JPH10271847A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH10271847A JPH10271847A JP9074138A JP7413897A JPH10271847A JP H10271847 A JPH10271847 A JP H10271847A JP 9074138 A JP9074138 A JP 9074138A JP 7413897 A JP7413897 A JP 7413897A JP H10271847 A JPH10271847 A JP H10271847A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】入力電流歪を抑制しつつスイッチング素子など
の素子にかかるストレスを低減できる電源装置を提供す
る。 【解決手段】ダイオードＤ3 〜Ｄ6 により構成される全
波整流器ＤＢの直流出力端に平滑コンデンサＣ1 を接続
し、平滑コンデンサＣ1 の両端に交互にオンオフされる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続してい
る。ダイオードＤ 5 ，Ｄ6 それぞれに並列にコンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 が接続している。リーケージトランスＴ1 、
放電灯よなる負荷Ｌａ、コンデンサＣ2 いより負荷回路
を構成している。リーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ
1 が昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を構成してい
る。ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の接続点とリーケージトラン
スＴ 1 の一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧比低減用コン
デンサＣ5 を挿入してある。
の素子にかかるストレスを低減できる電源装置を提供す
る。 【解決手段】ダイオードＤ3 〜Ｄ6 により構成される全
波整流器ＤＢの直流出力端に平滑コンデンサＣ1 を接続
し、平滑コンデンサＣ1 の両端に交互にオンオフされる
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路を接続してい
る。ダイオードＤ 5 ，Ｄ6 それぞれに並列にコンデンサ
Ｃ3 ，Ｃ4 が接続している。リーケージトランスＴ1 、
放電灯よなる負荷Ｌａ、コンデンサＣ2 いより負荷回路
を構成している。リーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ
1 が昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を構成してい
る。ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の接続点とリーケージトラン
スＴ 1 の一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧比低減用コン
デンサＣ5 を挿入してある。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑して得た直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給
する電源装置に関するものである。
滑して得た直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給
する電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、この種の電源装置として図７
に示す回路構成のものが知られている。この電源装置
は、ダイオードＤ3 〜Ｄ6 により構成される全波整流器
ＤＢの直流出力端に電解コンデンサよりなる平滑コンデ
ンサＣ1 を接続し、平滑コンデンサＣ1 の両端にトラン
ジスタよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路
を接続し、全波整流器ＤＢの交流入力端の一端と両スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間にリーケージト
ランスＴ1 の一次巻線ｎ1 を接続し、リーケージトラン
スＴ1 の二次巻線ｎ2 に放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ2
を接続し、全波整流器ＤＢを構成する各ダイオードＤ3
〜Ｄ6 のうち前記一次巻線ｎ1 の一端が接続されたダイ
オードＤ5 ，Ｄ6 それぞれに並列にコンデンサＣ3 ，Ｃ
4 を接続したものであって、交流電源Ｖｓから一次巻線
ｎ1 に直接電流を流すことにより昇圧チョッパ動作をさ
せ入力電流歪を改善するものである。ここに、リーケー
ジトランスＴ1 、放電灯よりなる負荷Ｌａ、コンデンサ
Ｃ2 により負荷回路を構成している。なお、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 それぞれの制御端（ベース）には、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフを制御する制御部
（図示せず）が接続されており、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 は制御部によって高速で（交流電源Ｖｓの周
波数よりも十分大きな周波数で）交互にオンオフされ
る。
に示す回路構成のものが知られている。この電源装置
は、ダイオードＤ3 〜Ｄ6 により構成される全波整流器
ＤＢの直流出力端に電解コンデンサよりなる平滑コンデ
ンサＣ1 を接続し、平滑コンデンサＣ1 の両端にトラン
ジスタよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路
を接続し、全波整流器ＤＢの交流入力端の一端と両スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点との間にリーケージト
ランスＴ1 の一次巻線ｎ1 を接続し、リーケージトラン
スＴ1 の二次巻線ｎ2 に放電灯Ｌａ及びコンデンサＣ2
を接続し、全波整流器ＤＢを構成する各ダイオードＤ3
〜Ｄ6 のうち前記一次巻線ｎ1 の一端が接続されたダイ
オードＤ5 ，Ｄ6 それぞれに並列にコンデンサＣ3 ，Ｃ
4 を接続したものであって、交流電源Ｖｓから一次巻線
ｎ1 に直接電流を流すことにより昇圧チョッパ動作をさ
