JP2002153072A - インバータ式電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ式電源装置において、入力電圧の
大きさに関わらず、常に一定の出力電圧が得られるよう
にする。 【解決手段】 交流電圧Viを整流する整流器DBの直流出
力端子間DC+，DC-に並列に接続された分圧コンデンサC
4，C5およびＦＥＴQ5，Q7の各直列回路、並びに整流器D
Bの出力を平滑する平滑コンデンサC33 、ＦＥＴQ5，Q7
を交互にオンオフ駆動するドライブ回路DRを有し、整流
器DBの交流入力の一端AC2 とコンデンサC4，C5の中性点
Ｂとが接続された中性点型インバータ式安定器におい
て、中性点Ｂと接続点SWとの間を、昇圧用インダクタL6
が単独で接続され該昇圧用インダクタL6と並列にランプ
LTが接続された第１の接続態様と、昇圧用インダクタL6
およびコンデンサC12 からなる直列回路Ｋが接続され且
つ該直列回路Ｋと並列にランプLTが接続された第２の接
続態様とを切替可能に構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電圧を整流し
平滑して一旦略直流電圧に変換した後さらに高周波交流
電圧に変換することにより、放電管などの負荷に高周波
交流電力を供給するインバータ式電源装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】最近の小型化された家電製品やＯＡ機器
においては高性能化・高効率化のため、インバータ式電
源装置が搭載されている。

【０００３】また、家庭用蛍光灯器具や施設用蛍光灯器
具においては、蛍光灯などの放電管を点灯させる回路方
式として、従来はチョーク限流型・漏洩変圧器型などの
銅鉄型安定器と称されるものが使用されてきたが、形状
・重量および効率の面で限界があることから、今日の各
種蛍光灯器具には、交流電圧を整流し平滑して一旦略直
流電圧に変換した後さらに高周波電圧に変換して得た高
周波電力を負荷としての蛍光灯器具に供給するインバー
タ式安定器（高周波点灯式安定器）といわれるランプ制
御装置が使用されるようになっている。

【０００４】このインバータ式安定器は、効率がよく省
電力化が図れること、ランプのチラツキや安定器の騒音
を少なくできること、軽量化が図れることなどの利点が
あることから、蛍光灯器具のインバータ化が急激に進ん
でいる。なお、このようなインバータ式安定器において
も、負性抵抗性を示すランプ電流を制限する手段として
限流用インダクタやリーケージトランスが必要とされる
が、ランプ電流が高周波となるので素子そのものは従来
の銅鉄型安定器よりも小型、軽量にできる。

【０００５】一方、インバータ式電源装置は、一般に整
流器（ダイオード）を用い電解コンデンサで平滑して使
用する全波整流のコンデンサ平滑回路方式が多く用いら
れており、ダイオードの非線形性に起因する歪波電流が
商用電源に流れ、結果的に、商用電源側の入力電流に高
調波成分（高調波電流）が流れるという問題、いわゆる
電源の高調波障害という問題を生じる。

【０００６】このため、電源のインバータ化に際して
は、高調波電流を抑制するための回路技術の検討が必要
とされ、例えば、交流リアクトル挿入方式・部分平滑方
式・アクティブ平滑フィルタ方式（インバータ蛍光灯；
電子技術,Vol.32,No3,pp.113-119参照）・ディザー整流
方式（ディザー効果を用いた高力率スイッチングレギュ
レータ；電気学会全国大会講演論文集,No.546,pp.5-137
参照）などが提案されている。

【０００７】さらに、ディザー整流方式と同様に蛍光灯
点灯用のインバータのみで商用電源側の入力電流の高調
波成分の低減が図れる中性点形インバータ式安定器（中
性点形電子安定器回路）の提案もなされている（“簡易
高調波低減回路の一方法”；加藤義人,電気設備学会誌,
Vol.12,No.10,pp.902-904、“中性点形インバータによ
る入力電流低歪み形電子安定器の開発”；加藤義人,照
明学会誌,Vol79,No.2,pp.14-20など参照）。

【０００８】本願出願人も、特許第２８６９３９７号に
おいて、インバータ機器の高調波障害を防止する好適な
回路として従来の中性点形電子安定器回路を改良した方
式を提案し、その利用形態の一例として蛍光灯を負荷と
した中性点形インバータ式安定器を提案している。

【０００９】この本願出願人が提案しているものは、同
公報に記載のように、高調波障害の防止を図ることがで
きまた昇圧トランスを用いることなく商用交流電圧その
ものを用いて高出力且つ安定した高周波電圧を放電管な
どの負荷に供給できることに加えて、比較的小型の昇圧
用インダクタや平滑コンデンサを用いることができるた
め装置の小型化を図るのに都合のよい優れたものとなっ
ている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】ところで、周知のよう
に商用電源の入力電圧は、例えば日本やアメリカのよう
に１００Ｖ〜１２０Ｖ（１００Ｖ系）の場合と、ヨーロ
ッパのように２２０Ｖ〜２４０Ｖ（２００Ｖ系）の場合
に大別される。したがって、例えば日本やアメリカ向け
に製造された入力電圧が１００Ｖ系用の中性点形インバ
ータ式安定器をヨーロッパでそのまま使用すれば出力電
圧が約２倍となってしまい、逆にヨーロッパ向けに製造
された入力電圧が２００Ｖ系用の中性点形インバータ式
安定器を日本やアメリカでそのまま使用すれば出力電圧
が約半分となってしまうので、一定の出力電圧が得られ
るように１００Ｖ系の国と２００Ｖ系の国に合わせて定
数変更などの設計変更が必要となる。このことは、負荷
を放電管以外のものとする場合においても同様に生じる
ことである。

【００１１】しかしながら、定数変更を行なって仕向け
地対応をとるということは、部品管理や装置の仕向け地
管理を必要とし、非常に煩わしい。世界的に同種の装置
を供給しようとすれば、定数変更などの設計変更を要し
ない世界共通のものであるのが望ましい。

【００１２】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
のであり、例えば１００Ｖ系と２００Ｖ系というように
入力電圧が切り替わっても、簡単な切り替え操作で、一
定の出力電圧を得ることを可能ならしめるインバータ式
電源装置を提供することを目的とするものである。

【００１３】

【課題を解決するための手段】本発明のインバータ式電
源装置は、整流器の交流入力の一端と２つの分圧コンデ
ンサの間の中性点とが接続された中性点型構成のインバ
ータ式電源装置において、中性点と２つのスイッチング
素子の接続点の間を、昇圧用インダクタが単独で接続さ
れ該昇圧用インダクタと並列に負荷が接続された接続態
様と、昇圧用インダクタおよびコンデンサからなる直列
回路が接続され且つ該直列回路と並列に負荷が接続され
た接続態様とを切替可能に構成したものである。

【００１４】すなわち、本発明のインバータ式電源装置
は、負荷に高周波交流電力を供給するためのインバータ
式電源装置であって、入力された交流電圧を整流する整
流器と、該整流器の直流出力に並列に接続された第１お
よび第２のコンデンサの直列回路と、整流器の直流出力
を平滑する第３のコンデンサと、整流器の直流出力に並
列に接続された第１および第２のスイッチング素子の直
列回路と、該第１および第２のスイッチング素子にそれ
ぞれ直流的に逆方向となるように並列接続された第１お
よび第２のダイオードと、第１および第２のスイッチン
グ素子をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路とを
有し、整流器の交流入力の一端と第１および第２のコン
デンサの接続点である中性点とが接続されたインバータ
式電源装置において、中性点と第１および第２のスイッ
チング素子の接続点との間にインダクタが接続され且つ
該インダクタと並列に負荷が接続された第１の接続態様
と、中性点と第１および第２のスイッチング素子の接続
点との間にインダクタおよび第４のコンデンサからなる
直列回路が接続され且つ該直列回路と並列に負荷が接続
された第２の接続態様とが、切替可能に構成されてなる
ことを特徴とするものである。

【００１５】ここで、第１の接続態様と第２の接続態様
とが切替可能に構成されなるとは、中性点と第１および
第２のスイッチング素子の接続点との間にインダクタを
接続するに際して、直接接続と第４のコンデンサを介し
た接続とを切替可能に構成されているということであ
り、要するに、第４のコンデンサの機能の使用と停止と
を切り替えることができるようになっているいというこ
とである。

【００１６】第１の接続態様と第２の接続態様とを切り
替えるに際しては、第２の接続態様のために設けられた
第４のコンデンサを取り外し、この取り外した部分をジ
ャンパ線でショートすることで直接接続となる第１の接
続態様とする第１の方法を用いたり、あるいは、第４の
コンデンサを取りつけたままコンデンサの端子間をジャ
ンパ線や機械的スイッチなどもしくはリレーや半導体ス
イッチなどでショートして第１の接続態様とする第２の
方法などを用るとよい。

【００１７】第１の方法は、プリントパターン化したと
きに都合の良い方法であり、製品出荷時あるいは市場に
おいて接続態様を切り替えることとなる。この場合、製
品仕上がり品としてみたときには、第１の接続態様のも
のと第２の接続態様のものとが共存することとなるが、
入力電源の仕様に応じて、接続態様を相互に切替可能で
あることに変わりはない。

