JPH10215580A - 電源装置 - Google Patents

電源装置

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JPH10215580A
JPH10215580A JP9213408A JP21340897A JPH10215580A JP H10215580 A JPH10215580 A JP H10215580A JP 9213408 A JP9213408 A JP 9213408A JP 21340897 A JP21340897 A JP 21340897A JP H10215580 A JPH10215580 A JP H10215580A
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capacitor
power supply
resonance
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Tsutomu Shiomi
務 塩見
Nariyuki Yamauchi
得志 山内
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Panasonic Electric Works Co Ltd
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Matsushita Electric Works Ltd
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y10S315/02—High frequency starting operation for fluorescent lamp

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Abstract

(57)【要約】 【課題】 部品耐量を低減し、装置の小型化、低価格化
を実現し、かつ、力率補正機能を有する電源装置を提供
する。 【解決手段】 交流電源ＡＣからの入力を整流する整流
素子ＤＢと、整流素子ＤＢの出力を直流平滑する平滑コ
ンデンサＣeと、平滑コンデンサＣeの電圧を受けて高周
波電圧および高周波電流を発生するスイッチング素子と
を含む電力変換回路を備えた電源装置であって、電力変
換回路において、スイッチング素子の開閉により回路内
に発生する高周波電流ループの１つを用いて交流電源か
ら入力電流を取り込む電流源型チャージポンプ５と、ス
イッチング素子の開閉により回路内に発生する高周波電
圧ノードの１つを用いて交流電源から入力電流を取り込
む電圧源型チャージポンプ３とを備える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、商用電源から負荷
に適切な電力を供給する電力変換装置に関し、特に、メ
タルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ等の高輝度
放電灯や蛍光灯等の、いわゆる放電灯の点灯装置に好適
な電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング素子を用いた電力変
換装置において、入力電流の高調波歪みを低減し、か
つ、入力を高力率にするために、商用交流電源を全波整
流し、昇圧型チョッパ回路で入力電流波形を商用交流電
源に略比例した波形としながら、直流電圧を発生する回
路（以下、「前置変換回路」と称す。）を主変換回路の
前段に付加したものがある。このような電力変換装置で
は、前置変換回路からの直流電圧を入力とし、主変換回
路で負荷へ所望の電力を供給する。例えば、蛍光灯の高
周波点灯装置において、昇圧型チョッパ回路とインバー
タ回路とから構成されるものがある。
【０００３】しかしながら、このような電力変換装置で
は、入力電流高調波を低減させるために付加した前置変
換回路（昇圧チョッパ回路）の部品点数が多いため、結
果的に装置の大型化、高コスト化を招く。
【０００４】そこで、これまでの昇圧型チョッパ回路と
インバータ回路の構成に比べ、部品点数を低減するとと
もに低コスト化を図ることができる回路が従来よりいく
つか提案されている。以下にそれらの従来例について説
明する。
【０００５】＜従来例１＞本従来例の回路は特開平４−
１９３０６７号公報に開示されたものである。図９５に
