JPH1014257A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 簡単な回路構成にて入力電流歪を改善可能で
あると共に、低周波リップルを含む負荷電流が発生する
ことを防止可能で、輻射ノイズの発生防止可能で、特に
負荷が放電灯である場合は放電灯のちらつきを防止可能
な電源装置を提供する。 【解決手段】 電解効果トランジスタＱ１１の両端に負
荷回路１とチョークＬ１とカップリングＣ３とからなる
直列回路を並列接続し、負荷回路１及びチョークＬ１の
接点と整流器ＤＢの正の出力端子との間にインピーダン
ス要素Ｚ１１を接続し、負荷回路１及びスイッチング素
子Ｑ１１の接点と整流器ＤＢの正の出力端子との間にコ
ンデンサＣ４を接続し、コンデンサＣ４と並列にダイオ
ードＤ１を接続して、整流器ＤＢからの入力電流が負荷
回路１を介すること無く流れる様に構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】交流電源を高周波電力に変換して負荷に
供給する電源装置において、簡単な回路構成で、入力電
流高調波歪みを改善し、力率を向上可能であるものとし
て、特開平５ー３８１６１号公報があり、その回路図を
図８に示す。（本発明に係る従来例） 本回路方式は、整流器ＤＢと平滑コンデンサＣ１との間
に接続されたコンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４、平滑コ
ンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃ、フィルター回路Ｆを介
し交流電源Ｖｓを整流器ＤＢで全波整流して得られた脈
流直流電圧Ｖｉｎの３つの電圧間の関係と、スイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各
々の両端に逆並列接続されたダイオードＤ１，Ｄ２から
なるインバータ回路の高周波動作とにより、整流器ＤＢ
から高周波的にパルスの電流Ｉｄを流すようにした方式
である。本回路方式では、コンデンサＣ４との充放電が
入力電流高潮波歪みを改善するのに大きく関与する。な
お、コンデンサＣ４と並列にダイオードＤ３が接続さ
れ、整流器ＤＢの正の出力端子及びスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２の接点間にはインバータ負荷Ｚ１が接続されて
おり、インバータ負荷Ｚ１を介して整流器ＤＢの出力端
に前記インバータ回路の高周波出力の一部が帰還され
る。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を制御する制御
手段１が設けられ、インバータ負荷Ｚ１は、カップリン
グコンデンサＣ３、放電灯Ｌａ、チョークＬ１からなる
直列回路と、放電灯Ｌａの非電源端子間に並列接続され
たコンデンサＣ２とから構成され、コンデンサＣ４はイ
ンピーダンス要素Ｚ２を構成する。

【０００３】次に、本回路の回路動作について簡単に説
明する。まず脈流直流電圧Ｖｉｎがゼロ近傍つまり谷部
に於ける動作を説明する。

【０００４】スイッチング素子Ｑ２がオンの時、平滑コ
ンデンサＣ１を電源として、共振電流が平滑コンデンサ
Ｃ１→コンデンサＣ４→カップリングコンデンサＣ３→
放電灯Ｌａ、コンデンサＣ２→チョークＬ１→スイッチ
ング素子Ｑ２→平滑コンデンサＣ１の経路で流れ、コン
デンサＣ４が充電されると共に、チョークＬ１にエネル
ギーが蓄積される。コンデンサＣ４の充電電圧Ｖｃ４が
平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃと略等しくなる
と、コンデンサＣ４に流れていた共振電流Ｉ１は停止
し、整流器ＤＢから電流Ｉｄが流れ込みインバータ動作
を継続しようとする。スイッチング素子Ｑ２がオフ、ス
イッチング素子Ｑ１がオンした瞬間は、チョークＬ１に
蓄積されたエネルギーによる回生電流がダイオードＤ１
を介して流れて平滑コンデンサＣ１を充電する。この時
流れる電流Ｉｄが整流器ＤＢからの平滑コンデンサＣ１
への充電電流となって平滑コンデンサＣ１を充電する。
やがてチョークＬ１に蓄積されたエネルギーがなくなる
と、共振動作が反転して、カップリングコンデンサＣ３
を電源とするインバータ動作により、カップリングコン
デンサＣ３→コンデンサＣ４→スイッチング素子Ｑ１→
チョークＬ１→放電灯Ｌａ、コンデンサＣ２→カップリ
ングコンデンサＣ３の経路で共振電流が流れ、コンデン
サＣ４に充電されていた電荷を放電する。そして、コン
デンサＣ４に充電されていた電荷がなくなると共振電流
はダイオードＤ３を介して流れるようになる。

【０００５】以上は脈流直流電圧Ｖｉｎが谷部での説明
であるが、脈流直流電圧Ｖｉｎがゼロ近傍でなくとも、
平滑コンデンサＣ１の両端電圧ＶｄｃがＶｉｎ＋Ｖｃ４
とほぼ等しくなると、上述の様に平滑コンデンサＣ１を
電源として動作するインバータ動作はなくなり、整流器
ＤＢから電流Ｉｄが流れ込みインバータ動作を継続しよ
うとする。この様にしてインバータ回路は共振動作を繰
り返し、またコンデンサＣ４は充放電を燥り返す。入力
電流Ｉｉｎが流れこむ期間は、スイッチング素子Ｑ２が
オンして平滑コンデンサＣ１がＶｃ４＋Ｖｉｎに充電さ
れた後、整流器ＤＢから電流Ｉｄが流れ込む期間であ
る。この様に、本回路方式においては、コンデンサＣ４
の充放電が入力電流Ｉｉｎを供給するのに大きく関与す
ることがわかる。この時の脈流直流電圧ＶｉｎとＶｃ４
＋Ｖｉｎと電流Ｉｄとの関係を図９に示す。また、脈流
直流電圧Ｖｉｎの谷部を拡大した動作波形を図１０に示
す。なお、入力電流Ｉｉｎが脈流直流電圧Ｖｉｎの全区
間において流れるには、Ｖｉｎ＋Ｖｃ４＞Ｖｄｃの条件
が必要であり、Ｖｉｎ＝０ではＶｃ４＞Ｖｄｃの条件が
必要である。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来例に
は以下に示す様な問題点が生じる。

【０００７】スイッチング素子Ｑ１がオフ、スイッチン
グ素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ＋Ｖｚ２＜Ｖｄｃの場
合、平滑コンデンサＣ１→インピーダンス要素Ｚ２→カ
ップリングコンデンサＣ３→放電灯Ｌａ、コンデンサＣ
２→チョークＬ１→スイッチング素子Ｑ２→平滑コンデ
ンサＣ１の経路でインピーダンス要素Ｚ２の充電電流が
流れ、Ｖｉｎ＋Ｖｚ２＞Ｖｄｃとなると、交流電源Ｖｓ
→整流器ＤＢ→カップリングコンデンサＣ３→放電灯Ｌ
ａ、コンデンサＣ２→チョークＬ１→スイッチング素子
Ｑ２→整流器ＤＢ→交流電源Ｖｓの経路で入力電流Ｉｉ
ｎが流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオン、スイ
ッチング素子Ｑ２がオフすると、回生電流と共にインピ
ーダンス要素Ｚ２の放電電流が、インピーダンス要素Ｚ
２→スイッチング素子Ｑ１→チョークＬ１→放電灯Ｌ
ａ、コンデンサＣ２→カップリングコンデンサＣ３→イ
ンピーダンス要素Ｚ２の経路で流れる。この様に、放電
灯Ｌａには、交流電源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流れる電
流と平滑コンデンサＣ１によるインピーダンス要素Ｚ２
の充放電電流との、総和の電流が流れる。