【００１８】一方、第２の方法は、第２の接続態様であ
る製品仕上がり品を、入力電源の仕様に応じて第１の接
続態様に切替可能なものである。ここで、ジャンパ線や
機械的スイッチなどを用いる場合には実質上第１の方法
と殆ど同じであるが、リレーや半導体スイッチなどを用
いる場合には臨機応変に接続態様を切り替えられるの
で、例えば入力電圧を監視して適切な接続態様に自動切
替えできるように構成すれば、真の世界共通電源を実現
でき、都合がよい。

【００１９】インダクタ、あるいはインダクタおよび第
４のコンデンサからなる直列回路と並列に負荷を接続す
る接続態様としては、例えば、中性点と第１および第２
のスイッチング素子の接続点との間に負荷を接続する態
様や、第１および第２のスイッチング素子の接続点と整
流器の正負の出力端子のいずれか一方との間に接続する
態様など、種々の接続態様を採用できる。

【００２０】

【発明の効果】本発明のインバータ式電源装置は、中性
点と第１および第２のスイッチング素子の接続点との間
にインダクタが接続され且つ該インダクタと並列に負荷
が接続された第１の接続態様と、中性点と第１および第
２のスイッチング素子の接続点との間にインダクタおよ
び第４のコンデンサからなる直列回路が接続され且つ該
直列回路と並列に負荷が接続された第２の接続態様と
を、切替可能に構成したものである。

【００２１】ここで、第２の接続態様としたときには、
第４のコンデンサが入力電流により充電されるので、そ
の分だけ第１の接続態様に比べて昇圧チョッパ作用をな
すインダクタに対する入力電圧を下げる、換言すれば、
インダクタの逆起電力による電圧を第４のコンデンサに
より吸収することができ、前記インダクタによる昇圧チ
ョッパ作用が軽減され昇圧効果を低減させることができ
る。

【００２２】この結果、例えば入力電圧が２倍となる場
合であっても、インダクタと第４のコンデンサとを直列
接続した第２の接続態様とするだけで、定数変更を行な
うことなく第４のコンデンサを接続しない第１の接続態
様の場合とほぼ同じ出力電圧を得ることができる。

【００２３】したがって、第１の接続態様と第２の接続
態様とを切替可能に構成した本発明のインバータ式電源
装置によれば、第４のコンデンサを接続する／しないな
ど第４のコンデンサの機能停止を制御することができ、
定数変更を行なうまでもなく入力電圧の切替えに容易に
対応することができるようになり、コンデンサ接続の切
替えなど前記第４のコンデンサの機能停止の制御を除い
て、入力電圧の大きさに関わらず常に一定の出力電圧が
得られるから、世界共通のインバータ式電源装置を提供
することができる。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明のイ
ンバータ式電源装置の実施形態について詳細に説明す
る。

【００２５】図１は本発明のインバータ式電源装置の回
路図である。

【００２６】このインバータ式電源装置は、本願出願人
が上記特許公報に提案している中性点型インバータ式安
定器のうち、ランプへの電力供給をリーケージトランス
を介することなく行なう形態の構成を基本としたもので
ある。

【００２７】最初に、回路構成について説明する。本実
施形態では、スイッチング素子をオンオフ駆動するドラ
イブ（駆動）回路として、専用のドライブＩＣを用いた
他励型回路を使用するのではなく、コストダウンを重視
してドライブトランスを用いた自励型発振回路を使用し
ている。なお、このドライブ回路は、専用のドライブ用
ＩＣなどを用いた他励型の構成としてもよい。

【００２８】図１に示すように、このインバータ式電源
装置１は、４つのダイオードＤ１〜Ｄ４がブリッジ接続
されてなり、入力された交流電圧を全波整流する整流器
（電源整流ブリッジ）ＤＢと、該整流器ＤＢに並列に
（具体的には２つの直流出力端子ＤＣ＋，ＤＣ−間に）
接続された第１あるいは第２のコンデンサとしての２つ
の分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の直列回路と、整流器ＤＢ
の出力信号のリップル電圧を平滑する第３のコンデンサ
としての平滑コンデンサＣ３３と、整流器ＤＢの出力や
平滑コンデンサＣ３３と並列に接続されたスイッチング
素子としての２つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）Ｑ
５，Ｑ７の直列回路と、該ＦＥＴＱ５，Ｑ７をそれぞれ
交互にオンオフ駆動するドライブ回路ＤＲとを有してい
る。平滑コンデンサＣ３３の容量値と分圧コンデンサＣ
４，Ｃ５の容量値の比は１： 1/10000程度が望ましい。
例えば、平滑コンデンサＣ３３の容量値が７〜１００μ
Ｆのとき分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の容量値は0.004〜
0.01 μＦ程度である。

【００２９】整流器ＤＢの交流入力の一端（図中のＡＣ
２点）と分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の接続点である中性
点（図中のＢ点）とが接続された中性点型インバータ式
安定器の構成となっている。中性点ＢとＦＥＴの接続点
（図中のＳＷ点）との間は、昇圧用インダクタＬ６が単
独で配され且つ該昇圧用インダクタＬ６と並列に放電管
としてのランプＬＴが配される第１の接続態様と、昇圧
用インダクタＬ６と第４のコンデンサとしてのコンデン
サＣ１２との直列回路Ｋが配され且つ該直列回路Ｋと並
列にランプＬＴが配される第２の接続態様とを切替可能
に構成されている。コンデンサＣ１２の容量としては、
上記例のように平滑コンデンサＣ３３の容量値が７〜１
００μＦ、分圧コンデンサＣ４，Ｃ５の容量値が0.004
〜0.01 μＦ程度のときには、数１０００ｐＦ〜０．１
μＦ程度がよい。

【００３０】商用交流電圧Ｖｉは、インダクタＬｆやコ
ンデンサＣｆからなる高調波障害防止用のノイズフィル
タＬＰＦを介して整流器ＤＢの交流入力端子ＡＣ１，Ａ
Ｃ２間に入力される。

【００３１】２つのＦＥＴＱ５，Ｑ７には、それぞれ直
流的に逆方向となるように（この状態を逆並列接続され
た状態という）ダイオードが内包されているので該ダイ
オードをフライホイールダイオードとして利用すること
ができ、スイッチング素子としてトランジスタを用いた
ときにはフライホイールダイオードを独立に設けなけれ
ばならないのに比べて機器を小型化する上で都合がよ
い。

【００３２】ドライブ回路ＤＲは、１次巻線ＮＰと２つ
の２次巻線ＮＳ１，ＮＳ２からなるドライブトランスＴ
２を用いた自励型発振回路として構成されており、１次
巻線ＮＰの一方の端子ＮＰａがＦＥＴの接続点ＳＷに接
続され、２次巻線ＮＳ１の一方の端子ＮＳ１ａが抵抗Ｒ
２７を介してＦＥＴＱ５のゲート端子に接続されるとと
もに他方の端子ＮＳ１ｂが接続点ＳＷおよび昇圧用イン
ダクタＬ６に接続され、また２次巻線ＮＳ２の一方の端
子ＮＳ２ａが抵抗Ｒ２８を介してＦＥＴＱ７のゲート端
子に接続されるとともに他方の端子ＮＳ２ｂが整流器Ｄ
Ｂの直流出力端子ＤＣ−に接続されている。

【００３３】中性点ＢとＦＥＴの接続点ＳＷとの間に
は、ランプＬＴとともに全体として電気的に直列接続さ
れるようにランプ電力制限を行なうための２つの限流用
インダクタ（電流制限リアクトル）Ｌ５，Ｌ７が、ドラ
イブトランスＴ２の１次巻線ＮＰ、および２つのコンデ
ンサＣ７，Ｃ２３を介して接続されている。またランプ
ＬＴと並列にコンデンサＣ１１が接続されている。コン
デンサＣ７，Ｃ２３は、Ｃ１１に比較して一桁以上大き
い容量に設定され、図示しない異常電圧検出回路などの
直流回路との分離（直流阻止）のために設けられたもの
である。一方コンデンサＣ１１は、限流用インダクタＬ
５＋Ｌ７との直列共振電圧によりランプを始動するとと
もにランプ電流が正弦波となるようにするために設けら
れたものである。

【００３４】上記構成のインバータ式電源装置１は共振
型ハーフブリッジ構成となっている。照明器具として長
寿命化を実現するためには十分なフィラメントの予熱の
後に高電圧印加によるランプ点灯が必要であるが、共振
型ハーフブリッジ構成は共振電圧が発生し瞬時スタート
となるため、このままでは長寿命化を実現することはで
きない。本実施形態では、これを防ぐ素子としてパワー
サーミスタＰＴＣ１をランプＬＴと並列接続してフィラ
メント予熱回路を構成している。

【００３５】ドライブ回路ＤＲは、上述のようにドライ
ブトランスＴ２を用いた自励型発振回路からなり、１次
巻線ＮＰへの昇圧用インダクタＬ６の接続が端子ＮＰｂ
ではなく端子ＮＰａとすることによって、昇圧用インダ
クタＬ６の一方の端子がドライブトランスＴ２の１次巻
線ＮＰを介することなくＦＥＴＱ５，Ｑ７の接続点ＳＷ
と接続され、これによりドライブトランスＴ２の１次巻
線ＮＰにはランプ電流のみを流し、昇圧電流を流さない
ような接続態様となっている。昇圧用インダクタＬ６に
は昇圧電流が流れるため、昇圧用インダクタＬ６を端子
ＮＰｂに接続すると１次巻線ＮＰにはランプ電流だけで
なく昇圧電流も流れ、昇圧電流がランプ電流を打ち消す
方向で不安定となり、ランプＬＴを点灯する以外の信号
も発生し、さらにはランプＬＴがないときに発振を停止
できず安全動作が損なわれ不都合となる。上述のような
接続態様としているのは、この問題を避けるためであ
る。

【００３６】このインバータ式電源装置は、出力電力容
量４０Ｗクラスのものであり、安定器の厚さを１４ｍｍ
以下にするために、昇圧用インダクタＬ６や２つの限流
用インダクタＬ５，Ｌ７として、従来より広く用いられ
ている扁平型フェライトコア、例えばＴＤＫ社製のＥＰ
Ｃコアをコア材として用いる。そして、このインダクタ
を、ランプＬＴの長手方向に延びるように並設する。

【００３７】なお、昇圧用インダクタＬ６や２つの限流
用インダクタＬ５，Ｌ７としては、これに限らず、例え
ば１４０ｍｍ程度の長さの長尺且つ扁平な極薄のフェラ
イトコアをコア材として用い、この薄く長いフェライト
コアに巻線を形成したものを用い、このインダクタを、
ランプＬＴの長手方向に延びるように並設することもで
きる。この場合、周囲の金属部材による磁気的影響を軽
減するべく、磁路形成用の磁性材を前記インダクタの片
サイドあるいは両サイドに、ランプＬＴの長手方向に延
びるように並設することが望ましい。

【００３８】上記構成のインバータ式電源装置は、中性
点型インバータ式安定器の構成をしているから、上記特
許公報に記載のように、ピーク電流が流れることがな
く、商用電源の高調波問題に良好に対応可能となる。

【００３９】また、上述した交流リアクトル挿入方式・
部分平滑方式・アクティブ平滑フィルタ方式・ディザー
整流方式など、分圧コンデンサを備えていない、上記構
成のインバータ式電源装置１以外の各種方式によるイン
バータ式安定器おいては、平滑コンデンサとして通常数
１００μＦといった大容量且つ大型のものを必要とする
のに対して、上記構成のインバータ式電源装置１は、入
力ピーク電流が流れるということがなく平滑コンデンサ
Ｃ３３の定数設定の許容幅が広いので、リップル電圧な
どを勘案して例えば７〜１０μＦといった小容量且つ小
型のコンデンサを使用できるため、安定器の小型化を図
るのに都合がよいものとなっている。

【００４０】また、上記構成のインバータ式電源装置１
は、上記特許公報に記載のように、昇圧用インダクタＬ
６が単独で配され且つ該昇圧用インダクタＬ６と並列に
ランプＬＴが配される第１の接続態様とした場合、商用
交流電圧Ｖｉが実効値１００Ｖ（正弦波のピーク値Ｖｍ
が約１４０Ｖ）のときにおいても、昇圧用インダクタＬ
６の両端にはおよそ２７０〜３００Ｖ程度の比較的大き
な出力電圧が安定して得られ、ランプＬＴを安定的に点
灯させることができる。

【００４１】次に、昇圧用インダクタＬ６が単独で配さ
れ且つ該昇圧用インダクタＬ６と並列にランプＬＴが配
される第１の接続態様と、昇圧用インダクタＬ６とコン
デンサＣ１２との直列回路Ｋが配され且つ該直列回路Ｋ
と並列にランプＬＴが配される第２の接続態様とを切替
可能に構成した点について説明する。

【００４２】第２の接続態様としたときには、コンデン
サＣ１２が入力電流により充電されるので、その分だけ
第１の接続態様に比べて昇圧チョッパ作用をなす昇圧用
インダクタＬ６に対する入力電圧を下げる、ちまりイン
ダクタＬ６の逆起電力による電圧をコンデンサＣ１２に
より吸収することができ、昇圧用インダクタＬ６による
昇圧インバータとしての動作が軽減され、昇圧効果を低
減させて出力電圧を低く押さえることができ、凡そ入力
正弦波のピークに相当する電圧を得ることができるよう
になる。この結果、商用交流入力電圧Ｖｉを２倍（その
大きさを２Ｖｉとする）としても、定数変更を行なうこ
となく、昇圧用インダクタＬ６の両端には、第１の接続
態様の状態において商用交流入力電圧Ｖｉ（その大きさ
をＶｉとする）を入力したのとほぼ同じ出力電圧が得ら
れるようになる。