その回路図を示す。また、本回路における力率改善機能
部を取り出した等価回路を図９６に示す。ここでは、下
記の条件に基づいてこの等価回路を構成した； ・全波整流器ＤＢにて全波整流後の電圧源を商用電源Ａ
Ｃの瞬時値Ｖgとした。 ・平滑コンデンサＣeを安定した直流電圧源Ｖdcとみな
した。 ・入力歪み改善用の帰還電圧源（図９５では負荷ＬＤの
両端電圧）を略一定振幅Ｖpの高周波電圧源Ｖaとした。
【０００６】以下に、高周波電圧源Ｖａの高周波振幅１
サイクルにおける4つのパワーステージ（モード）にお
ける電力変換回路の動作について図９７を用いて説明す
る。ここで、図９７の（ａ）〜（ｄ）は各パワーステー
ジ１〜４における電力変換回路の等価回路を示してい
る。図９７の（ｅ）は各電圧源Ｖa、Ｖbの電圧、コンデ
ンサＣinの電圧Ｖcおよび電流Ｉcの波形の変化を示した
ものである。また、図９７の（ｅ）の領域（Ａ）〜
（Ｄ）は図９７の（ａ）〜（ｄ）にそれぞれ対応してい
る。なお、本明細書中では、説明の便宜上、電圧源の電
圧値の表記は電圧源の符号と同一のものを使用する。
【０００７】（ａ）パワーステージ１ このときの等価回路は図９７の（ａ）となる。図９７の
（ｅ）の領域（Ａ）において、高周波電圧源Ｖaの振幅
は最大値Ｖpとなったところから徐々に減少してゆく。
この間、ダイオードＤ１およびダイオードＤ２はオフし
た状態にあり、コンデンサＣinは浮遊状態となり、コン
デンサＣinの両端電圧Ｖcは電圧値Ｖdcから電圧値Ｖpを
差し引いた値を保つ。このときのコンデンサＣinの両端
電圧Ｖcは高周波電圧源Ｖaの高周波振幅１サイクルにお
ける最小値Ｖcminを示す。高周波電圧源Ｖaが減少し、
コンデンサＣinとダイオードＤ１およびダイオードＤ２
の接続点の電位が入力電位Ｖgと等しくなる時、すなわ
ちＶg＝Ｖa＋Ｖcminとなるまでこのステージが継続す
る。
【０００８】（ｂ）パワーステージ２ このときの等価回路は図９７の（ｂ）となる。図９７の
（ｅ）の領域（Ｂ）において、高周波電圧源Ｖaの電圧
Ｖaが減少し、コンデンサＣinとダイオードＤ１とダイ
オードＤ２との接続点の電圧Ｖbが入力電圧Ｖgと等しく
なる（Ｖa+Ｖcmin=Ｖg）とダイオードＤ１がオンし、入
力電源電圧源ＶgよりダイオードD1を介してCinを充電す
る電流が流れる。入力電源電圧源は充分にインピーダン
スが小さいので電圧Ｖbは入力電圧値のまま一定を保
つ。高周波電圧源Ｖaの振幅が減少するに従い、コンデ
ンサＣinの両端電位は上昇する。高周波電圧源Ｖaの振
幅が最小値を迎えたところでダイオードＤ１はオフし、
コンデンサＣinの両端電圧は最大値Ｖcmaxとなる。
【０００９】（ｃ）パワーステージ３ このときの等価回路は図９７の（ｃ）となる。図９７の
（ｅ）の領域（Ｃ）において、高周波電圧源Ｖaの電圧
Ｖaが最小値を過ぎ増加しはじめる。この間、ダイオー
ドＤ１およびＤ２はオフした状態にあり、コンデンサＣ
inは浮遊状態でその両端電圧はＶc maxを保つ。高周波
電圧源Ｖaの電圧Vaが増加し、コンデンサＣinとダイオ
ードＤ１とダイオードＤ２との接続点の電位Ｖbが直流
電圧源Ｖdcの電圧Ｖdcと等しくなる時、すなわちＶa＋
Ｖcmax=Ｖdcまでこのステージが継続する。
【００１０】（ｄ）パワーステージ４ このときの等価回路は図９７の（ｄ）となる。図９７の
（ｅ）の領域（Ｄ）において、高周波電圧源Ｖaの電圧
Ｖaが増加し、コンデンサＣinとダイオードＤ１とダイ
オードＤ２との接続点の電圧Ｖbが直流電圧Ｖdcと等し
くなる（Ｖa＋Ｖcmax=Ｖdc）とダイオードＤ２がオン
し、直流電圧源Ｖdcに向かってダイオードＤ２を介して
コンデンサＣinを放電する電流が流れる。直流電圧源Ｖ
dcは充分にインピーダンスが小さいので電圧ＶbはＶdc
のまま一定に保持される。高周波電圧源Ｖaの振幅が増
加するに従い、コンデンサＣinの両端電圧は減少する。
高周波電圧源Ｖaの振幅が最大値を迎えたところでダイ
オードＤ２はオフし、コンデンサＣinの両端電圧は最小
値Ｖcminとなる。
【００１１】以上４つのステージが高周波電圧源Ｖaの
サイクルに伴い繰り返される。ここでは上記パワーステ
ージ２の間だけ入力電流が流れる。入力電圧Ｖgの大き
さにより各４つのステージの時間長が変化するが、入力
電圧Ｖgのピーク時でかつＶg＝Ｖdcとなる時では、パワ
ーステージ１とパワーステージ３がなくなり、パワース
テージ２とパワーステージ４はそれぞれ高周波電圧源Ｖ
aの高周波サイクルの半サイクルとなる。このとき、パ
ワーステージ２とパワーステージ４の時間長が最大にな
る。
【００１２】図１００は入力電流の取り込み期間を説明
するための図である。この図において領域Ｘはインダク
タ電流が平滑コンデンサＣeの充電電流と成り得る領域
であり、領域Ｙはインダクタ電流が入力電流と成り得る
領域である。領域Ｙは図１００中の下段に示した図のよ
うに入力電圧Ｖinがピーク値である時ほど、その領域が
広がり、ゼロに近づくほど領域が狭くなる。すなわち、
入力電圧Ｖinがピーク値に近いほど入力電流を取り込む
期間が長くなることを示している。
【００１３】この回路方式は、高周波で振動する共振回
路の電圧節（ノード）における電位の変位によって、コ
ンデンサＣinの電荷を充放電させることで電源からの入
力電流を吸い込んでいると言えるので、以降の説明にお
いて、電圧源型チャージポンプ方式（ＶＳＣＰ；Voltag
e Source type Charge Pump）と呼ぶことにする。ま
た、本回路において図１０１に示すように出力側にトラ
ンスＴを用いた例も考えられる。
【００１４】＜従来例２＞本従来例の回路は特開平５−
３８１６１号公報に開示されたものである。図９８にそ
の回路図を示す。また、本回路における力率改善機能部
を取り出した等価回路を図９９に示す。ここでは、下記
の条件に基づいてこの等価回路を構成した； ・整流素子ＤＢにて全波整流後の電圧源を交流電源ＡＣ
の瞬時値Ｖgとした。 ・平滑コンデンサＣeを安定した直流電源Ｖdcとみなし
た。 ・入力歪み改善用の帰還電流源（図９８では共振用イン
ダクタＬrと共振用コンデンサＣrと負荷ＬＤとからなる
負荷回路）を略一定振幅の高周波電流源Ｉaとした。
【００１５】図９８に示す本従来例の回路おいて、整流
素子ＤＢと平滑コンデンサＣeの間に直列に接続された
ダイオードＤ１、Ｄ２と、ダイオードＤ２と並列に接続
された充電コンデンサＣinとから構成される回路によ
り、共振コンデンサＣrと共振インダクタLrとからなる
共振回路により発生する共振電流を用いて、電源Ｖgか
ら入力電流を取り込んでいる。
【００１６】本従来例においても従来例１の動作説明で
述べた４つのステージに準ずるステージがそれぞれ存在
する。従って本従来例において、入力電源Ｖgのピーク
時でＶg＝Ｖdcと設定した時に、高周波電流源Ｉaの１サ
イクルのうち入力電流導通時間は最大で半サイクルとな
る。
【００１７】この回路方式は、高周波で振動する共振回
路の電流線輪（ループ）あるいは負荷電流によって、コ
ンデンサＣinの電荷を充放電させることで入力電源Ｖg
からの入力電流を吸い込んでいると言えるので、電流源
型チャージポンプ方式（ＣＳＳＰ；Current Source typ
e Charge Pump）と呼ぶことにする。
【００１８】上記従来例１および従来例２では比較的少
ない部品点数で電力変換回路が構成でき、かつ、高効率
に入力電流を引き出すことができる。また、本回路にお
いて図１０２に示すように出力側にトランスＴを用いた
例も考えられる。
【００１９】＜従来例３＞図１０３に別の従来例を示
す。図１０３は図９５に示した回路において、コンデン
サＣin'およびダイオードＤ１'、Ｄ２'からなる力率改
善機能部を、コンデンサＣinおよびダイオードＤ１、Ｄ
２からなる整流素子ＤＢの高圧側出力端に接続された力
率改善機能部と対称となるように、整流素子ＤＢの低圧
（グランド）側出力端に設けたものである。本構成の場
合、力率改善機能部を取り出した等価回路は図１０４の
ようになる。この場合、ダイオードＤ１、Ｄ２およびコ
ンデンサＣinからなる回路部は従来例１で述べた動作、
すなわち、高周波電圧源Ｖaの高周波振幅１サイクルに
おける４つのパワーステージを行い、ダイオードＤ
１’、Ｄ２’およびコンデンサＣin’からなる回路部は
高周波電圧源Ｖaの高周波振幅１サイクルにおける４つ
のパワーステージの内、等価的にみて半サイクルずつ動
作がずれる。すなわち、以下に示すような動作となる。
【００２０】 ダイオードＤ１、Ｄ２、 ダイオードＤ１'、Ｄ２'、 コンデンサＣinからなる回路部 コンデンサＣin'からなる回路部 パワーステージ１ ＜−−−−−＞ パワーステージ３ パワーステージ２ ＜−−−−−＞ パワーステージ４ パワーステージ３ ＜−−−−−＞ パワーステージ１ パワーステージ４ ