータ回路に比べれば部品数も多く、また図示していない制御回路の構成も複雑になり、コスト的に不利になるという欠点があった。しかして、コスト等において、１石式インバータ回路を用いた場合の入力電流の低歪化の構成を何も示していないものであった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の入力電流歪を改善した従来の電源装置では、回路構成が複雑であり、部品数も多く、コスト的に不利になるという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は上記の問題に鑑み、交流電源からの入力電流に歪が少なく、回路構成が簡単であり、部品数も少なく、コスト的にも有利な電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；前記平滑回路からの電圧を入力し、スイッチング素子のオンオフによって高周波電圧を発生する１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記インバータ回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記インバータ回路の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記インバータ回路の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；スイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でオン／オフ制御する制御手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記スイッチング素子が直列に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【００１０】
これらの発明において、前記整流回路はダイオードブリッジによる全波整流回路で構成される。前記スイッチング素子としては、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることができる。この場合、電界効果トランジスタがその構成上内蔵している寄生ダイオードを逆導通用に利用することができる。また、バイポーラトランジスタのようにコレクタ・エミッタ間に寄生ダイオードを内蔵しないスイッチング素子を主として構成してもよく、この場合は、導通方向を逆にしてダイオードをコレクタ・エミッタ間に並列接続する。
【００１１】
スイッチング素子のスイッチング周波数は、整流回路の出力周波数より高く、数kＨz以上が好ましく、４０〜５０kＨz程度がより好ましい。
【００１２】
（以上は以下の説明についても同様である。）
請求項３記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；スイッチング素子と、１次巻線，２次巻線を有するトランスを備え、前記スイッチング素子の素子電流が流れる経路上に１次巻線が接続され、２次巻線に発生する電圧で前記スイッチング素子をオン／オフ制御する手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記１次巻線と前記スイッチング素子が直列的に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記インバータ回路の基準電位側との間に平滑コンデンサと高周波チョークコイルと該チョークコイルにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記高周波チョークコイルと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記インバータ回路の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする。
【００１４】
請求項５載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記スイッチング素子の基準電位側との間に平滑コンデンサと該コンデンサにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記スイッチング素子の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする。
【００１５】
請求項６記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記スイッチング素子の基準電位側との間に接続した平滑コンデンサで構成されることを特徴とする。
【００１６】
請求項７記載の発明は、請求項３記載の電源装置において、前記インバータ回路内の前記トランスは、可飽和電流トランスで構成されることを特徴とする。
【００１７】
請求項８記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波チョークコイルの直列回路と、高周波通過用のコンデンサとを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする。
【００１８】
請求項９記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする。
【００１９】
請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置において、前記負荷回路は、放電灯回路であることを特徴とする。
【００２０】
この説明において、放電灯は、蛍光ランプ、高輝度放電灯等どのような放電灯であってもよい。
【００２１】
（以上は以下の説明についても同様である。）
請求項１１記載の発明による放電灯点灯装置は、前記負荷回路は、バラストコイルと放電灯と該放電灯に並列的に接続された予熱コンデンサとを少なくとも含み、該負荷回路の電源装置として請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２２】
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の放電灯点灯装置において、前記高周波重畳回路に用いる高周波通過用のコンデンサの容量Ｃ8 と、前記共振コンデンサの容量Ｃ7 と、前記放電灯の予熱コンデンサの容量Ｃf と、高周波バイパスコンデンサの容量Ｃ4 との間の関係が、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf であることを特徴とする。
【００２３】
請求項１３記載の発明による照明装置は、請求項１１又は１２記載の放電灯点灯装置と；この放電灯点灯装置における放電灯が装着される照明器具本体と；を具備したことを特徴とする。
【００２４】
請求項１又は２の発明においては、スイッチング素子に発生する高周波電圧と負荷回路に発生する高周波電圧との和を高周波重畳回路にて整流回路の出力電圧に重畳することにより、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフして、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できる。また、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成の電源装置を実現することができる。
【００２５】
請求項３の発明においては、スイッチング素子に発生する高周波電圧と負荷回路に発生する高周波電圧との和を高周波重畳回路にて整流回路の出力電圧に重畳させて、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。
【００２６】
自励式のインバータ回路を用いているので、スイッチング素子をオン／オフ制御する回路が簡単である。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成で、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【００２７】
請求項４の発明においては、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、電源電圧のゼロクロス付近での平滑電圧は全平滑を行うのに比べて低い状態で、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされるため、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流の歪を改善できる。また、平滑コンデンサに直列に高周波チョークコイルを接続しているので、高周波振動のない低周波的に安定した平滑電圧を得ることができる。
【００２８】
請求項５の発明においては、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、電源電圧のゼロクロス付近での平滑電圧は全平滑を行うのに比べて低い状態で、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされるため、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流の歪を改善できる。
【００２９】
請求項６の発明においては、平滑回路として平滑コンデンサのみを用いるので、回路構成が簡単になる利点がある。
【００３０】
請求項７の発明においては、可飽和電流トランスの１次巻線を、スイッチング素子の素子電流が流れる経路に設け、２次巻線に発生する電圧にてスイッチング素子をオン／オフ制御することで、電源電圧のピーク付近では可飽和電流トランスが速く飽和することにより、スイッチング素子のオン期間は短くなり、電源電圧のゼロクロス付近では可飽和電流トランスが飽和するまでに前記よりも時間がかかり、スイッチング素子のオン期間は長くなる。これにより、交流電源からの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように制御され、より一層入力電流の歪を改善することができる。
【００３１】
請求項８の発明においては、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。しかも、直流通過用のダイオードに直列に高周波チョークコイルを接続したので、直流通過成分と高周波通過成分とを明確に分けた上で、直流成分に高周波成分を重畳することができる。
【００３２】
請求項９の発明においては、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。高周波チョークコイルを削除した分、回路構成が簡単となる。
【００３３】
請求項１０の発明においては、負荷として放電灯回路を用いた電源装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯駆動を実現することができる。
【００３４】
請求項１１の発明においては、負荷として放電灯回路を用いた放電灯点灯装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯点灯装置を実現することができる。
【００３５】
請求項１２の発明において、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf の関係に数値を限定することにより、入力電流歪の改善をより効果的に行うことができる。
【００３６】
請求項１３の発明においては、請求項１１又は１２の放電灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構成する。従って、入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた照明装置を実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態の電源装置を示す回路図である。
【００３８】
図１において、電源装置は、交流電源ＡＣからの電圧をフィルタＦＩＬを介しさらに高周波バイパスコンデンサＣ3 を介してダイオードブリッジのような整流回路ＲＥＣに供給し、整流回路ＲＥＣで全波整流した後、整流回路ＲＥＣの出力端間に並列的に接続した高周波バイパスコンデンサＣ4 ，平滑回路Ｓを介して１石式インバータ回路ＩＮＶの両端に供給する構成となっている。
【００３９】
また、前記整流回路ＲＥＣの一方の出力端と高周波バイパスコンデンサＣ4 との間の基準電位ラインＬref 上には負荷の高周波振動を整流出力に重畳するための高周波重畳手段Ｚとしてのインピーダンス回路が介挿されている。
【００４０】
インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ1 の出力端と整流回路ＲＥＣの一方の出力端との間には、負荷回路ＬＤが接続されている。
【００４１】
前記高周波バイパスコンデンサＣ3 ，Ｃ4 は、整流回路ＲＥＣの前段にコンデンサＣ3 、後段にコンデンサＣ4 が接続され、後段のコンデンサＣ4 の容量と前段のコンデンサＣ3 の容量とはほぼ同じ程度にされている。高周波バイパスコンデンサＣ4 は、後述のインバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分をバイパスするためのものである。
【００４２】
平滑回路Ｓは、部分平滑回路と呼ばれる回路で構成され、整流回路ＲＥＣの正側出力端と前記基準電位ラインＬref との間に平滑コンデンサＣ6 とコイルＬ3 とダイオードＤ6 の直列回路を接続し、コイルＬ3 とダイオードＤ6 の接続点にダイオードＤ7 のアノードを接続して構成されている。そして、ダイオードＤ7 のカソードをインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ1 の出力端に接続している。
【００４３】
インバータ回路ＩＮＶは、例えば１石式の電圧共振インバータで構成され、前記整流回路ＲＥＣの正側出力端と前記基準電位ラインＬref との間に共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 を直列に接続し、共振コンデンサＣ7 に並列にスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタを接続し、そのスイッチング素子Ｑ1 のベースに高周波パルス発生手段ＲＧからの高周波パルスを供給して前記スイッチング素子Ｑ1 をオン／オフ制御する構成となっている。