【００４３】これにより、例えば入力電圧が１００Ｖの
ときにはコンデンサＣ１２を取り外して当該部分をショ
ートするなどしてコンデンサＣ１２の機能を停止させる
一方、入力電圧が２００ＶのときにはコンデンサＣ１２
を付けてコンデンサＣ１２を機能させるようにすれば、
どちらも同じ出力電圧が得られ、ノイズフィルタＬＰＦ
を構成するコンデンサＣｆの耐圧変更が必要となるもの
の、他の部品の定数などを変えるまでもなく、入力電圧
の切替えに容易に対応することができる。これは、例え
ば日本やアメリカのように入力電圧が１００Ｖ〜１２０
Ｖ圏の国で使用される装置にあってはコンデンサＣ１２
の機能を停止させる第１の接続態様に切り替える一方、
ヨーロッパのように入力電圧が２２０Ｖ〜２４０Ｖ圏の
国で使用される装置にあってはコンデンサＣ１２を機能
させる第２の接続態様に切り替えるだけで同じ出力電圧
が得られるので、コンデンサＣ１２の接続切替えなどコ
ンデンサＣ１２の機能停止を制御する点を除いて、世界
共通のインバータ式電源装置を提供することができ、極
めて効果的である。また、昇圧用インダクタＬ６やコン
デンサＣ１２を除く部分を共通化することができるの
で、製造コストを低減することができる。

【００４４】次に、中性点ＢとＳＷ点との間において、
第１の接続態様と第２の接続態様とを切替可能に構成す
る具体的な方法について、図２〜図４を参照して簡単に
説明する。

【００４５】図２に示す第１の方法は、入力電圧が低い
ときには昇圧用インダクタＬ６のみが接続された第１の
接続態様とし、入力電圧が高いときには昇圧用インダク
タＬ６とコンデンサＣ１２との直列回路Ｋを接続した第
２の接続態様とするものである。第２の接続態様から第
１の接続態様に切り替えるときには、コンデンサＣ１２
を取り外し、この取り外した部分をジャンパ線ＪＰでシ
ョートする一方、第１の接続態様から第２の接続態様に
切り替えるときには、ジャンパ線ＪＰを取り外し、この
取り外した部分にコンデンサＣ１２を取り付ける。この
方法は、プリントパターン化したときに都合の良い方法
であり、電源装置１の製品出荷時あるいは市場におい
て、入力電圧の仕様に応じて接続態様を切り替えること
となる。

【００４６】図３および図４に示す第２の方法は、電源
装置１の仕上がり品としては昇圧用インダクタＬ６とコ
ンデンサＣ１２との直列回路Ｋを接続した第２の接続態
様のものとしておき、コンデンサＣ１２を取りつけたま
ま該コンデンサＣ１２の端子間をショートして実質的に
第１の接続態様とするものである。

【００４７】コンデンサＣ１２の端子間をショートする
に際しては、図３に示すようにジャンパ線や機械的スイ
ッチなどの機械的な接続手段１０を用いてもよいし、図
４に示すようにリレーや半導体スイッチなどの電子的な
接続手段１１を用いてもよい。ジャンパ線や機械的スイ
ッチなどを用いる場合には実質上第１の方法と殆ど同じ
である。一方、リレーや半導体スイッチなどを用いる場
合には電子的且つ臨機応変に接続態様を切り替えられる
ので、図４に示すように、コンデンサＣ１２と並列にリ
レーや半導体スイッチなどからなるオンオフ可能な接続
手段１１と、入力電圧の大きさを監視する入力電圧監視
手段１２と、監視結果Ｖｓと基準値Ｖｒとを比較した結
果に応じて接続手段１１をオンオフ制御する制御手段１
４とを設けるとよい。制御手段１４は、入力電圧Ｖｉが
基準値Ｖｒ（例えば実効値１５０Ｖ程度）よりも小さい
ときには接続手段１１をオンさせてコンデンサＣ１２の
両端をショートさせた第１の接続態様を構成させる一
方、入力電圧が基準値よりも大きいときには接続手段１
１をオフさせてコンデンサＣ１２を機能させる第２の接
続態様を構成させる。これにより、入力電圧Ｖｉの大き
さにに応じて接続態様を自動切り替えできる構成とな
り、真の世界共通電源を実現できる。