せ入力電流歪を改善するものである。ここに、リーケー
ジトランスＴ1 、放電灯よりなる負荷Ｌａ、コンデンサ
Ｃ2 により負荷回路を構成している。なお、スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ2 それぞれの制御端（ベース）には、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンオフを制御する制御部
（図示せず）が接続されており、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 は制御部によって高速で（交流電源Ｖｓの周
波数よりも十分大きな周波数で）交互にオンオフされ
る。
【０００３】以下、この電源装置の動作を説明する。交
流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性（図７中のＶｉｎの矢
印の向きを正とする）、スイッチング素子Ｑ1 がオン、
スイッチング素子Ｑ2 がオフの時は、交流電源Ｖｓ、ダ
イオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、
交流電源Ｖｓの経路で交流電源Ｖｓから負荷回路へ入力
電流が流れる。一方、平滑コンデンサＣ1 、スイッチン
グ素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、コンデンサＣ4 、平滑コン
デンサＣ1 の経路、及びコンデンサＣ3 、スイッチング
素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、コンデンサＣ3 の経路でも負
荷回路に電流が流れる。
流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性（図７中のＶｉｎの矢
印の向きを正とする）、スイッチング素子Ｑ1 がオン、
スイッチング素子Ｑ2 がオフの時は、交流電源Ｖｓ、ダ
イオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、
交流電源Ｖｓの経路で交流電源Ｖｓから負荷回路へ入力
電流が流れる。一方、平滑コンデンサＣ1 、スイッチン
グ素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、コンデンサＣ4 、平滑コン
デンサＣ1 の経路、及びコンデンサＣ3 、スイッチング
素子Ｑ1 、一次巻線ｎ1 、コンデンサＣ3 の経路でも負
荷回路に電流が流れる。
【０００４】また、交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極
性、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ
2 がオンの時は、平滑コンデンサＣ1 、コンデンサ
Ｃ3 、一次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、平滑コン
デンサＣ1 の経路で負荷回路に電流が流れる。つまり、
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性のときは、両スイッ
チング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 を高速で交互にオンオフすること
により、負荷回路に高周波電圧が印加され、高周波電流
が流れるのである。
性、スイッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ
2 がオンの時は、平滑コンデンサＣ1 、コンデンサ
Ｃ3 、一次巻線ｎ1 、スイッチング素子Ｑ2 、平滑コン
デンサＣ1 の経路で負荷回路に電流が流れる。つまり、
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性のときは、両スイッ
チング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 を高速で交互にオンオフすること
により、負荷回路に高周波電圧が印加され、高周波電流
が流れるのである。
【０００５】ところで、上述の説明から分かるように、
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性のときは、スイッチ
ング素子Ｑ1 は昇圧チョッパ用のスイッチング素子とし
ての機能とインバータ用のスイッチング素子としての機
能を有し、スイッチング素子Ｑ2 はインバータ用のスイ
ッチング素子としての機能だけを有する。これに対し、
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが負極性のときは、スイッチ
ング素子Ｑ2 が昇圧チョッパ用のスイッチング素子とし
ての機能とインバータ用のスイッチング素子としての機
能を有し、スイッチング素子Ｑ1 はインバータ用のスイ
ッチング素子としての機能だけを有する。
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性のときは、スイッチ
ング素子Ｑ1 は昇圧チョッパ用のスイッチング素子とし
ての機能とインバータ用のスイッチング素子としての機
能を有し、スイッチング素子Ｑ2 はインバータ用のスイ
ッチング素子としての機能だけを有する。これに対し、
交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが負極性のときは、スイッチ
ング素子Ｑ2 が昇圧チョッパ用のスイッチング素子とし
ての機能とインバータ用のスイッチング素子としての機
能を有し、スイッチング素子Ｑ1 はインバータ用のスイ
ッチング素子としての機能だけを有する。
【０００６】したがって、この電源装置では、入力電流
歪改善用の昇圧チョッパと、高周波発生用のインバータ
とでスイッチング素子を兼用しているので、回路部品数
が減り、回路構成が簡単になるとともに安価になるとい
う利点がある。また、この電源装置では、リーケージト
ランスＴ1 がローパスフィルタの役目も果たし、交流電
源ＡＣの周波数（例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の低
周波電流は主にリーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1
に流れ、二次巻線ｎ2 にはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のスイッチング周波数の高周波電流しか流れないので、
放電灯よりなる負荷Ｌａには略安定した高周波交流のみ
供給される。
歪改善用の昇圧チョッパと、高周波発生用のインバータ
とでスイッチング素子を兼用しているので、回路部品数
が減り、回路構成が簡単になるとともに安価になるとい
う利点がある。また、この電源装置では、リーケージト
ランスＴ1 がローパスフィルタの役目も果たし、交流電
源ＡＣの周波数（例えば、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）の低
周波電流は主にリーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1
に流れ、二次巻線ｎ2 にはスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
のスイッチング周波数の高周波電流しか流れないので、
放電灯よりなる負荷Ｌａには略安定した高周波交流のみ
供給される。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来構
成では、リーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1 のイン
ダクタンス成分によって昇圧チョッパ動作をし、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティが５０％程度の
ときには平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは、電圧
Ｖｉｎの最大値Ｖｍａｘの略２倍になる（以下、電圧Ｖ
ｉｎの最大値Ｖｍａｘに対する平滑コンデンサＣ1 の両
端電圧Ｖｄｃの比であるＶｄｃ／Ｖｍａｘを昇圧比と称
す）。
成では、リーケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1 のイン
ダクタンス成分によって昇圧チョッパ動作をし、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティが５０％程度の
ときには平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは、電圧
Ｖｉｎの最大値Ｖｍａｘの略２倍になる（以下、電圧Ｖ
ｉｎの最大値Ｖｍａｘに対する平滑コンデンサＣ1 の両
端電圧Ｖｄｃの比であるＶｄｃ／Ｖｍａｘを昇圧比と称
す）。
【０００８】したがって、上記従来構成では、平滑コン
デンサＣ1 及びスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 に高耐圧の
ものを使用したり、或いは、スイッチング素子の数を２
つから４つに増やして２つづつの２組に分け２組を交互
にオンオフするようにしなければならず、コストが高く
なるとともに装置全体が大型化してしまうという不具合
があった。また、上記従来構成では、軽負荷時において
入力電力と負荷Ｌａの消費電力とのバランスが崩れ、平
滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃが更に大きくなって
しまうことがあり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかか
るストレスが大きくなってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が破壊されてしまうことがあるといという不具合があっ
た。
デンサＣ1 及びスイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 に高耐圧の
ものを使用したり、或いは、スイッチング素子の数を２
つから４つに増やして２つづつの２組に分け２組を交互
にオンオフするようにしなければならず、コストが高く
なるとともに装置全体が大型化してしまうという不具合
があった。また、上記従来構成では、軽負荷時において
入力電力と負荷Ｌａの消費電力とのバランスが崩れ、平
滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃが更に大きくなって
しまうことがあり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかか
るストレスが大きくなってスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が破壊されてしまうことがあるといという不具合があっ
た。
【０００９】この種の電源装置の他の従来例として図８
に示す回路構成のものもある。図８に示す電源装置で
は、交流電源Ｖｓの一端と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間にインダクタＬ1 、コンデンサＣ2 、
負荷Ｌａからなる直列共振回路を接続するとともに、こ
の直列共振回路に並列に低周波フィルタとしてのインダ
クタＬ2 を接続した点で図７に示した電源装置と相違す
る。ここに、図８に示す電源装置では、交流電源Ｖｓの
商用周波数の低周波電流は主にインダクタＬ2 に流れ、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングに付随する
高周波電流は直列共振回路に流れる。
に示す回路構成のものもある。図８に示す電源装置で
は、交流電源Ｖｓの一端と両スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点との間にインダクタＬ1 、コンデンサＣ2 、
負荷Ｌａからなる直列共振回路を接続するとともに、こ
の直列共振回路に並列に低周波フィルタとしてのインダ
クタＬ2 を接続した点で図７に示した電源装置と相違す
る。ここに、図８に示す電源装置では、交流電源Ｖｓの
商用周波数の低周波電流は主にインダクタＬ2 に流れ、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のスイッチングに付随する
高周波電流は直列共振回路に流れる。
【００１０】図８に示す電源装置の基本動作は図７に示
した電源装置と略同じであり、図８に示す電源装置にお
いても図７に示した電源装置と同様の不具合がある。本
発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的
は、入力電流歪を抑制しつつスイッチング素子などの素
子にかかるストレスを低減できる電源装置を提供するこ
とにある。
した電源装置と略同じであり、図８に示す電源装置にお
いても図７に示した電源装置と同様の不具合がある。本
発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的
は、入力電流歪を抑制しつつスイッチング素子などの素
子にかかるストレスを低減できる電源装置を提供するこ
とにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源に接続されるダイオー
ドブリッジよりなる全波整流器と、前記全波整流器の出
力端に接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデン
サの両端間に接続され交互にオンオフされる第１、第２
のスイッチング素子の直列回路と、負荷及び昇圧チョッ
パ用のインダクタンス要素を有し前記両スイッチング素
子の接続点と前記交流電源の一端との間に接続される負
荷回路と、前記全波整流器を構成するダイオードのいず
れかに並列接続されるコンデンサとを備え、前記負荷回
路と前記交流電源の前記一端との間に、前記交流電源か
らの入力電流により充電されることによって前記昇圧チ
ョッパへの入力電圧を低減する昇圧比低減用コンデンサ
が接続されて成ることを特徴とするものであり、前記昇
圧チョッパへの入力電圧が低減されるので、前記昇圧チ
ョッパの昇圧比が低減されて前記平滑コンデンサの両端
電圧の上昇を抑制することができるから、入力電流歪を
抑制しつつ前記スイッチング素子などの素子にかかるス
トレスを低減することができる。
目的を達成するために、交流電源に接続されるダイオー
ドブリッジよりなる全波整流器と、前記全波整流器の出
力端に接続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデン
サの両端間に接続され交互にオンオフされる第１、第２
のスイッチング素子の直列回路と、負荷及び昇圧チョッ
パ用のインダクタンス要素を有し前記両スイッチング素
子の接続点と前記交流電源の一端との間に接続される負
荷回路と、前記全波整流器を構成するダイオードのいず
れかに並列接続されるコンデンサとを備え、前記負荷回
路と前記交流電源の前記一端との間に、前記交流電源か
らの入力電流により充電されることによって前記昇圧チ
ョッパへの入力電圧を低減する昇圧比低減用コンデンサ
が接続されて成ることを特徴とするものであり、前記昇
圧チョッパへの入力電圧が低減されるので、前記昇圧チ
ョッパの昇圧比が低減されて前記平滑コンデンサの両端
電圧の上昇を抑制することができるから、入力電流歪を
抑制しつつ前記スイッチング素子などの素子にかかるス
トレスを低減することができる。
【００１２】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、前記負荷回路が、リーケージトランスを有し、前記
リーケージトランスの一次巻線が前記インダクタンス要
素を構成し、前記リーケージトランスの二次巻線に前記
負荷が接続されているもので、請求項１の発明の実施態
様である。請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記インダクタンス要素が、前記負荷に並列的に接
続されるインダクタよりなるもので、請求項１の発明の
実施態様である。
て、前記負荷回路が、リーケージトランスを有し、前記
リーケージトランスの一次巻線が前記インダクタンス要
素を構成し、前記リーケージトランスの二次巻線に前記
負荷が接続されているもので、請求項１の発明の実施態
様である。請求項３の発明は、請求項１の発明におい
て、前記インダクタンス要素が、前記負荷に並列的に接
続されるインダクタよりなるもので、請求項１の発明の
実施態様である。
【００１３】請求項４の発明は、請求項１の発明におい
て、前記負荷回路が、トランスを有し、前記トランスの
一次巻線が前記インダクタンス要素を構成し、前記トラ
ンスの二次巻線に前記負荷とインダクタとの直列回路が
接続されているもので、請求項１の発明の実施態様であ
る。請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記
負荷回路が、リーケージトランスを有し、前記リーケー
ジトランスの一次巻線が前記インダクタンス要素を構成
し、前記リーケージトランスの二次巻線に前記負荷が接
続され、前記リーケージトランスの一次巻線に直列にイ
ンダクタが接続されているもので、請求項１の発明の実
施態様である。
て、前記負荷回路が、トランスを有し、前記トランスの
一次巻線が前記インダクタンス要素を構成し、前記トラ
ンスの二次巻線に前記負荷とインダクタとの直列回路が
接続されているもので、請求項１の発明の実施態様であ
る。請求項５の発明は、請求項１の発明において、前記
負荷回路が、リーケージトランスを有し、前記リーケー
ジトランスの一次巻線が前記インダクタンス要素を構成
し、前記リーケージトランスの二次巻線に前記負荷が接
続され、前記リーケージトランスの一次巻線に直列にイ
ンダクタが接続されているもので、請求項１の発明の実
施態様である。
【００１４】請求項６の発明は、請求項１乃至請求項５
の発明において、前記昇圧比低減用コンデンサを取り外
し自在とし、前記昇圧比低減用コンデンサが接続されて
いる部分を短絡するための手段を有するので、電源電圧
に応じて前記昇圧比低減用コンデンサを取り外してその
部分を短絡することが可能となる。請求項７の発明は、
請求項６の発明において、全体の回路を前記昇圧比低減
用コンデンサを含む回路ブロックと、前記昇圧比低減用
コンデンサを除いた複数の回路ブロックとに分けてモジ
ュール化し、異なる電源電圧に対して前記昇圧比低減用
コンデンサを除いた複数の回路ブロックを共通化してあ
るので、前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複数の回
路ブロックを電源電圧によらず共有化することができ
る。
の発明において、前記昇圧比低減用コンデンサを取り外
し自在とし、前記昇圧比低減用コンデンサが接続されて
いる部分を短絡するための手段を有するので、電源電圧
に応じて前記昇圧比低減用コンデンサを取り外してその
部分を短絡することが可能となる。請求項７の発明は、
請求項６の発明において、全体の回路を前記昇圧比低減
用コンデンサを含む回路ブロックと、前記昇圧比低減用
コンデンサを除いた複数の回路ブロックとに分けてモジ
ュール化し、異なる電源電圧に対して前記昇圧比低減用
コンデンサを除いた複数の回路ブロックを共通化してあ
るので、前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複数の回
路ブロックを電源電圧によらず共有化することができ
る。
【００１５】
（実施形態１）図１に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。本実施形態の基本構成は、図７に示した従来構成
と略同じであり、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の接続点とリー
ケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧
比低減用コンデンサＣ5 を挿入した点に特徴がある。な
お、その他の構成は従来構成と同じなので、同一の符号
を付し説明を省略する。
示す。本実施形態の基本構成は、図７に示した従来構成
と略同じであり、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の接続点とリー
ケージトランスＴ1 の一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧
比低減用コンデンサＣ5 を挿入した点に特徴がある。な
お、その他の構成は従来構成と同じなので、同一の符号
を付し説明を省略する。
【００１６】ところで、従来構成では、一次巻線ｎ1 が
昇圧チョッパのインダクタンス要素として機能し、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティの値によって
は平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃが大きくなりす
ぎることがあった。これに対し、本実施形態は、一次巻
線ｎ1 が昇圧チョッパのインダクタンス要素として機能
するという点では同じであるが、ダイオードＤ5 ，Ｄ6
の接続点と一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧比低減用コ
ンデンサＣ5 が挿入されており、昇圧チョッパの入力電
流の流れる経路に昇圧比低減用コンデンサＣ5 が入る点
が従来構成と相違する。ここに、昇圧比低減用コンデン
サＣ5 の両端電圧ＶC5は、交流電源ＡＣの電圧Ｖｉｎと
逆向きになる。
昇圧チョッパのインダクタンス要素として機能し、スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティの値によって
は平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃが大きくなりす
ぎることがあった。これに対し、本実施形態は、一次巻
線ｎ1 が昇圧チョッパのインダクタンス要素として機能
するという点では同じであるが、ダイオードＤ5 ，Ｄ6
の接続点と一次巻線ｎ1 の一端との間に昇圧比低減用コ
ンデンサＣ5 が挿入されており、昇圧チョッパの入力電
流の流れる経路に昇圧比低減用コンデンサＣ5 が入る点
が従来構成と相違する。ここに、昇圧比低減用コンデン
サＣ5 の両端電圧ＶC5は、交流電源ＡＣの電圧Ｖｉｎと
逆向きになる。
【００１７】すなわち、本実施形態では、例えば交流電
源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性（図１中のＶｉｎの矢印の
向きを正とする）のとき、スイッチング素子Ｑ1 がオン
する（スイッチング素子Ｑ2 はオフ）と、交流電源Ｖ
ｓ、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1 、一次巻線
ｎ1 、昇圧比低減用コンデンサＣ5 、交流電源Ｖｓの経
路で交流電源から負荷回路へ入力電流が流れ、昇圧比低
減用コンデンサＣ5 が入力電流により充電されるので、
昇圧比低減用コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は図１中の
ＶC5の矢印の向きのようになり、従来構成の場合に比べ
て一次巻線ｎ1 に印加される電圧（入力電圧）が低減さ
れる。その結果、昇圧チョッパに対する入力電圧が下が
り、昇圧比が下がることになる。
源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが正極性（図１中のＶｉｎの矢印の
向きを正とする）のとき、スイッチング素子Ｑ1 がオン
する（スイッチング素子Ｑ2 はオフ）と、交流電源Ｖ
ｓ、ダイオードＤ3 、スイッチング素子Ｑ1 、一次巻線
ｎ1 、昇圧比低減用コンデンサＣ5 、交流電源Ｖｓの経
路で交流電源から負荷回路へ入力電流が流れ、昇圧比低
減用コンデンサＣ5 が入力電流により充電されるので、
昇圧比低減用コンデンサＣ5 の両端電圧ＶC5は図１中の
ＶC5の矢印の向きのようになり、従来構成の場合に比べ
て一次巻線ｎ1 に印加される電圧（入力電圧）が低減さ
れる。その結果、昇圧チョッパに対する入力電圧が下が
り、昇圧比が下がることになる。
【００１８】いま、交流電源Ｖｓの電圧Ｖｉｎが２００
Ｖの場合に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のオンデュー
ティを５０％とすると、従来構成では昇圧比が略２とな
るから、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは略５６
４Ｖになる。これに対し、本実施形態では、昇圧比低減
用コンデンサＣ5 を設けることにより、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを変えることなしに昇圧
比を１程度にすることができ、平滑コンデンサＣ1 の両
端電圧Ｖｄｃを略２８２Ｖにすることができるから、従
来構成の場合に比べて平滑コンデンサＣ1 及びスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかる電圧を低減することができ
る。
Ｖの場合に、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 のオンデュー
ティを５０％とすると、従来構成では昇圧比が略２とな
るから、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは略５６
４Ｖになる。これに対し、本実施形態では、昇圧比低減
用コンデンサＣ5 を設けることにより、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 のオンデューティを変えることなしに昇圧
比を１程度にすることができ、平滑コンデンサＣ1 の両
端電圧Ｖｄｃを略２８２Ｖにすることができるから、従
来構成の場合に比べて平滑コンデンサＣ1 及びスイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかる電圧を低減することができ
る。
【００１９】しかして、本実施形態では、平滑コンデン
サＣ1 の両端電圧Ｖｄｃを低減できるから、入力電流歪
を抑制しつつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるスト
レスを低減できる。しかも、本実施形態では、従来のよ
うに平滑コンデンサＣ1 及び両スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 に高耐圧の素子を使用したりスイッチング素子の数
を増やすというような必要がないから、高耐圧の素子を