【００４４】
高周波重畳手段Ｚは、高周波バイパスコンデンサＣ4 の基準電位ラインＬref 側の一端と整流回路ＲＥＣの負側出力端との間にコイルＬ2 とダイオードＤ5 の直列回路を接続する一方この直列回路に並列にコンデンサＣ8 を接続したインピーダンス回路で構成され、前記スイッチング素子Ｑ1 のスイッチングに基づいて負荷回路ＬＤに発生する高周波振動をＬ2 ，Ｄ5 ，Ｃ8 の回路で整流回路ＲＥＣの出力に重畳する。このように、電源電圧に高周波電圧を重畳することで、電源電圧の全位相で整流回路ＲＥＣの整流ダイオードをオン／オフできることになり、高調波成分が低減する。
【００４５】
負荷回路ＬＤは、例えば２灯並列の放電灯回路で構成され、前記インバータ回路ＩＮＶの出力端（スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ）と整流回路ＲＥＣの負側出力端との間に、直流阻止用コンデンサＣ1 とバラストコイルＬB1と放電灯ＬＡ1 の一方のフィラメントと予熱用コンデンサＣf1ともう一方のフィラメントとを直列に接続し、この直列回路に対して並列に、コンデンサＣ2 とバラストコイルＬB2と放電灯ＬＡ2 の一方のフィラメントと予熱用コンデンサＣf2ともう一方のフィラメントとの直列回路を接続した構成となっている。
【００４６】
上記の電源装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、入力電流歪を改善している。
【００４７】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００４８】
なお、スイッチング素子Ｑ1 としてバイポーラトランジスタを用いた場合には、コレクタ・エミッタ間に並列に逆導通用のダイオードが必要になるが、本実施の形態では、ダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路がＱ1 の逆導通用ダイオードの機能を果たしているので、逆導通用のダイオードを別に接続しなくてもよい。
【００４９】
図２は、図１の回路各部の電圧及び電流の波形図である。
図２の縦の各列(a) ，(b) ，(c) において、図２(a) は交流電源ＡＣの電源周波数が５０Ｈz の場合の電源周期（２０ms）での波形を示し、図２(b) ，(c) は図２(a) の波形を２００倍に拡大した波形を示しており、図２(b) は図２(a) の波形における電源ゼロクロス付近を拡大して示し、図２(c) は図２(a) の波形における電源ピーク付近を拡大して示している。
【００５０】
また、図２の横の各行においては、ＶC7はコンデンサＣ7 の両端電圧（即ちトランジスタＱ1 のコレクタ・エミッタ間電圧）、ＩC(Ｑ1)はトランジスタＱ1 のコレクタ電流、ＶC8はコンデンサＣ8 の両端電圧、ＩC8はコンデンサＣ8 の電流、ＶC4はコンデンサＣ4 の両端電圧、ＩREC は整流回路ＲＥＣからの出力電流、Ｉinは交流電源ＡＣからの入力電流、ＩC7はコンデンサＣ7 の電流、ＩC4はコンデンサＣ4 の電流、ＩLAMPは負荷回路ＬD のランプ電流である。
【００５１】
図２(a) に示す電源周期における電源電圧が高い時（図２(c) のとき）の動作を、図３(1)，(2)，(3)，(4)を参照しながら説明する。図２(c) 中の(1)〜(4)は、図３の(1)〜(4)に対応している。電源電圧が高いときは、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オフにかかわらず、常に電源ＡＣから電流が流入する。
【００５２】
(1) スイッチング素子Ｑ1 がオンの時
整流回路ＲＥＣ→コンデンサＣ4 →コイルＬ2 →ダイオードＤ5 →整流回路ＲＥＣの経路で電源から電流が流れ込む。このとき高周波重畳回路ＺのコンデンサＣ8 へは、スイッチング素子Ｑ1 →コンデンサＣ8 →負荷回路ＬＤ→スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、コンデンサＣ8 は負の向きへ充電される。つまり、電源電圧に重畳される高周波電圧が低下するため、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときでも電源からの電流値が大きくなるのを防ぐ効果がある。
【００５３】
(2) スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、
共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 が共振すると共に、負荷回路ＬＤ（バラストコイルと予熱コンデンサ）とコンデンサＣ7 ，Ｃ8 も共振する。そのため、コンデンサＣ8 には(1) と同じ向きに電流が流れ続ける。共振電流が反転すると、次の(3) に移行する。
【００５４】
(3) コンデンサＣ7 ，Ｃ8 の電流が反転すると共に、コンデンサＣ8 のエネルギーはコイルＬ2 ，ダイオードＤ5 を通しても放出される（Ｃ8 →Ｌ2 →Ｄ5 →Ｃ8 ）。
【００５５】
(4) コンデンサＣ7 の電圧が０Ｖまで低下すると、平滑回路ＳのダイオードＤ6 ，Ｄ7 がオンする。
【００５６】
次に、図２(a) に示す電源周期における電源電圧が低い時（図２(b) の電源ゼロクロス付近のとき）の動作を、図４(1)，(2)，(3)，(4)，(5) を参照しながら説明する。図２(b) 中の(1)〜(5)は、図４の(1)〜(5)に対応している。電源電圧が低いときは、平滑回路Ｓの電解コンデンサＣ6 は常に放電している。
【００５７】
(1) スイッチング素子Ｑ1 のオンのとき
交流周波数は電流はコンデンサＣ4 から供給される。スイッチング素子Ｑ1 の電流はコンデンサＣ4 ，平滑回路Ｓ，負荷回路ＬＤの電流を合成したものになる。コンデンサＣ8 の電位は低下する。
【００５８】
(2) コンデンサＣ8 の電位が負になると、ダイオードＤ5 がオンする。
【００５９】
(3) スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、コンデンサＣ7 へ電流が流れ始め、共振状態となる。
【００６０】
(4) 共振電流が反転すると、コンデンサＣ8 の電圧は上昇し始める。また、コンデンサＣ8 →コイルＬ2 →ダイオードＤ5 →コンデンサＣ8 の経路でエネルギーを放出する。
【００６１】
(5) ＶREC ＋ＶC8＝ＶC4となった時点で、整流回路ＲＥＣの整流ダイオードがオンし、電源から電流が供給される。この電流は、整流回路ＲＥＣ→コンデンサＣ4 →コンデンサＣ8 →整流回路ＲＥＣの経路で流れる。
【００６２】
なお、上記の電源装置において、前記高周波重畳回路Ｚに用いる高周波通過用のコンデンサＣ8 の容量と、前記共振コンデンサＣ7 の容量と、放電灯ＬA1，ＬA2の予熱コンデンサＣf1，Ｃf2の容量と、高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との間の関係は、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf1，Ｃf2 であることが好ましい。また、平滑コンデンサＣ6 の容量と高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との関係は、Ｃ6 ＞＞Ｃ4 である。
【００６３】
図５は本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回路図である。
図５において、図１と異なる点は、共振コイルＴ2 に中間タップを設け、その中間タップにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端を接続し、コイルＴ2 を単巻トランス構成としたもので、コイルＴ2 の一端に接続された負荷回路ＬＤに昇圧された高周波出力を供給することができるようにしてある。その他の構成は、図１と同様である。
【００６４】
図６は本発明の第３の実施の形態の電源装置を示すブロック図である。
図６において、図１の構成と異なる点は、平滑回路Ｓを部分平滑回路ではなく平滑コンデンサＣ6 のみによる全平滑回路で構成し、インバータ回路ＩＮＶにおけるスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタに対して逆導通用ダイオードＤ1 を並列に接続し、さらに高周波重畳回路Ｚは、図１におけるコイルＬ2 を削除し、ダイオードＤ5 とコンデンサＣ8 の並列回路で構成している。前記ダイオードＤ1 は、スイッチング素子Ｑ1 を構成するトランジスタのコレクタにカソードが、エミッタにアノードが来るように接続する。なお、このダイオードＤ1 は、スイッチング素子Ｑ1 としてＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタを用いた場合には、その構成上内蔵している寄生ダイオードを逆導通用に使用することができるので、この場合は不要となる。
【００６５】
この回路構成では、交流電源ＡＣの交流電圧は整流回路ＲＥＣで全波整流され、かつ平滑用コンデンサＣ6 で平滑され、この平滑電圧は前記全波整流された電圧の谷部をほぼ埋める程度にうねった電圧となり、インバータ回路ＩＮＶの両端に供給される。インバータ回路ＩＮＶでは、スイッチング素子Ｑ1 が高周波パルス発生回路ＲＧからの高周波パルスにてオン，オフすることにより、共振コンデンサＣ7 の電流ＩC7、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE，スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ電流ＩC はそれぞれ、図７(a) ，(b) ，(c) に示すような波形となる。Ｑ1 オン時にはＱ1 を通して電流が流れ、Ｑ1 オフ時には、Ｑ1 オン時に共振コイルＴ2 に蓄えたエネルギーを共振コンデンサＣ7 を通して流すことにより、Ｑ1 オフ時の前半は図示の向きに減少する振動電流が流れた後Ｑ1 の後半は共振コンデンサＣ7 より図示とは逆方向に増加する振動電流が流れ、共振コンデンサＣ7 は基準電位ラインＬref 側がプラスとなるように充電される。その後、Ｑ1 がオンすると、平滑コンデンサＣ6 のプラス側より共振コイルＴ2 を経て電流が流れ込む前にコンデンサＣ7 の基準電位側の充電電荷が逆導通用ダイオードＤ1 を通して基準電位側からコレクタ側へ流れる。この電流ＩD1の向きは図６に示した電流ＩD1の向きとは逆の方向となっている。これを、図７(c) の斜線で示している。従って、ダイオードＤ1 はコンデンサＣ7 の逆向きの充電電荷を通過させるための機能を果たしている。負荷回路ＬＤには、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力が供給されることになる。
【００６６】
高周波バイパスコンデンサＣ4 は、インバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分を通過させるために設けられており、また負荷回路ＬＤの高周波振動が高周波重畳回路Ｚ内の高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過するので、コンデンサＣ8 の高周波振動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００６７】
上記の電源装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、入力電流歪を改善している。
【００６８】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００６９】
図８は本発明の第４の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、共振コンデンサＣ7 を共振コイルＴ2 と並列に接続したものであり、その他の構成は図６と同様である。動作についても図６とほぼ同様であるが、コイルＴ2 とコンデンサＣ7 が並列共振を行うことになる。即ち、スイッチング素子Ｑ1 がオンしたときは、整流回路ＲＥＣのプラス側から共振コイルＴ2 及びスイッチング素子Ｑ1 を通して電流が流れ込み、Ｑ1 がオフすると、Ｔ2 に蓄えたエネルギーでコンデンサＣ7 逆向きに（Ｑ1 のコレクタ側がプラスとなるように）充電し、充電後はＱ1 のコレクタ側を通りコイルＴ2 に放電し、放電後にマイナス電位となったときにスイッチング素子Ｑ1 がオンすると同時に一瞬間ダイオードＤ1 が導通して逆電流を流すが、その後はコイルＴ2 及びスイッチング素子Ｑ1 を通して整流回路ＲＥＣより再び電流が流入する。従って、コンデンサの電流ＩC7の波形の極性は図７(a) と反対になるが、Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE，Ｑ1 のコレクタ電流ＩC については図７(b) ，(c) と同様である。
【００７０】
インバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過すると共に、負荷回路ＬＤの高周波振動が高周波重畳回路Ｚ内の高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過するので、コンデンサＣ8 の高周波振動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７１】