【００４８】上記実施形態では、４つのダイオードＤ１
〜Ｄ４が全波整流用にブリッジ接続されたものを整流器
ＤＢとして用いていたが、図１に示した整流器ＤＢ内の
ダイオードＤ３，Ｄ４の双方を取り除くことができる。
このときＤ３，Ｄ４の省略により安定器全体の回路定
数、始動特性、あるいは各部波形が違ってくるので、イ
ンダクタを上記実施形態のようにするに際しては、イン
ダクタンスつまり巻線数あるいは直列接続の数の再調節
が必要である。

【００４９】また、上記各実施形態では、平滑コンデン
サＣ３３を１つの電解コンデンサで構成していたが、よ
り小型且つ小容量の電解コンデンサあるいはフィルムコ
ンデンサを複数並列接続してもよい。フィルムコンデン
サを用いると損失（いわゆるｔａｎδ）が小さくなる分
だけ総容量を小さくでき、これによってより小型且つ小
容量のものを使用できるようにもなる。

【００５０】また、上記実施形態のインバータ式電源装
置は、ランプへの電力供給をリーケージトランスを介す
ることなく行なう形態の構成としていたが、これに限ら
ず、上記特許公報に記載のように、例えばリーケージト
ランスを介したもの、あるいはオートトランスを介した
ものとするなど、種々の変更が可能である。

【００５１】また、上述したインバータ式電源装置は負
荷回路に放電管を含み、この放電管に高周波交流電力を
供給するものであるが、上記第１の接続態様と第２の接
続態様とを切替可能に構成するという手法は、放電管以
外のものに高周波交流電力を供給するインバータ機器で
あれば、どのようなもにも適用できる。以下変更態様に
ついて簡単に説明する。

【００５２】第１例は、ランプなどの負荷および限流用
インダクタの接続態様を、本来の中性点型インバータ構
成と異なる態様としたものにおいて、上記第１の接続態
様と第２の接続態様とを切替可能に構成したものであ
る。

【００５３】すなわち、この第１例のインバータ式電源
装置は、放電管などの負荷に高周波交流電力を供給する
ためのインバータ式電源装置であって、入力された交流
電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力に並列に
接続された第１および第２のコンデンサの直列回路と、
前記整流器の直流出力を平滑する第３のコンデンサと、
前記整流器の直流出力に並列に接続された第１および第
２のスイッチング素子の直列回路と、該第１および第２
のスイッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるよ
うに並列接続された第１および第２のダイオードと、前
記第１および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互に
オンオフ駆動する駆動回路と、前記整流器の交流入力の
一端と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点
との間に配された昇圧用インダクタとを有し、前記整流
器の交流入力の一端と前記第１および第２のコンデンサ
の接続点である中性点とが接続され、前記整流器の直流
出力（正負のいずれか一方；以下第１例において同様）
と前記第１および第２のスイッチング素子の接続点との
間に前記負荷が配されるインバータ式電源装置におい
て、前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素
子の接続点との間にインダクタが接続され且つ該インダ
クタと並列に前記負荷が接続された第１の接続態様と、
前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の
接続点との間にインダクタおよび第４のコンデンサから
なる直列回路が接続され且つ該直列回路と並列に前記負
荷が接続された第２の接続態様とが、切替可能に構成さ
れてなることを特徴とするものである。

【００５４】具体的には、図１に示す、中性点ＢとＳＷ
点間のランプＬＴや限流用インダクタＬ６などからなる
ランプ負荷回路ＲＴを、図５に示すように、ドライブト
ランスＴ２の１次巻線ＮＰを介してＳＷ点とＤＣ−間に
接続した回路構成である。ＤＣ−に代えてＤＣ＋に接続
してもよい。ただし構成部品（限流用インダクタＬ６だ
けに限らない）の回路定数は上記実施形態のものとは大
幅に変更する必要がある。

【００５５】第２例は、中性点型インバータ構成の基本
となる整流器の直流出力や平滑コンデンサと並列に接続
された２つの分圧コンデンサのいずれか一方を取り除い
た構成において、上記第１の接続態様と第２の接続態様
とを切替可能に構成したものである。