【０００８】ここで、平滑コンデンサＣ１によるインピ
ーダンス要素Ｚ２の充放電電流に対しては、カップリン
グコンデンサＣ３は、インピーダンス要素Ｚ２を構成す
るコンデンサＣ４に対して充分大きな容量を有し、且つ
インピーダンス要素Ｚ２と直列接続されているため、カ
ップリングコンデンサＣ３とインピーダンス要素Ｚ２と
の合成容量は、ほぼインピーダンス要素Ｚ２の容量に等
しくなってしまい、つまりカップリングコンデンサＣ３
に比べて充分小さな値になってしまい、カップリングコ
ンデンサＣ３はカップリングコンデンサとしての働きを
しなくなる。このときのカップリングコンデンサＣ３の
両端電圧Ｖｃ３は無視できる程度である。また、交流電
源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流れる電流の経路上にはイン
ピーダンス要素Ｚ２を含まないので、カップリングコン
デンサＣ３は十分にカップリングコンデンサとして働
き、その時のカップリングコンデンサＣ３の両端電圧Ｖ
ｃ３の電圧波形は、スイッチング素子Ｑ２のオンデュー
ティを５０％とすると、図１１（ａ）に示す様に、脈流
直流電圧Ｖｉｎの振幅の略半分の振幅を持つものとな
る。この為、交流電源Ｖｓより放電灯Ｌａへと流れる負
荷電流波形は、図１１（ｂ）に示す様に、正負の両方に
略等しく振幅し、且つ略正弦波状の包絡線を有するもの
となる。また、インピーダンス要素Ｚ２の両端電圧Ｖｚ
２は、図１２に示す様に、略一定の平滑コンデンサＣ１
の両端電圧Ｖｄｃと略正弦波状に変化する脈流直流電圧
Ｖｉｎとの差に略等しい電圧波形を有するものとなる。
このときのインピーダンス要素Ｚ２の充放電電流波形
は、図１１（ｃ）に示す包絡線を有するものとなり、放
電灯Ｌａには、図１１（ｂ）に示す電流と図１１（ｃ）
に示す電流との和、つまり図１１（ｄ）に示す様な低周
波リップルを含む負荷電流が発生し、輻射ノイズや、放
電灯Ｌａのちらつきなどが発生してしまう。なお、この
低周波リップルは、放電灯Ｌａ及びインピーダンス要素
Ｚ２のインピーダンスなどの条件により変化する。

【０００９】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
で、その目的とするところは、簡単な回路構成にて入力
電流歪を改善可能であると共に、低周波リップルを含む
負荷電流が発生することを防止可能で、輻射ノイズの発
生防止可能で、特に負荷が放電灯である場合は放電灯の
ちらつきを防止可能な電源装置を提供することである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、交流電源を整流す
る整流器と、整流器の出力端子間にダイオードを介して
接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサの両端電
圧を高周波電圧に変換して負荷に供給するインバータ回
路と、カップリングコンデンサ及びインダクタからなる
直列回路を介して整流器の出力端子及びダイオードの接
点にインバータ回路から出力される高周波電圧の一部を
帰還する高周波出力帰還手段と、ダイオードの両端に並
列接続された第１のインピーダンス要素と、整流器の出
力端子及び前記ダイオードの接点と、カップリングコン
デンサ及びインダクタからなる直列回路との間に接続さ
れた第２のインピーダンス要素と、ダイオードを介して
第２のインピーダンスの両端に接続された負荷回路とを
備えることを特徴とする電源装置。

【００１１】請求項２記載の発明によれば、第１のイン
ピーダンス要素は、コンデンサから構成されるものであ
ることを特徴とする。

【００１２】請求項３記載の発明によれば、第２のイン
ピーダンス要素は、コンデンサから構成されるものであ
ることを特徴とする。

【００１３】請求項４記載の発明によれば、負荷回路
は、放電灯を含み構成されるものであることを特徴とす
る。

【００１４】請求項５記載の発明によれば、負荷回路
は、２次巻線を有するトランスと、トランスの２次巻線
に並列接続された放電灯と含み構成されるものであるこ
とを特徴とする。