図９は本発明の第５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図６の実施の形態の構成のうち、高周波重畳回路Ｚを整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、整流回路ＲＥＣの正側出力端とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端との間に負荷回路ＬＤを接続したものである。高周波重畳回路Ｚを構成する直流通過用のダイオードＤ5 は、そのアノードが整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、カソードが高周波バイパスコンデンサＣ4 の一端に接続することになる。その他の構成は図６と同様である。動作についても図６とほぼ同様であるが、インバータ回路ＩＮＶの高周波出力が負荷回路ＬＤに供給され、その負荷変動が高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過し、また共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 の共振回路による高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過するので、高周波変動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７２】
図１０は本発明の第６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図８の実施の形態の構成のうち、高周波重畳回路Ｚを整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、整流回路ＲＥＣの正側出力端とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端との間に負荷回路ＬＤを接続したものである。高周波重畳回路Ｚを構成する直流通過用のダイオードＤ5 は、そのアノードが整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、カソードが高周波バイパスコンデンサＣ4 の一端に接続することになる。その他の構成は図８と同様である。動作についても図８とほぼ同様であるが、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタの高周波出力が負荷回路ＬＤに供給され、その負荷変動が高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過し、また共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 の共振回路による高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過するので、高周波変動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７３】
図１１〜図１４は、図６，図８，図９及び図１０にそれぞれ対応しており、図６，図８，図９及び図１０における平滑回路Ｓを、平滑コンデンサＣ6 ，ダイオードＤ6 ，Ｄ7 による部分平滑回路で構成した例である。図１１〜図１４で、スイッチング素子Ｑ1 としてのトランジスタに並列接続した逆導通用ダイオードＤ1 は、削除可能である。これは、部分平滑回路内のダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路が逆導通機能を兼ねることができるためである。
【００７４】
図１１は本発明の第７の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いた例である。
【００７５】
図１２は本発明の第８の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００７６】
図１３は本発明の第９の実施の形態を示す。直流通過用のダイオードＤ5 と高周波通過用のコンデンサＣ8 を並列接続した高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いている。
【００７７】
図１４は本発明の第１０の実施の形態を示す。図１３と同様に高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００７８】
図１５〜図１８は、図１１〜図１４にそれぞれ対応しており、図１１〜図１４における平滑回路Ｓを、平滑コンデンサＣ6 ，チョークコイルＬ2 ，ダイオードＤ6 ，Ｄ7 による部分平滑回路で構成した例である。図１５〜図１８で、スイッチング素子Ｑ1 としてのトランジスタに並列接続した逆導通用ダイオードＤ1 は、削除可能である。部分平滑回路内のダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路が逆導通機能を兼ねることができるためである。
【００７９】
図１５は本発明の第１１の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いた例である。
【００８０】
図１６は本発明の第１２の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００８１】
図１７は本発明の第１３の実施の形態を示す。直流通過用のダイオードＤ5 と高周波通過用のコンデンサＣ8 を並列接続した高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いている。
【００８２】
図１８は本発明の第１４の実施の形態を示す。図１７と同様に高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００８３】
以上述べた図１〜図１８の実施の形態では、１石式のインバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ1 は、高周波パルス発生手段ＲＧとしてのパルス発生回路から発生される高周波パルスを用いてオンオフが制御される構成となっているが、以下の図１９〜図３０に示す実施の形態は、スイッチング素子Ｑ1 と直列に可飽和電流トランスＣＴの１次巻線を接続し、スイッチング素子Ｑ1 のベース回路に電流トランスＣＴの２次巻線を接続する構成とし、電流トランスＣＴの２次巻線の両端に誘起される電圧によりスイッチング素子Ｑ1 を自励制御するようにしたものである。
【００８４】
図１９は本発明の第１５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図６の実施の形態に対応しており、図６における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成としたものである。その他の構成は図６と同様である。
【００８５】
図１９における高周波パルス発生手段ＲＧは、１次巻線がスイッチング素子Ｑ1 に直列に接続し２次巻線がスイッチング素子Ｑ1 のベース回路に接続した可飽和電流トランスＣＴと、スイッチング素子Ｑ1 のベースに接続したベース回路とで構成されている。ベース回路は、スイッチング素子Ｑ1 であるトランジスタのベースとエミッタ間に電流トランスＣＴの２次巻線とコンデンサＣ10を直列に接続し、かつベースとエミッタ間にダイオードＤ10と抵抗Ｒ10を直列に接続して構成されている。ダイオードＤ10は、そのカソードがＱ1 のベースに接続しアノードが抵抗Ｒ10に接続するようになっている。これにより、電流トランスＣＴの２次巻線とコンデンサＣ10が共振し、Ｑ1 ベース側の電位が、基準電位ラインＬref に対してプラスとなった時にベース電流が振り込まれてスイッチング素子Ｑ1 がオンするようになっている。なお、可飽和電流トランスＣＴの１次巻線の挿入位置は、図示の位置に設けることが好ましい。即ち、共振コイルとスイッチング素子Ｑ1 のコレクタとの間に介挿することが好ましい。その他の経路上に設けても自励制御を行うことができるが、駆動条件が悪くなり、スイッチングに伴う損失が増加する。
【００８６】
図１９の装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、電流歪を改善している。可飽和電流トランスＣＴを、上記の位置に設けることで、電源電圧のピーク付近ではトランスＣＴが速く飽和することにより、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は短くなり、電源電圧のゼロクロス付近ではトランスＣＴが飽和するまでに前記よりも時間がかかり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。これにより、交流電源ＡＣからの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように制御される。
【００８７】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００８８】
図２０は本発明の第１６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図８の実施の形態に対応しており、図８における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図８と同様である。
【００８９】
図２１は本発明の第１７の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図９の実施の形態に対応しており、図９における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図９と同様である。
【００９０】
図２２は本発明の第１８の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１０の実施の形態に対応しており、図１０における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１０と同様である。
【００９１】
図２３は本発明の第１９の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１１の実施の形態に対応しており、図１１における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１１と同様である。
【００９２】
図２４は本発明の第２０の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１２の実施の形態に対応しており、図１２における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１２と同様である。
【００９３】
図２５は本発明の第２１の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１３の実施の形態に対応しており、図１３における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１３と同様である。
【００９４】
図２６は本発明の第２２の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１４の実施の形態に対応しており、図１４における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１４と同様である。
【００９５】
図２７は本発明の第２３の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１５の実施の形態に対応しており、図１５における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１５と同様である。
【００９６】
図２８は本発明の第２４の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１６の実施の形態に対応しており、図１６における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１６と同様である。
【００９７】
図２９は本発明の第２５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１７の実施の形態に対応しており、図１７における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１７と同様である。
【００９８】
図３０は本発明の第２６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１８の実施の形態に対応しており、図１８における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１８と同様である。
【００９９】
以上述べた図６〜図３０の実施の形態において、負荷回路ＬＤとして、図３１(a) 〜(d) に示すような放電灯による各種の負荷を使用することができる。このように負荷回路ＬＤとして、放電灯回路を用いた電源装置は、放電灯点灯装置と呼ぶことができる。
【０１００】
図３１(a) は、負荷回路ＬＤを、１つの放電灯ＬA1と、これに直列接続したバラストコイルＬB1，直流阻止コンデンサＣ1 と、予熱コンデンサＣf1とで構成した１灯用回路の構成例である。
【０１０１】
図３１(b) は、負荷回路ＬＤを、放電灯ＬA1と、これに直列接続したバラストコイルＬB1，直流阻止コンデンサＣ1 と、予熱コンデンサＣf1とによる第１の回路と、放電灯ＬA2と、これに直列接続したバラストコイルＬB2，直流阻止コンデンサＣ2 と、予熱コンデンサＣf2とによる第２の回路とを並列に接続した２灯並列点灯用回路の構成例である。
【０１０２】
図３１(c) は、負荷回路ＬＤを、１次巻線と２次巻線を有する絶縁トランスＴ1 と、この２次巻線に接続した放電灯ＬA1と予熱コンデンサＣf1とで構成した１灯用回路の例である。トランスＴ1 は漏れインダクタンスをバラスト要素として使用している。
【０１０３】
図３１(d) は、負荷回路ＬＤを、１次巻線と２次巻線を有する絶縁トランスＴ1 と、この２次巻線に接続した放電灯ＬA1，ＬA2の直列回路と予熱コンデンサＣf1，Ｃf2とで構成した２灯直列点灯用回路の例である。トランスＴ1 は漏れインダクタンスをバラスト要素として使用している。
【０１０４】
上記の放電灯点灯装置において、前記高周波重畳回路Ｚに用いる高周波通過用のコンデンサＣ8 の容量と、前記共振コンデンサＣ7 の容量と、放電灯ＬA の予熱コンデンサＣf の容量と、高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との間の関係は、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf であることが好ましい。なお、Ｃ6 ＞＞Ｃ4 であることは勿論である。