【００５６】すなわち、この第２例のインバータ式電源
装置は、放電管などの負荷に高周波交流電力を供給する
ためのインバータ式電源装置であって、入力された交流
電圧を整流する整流器と、該整流器の直流出力を平滑す
る平滑コンデンサと、該平滑コンデンサと並列に接続さ
れた第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、
該第１および第２のスイッチング素子にそれぞれ直流的
に逆方向となるように並列接続された第１および第２の
ダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子
をそれぞれ交互にオンオフ駆動する駆動回路と、前記整
流器の２つの交流入力の一端と前記第１および第２のス
イッチング素子の接続点との間に配された昇圧用インダ
クタと、該昇圧用インダクタを介して前記スイッチング
素子の少なくとも一方に接続された中点コンデンサとを
有し、該中点コンデンサと前記昇圧用インダクタとの接
続点が前記整流器の交流入力の一端と接続され、前記昇
圧用インダクタと並列に前記負荷が配されるインバータ
式電源装置において、前記中性点と前記第１および第２
のスイッチング素子の接続点との間にインダクタが接続
され且つ該インダクタと並列に前記負荷が接続された第
１の接続態様と、前記中性点と前記第１および第２のス
イッチング素子の接続点との間にインダクタおよび第４
のコンデンサからなる直列回路が接続され且つ該直列回
路と並列に前記負荷が接続された第２の接続態様とが、
切替可能に構成されてなることを特徴とするものであ
る。

【００５７】具体的には、中性点Ａに接続され得るコン
デンサＣ４，Ｃ５のどちらか一方を省略してもよく（図
６に示すＣ４を取り除いた構成を参照）、このような構
成であっても、発振周波数の微調整により、コンデンサ
Ｃ４，Ｃ５の両方を用いた図１に示す中性点型インバー
タ式安定器と同様の入力電気特性やランプ出力が得られ
る。ただしこの場合のＣ４またはＣ５の内の残った方の
コンデンサ容量は両者をともに使用したときの２倍の容
量が必要となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のインバータ式電源装置の一実施形態の
回路構成を示す図

【図２】接続態様を切替可能に構成する第１の方法を示
す図

【図３】接続態様を切替可能に構成する第２の方法を示
す図（その１）

【図４】接続態様を切替可能に構成する第２の方法を示
す図（その２）

【図５】その他の回路構成の一例を示した回路図（第１
例）

【図６】その他の回路構成の一例を示した回路図（第２
例）

【符号の説明】

１ インバータ式電源装置 １０，１１ 接続手段 １２ 入力電圧監視手段 １４ 制御手段 ＤＢ 整流器 Ｃ４ 分圧コンデンサ（第１のコンデンサ） Ｃ５ 分圧コンデンサ（第２のコンデンサ） Ｃ３３ 平滑コンデンサ（第３のコンデンサ） Ｌ５ 限流用インダクタ Ｌ６ 昇圧用インダクタ Ｌ７ 限流用インダクタ Ｑ５ ＦＥＴ（第１のスイッチング素子） Ｑ７ ＦＥＴ（第１のスイッチング素子） ＤＲ ドライブ回路 Ｔ２ ドライブトランス ＬＴ ランプ（放電管） ＬＰＦ ノイズフィルタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 3K072 BA03 BB01 BC01 CB08 DB03 DD04 GA02 GB12 GC01 5H006 AA02 AA04 BB08 CA02 CA07 CA12 CA13 CB01 CB09 CC02 DA02 DA04 DB01 DC05 5H007 AA02 AA08 BB03 CA02 CB03 CB12 CB22 CC03 CC14 DA06 DC05 EA09

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 負荷に高周波交流電力を供給するため
   のインバータ式電源装置であって、入力された交流電圧
   を整流する整流器と、該整流器の直流出力に並列に接続
   された第１および第２のコンデンサの直列回路と、前記
   整流器の直流出力を平滑する第３のコンデンサと、前記
   整流器の直流出力に並列に接続された第１および第２の
   スイッチング素子の直列回路と、該第１および第２のス
   イッチング素子にそれぞれ直流的に逆方向となるように
   並列接続された第１および第２のダイオードと、前記第
   １および第２のスイッチング素子をそれぞれ交互にオン
   オフ駆動する駆動回路とを有し、前記整流器の交流入力
   の一端と前記第１および第２のコンデンサの接続点であ
   る中性点とが接続されたインバータ式電源装置におい
   て、 前記中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の
   接続点との間にインダクタが接続され且つ該インダクタ
   と並列に前記負荷が接続された第１の接続態様と、前記
   中性点と前記第１および第２のスイッチング素子の接続
   点との間にインダクタおよび第４のコンデンサからなる
   直列回路が接続され且つ該直列回路と並列に前記負荷が
   接続された第２の接続態様とが、切替可能に構成されて
   なることを特徴とするインバータ式電源装置。