【００１５】請求項６記載の発明によれば、負荷回路
は、放電灯を含み構成されると共に、ダイオードと平滑
コンデンサとの間に、一方のフィラメントを接続し、第
２のインピーダンス要素とカップリングコンデンサ及び
インダクタからなる直列回路との間に、他方のフィラメ
ントを接続することを特徴とする。

【００１６】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に示す。

【００１７】図８に示した従来例と異なる点は、電解効
果トランジスタ（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ
１１の両端に負荷回路１とチョークＬ１とカップリング
コンデンサＣ３とからなる直列回路を並列接続し、負荷
回路１及びチョークＬ１の接点と整流器ＤＢの正の出力
端子との間にインピーダンス要素Ｚ１１を接続し、負荷
回路１及びスイッチング素子Ｑ１１の接点と整流器ＤＢ
の正の出力端子との間にコンデンサＣ４を接続し、コン
デンサＣ４と並列にダイオードＤ１を接続して、整流器
ＤＢからの入力電流が負荷回路１を介すること無く流れ
る様に構成したことであり、その他の従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、
図８に示すスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とダイオードＤ
１，Ｄ２との代わりにスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２
を用いている。

【００１８】図１に示す回路において、平滑コンデンサ
Ｃ１を電源とした動作モードの場合、スイッチング素子
Ｑ１１，Ｑ１２、負荷回路１、チョークＬ１、カップリ
ングコンデンサＣ３により所謂ハーフブリッジインバー
タ回路を構成する。スイッチング素子Ｑ１２がオンする
と、平滑コンデンサＣ１からの放電電流が平滑コンデン
サＣ１→負荷回路１→チョークＬ１→カップリングコン
デンサＣ３→スイッチング素子Ｑ１２→平滑コンデンサ
Ｃ１の経路で流れ、カップリングコンデンサＣ３は前記
ハーフブリッジインバータ回路のカップリングコンデン
サとしての働きをする。よって、スイッチング素子Ｑ１
２のオンデューティが５０％の時は、図２（ａ）に示す
様な略フラットな直流電圧波形を有する平滑コンデンサ
Ｃ１の両端電圧Ｖｄｃに対して、図２（ｂ）に示す様に
略半分の振幅を有すると共に、略フラットな直流電圧波
形を有するカップリングコンデンサＣ３の両端電圧Ｖｃ
３が得られる。

【００１９】また、インピーダンス要素Ｚ１１の両端電
圧Ｖｚ１１は、インピーダンス要素Ｚ１１のインピーダ
ンス値を適切な値に選ぶことにより、図３（ａ）に示す
様に、脈流直流電圧Ｖｉｎに比例し、且つカップリング
コンデンサＣ３の直流カット動作によって、電圧Ｖｃ３
分だけグランドレベルが持ち上がった電圧波形となる。
コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４は、平滑コンデンサＣ
１の両端電圧Ｖｄｃと脈流直流電圧Ｖｉｎとの差電圧で
あるので、図３（ｂ）に示す様に、略フラットな直流電
圧波形を有する平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃか
ら脈流電圧Ｖｉｎを除いた波形となる。負荷回路１の両
端電圧Ｖ１は、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖｃ４と脈流
直流電圧Ｖｉｎとの和の電圧となり、その電圧波形は、
図３（ｃ）に示す様に、低周波リップルが大きく低減さ
れ、その包絡線が略フラットな直流電圧波形となり、負
荷回路１を流れる負荷電流の低周波リップルも大きく低
減され、輻射ノイズや、特に負荷が放電灯である場合の
放電灯のちらつきなどを低減することができる。

【００２０】なお、本回路では、インピーダンス要素Ｚ
１１のインピーダンス値及びコンデンサＣ４のインピー
ダンス値によって、負荷回路１を流れる負荷電流の振幅
や、負荷回路１を流れる負荷電流の低周波リップルの大
きさなどが変化する。また、入力電流歪みの改善と負荷
回路１を流れる負荷電流の低周波リップルの改善とは、
互いにトレードオフの関係にあるので、入力電流歪みの
改善と負荷回路１を流れる負荷電流の低周波リップルの
改善とのバランスを考えた設計が必要となる。