【０１０５】
図３２は、図１〜図３０で説明した電源装置における負荷回路ＬＤを放電灯とした場合の放電灯点灯装置を搭載した照明装置を示す斜視図である。
【０１０６】
図３２において、照明装置３００は、天井等に取り付けられた照明器具本
体３０１と、この照明器具本体３０１の内部に配設した放電灯点灯装置３０２とで構成されている。放電灯点灯装置３０２は１石式インバータ回路を備えた放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置３０２における放電灯ＬA は、照明器具本体３０１の外面に装着されている。この放電灯点灯装置３０２として図１〜図３１に示した電源装置が用いられるので、部品点数が少なくしかも入力電流歪の少ない放電灯点灯装置及び照明装置を実現できる。
【０１０７】
【発明の効果】
請求項１又は２の発明によれば、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成で、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【０１０８】
請求項３の発明によれば、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。
【０１０９】
スイッチング素子をオン／オフ制御する回路が自励式のため、回路構成が簡単である。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【０１１０】
請求項４の発明によれば、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされたとき、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流歪の改善が容易である。また、平滑コンデンサに直列に高周波チョークコイルを接続しているので、高周波振動のない低周波的に安定した平滑電圧を得ることができる。
【０１１１】
請求項５の発明によれば、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流歪の改善が容易である。高周波チョークコイルを削除している分、部品数が少なくなる。
【０１１２】
請求項６の発明によれば、平滑回路として平滑コンデンサのみを用いるので、回路構成が簡単になる利点がある。
【０１１３】
請求項７の発明によれば、可飽和電流トランスの１次巻線を、スイッチング素子の素子電流が流れる経路に設け、２次巻線に発生する電圧にてスイッチング素子をオン／オフ制御することで、電源電圧のピーク付近では可飽和電流トランスが速く飽和することにより、交流電源からの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように自動的に制御され、より一層の入力電流歪の改善が可能となる。
【０１１４】
請求項８の発明によれば、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波チョークコイルの直列回路と、高周波通過用のコンデンサとを並列接続して構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。
【０１１５】
請求項９の発明によれば、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。高周波チョークコイルを削除した分、回路構成が簡単となる。
【０１１６】
請求項１０の発明によれば、負荷として放電灯回路を用いた電源装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯駆動を実現することができる。
【０１１７】
請求項１１の発明によれば、負荷として放電灯回路を用いた放電灯点灯装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯点灯装置を実現することができる。
【０１１８】
請求項１２の発明によれば、請求項１１で、使用するコンデンサ類の数値を、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf の関係に限定することにより、入力電流歪の改善をより効果的に行うことができる。
【０１１９】
請求項１３の発明によれば、請求項１１又は１２の放電灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた照明装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２】図１の装置の動作を説明する波形図。
【図３】図１の装置の動作を説明する説明図。
【図４】図１の装置の動作を説明する説明図。
【図５】本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図７】図６におけるインバータ回路各部の波形図。
【図８】本発明の第４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図９】本発明の第５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１３】本発明の第９の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１４】本発明の第１０の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１５】本発明の第１１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１６】本発明の第１２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１７】本発明の第１３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１８】本発明の第１４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１９】本発明の第１５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２０】本発明の第１６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２１】本発明の第１７の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２２】本発明の第１８の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２３】本発明の第１９の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２４】本発明の第２０の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２５】本発明の第２１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２６】本発明の第２２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２７】本発明の第２３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２８】本発明の第２４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２９】本発明の第２５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図３０】本発明の第２６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図３１】本発明に係る電源装置における負荷回路の実施の形態を示す回路図。
【図３２】本発明に係る照明装置を示す斜視図。
【図３３】従来例の電源装置を示す回路図。
【符号の説明】
ＡＣ…交流電源
ＲＥＣ…整流回路
ＩＮＶ…１石式インバータ回路
Ｓ…平滑回路
Ｃ4 …高周波バイパスコンデンサ
Ｚ…高周波重畳回路
ＬＤ…負荷回路
ＲＧ…高周波パルス発生回路
ＬA1，ＬA2…放電灯
Ｃ6 …平滑コンデンサ
Ｔ2 …共振コイル
Ｃ7 …共振コンデンサ
【発明の属する技術分野】
本発明は、交流電源からの入力電流の歪を改善した１石式のインバータ回路を備えた電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、交流電源を整流し平滑して得た直流電源を、スイッチング素子をオン，オフさせることによって交流出力に変換して負荷に供給するインバータ回路を用いた電源装置が知られている。このような電源装置では、交流電源からの入力電流の歪を改善することが要求されている。
【０００３】
特開平８−１４９８４５号公報には、図３３に示すように、交流電源ＡＣをダイオードブリッジのような整流回路ＲＥで全波整流し、整流回路ＲＥの直流出力電圧をインバータ回路ＩＮＶにより高周波交流出力に変換して負荷Ｌに供給する交流電源であって、インバータ回路ＩＮＶの後段側に谷埋回路１を設けた構成を有している。整流回路ＲＥはインバータ回路ＩＮＶに直接給電する。インバータ回路ＩＮＶは、インピーダンス要素（コンデンサ，インダクタ，抵抗のいずれでも、またその組み合わせでもよい）Ｚを介して整流回路ＲＥの両端間に接続される一対のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を備える。正極側のスイッチング素子Ｑ1 には、インピーダンス要素ＺとコンデンサＣ2 ，Ｃ3 とインダクタＬ1 との直列回路が並列接続される。谷埋回路１は、整流回路の直流出力電圧が高い期間にはインバータ回路ＩＮＶの出力をダイオードＤb を通してコンデンサＣa に充電し、整流回路ＲＥの直流出力電圧が下がるとコンデンサＣa からダイオードＤa を通してインバータ回路ＩＮＶに給電する。
【０００４】
このような装置では、整流回路ＲＥの直流出力電圧が低い期間には、谷埋回路１の端子電圧も下がって、インピーダンス要素ＺないしダイオードＤb の両端電圧の電位差が小さくなり、結果的に直流出力電圧の低い期間における負荷Ｌへの供給電流のピーク値を抑制して、電流の変動幅を小さくすることができる。また、交流電源ＡＣからの入力電流に休止期間が生じにくいので、入力電流歪が改善される。さらに、整流回路ＲＥの直ぐ後段に平滑用コンデンサＣb を用いておらず、谷埋回路１はインバータ回路ＩＮＶを通してエネルギーを蓄積するから、電源投入時における突入電流もほとんど生じない。などの利点がある。
【０００５】
しかしながら、図３３の装置は、スイッチング素子を２つ（Ｑ1 ，Ｑ2 ）用いた２石式のインバータ回路であり、１石式のインバータ回路に比べれば部品数も多く、また図示していない制御回路の構成も複雑になり、コスト的に不利になるという欠点があった。しかして、コスト等において、１石式インバータ回路を用いた場合の入力電流の低歪化の構成を何も示していないものであった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上記の入力電流歪を改善した従来の電源装置では、回路構成が複雑であり、部品数も多く、コスト的に不利になるという問題があった。
【０００７】
そこで、本発明は上記の問題に鑑み、交流電源からの入力電流に歪が少なく、回路構成が簡単であり、部品数も少なく、コスト的にも有利な電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；前記平滑回路からの電圧を入力し、スイッチング素子のオンオフによって高周波電圧を発生する１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記インバータ回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記インバータ回路の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記インバータ回路の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【０００９】
請求項２記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；スイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でオン／オフ制御する制御手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記スイッチング素子が直列に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【００１０】
これらの発明において、前記整流回路はダイオードブリッジによる全波整流回路で構成される。前記スイッチング素子としては、例えば電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を用いることができる。この場合、電界効果トランジスタがその構成上内蔵している寄生ダイオードを逆導通用に利用することができる。また、バイポーラトランジスタのようにコレクタ・エミッタ間に寄生ダイオードを内蔵しないスイッチング素子を主として構成してもよく、この場合は、導通方向を逆にしてダイオードをコレクタ・エミッタ間に並列接続する。
【００１１】
スイッチング素子のスイッチング周波数は、整流回路の出力周波数より高く、数kＨz以上が好ましく、４０〜５０kＨz程度がより好ましい。
【００１２】
（以上は以下の説明についても同様である。）
請求項３記載の発明による電源装置は、交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；スイッチング素子と、１次巻線，２次巻線を有するトランスを備え、前記スイッチング素子の素子電流が流れる経路上に１次巻線が接続され、２次巻線に発生する電圧で前記スイッチング素子をオン／オフ制御する手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記１次巻線と前記スイッチング素子が直列的に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；を具備したことを特徴とする。
【００１３】
請求項４記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記インバータ回路の基準電位側との間に平滑コンデンサと高周波チョークコイルと該チョークコイルにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記高周波チョークコイルと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記インバータ回路の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする。
【００１４】
請求項５載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記スイッチング素子の基準電位側との間に平滑コンデンサと該コンデンサにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記スイッチング素子の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする。
【００１５】
請求項６記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記スイッチング素子の基準電位側との間に接続した平滑コンデンサで構成されることを特徴とする。
【００１６】
請求項７記載の発明は、請求項３記載の電源装置において、前記インバータ回路内の前記トランスは、可飽和電流トランスで構成されることを特徴とする。
【００１７】
請求項８記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波チョークコイルの直列回路と、高周波通過用のコンデンサとを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする。
【００１８】
請求項９記載の発明は、請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置において、前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする。
【００１９】
請求項１０記載の発明は、請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置において、前記負荷回路は、放電灯回路であることを特徴とする。
【００２０】
この説明において、放電灯は、蛍光ランプ、高輝度放電灯等どのような放電灯であってもよい。
【００２１】
（以上は以下の説明についても同様である。）
請求項１１記載の発明による放電灯点灯装置は、前記負荷回路は、バラストコイルと放電灯と該放電灯に並列的に接続された予熱コンデンサとを少なくとも含み、該負荷回路の電源装置として請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置を用いたことを特徴とする。
【００２２】
請求項１２記載の発明は、請求項１１記載の放電灯点灯装置において、前記高周波重畳回路に用いる高周波通過用のコンデンサの容量Ｃ8 と、前記共振コンデンサの容量Ｃ7 と、前記放電灯の予熱コンデンサの容量Ｃf と、高周波バイパスコンデンサの容量Ｃ4 との間の関係が、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf であることを特徴とする。
【００２３】
請求項１３記載の発明による照明装置は、請求項１１又は１２記載の放電灯点灯装置と；この放電灯点灯装置における放電灯が装着される照明器具本体と；を具備したことを特徴とする。
【００２４】
請求項１又は２の発明においては、スイッチング素子に発生する高周波電圧と負荷回路に発生する高周波電圧との和を高周波重畳回路にて整流回路の出力電圧に重畳することにより、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフして、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できる。また、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成の電源装置を実現することができる。
【００２５】
請求項３の発明においては、スイッチング素子に発生する高周波電圧と負荷回路に発生する高周波電圧との和を高周波重畳回路にて整流回路の出力電圧に重畳させて、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。
【００２６】
自励式のインバータ回路を用いているので、スイッチング素子をオン／オフ制御する回路が簡単である。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成で、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【００２７】
請求項４の発明においては、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、電源電圧のゼロクロス付近での平滑電圧は全平滑を行うのに比べて低い状態で、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされるため、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流の歪を改善できる。また、平滑コンデンサに直列に高周波チョークコイルを接続しているので、高周波振動のない低周波的に安定した平滑電圧を得ることができる。
【００２８】
請求項５の発明においては、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、電源電圧のゼロクロス付近での平滑電圧は全平滑を行うのに比べて低い状態で、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされるため、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流の歪を改善できる。
【００２９】
請求項６の発明においては、平滑回路として平滑コンデンサのみを用いるので、回路構成が簡単になる利点がある。
【００３０】
請求項７の発明においては、可飽和電流トランスの１次巻線を、スイッチング素子の素子電流が流れる経路に設け、２次巻線に発生する電圧にてスイッチング素子をオン／オフ制御することで、電源電圧のピーク付近では可飽和電流トランスが速く飽和することにより、スイッチング素子のオン期間は短くなり、電源電圧のゼロクロス付近では可飽和電流トランスが飽和するまでに前記よりも時間がかかり、スイッチング素子のオン期間は長くなる。これにより、交流電源からの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように制御され、より一層入力電流の歪を改善することができる。
【００３１】
請求項８の発明においては、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。しかも、直流通過用のダイオードに直列に高周波チョークコイルを接続したので、直流通過成分と高周波通過成分とを明確に分けた上で、直流成分に高周波成分を重畳することができる。
【００３２】
請求項９の発明においては、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。高周波チョークコイルを削除した分、回路構成が簡単となる。
【００３３】
請求項１０の発明においては、負荷として放電灯回路を用いた電源装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯駆動を実現することができる。
【００３４】
請求項１１の発明においては、負荷として放電灯回路を用いた放電灯点灯装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯点灯装置を実現することができる。
【００３５】
請求項１２の発明において、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf の関係に数値を限定することにより、入力電流歪の改善をより効果的に行うことができる。
【００３６】
請求項１３の発明においては、請求項１１又は１２の放電灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構成する。従って、入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた照明装置を実現することができる。
【００３７】
【発明の実施の形態】
発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態の電源装置を示す回路図である。
【００３８】
図１において、電源装置は、交流電源ＡＣからの電圧をフィルタＦＩＬを介しさらに高周波バイパスコンデンサＣ3 を介してダイオードブリッジのような整流回路ＲＥＣに供給し、整流回路ＲＥＣで全波整流した後、整流回路ＲＥＣの出力端間に並列的に接続した高周波バイパスコンデンサＣ4 ，平滑回路Ｓを介して１石式インバータ回路ＩＮＶの両端に供給する構成となっている。
【００３９】
また、前記整流回路ＲＥＣの一方の出力端と高周波バイパスコンデンサＣ4 との間の基準電位ラインＬref 上には負荷の高周波振動を整流出力に重畳するための高周波重畳手段Ｚとしてのインピーダンス回路が介挿されている。
【００４０】
インバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ1 の出力端と整流回路ＲＥＣの一方の出力端との間には、負荷回路ＬＤが接続されている。
【００４１】
前記高周波バイパスコンデンサＣ3 ，Ｃ4 は、整流回路ＲＥＣの前段にコンデンサＣ3 、後段にコンデンサＣ4 が接続され、後段のコンデンサＣ4 の容量と前段のコンデンサＣ3 の容量とはほぼ同じ程度にされている。高周波バイパスコンデンサＣ4 は、後述のインバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分をバイパスするためのものである。
【００４２】
平滑回路Ｓは、部分平滑回路と呼ばれる回路で構成され、整流回路ＲＥＣの正側出力端と前記基準電位ラインＬref との間に平滑コンデンサＣ6 とコイルＬ3 とダイオードＤ6 の直列回路を接続し、コイルＬ3 とダイオードＤ6 の接続点にダイオードＤ7 のアノードを接続して構成されている。そして、ダイオードＤ7 のカソードをインバータ回路ＩＮＶのスイッチング素子Ｑ1 の出力端に接続している。
【００４３】
インバータ回路ＩＮＶは、例えば１石式の電圧共振インバータで構成され、前記整流回路ＲＥＣの正側出力端と前記基準電位ラインＬref との間に共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 を直列に接続し、共振コンデンサＣ7 に並列にスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタを接続し、そのスイッチング素子Ｑ1 のベースに高周波パルス発生手段ＲＧからの高周波パルスを供給して前記スイッチング素子Ｑ1 をオン／オフ制御する構成となっている。
【００４４】
高周波重畳手段Ｚは、高周波バイパスコンデンサＣ4 の基準電位ラインＬref 側の一端と整流回路ＲＥＣの負側出力端との間にコイルＬ2 とダイオードＤ5 の直列回路を接続する一方この直列回路に並列にコンデンサＣ8 を接続したインピーダンス回路で構成され、前記スイッチング素子Ｑ1 のスイッチングに基づいて負荷回路ＬＤに発生する高周波振動をＬ2 ，Ｄ5 ，Ｃ8 の回路で整流回路ＲＥＣの出力に重畳する。このように、電源電圧に高周波電圧を重畳することで、電源電圧の全位相で整流回路ＲＥＣの整流ダイオードをオン／オフできることになり、高調波成分が低減する。
【００４５】
負荷回路ＬＤは、例えば２灯並列の放電灯回路で構成され、前記インバータ回路ＩＮＶの出力端（スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ）と整流回路ＲＥＣの負側出力端との間に、直流阻止用コンデンサＣ1 とバラストコイルＬB1と放電灯ＬＡ1 の一方のフィラメントと予熱用コンデンサＣf1ともう一方のフィラメントとを直列に接続し、この直列回路に対して並列に、コンデンサＣ2 とバラストコイルＬB2と放電灯ＬＡ2 の一方のフィラメントと予熱用コンデンサＣf2ともう一方のフィラメントとの直列回路を接続した構成となっている。
【００４６】
上記の電源装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、入力電流歪を改善している。
【００４７】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００４８】
なお、スイッチング素子Ｑ1 としてバイポーラトランジスタを用いた場合には、コレクタ・エミッタ間に並列に逆導通用のダイオードが必要になるが、本実施の形態では、ダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路がＱ1 の逆導通用ダイオードの機能を果たしているので、逆導通用のダイオードを別に接続しなくてもよい。
【００４９】
図２は、図１の回路各部の電圧及び電流の波形図である。
図２の縦の各列(a) ，(b) ，(c) において、図２(a) は交流電源ＡＣの電源周波数が５０Ｈz の場合の電源周期（２０ms）での波形を示し、図２(b) ，(c) は図２(a) の波形を２００倍に拡大した波形を示しており、図２(b) は図２(a) の波形における電源ゼロクロス付近を拡大して示し、図２(c) は図２(a) の波形における電源ピーク付近を拡大して示している。
【００５０】