用いることでコストが高くなるとともに装置が大型化し
たり、素子の数を増やすことで回路部品点数が増えコス
トが高くなるとともに装置が大型化したりするというこ
ともない。要するに、本実施形態では、従来の入力電流
歪を抑制できる電源装置に昇圧比低減用コンデンサＣ5
を設けるだけの簡単な回路構成で、入力電流歪を抑制し
つつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 などの素子にかかるス
トレスを低減することができるのである。
サＣ1 の両端電圧Ｖｄｃを低減できるから、入力電流歪
を抑制しつつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかるスト
レスを低減できる。しかも、本実施形態では、従来のよ
うに平滑コンデンサＣ1 及び両スイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 に高耐圧の素子を使用したりスイッチング素子の数
を増やすというような必要がないから、高耐圧の素子を
用いることでコストが高くなるとともに装置が大型化し
たり、素子の数を増やすことで回路部品点数が増えコス
トが高くなるとともに装置が大型化したりするというこ
ともない。要するに、本実施形態では、従来の入力電流
歪を抑制できる電源装置に昇圧比低減用コンデンサＣ5
を設けるだけの簡単な回路構成で、入力電流歪を抑制し
つつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 などの素子にかかるス
トレスを低減することができるのである。
【００２０】（実施形態２）図２に本実施形態の電源装
置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は、図８に示
した従来構成と略同じであり、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の
接続点と負荷回路との間に昇圧比低減用コンデンサＣ5
を挿入した点に特徴がある。なお、その他の構成は従来
構成と同じなので、同一の符号を付し説明を省略する。
置の回路図を示す。本実施形態の基本構成は、図８に示
した従来構成と略同じであり、ダイオードＤ5 ，Ｄ6 の
接続点と負荷回路との間に昇圧比低減用コンデンサＣ5
を挿入した点に特徴がある。なお、その他の構成は従来
構成と同じなので、同一の符号を付し説明を省略する。
【００２１】本実施形態も、昇圧比低減用コンデンサＣ
5 を設けたことにより、実施形態１と同様に、平滑コン
デンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃを低減できるから、入力電
流歪を抑制しつつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかる
ストレスを低減できる。その他の効果も実施形態１と同
様である。 （実施形態３）図３に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。
5 を設けたことにより、実施形態１と同様に、平滑コン
デンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃを低減できるから、入力電
流歪を抑制しつつスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にかかる
ストレスを低減できる。その他の効果も実施形態１と同
様である。 （実施形態３）図３に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。
【００２２】本実施形態の基本構成は実施形態１と略同
じであって、コンデンサＣ3 をダイオードＤ3 の両端に
接続し、コンデンサＣ4 をダイオードＤ4 の両端に接続
した点が相違するだけであり、基本動作及び昇圧比低減
用コンデンサＣ5 を設けたことによる効果は実施形態１
と略同じなので、説明を省略する。 （実施形態４）図４に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。
じであって、コンデンサＣ3 をダイオードＤ3 の両端に
接続し、コンデンサＣ4 をダイオードＤ4 の両端に接続
した点が相違するだけであり、基本動作及び昇圧比低減
用コンデンサＣ5 を設けたことによる効果は実施形態１
と略同じなので、説明を省略する。 （実施形態４）図４に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。
【００２３】本実施形態の基本構成は、実施形態１と略
同じであって、実施形態１におけるリーケージトランス
Ｔ1 の替わりにトランスＴ1 ’を使用し、トランス
Ｔ1 ’の二次巻線ｎ2 にインダクタＬ1 を接続した点が
実施形態１と相違する。ここに、トランスＴ1 ’の一次
巻線ｎ1 が昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を構成
している。
同じであって、実施形態１におけるリーケージトランス
Ｔ1 の替わりにトランスＴ1 ’を使用し、トランス
Ｔ1 ’の二次巻線ｎ2 にインダクタＬ1 を接続した点が
実施形態１と相違する。ここに、トランスＴ1 ’の一次
巻線ｎ1 が昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を構成
している。
【００２４】なお、本実施形態の基本動作は、実施形態
１と略同じであり、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を設け
たことにより得られる効果も実施形態１と同様である。 （実施形態５）図５に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。本実施形態の基本構成は、実施形態１と略同じで
あり、実施形態１におけるリーケージトランスＴ1 の替
わりにトランスＴ1 ’を使用し、トランスＴ1 ’の一次
巻線ｎ1 とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にイン
ダクタＬ2 を接続した点が実施形態１と相違する。
１と略同じであり、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を設け
たことにより得られる効果も実施形態１と同様である。 （実施形態５）図５に本実施形態の電源装置の回路図を
示す。本実施形態の基本構成は、実施形態１と略同じで
あり、実施形態１におけるリーケージトランスＴ1 の替
わりにトランスＴ1 ’を使用し、トランスＴ1 ’の一次
巻線ｎ1 とダイオードＤ1 ，Ｄ2 の接続点との間にイン