【００２１】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図４に示す。

【００２２】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、インピーダンス要素Ｚ１１をコンデンサＣ１５によ
り構成し、負荷回路１を、放電灯Ｌａと、放電灯Ｌａの
非電源端子間に接続された、放電灯Ｌａのフィラメント
予熱用且つ共振用コンデンサ（以下、コンデンサと呼
ぶ。）Ｃ１２とから構成したことであり、その他の第１
の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことにより
説明を省略する。

【００２３】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図５に示す。

【００２４】図４に示した第２の実施の形態と異なる点
は、負荷回路１を、チョークＬ１及びカップリングコン
デンサＣ３を介してスイッチング素子Ｑ１１の両端に接
続されたトランスＴ１の１次巻線ｎ１と、トランスＴ１
の２次側に接続された放電灯Ｌａとから構成したことで
あり、その他の第２の実施の形態と同一構成には同一符
号を付すことにより説明を省略する。

【００２５】なお、放電灯Ｌａの電源側端子間にはトラ
ンスＴ１の２次巻線ｎ２が接続され、放電灯Ｌａの両フ
ィラメントには、トランスＴ１の２次巻線ｎ３，ｎ４が
接続されており、トランスＴ１の巻線比を変えることに
より放電灯Ｌａに供給される電圧を変化することができ
る。また、トランスＴ１をリーケージトランスとするこ
とにより、チョークＬ１を省略することもできる。

【００２６】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図６に示す。

【００２７】図４に示した第２の実施の形態と異なる点
は、放電灯Ｌａの一方のフィラメントを介してコンデン
サＣ１５とチョークＬ１とを接続し、放電灯Ｌａの他方
のフィラメントを介してダイオードＤ１とスイッチング
素子Ｑ１１とを接続して、図４に示すコンデンサＣ１２
の働きをコンデンサＣ１５に兼用させたことであり、そ
の他の第２の実施の形態と同一構成には同一符号を付す
ことにより説明を省略する。

【００２８】この様に構成したことにより、放電灯Ｌａ
が外れると、平滑コンデンサＣ１の充電経路が遮断され
るので、平滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常昇
圧を防ぐことができる。

【００２９】（実施の形態５）本発明に係る第５の実施
の形態の回路図を図７に示す。

【００３０】図６に示した第４の実施の形態と異なる点
は、負荷回路１を、カップリングコンデンサＣ３を介し
てスイッチング素子Ｑ１１の両端に接続されたトランス
Ｔ２の１次巻線ｎ１と、トランスＴ２の２次巻線ｎ２の
両端に並列接続された放電灯Ｌａとから構成し、トラン
スＴ１の１次巻線ｎ１及び平滑コンデンサＣ１の接続点
と、トランスＴ２の２次巻線ｎ２及び放電灯Ｌａの一方
の接続点とを接続したことであり、その他の第４の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。なお、トランスＴ２にはリーケージトランス
を用い、図６に示すチョークＬ１を省略している。

【００３１】この様に構成したことにより、トランスＴ
２の巻線比を変えることにより放電灯Ｌａに供給される
電圧を変化することができ、且つ放電灯Ｌａ外し時の平
滑コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｄｃの異常昇圧防止もす
ることができる。

【００３２】

【発明の効果】請求項１から請求項３に記載の発明によ
れば、簡単な回路構成にて入力電流歪を改善可能である
と共に、低周波リップルを含む負荷電流が発生すること
を防止可能で、輻射ノイズの発生防止可能な電源装置を
提供できる。

【００３３】請求項４、請求項５に記載の発明によれ
ば、簡単な回路構成にて入力電流歪を改善可能であると
共に、低周波リップルを含む負荷電流が発生することを
防止可能で、輻射ノイズの発生防止可能で、放電灯のち
らつきを防止可能な電源装置を提供できる。

【００３４】請求項６記載の発明によれば、簡単な回路
構成にて入力電流歪を改善可能であると共に、低周波リ
ップルを含む負荷電流が発生することを防止可能で、輻
射ノイズの発生防止可能で、放電灯のちらつきを防止可
能で、放電灯の外し時での平滑コンデンサの両端電圧の
異常昇圧を防止可能な電源装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施の形態を示す回路図であ
る。

【図２】上記実施の形態に係る、（ａ）は平滑コンデン
サの両端電圧Ｖｄｃ、（ｂ）はカップリングコンデンサ
の両端電圧Ｖｃ３の波形図を示す。

【図３】上記実施の形態に係る、（ａ）はインピーダン
ス要素Ｚ１１の両端電圧Ｖｚ１１、（ｂ）はコンデンサ
Ｃ４の両端電圧Ｖｃ４、（ｃ）は（１）の両端電圧Ｖ１
の波形図を示す。

【図４】本発明に係る第２実施の形態を示す回路図であ
る。

【図５】本発明に係る第３実施の形態を示す回路図であ
る。

【図６】本発明に係る第４実施の形態を示す回路図であ
る。

【図７】本発明に係る第５実施の形態を示す回路図であ
る。

【図８】本発明に係る従来例を示す回路図である。

【図９】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【図１０】上記従来例に係る詳細な動作波形図を示す。

【図１１】上記従来例に係る、（ａ）はカップリングコ
ンデンサＣ３の両端電圧、（ｂ）は交流電源Ｖｓより放
電灯Ｌａへと流れる負荷電流、（ｃ）はインピーダンス
要素Ｚ２の充放電電流、（ｄ）は負荷電流の波形図を示
す。

【図１２】上記従来例に係る、インピーダンス要素Ｚ２
の両端電圧Ｖｚ２の波形図を示す。

【符号の説明】

Ｃ コンデンサ ＤＢ 整流器 Ｌ インダクタ Ｌａ 放電灯 ｎ 巻線 Ｔ トランス Ｖａｃ 交流電源 Ｚ インピーダンス要素 １ 負荷回路

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、前記整流
   器の出力端子間にダイオードを介して接続される平滑コ
   ンデンサと、前記平滑コンデンサの両端電圧を高周波電
   圧に変換して負荷に供給するインバータ回路と、カップ
   リングコンデンサ及びインダクタからなる直列回路を介
   して前記整流器の出力端子及び前記ダイオードの接点に
   前記インバータ回路から出力される高周波電圧の一部を
   帰還する高周波出力帰還手段と、前記ダイオードの両端
   に並列接続された第１のインピーダンス要素とを備える
   電源装置に於て、 前記整流器の出力端子及び前記ダイオードの接点と、前
   記カップリングコンデンサ及び前記インダクタからなる
   直列回路との間に、第２のインピーダンス要素を接続す
   ると共に、 前記ダイオードを介して前記第２のインピーダンスの両
   端に、負荷回路を接続することを特徴とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記第１のインピーダンス要素は、コン
   デンサから構成されるものであることを特徴とする請求
   項１記載の電源装置。
3. 【請求項３】 前記第２のインピーダンス要素は、コン
   デンサから構成されるものであることを特徴とする請求
   項１記載の電源装置。
4. 【請求項４】 前記負荷回路は、放電灯を含み構成され
   るものであることを特徴とする請求項１記載の電源装
   置。
5. 【請求項５】 前記負荷回路は、２次巻線を有するトラ
   ンスと、前記トランスの２次巻線に並列接続された放電
   灯と含み構成されるものであることを特徴とする請求項
   １記載の電源装置。
6. 【請求項６】 前記負荷回路は、放電灯を含み構成され
   ると共に、 前記ダイオードと前記平滑コンデンサとの間に、一方の
   フィラメントを接続し、前記第２のインピーダンス要素
   と前記カップリングコンデンサ及びインダクタからなる
   直列回路との間に、他方のフィラメントを接続すること
   を特徴とする請求項１記載の電源装置。