また、図２の横の各行においては、ＶC7はコンデンサＣ7 の両端電圧（即ちトランジスタＱ1 のコレクタ・エミッタ間電圧）、ＩC(Ｑ1)はトランジスタＱ1 のコレクタ電流、ＶC8はコンデンサＣ8 の両端電圧、ＩC8はコンデンサＣ8 の電流、ＶC4はコンデンサＣ4 の両端電圧、ＩREC は整流回路ＲＥＣからの出力電流、Ｉinは交流電源ＡＣからの入力電流、ＩC7はコンデンサＣ7 の電流、ＩC4はコンデンサＣ4 の電流、ＩLAMPは負荷回路ＬD のランプ電流である。
【００５１】
図２(a) に示す電源周期における電源電圧が高い時（図２(c) のとき）の動作を、図３(1)，(2)，(3)，(4)を参照しながら説明する。図２(c) 中の(1)〜(4)は、図３の(1)〜(4)に対応している。電源電圧が高いときは、スイッチング素子Ｑ1 のオン／オフにかかわらず、常に電源ＡＣから電流が流入する。
【００５２】
(1) スイッチング素子Ｑ1 がオンの時
整流回路ＲＥＣ→コンデンサＣ4 →コイルＬ2 →ダイオードＤ5 →整流回路ＲＥＣの経路で電源から電流が流れ込む。このとき高周波重畳回路ＺのコンデンサＣ8 へは、スイッチング素子Ｑ1 →コンデンサＣ8 →負荷回路ＬＤ→スイッチング素子Ｑ1 の経路で電流が流れ、コンデンサＣ8 は負の向きへ充電される。つまり、電源電圧に重畳される高周波電圧が低下するため、スイッチング素子Ｑ1 がオンのときでも電源からの電流値が大きくなるのを防ぐ効果がある。
【００５３】
(2) スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、
共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 が共振すると共に、負荷回路ＬＤ（バラストコイルと予熱コンデンサ）とコンデンサＣ7 ，Ｃ8 も共振する。そのため、コンデンサＣ8 には(1) と同じ向きに電流が流れ続ける。共振電流が反転すると、次の(3) に移行する。
【００５４】
(3) コンデンサＣ7 ，Ｃ8 の電流が反転すると共に、コンデンサＣ8 のエネルギーはコイルＬ2 ，ダイオードＤ5 を通しても放出される（Ｃ8 →Ｌ2 →Ｄ5 →Ｃ8 ）。
【００５５】
(4) コンデンサＣ7 の電圧が０Ｖまで低下すると、平滑回路ＳのダイオードＤ6 ，Ｄ7 がオンする。
【００５６】
次に、図２(a) に示す電源周期における電源電圧が低い時（図２(b) の電源ゼロクロス付近のとき）の動作を、図４(1)，(2)，(3)，(4)，(5) を参照しながら説明する。図２(b) 中の(1)〜(5)は、図４の(1)〜(5)に対応している。電源電圧が低いときは、平滑回路Ｓの電解コンデンサＣ6 は常に放電している。
【００５７】
(1) スイッチング素子Ｑ1 のオンのとき
交流周波数は電流はコンデンサＣ4 から供給される。スイッチング素子Ｑ1 の電流はコンデンサＣ4 ，平滑回路Ｓ，負荷回路ＬＤの電流を合成したものになる。コンデンサＣ8 の電位は低下する。
【００５８】
(2) コンデンサＣ8 の電位が負になると、ダイオードＤ5 がオンする。
【００５９】
(3) スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、コンデンサＣ7 へ電流が流れ始め、共振状態となる。
【００６０】
(4) 共振電流が反転すると、コンデンサＣ8 の電圧は上昇し始める。また、コンデンサＣ8 →コイルＬ2 →ダイオードＤ5 →コンデンサＣ8 の経路でエネルギーを放出する。
【００６１】
(5) ＶREC ＋ＶC8＝ＶC4となった時点で、整流回路ＲＥＣの整流ダイオードがオンし、電源から電流が供給される。この電流は、整流回路ＲＥＣ→コンデンサＣ4 →コンデンサＣ8 →整流回路ＲＥＣの経路で流れる。
【００６２】
なお、上記の電源装置において、前記高周波重畳回路Ｚに用いる高周波通過用のコンデンサＣ8 の容量と、前記共振コンデンサＣ7 の容量と、放電灯ＬA1，ＬA2の予熱コンデンサＣf1，Ｃf2の容量と、高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との間の関係は、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf1，Ｃf2 であることが好ましい。また、平滑コンデンサＣ6 の容量と高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との関係は、Ｃ6 ＞＞Ｃ4 である。
【００６３】
図５は本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回路図である。
図５において、図１と異なる点は、共振コイルＴ2 に中間タップを設け、その中間タップにスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端を接続し、コイルＴ2 を単巻トランス構成としたもので、コイルＴ2 の一端に接続された負荷回路ＬＤに昇圧された高周波出力を供給することができるようにしてある。その他の構成は、図１と同様である。
【００６４】
図６は本発明の第３の実施の形態の電源装置を示すブロック図である。
図６において、図１の構成と異なる点は、平滑回路Ｓを部分平滑回路ではなく平滑コンデンサＣ6 のみによる全平滑回路で構成し、インバータ回路ＩＮＶにおけるスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタに対して逆導通用ダイオードＤ1 を並列に接続し、さらに高周波重畳回路Ｚは、図１におけるコイルＬ2 を削除し、ダイオードＤ5 とコンデンサＣ8 の並列回路で構成している。前記ダイオードＤ1 は、スイッチング素子Ｑ1 を構成するトランジスタのコレクタにカソードが、エミッタにアノードが来るように接続する。なお、このダイオードＤ1 は、スイッチング素子Ｑ1 としてＭＯＳＦＥＴ等の電界効果トランジスタを用いた場合には、その構成上内蔵している寄生ダイオードを逆導通用に使用することができるので、この場合は不要となる。
【００６５】
この回路構成では、交流電源ＡＣの交流電圧は整流回路ＲＥＣで全波整流され、かつ平滑用コンデンサＣ6 で平滑され、この平滑電圧は前記全波整流された電圧の谷部をほぼ埋める程度にうねった電圧となり、インバータ回路ＩＮＶの両端に供給される。インバータ回路ＩＮＶでは、スイッチング素子Ｑ1 が高周波パルス発生回路ＲＧからの高周波パルスにてオン，オフすることにより、共振コンデンサＣ7 の電流ＩC7、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE，スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ電流ＩC はそれぞれ、図７(a) ，(b) ，(c) に示すような波形となる。Ｑ1 オン時にはＱ1 を通して電流が流れ、Ｑ1 オフ時には、Ｑ1 オン時に共振コイルＴ2 に蓄えたエネルギーを共振コンデンサＣ7 を通して流すことにより、Ｑ1 オフ時の前半は図示の向きに減少する振動電流が流れた後Ｑ1 の後半は共振コンデンサＣ7 より図示とは逆方向に増加する振動電流が流れ、共振コンデンサＣ7 は基準電位ラインＬref 側がプラスとなるように充電される。その後、Ｑ1 がオンすると、平滑コンデンサＣ6 のプラス側より共振コイルＴ2 を経て電流が流れ込む前にコンデンサＣ7 の基準電位側の充電電荷が逆導通用ダイオードＤ1 を通して基準電位側からコレクタ側へ流れる。この電流ＩD1の向きは図６に示した電流ＩD1の向きとは逆の方向となっている。これを、図７(c) の斜線で示している。従って、ダイオードＤ1 はコンデンサＣ7 の逆向きの充電電荷を通過させるための機能を果たしている。負荷回路ＬＤには、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力が供給されることになる。
【００６６】
高周波バイパスコンデンサＣ4 は、インバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分を通過させるために設けられており、また負荷回路ＬＤの高周波振動が高周波重畳回路Ｚ内の高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過するので、コンデンサＣ8 の高周波振動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００６７】
上記の電源装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、入力電流歪を改善している。
【００６８】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００６９】
図８は本発明の第４の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、共振コンデンサＣ7 を共振コイルＴ2 と並列に接続したものであり、その他の構成は図６と同様である。動作についても図６とほぼ同様であるが、コイルＴ2 とコンデンサＣ7 が並列共振を行うことになる。即ち、スイッチング素子Ｑ1 がオンしたときは、整流回路ＲＥＣのプラス側から共振コイルＴ2 及びスイッチング素子Ｑ1 を通して電流が流れ込み、Ｑ1 がオフすると、Ｔ2 に蓄えたエネルギーでコンデンサＣ7 逆向きに（Ｑ1 のコレクタ側がプラスとなるように）充電し、充電後はＱ1 のコレクタ側を通りコイルＴ2 に放電し、放電後にマイナス電位となったときにスイッチング素子Ｑ1 がオンすると同時に一瞬間ダイオードＤ1 が導通して逆電流を流すが、その後はコイルＴ2 及びスイッチング素子Ｑ1 を通して整流回路ＲＥＣより再び電流が流入する。従って、コンデンサの電流ＩC7の波形の極性は図７(a) と反対になるが、Ｑ1 のコレクタ・エミッタ間電圧ＶCE，Ｑ1 のコレクタ電流ＩC については図７(b) ，(c) と同様である。
【００７０】
インバータ回路ＩＮＶ内の共振回路によって発生する高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過すると共に、負荷回路ＬＤの高周波振動が高周波重畳回路Ｚ内の高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過するので、コンデンサＣ8 の高周波振動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７１】
図９は本発明の第５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図６の実施の形態の構成のうち、高周波重畳回路Ｚを整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、整流回路ＲＥＣの正側出力端とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端との間に負荷回路ＬＤを接続したものである。高周波重畳回路Ｚを構成する直流通過用のダイオードＤ5 は、そのアノードが整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、カソードが高周波バイパスコンデンサＣ4 の一端に接続することになる。その他の構成は図６と同様である。動作についても図６とほぼ同様であるが、インバータ回路ＩＮＶの高周波出力が負荷回路ＬＤに供給され、その負荷変動が高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過し、また共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 の共振回路による高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過するので、高周波変動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７２】
図１０は本発明の第６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図８の実施の形態の構成のうち、高周波重畳回路Ｚを整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、整流回路ＲＥＣの正側出力端とスイッチング素子Ｑ1 のコレクタ出力端との間に負荷回路ＬＤを接続したものである。高周波重畳回路Ｚを構成する直流通過用のダイオードＤ5 は、そのアノードが整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、カソードが高周波バイパスコンデンサＣ4 の一端に接続することになる。その他の構成は図８と同様である。動作についても図８とほぼ同様であるが、スイッチング素子Ｑ1 のコレクタの高周波出力が負荷回路ＬＤに供給され、その負荷変動が高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 を通過し、また共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 の共振回路による高周波成分が高周波バイパスコンデンサＣ4 を通過するので、高周波変動が整流回路ＲＥＣの出力電圧に重畳され、整流回路ＲＥＣのダイオードを高周波でオンオフすることができ、定常的に交流電源ＡＣより入力電流を流すことができる。従って、入力電流歪を改善して、力率を向上させることができる。
【００７３】
図１１〜図１４は、図６，図８，図９及び図１０にそれぞれ対応しており、図６，図８，図９及び図１０における平滑回路Ｓを、平滑コンデンサＣ6 ，ダイオードＤ6 ，Ｄ7 による部分平滑回路で構成した例である。図１１〜図１４で、スイッチング素子Ｑ1 としてのトランジスタに並列接続した逆導通用ダイオードＤ1 は、削除可能である。これは、部分平滑回路内のダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路が逆導通機能を兼ねることができるためである。
【００７４】
図１１は本発明の第７の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いた例である。
【００７５】
図１２は本発明の第８の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００７６】
図１３は本発明の第９の実施の形態を示す。直流通過用のダイオードＤ5 と高周波通過用のコンデンサＣ8 を並列接続した高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いている。