ダクタＬ2 を接続した点が実施形態１と相違する。
【００２５】なお、本実施形態の基本動作は、実施形態
１と略同じであり、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を設け
たことにより得られる効果も実施形態１と同様である。 （実施形態６）ところで、上記各実施形態は、従来構成
に比べて昇圧チョッパの昇圧比を下げるものであり、交
流電源Ｖｓの電源電圧が２００Ｖの場合に特に有効であ
る。
１と略同じであり、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を設け
たことにより得られる効果も実施形態１と同様である。 （実施形態６）ところで、上記各実施形態は、従来構成
に比べて昇圧チョッパの昇圧比を下げるものであり、交
流電源Ｖｓの電源電圧が２００Ｖの場合に特に有効であ
る。
【００２６】一方、交流電源Ｖｓの電源電圧が１００Ｖ
の場合には、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは電
源電圧が２００Ｖの場合の半分なので、昇圧比を下げな
くもよい場合がある。したがって、例えば実施形態１の
電源装置の回路（図１参照）を、図６に示すように、
（ａ），（ｂ），（ｃ）のような３つの個別の回路ブロ
ックにモジュール化にしておけば、交流電源Ｖｓの電源
電圧が２００Ｖの場合には（ａ），（ｂ），（ｃ）の各
モジュールを組み合わせ図１の回路を構成することがで
き、交流電源Ｖｓの電源電圧が１００Ｖの場合には
（ｂ）のモジュールの替わりに（ｄ）のモジュールを使
用すればよい。
の場合には、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖｄｃは電
源電圧が２００Ｖの場合の半分なので、昇圧比を下げな
くもよい場合がある。したがって、例えば実施形態１の
電源装置の回路（図１参照）を、図６に示すように、
（ａ），（ｂ），（ｃ）のような３つの個別の回路ブロ
ックにモジュール化にしておけば、交流電源Ｖｓの電源
電圧が２００Ｖの場合には（ａ），（ｂ），（ｃ）の各
モジュールを組み合わせ図１の回路を構成することがで
き、交流電源Ｖｓの電源電圧が１００Ｖの場合には
（ｂ）のモジュールの替わりに（ｄ）のモジュールを使
用すればよい。
【００２７】要するに、電源電圧が１００Ｖの場合に
は、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を取り外し、昇圧比低
減用コンデンサＣ5 が接続されていた部分を短絡するこ
とになる。この場合、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ
ｄｃが、電源電圧が２００Ｖの時と略同じ値になるか
ら、インバータの負荷回路定数に同じものを使用でき
る。すなわち、電源電圧にかかわらず（ａ），（ｃ）の
モジュールを共通化することができるので、製造コスト
を低減することが可能となる。
は、昇圧比低減用コンデンサＣ5 を取り外し、昇圧比低
減用コンデンサＣ5 が接続されていた部分を短絡するこ
とになる。この場合、平滑コンデンサＣ1 の両端電圧Ｖ
ｄｃが、電源電圧が２００Ｖの時と略同じ値になるか
ら、インバータの負荷回路定数に同じものを使用でき
る。すなわち、電源電圧にかかわらず（ａ），（ｃ）の
モジュールを共通化することができるので、製造コスト
を低減することが可能となる。
【００２８】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源に接続され
るダイオードブリッジよりなる全波整流器と、前記全波
整流器の出力端に接続される平滑コンデンサと、前記平
滑コンデンサの両端間に接続され交互にオンオフされる
第１、第２のスイッチング素子の直列回路と、負荷及び
昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を有し前記両スイ
ッチング素子の接続点と前記交流電源の一端との間に接
続される負荷回路と、前記全波整流器を構成するダイオ
ードのいずれかに並列接続されるコンデンサとを備え、
前記負荷回路と前記交流電源の前記一端との間に、前記
交流電源からの入力電流により充電されることによって
前記昇圧チョッパへの入力電圧を低減する昇圧比低減用
コンデンサが接続されているので、前記昇圧チョッパへ
の入力電圧が低減され、前記昇圧チョッパの昇圧比が低
減されて前記平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制す
ることができるから、入力電流歪を抑制しつつ前記スイ
ッチング素子などの素子にかかるストレスを低減するこ
とができるという効果がある。
るダイオードブリッジよりなる全波整流器と、前記全波
整流器の出力端に接続される平滑コンデンサと、前記平
滑コンデンサの両端間に接続され交互にオンオフされる
第１、第２のスイッチング素子の直列回路と、負荷及び
昇圧チョッパ用のインダクタンス要素を有し前記両スイ
ッチング素子の接続点と前記交流電源の一端との間に接
続される負荷回路と、前記全波整流器を構成するダイオ
ードのいずれかに並列接続されるコンデンサとを備え、
前記負荷回路と前記交流電源の前記一端との間に、前記
交流電源からの入力電流により充電されることによって
前記昇圧チョッパへの入力電圧を低減する昇圧比低減用
コンデンサが接続されているので、前記昇圧チョッパへ
の入力電圧が低減され、前記昇圧チョッパの昇圧比が低
減されて前記平滑コンデンサの両端電圧の上昇を抑制す
ることができるから、入力電流歪を抑制しつつ前記スイ
ッチング素子などの素子にかかるストレスを低減するこ
とができるという効果がある。
【００２９】また、請求項２乃至請求項５の発明も、実
施形態１と同様の効果を有する。請求項６の発明は、請
求項１乃至請求項５の発明において、前記昇圧比低減用
コンデンサを取り外し自在とし、前記昇圧比低減用コン
デンサが接続されている部分を短絡するための手段を有
するので、電源電圧に応じて前記昇圧比低減用コンデン
サを取り外してその部分を短絡することが可能となると
いう効果がある。
施形態１と同様の効果を有する。請求項６の発明は、請
求項１乃至請求項５の発明において、前記昇圧比低減用
コンデンサを取り外し自在とし、前記昇圧比低減用コン
デンサが接続されている部分を短絡するための手段を有
するので、電源電圧に応じて前記昇圧比低減用コンデン
サを取り外してその部分を短絡することが可能となると
いう効果がある。
【００３０】請求項７の発明は、請求項６の発明におい
て、全体の回路を前記昇圧比低減用コンデンサを含む回
路ブロックと、前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複
数の回路ブロックとに分けてモジュール化し、異なる電
源電圧に対して前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複
数の回路ブロックを共通化してあるので、前記昇圧比低
減用コンデンサを除いた複数の回路ブロックを電源電圧
によらず共有化することができるという効果がある。
て、全体の回路を前記昇圧比低減用コンデンサを含む回
路ブロックと、前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複
数の回路ブロックとに分けてモジュール化し、異なる電
源電圧に対して前記昇圧比低減用コンデンサを除いた複
数の回路ブロックを共通化してあるので、前記昇圧比低
減用コンデンサを除いた複数の回路ブロックを電源電圧
によらず共有化することができるという効果がある。
【図１】実施形態１を示す回路図である。
【図２】実施形態２を示す回路図である
【図３】実施形態３を示す回路図である。
【図４】実施形態４を示す回路図である。
【図５】実施形態５を示す回路図である。
【図６】実施形態６を示す回路図である。
【図７】従来例を示す回路図である。
【図８】他の従来例を示す回路図である。
Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 全波整流器 Ｑ1 ，Ｑ2 スイッチング素子 Ｌａ 負荷 Ｃ1 平滑コンデンサ Ｄ1 ，Ｄ2 ダイオード Ｄ3 〜Ｄ6 ダイオード Ｔ1 リーケージトランス ｎ1 一次巻線 ｎ2 二次巻線 Ｃ3 ，Ｃ4 コンデンサ Ｃ5 昇圧比低減用コンデンサ
Claims (7)
- 【請求項１】 交流電源に接続されるダイオードブリッ
ジよりなる全波整流器と、前記全波整流器の出力端に接
続される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの両端
間に接続され交互にオンオフされる第１、第２のスイッ
チング素子の直列回路と、負荷及び昇圧チョッパ用のイ
ンダクタンス要素を有し前記両スイッチング素子の接続
点と前記交流電源の一端との間に接続される負荷回路
と、前記全波整流器を構成するダイオードのいずれかに
並列接続されるコンデンサとを備え、前記負荷回路と前
記交流電源の前記一端との間に、前記交流電源からの入
力電流により充電されることによって前記昇圧チョッパ
への入力電圧を低減する昇圧比低減用コンデンサが接続
されて成ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 前記負荷回路は、リーケージトランスを
有し、前記リーケージトランスの一次巻線が前記インダ
クタンス要素を構成し、前記リーケージトランスの二次
巻線に前記負荷が接続されて成ることを特徴とする請求
項１記載の電源装置。 - 【請求項３】 前記インダクタンス要素は、前記負荷に
並列的に接続されるインダクタより成ることを特徴とす
る請求項１記載の電源装置。 - 【請求項４】 前記負荷回路は、トランスを有し、前記
トランスの一次巻線が前記インダクタンス要素を構成
し、前記トランスの二次巻線に前記負荷とインダクタと
の直列回路が接続されて成ることを特徴とする請求項１
記載の電源装置。 - 【請求項５】 前記負荷回路は、リーケージトランスを
有し、前記リーケージトランスの一次巻線が前記インダ
クタンス要素を構成し、前記リーケージトランスの二次
巻線に前記負荷が接続され、前記リーケージトランスの
一次巻線に直列にインダクタが接続されて成ることを特
徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項６】 前記昇圧比低減用コンデンサを取り外し
自在とし、前記前記昇圧比低減用コンデンサが接続され
ている部分を短絡するための手段を有することを特徴と
する請求項１乃至請求項５記載の電源装置。 - 【請求項７】 全体の回路を前記昇圧比低減用コンデン
サを含む回路ブロックと、前記昇圧比低減用コンデンサ
を除いた複数の回路ブロックとに分けてモジュール化
し、異なる電源電圧に対して前記昇圧比低減用コンデン
サを除いた複数の回路ブロックを共通化して成ることを
特徴とする請求項６記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9074138A JPH10271847A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9074138A JPH10271847A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10271847A true JPH10271847A (ja) | 1998-10-09 |
Family
ID=13538532
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9074138A Withdrawn JPH10271847A (ja) | 1997-03-26 | 1997-03-26 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10271847A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000358373A (ja) * | 1999-05-20 | 2000-12-26 | Patent Treuhand Ges Elektr Gluehlamp Mbh | 力率を補正するための回路 |
| JP2002153072A (ja) * | 2000-11-09 | 2002-05-24 | Nippo Electric Co Ltd | インバータ式電源装置 |
-
1997
- 1997-03-26 JP JP9074138A patent/JPH10271847A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000358373A (ja) * | 1999-05-20 | 2000-12-26 | Patent Treuhand Ges Elektr Gluehlamp Mbh | 力率を補正するための回路 |
| JP4567144B2 (ja) * | 1999-05-20 | 2010-10-20 | パテント−トロイハント−ゲゼルシヤフト フユール エレクトリツシエ グリユーラムペン ミツト ベシユレンクテル ハフツング | 力率を補正するための回路 |
| JP2002153072A (ja) * | 2000-11-09 | 2002-05-24 | Nippo Electric Co Ltd | インバータ式電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20040601 |