【００７７】
図１４は本発明の第１０の実施の形態を示す。図１３と同様に高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００７８】
図１５〜図１８は、図１１〜図１４にそれぞれ対応しており、図１１〜図１４における平滑回路Ｓを、平滑コンデンサＣ6 ，チョークコイルＬ2 ，ダイオードＤ6 ，Ｄ7 による部分平滑回路で構成した例である。図１５〜図１８で、スイッチング素子Ｑ1 としてのトランジスタに並列接続した逆導通用ダイオードＤ1 は、削除可能である。部分平滑回路内のダイオードＤ6 ，Ｄ7 の直列回路が逆導通機能を兼ねることができるためである。
【００７９】
図１５は本発明の第１１の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いた例である。
【００８０】
図１６は本発明の第１２の実施の形態を示す。インバータ回路ＩＮＶに共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００８１】
図１７は本発明の第１３の実施の形態を示す。直流通過用のダイオードＤ5 と高周波通過用のコンデンサＣ8 を並列接続した高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による直列共振回路を用いている。
【００８２】
図１８は本発明の第１４の実施の形態を示す。図１７と同様に高周波重畳回路Ｚを、整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続し、負荷回路ＬＤの一端も整流回路ＲＥＣの正側出力端に接続した例である。共振回路としては、共振コイルＴ2 と共振コンデンサＣ7 による並列共振回路を用いた例である。
【００８３】
以上述べた図１〜図１８の実施の形態では、１石式のインバータ回路ＩＮＶを構成するスイッチング素子Ｑ1 は、高周波パルス発生手段ＲＧとしてのパルス発生回路から発生される高周波パルスを用いてオンオフが制御される構成となっているが、以下の図１９〜図３０に示す実施の形態は、スイッチング素子Ｑ1 と直列に可飽和電流トランスＣＴの１次巻線を接続し、スイッチング素子Ｑ1 のベース回路に電流トランスＣＴの２次巻線を接続する構成とし、電流トランスＣＴの２次巻線の両端に誘起される電圧によりスイッチング素子Ｑ1 を自励制御するようにしたものである。
【００８４】
図１９は本発明の第１５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図６の実施の形態に対応しており、図６における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成としたものである。その他の構成は図６と同様である。
【００８５】
図１９における高周波パルス発生手段ＲＧは、１次巻線がスイッチング素子Ｑ1 に直列に接続し２次巻線がスイッチング素子Ｑ1 のベース回路に接続した可飽和電流トランスＣＴと、スイッチング素子Ｑ1 のベースに接続したベース回路とで構成されている。ベース回路は、スイッチング素子Ｑ1 であるトランジスタのベースとエミッタ間に電流トランスＣＴの２次巻線とコンデンサＣ10を直列に接続し、かつベースとエミッタ間にダイオードＤ10と抵抗Ｒ10を直列に接続して構成されている。ダイオードＤ10は、そのカソードがＱ1 のベースに接続しアノードが抵抗Ｒ10に接続するようになっている。これにより、電流トランスＣＴの２次巻線とコンデンサＣ10が共振し、Ｑ1 ベース側の電位が、基準電位ラインＬref に対してプラスとなった時にベース電流が振り込まれてスイッチング素子Ｑ1 がオンするようになっている。なお、可飽和電流トランスＣＴの１次巻線の挿入位置は、図示の位置に設けることが好ましい。即ち、共振コイルとスイッチング素子Ｑ1 のコレクタとの間に介挿することが好ましい。その他の経路上に設けても自励制御を行うことができるが、駆動条件が悪くなり、スイッチングに伴う損失が増加する。
【００８６】
図１９の装置では、高周波重畳回路Ｚとしてのインピーダンス回路の両端に高周波電圧を発生させて、整流回路ＲＥＣを構成するダイオードブリッジのダイオードをオンオフすることにより、交流電源ＡＣの全位相に亘って交流電源ＡＣからの入力電流を流すことで、電流歪を改善している。可飽和電流トランスＣＴを、上記の位置に設けることで、電源電圧のピーク付近ではトランスＣＴが速く飽和することにより、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は短くなり、電源電圧のゼロクロス付近ではトランスＣＴが飽和するまでに前記よりも時間がかかり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。これにより、交流電源ＡＣからの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように制御される。
【００８７】
電源装置電圧が高い区間では、高周波重畳回路Ｚの高周波通過用のコンデンサＣ8 には大きな電流は流れず、低い区間では流れる。つまり、高周波通過用コンデンサＣ8 は、電源装置電圧が低い区間で有効に働くことになる。これにより、回路の共振周波数は、電源電圧により変化するので、スイッチング周波数が大きく変化しないように制御することで、ランプ電流の波高値を低く抑えられる。
【００８８】
図２０は本発明の第１６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図８の実施の形態に対応しており、図８における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図８と同様である。
【００８９】
図２１は本発明の第１７の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図９の実施の形態に対応しており、図９における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図９と同様である。
【００９０】
図２２は本発明の第１８の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１０の実施の形態に対応しており、図１０における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１０と同様である。
【００９１】
図２３は本発明の第１９の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１１の実施の形態に対応しており、図１１における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１１と同様である。
【００９２】
図２４は本発明の第２０の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１２の実施の形態に対応しており、図１２における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１２と同様である。
【００９３】
図２５は本発明の第２１の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１３の実施の形態に対応しており、図１３における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１３と同様である。
【００９４】
図２６は本発明の第２２の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１４の実施の形態に対応しており、図１４における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１４と同様である。
【００９５】
図２７は本発明の第２３の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１５の実施の形態に対応しており、図１５における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１５と同様である。
【００９６】
図２８は本発明の第２４の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１６の実施の形態に対応しており、図１６における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１６と同様である。
【００９７】
図２９は本発明の第２５の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１７の実施の形態に対応しており、図１７における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１７と同様である。
【００９８】
図３０は本発明の第２６の実施の形態の電源装置を示す回路図である。本実施の形態は、図１８の実施の形態に対応しており、図１８における高周波パルス発生手段ＲＧを自励式に変えた構成（図１９の説明参照）としたものである。その他の構成は図１８と同様である。
【００９９】
以上述べた図６〜図３０の実施の形態において、負荷回路ＬＤとして、図３１(a) 〜(d) に示すような放電灯による各種の負荷を使用することができる。このように負荷回路ＬＤとして、放電灯回路を用いた電源装置は、放電灯点灯装置と呼ぶことができる。
【０１００】
図３１(a) は、負荷回路ＬＤを、１つの放電灯ＬA1と、これに直列接続したバラストコイルＬB1，直流阻止コンデンサＣ1 と、予熱コンデンサＣf1とで構成した１灯用回路の構成例である。
【０１０１】
図３１(b) は、負荷回路ＬＤを、放電灯ＬA1と、これに直列接続したバラストコイルＬB1，直流阻止コンデンサＣ1 と、予熱コンデンサＣf1とによる第１の回路と、放電灯ＬA2と、これに直列接続したバラストコイルＬB2，直流阻止コンデンサＣ2 と、予熱コンデンサＣf2とによる第２の回路とを並列に接続した２灯並列点灯用回路の構成例である。
【０１０２】
図３１(c) は、負荷回路ＬＤを、１次巻線と２次巻線を有する絶縁トランスＴ1 と、この２次巻線に接続した放電灯ＬA1と予熱コンデンサＣf1とで構成した１灯用回路の例である。トランスＴ1 は漏れインダクタンスをバラスト要素として使用している。
【０１０３】
図３１(d) は、負荷回路ＬＤを、１次巻線と２次巻線を有する絶縁トランスＴ1 と、この２次巻線に接続した放電灯ＬA1，ＬA2の直列回路と予熱コンデンサＣf1，Ｃf2とで構成した２灯直列点灯用回路の例である。トランスＴ1 は漏れインダクタンスをバラスト要素として使用している。
【０１０４】
上記の放電灯点灯装置において、前記高周波重畳回路Ｚに用いる高周波通過用のコンデンサＣ8 の容量と、前記共振コンデンサＣ7 の容量と、放電灯ＬA の予熱コンデンサＣf の容量と、高周波バイパスコンデンサＣ4 の容量との間の関係は、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf であることが好ましい。なお、Ｃ6 ＞＞Ｃ4 であることは勿論である。
【０１０５】
図３２は、図１〜図３０で説明した電源装置における負荷回路ＬＤを放電灯とした場合の放電灯点灯装置を搭載した照明装置を示す斜視図である。
【０１０６】
図３２において、照明装置３００は、天井等に取り付けられた照明器具本
体３０１と、この照明器具本体３０１の内部に配設した放電灯点灯装置３０２とで構成されている。放電灯点灯装置３０２は１石式インバータ回路を備えた放電灯点灯装置であって、放電灯点灯装置３０２における放電灯ＬA は、照明器具本体３０１の外面に装着されている。この放電灯点灯装置３０２として図１〜図３１に示した電源装置が用いられるので、部品点数が少なくしかも入力電流歪の少ない放電灯点灯装置及び照明装置を実現できる。
【０１０７】
【発明の効果】
請求項１又は２の発明によれば、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、スイッチング素子を１つだけ用いた１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない簡単な構成で、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【０１０８】
請求項３の発明によれば、整流回路を構成するダイオードブリッジのダイオードを高周波的にオン／オフすることにより、交流電源の全位相に亘って交流電源からの入力電流を流すことができ、入力電流歪を改善することができる。
【０１０９】
スイッチング素子をオン／オフ制御する回路が自励式のため、回路構成が簡単である。しかも、整流回路の出力端間に平滑回路が接続されているので、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式インバータ回路を使用しているので、部品点数の少ない、性能的にも優れた電源装置を実現することができる。
【０１１０】
請求項４の発明によれば、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、高周波重畳回路によって整流回路のダイオードが高周波的にオン／オフされたとき、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流歪の改善が容易である。また、平滑コンデンサに直列に高周波チョークコイルを接続しているので、高周波振動のない低周波的に安定した平滑電圧を得ることができる。
【０１１１】
請求項５の発明によれば、平滑回路として部分平滑回路を用いたので、交流電源からの入力電流がより一層流れ易くなり、入力電流歪の改善が容易である。高周波チョークコイルを削除している分、部品数が少なくなる。
【０１１２】
請求項６の発明によれば、平滑回路として平滑コンデンサのみを用いるので、回路構成が簡単になる利点がある。
【０１１３】
請求項７の発明によれば、可飽和電流トランスの１次巻線を、スイッチング素子の素子電流が流れる経路に設け、２次巻線に発生する電圧にてスイッチング素子をオン／オフ制御することで、電源電圧のピーク付近では可飽和電流トランスが速く飽和することにより、交流電源からの入力電流は連続的に正弦波状に流れるように自動的に制御され、より一層の入力電流歪の改善が可能となる。
【０１１４】
請求項８の発明によれば、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波チョークコイルの直列回路と、高周波通過用のコンデンサとを並列接続して構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。
【０１１５】
請求項９の発明によれば、高周波重畳回路を直流成分通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサとで構成したので、整流回路の出力電圧に負荷回路からの高周波成分を効果的に重畳できる。高周波チョークコイルを削除した分、回路構成が簡単となる。
【０１１６】
請求項１０の発明によれば、負荷として放電灯回路を用いた電源装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯駆動を実現することができる。
【０１１７】
請求項１１の発明によれば、負荷として放電灯回路を用いた放電灯点灯装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた放電灯点灯装置を実現することができる。
【０１１８】
請求項１２の発明によれば、請求項１１で、使用するコンデンサ類の数値を、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf の関係に限定することにより、入力電流歪の改善をより効果的に行うことができる。
【０１１９】
請求項１３の発明によれば、請求項１１又は１２の放電灯点灯装置を照明器具本体内に搭載した照明装置を構成する。入力電流歪を改善し、電源投入時の突入電流を軽減できると共に、１石式のインバータ回路を用いた簡単な構成で、性能的にも優れた照明装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２】図１の装置の動作を説明する波形図。
【図３】図１の装置の動作を説明する説明図。
【図４】図１の装置の動作を説明する説明図。
【図５】本発明の第２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図６】本発明の第３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図７】図６におけるインバータ回路各部の波形図。
【図８】本発明の第４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図９】本発明の第５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１０】本発明の第６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１１】本発明の第７の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１２】本発明の第８の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１３】本発明の第９の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１４】本発明の第１０の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１５】本発明の第１１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１６】本発明の第１２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１７】本発明の第１３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１８】本発明の第１４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図１９】本発明の第１５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２０】本発明の第１６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２１】本発明の第１７の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２２】本発明の第１８の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２３】本発明の第１９の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２４】本発明の第２０の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２５】本発明の第２１の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２６】本発明の第２２の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２７】本発明の第２３の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２８】本発明の第２４の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図２９】本発明の第２５の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図３０】本発明の第２６の実施の形態の電源装置を示す回路図。
【図３１】本発明に係る電源装置における負荷回路の実施の形態を示す回路図。
【図３２】本発明に係る照明装置を示す斜視図。
【図３３】従来例の電源装置を示す回路図。
【符号の説明】
ＡＣ…交流電源
ＲＥＣ…整流回路
ＩＮＶ…１石式インバータ回路
Ｓ…平滑回路
Ｃ4 …高周波バイパスコンデンサ
Ｚ…高周波重畳回路
ＬＤ…負荷回路
ＲＧ…高周波パルス発生回路
ＬA1，ＬA2…放電灯
Ｃ6 …平滑コンデンサ
Ｔ2 …共振コイル
Ｃ7 …共振コンデンサ
Claims (13)
- 交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；
前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；
前記平滑回路からの電圧を入力し、スイッチング素子のオンオフによって高周波電圧を発生する１石式のインバータ回路と；
前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記インバータ回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；
前記インバータ回路の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記インバータ回路の出力が供給される負荷回路と；
前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；
を具備したことを特徴とする電源装置。 - 交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；
前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；
スイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でオン／オフ制御する制御手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記スイッチング素子が直列に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；
前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；
前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；
前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；
を具備したことを特徴とする電源装置。 - 交流電源からの電圧を全波整流する整流回路と；
前記整流回路の出力を平滑する平滑回路と；
スイッチング素子と、１次巻線，２次巻線を有するトランスを備え、前記スイッチング素子の素子電流が流れる経路上に１次巻線が接続され、２次巻線に発生する電圧で前記スイッチング素子をオン／オフ制御する手段と、共振コイルと共振コンデンサで構成され、前記平滑回路の出力端間に前記共振コイルと前記１次巻線と前記スイッチング素子が直列的に接続され、前記共振コイルに直列又は並列に前記共振コンデンサが接続され、前記スイッチング素子のオン／オフに応じて高周波電圧を発生する共振回路とを備えた１石式のインバータ回路と；
前記整流回路の出力端間に並列に接続され、前記共振回路によって発生する高周波成分を通過させる高周波バイパスコンデンサと；
前記スイッチング素子の出力端と前記整流回路の一端に接続され、前記スイッチング素子の出力が供給される負荷回路と；
前記整流回路の一端と前記高周波バイパスコンデンサとの間に直列的に介挿され、前記インバータ回路のスイッチング素子に発生する高周波電圧と前記負荷回路に発生する高周波電圧との和を、前記整流回路と前記高周波バイパスコンデンサとの間に印加するための高周波重畳回路と；
を具備したことを特徴とする電源装置。 - 前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記インバータ回路の基準電位側との間に平滑コンデンサと高周波チョークコイルと該チョークコイルにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記高周波チョークコイルと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記インバータ回路の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記インバータ回路の基準電位側との間に平滑コンデンサと該コンデンサにカソードを接続した第１のダイオードとの直列回路を接続し、前記平滑コンデンサと前記第１のダイオード接続点に第２のダイオードのアノードを接続し該第２のダイオードのカソードを前記インバータ回路の出力端に接続した部分平滑回路で構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記平滑回路は、前記整流回路の正側出力端と前記インバータ回路の基準電位側との間に接続した平滑コンデンサで構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記インバータ回路内の前記トランスは、可飽和電流トランスで構成されることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
- 前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波チョークコイルの直列回路と、高周波通過用のコンデンサとを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記高周波重畳回路は、直流通過用のダイオードと高周波通過用のコンデンサを並列接続したインピーダンス回路で構成されることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記負荷回路は、放電灯回路であることを特徴とする請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置。
- 前記負荷回路は、バラストコイルと放電灯と該放電灯に並列的に接続された予熱コンデンサとを少なくとも含み、該負荷回路の電源装置として請求項１〜９のいずれか１つに記載の電源装置を用いたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 前記高周波重畳回路に用いる高周波通過用のコンデンサの容量Ｃ8 と、前記共振コンデンサの容量Ｃ7 と、前記放電灯の予熱コンデンサの容量Ｃf と、高周波バイパスコンデンサの容量Ｃ4 との間の関係が、Ｃ4 ＞Ｃ8 ＞Ｃ7 ，Ｃf であることを特徴とする請求項１１記載の放電灯点灯装置。
- 請求項１１又は１２記載の放電灯点灯装置と；
この放電灯点灯装置における放電灯が装着される照明器具本体と；
を具備したことを特徴とする照明装置。
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| JP02808997A JP3653915B2 (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 |
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| JP02808997A JP3653915B2 (ja) | 1997-02-12 | 1997-02-12 | 電源装置、放電灯点灯装置及び照明装置 |
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| JPH10225141A JPH10225141A (ja) | 1998-08-21 |
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-
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- 1997-02-12 JP JP02808997A patent/JP3653915B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPH10225141A (ja) | 1998-08-21 |
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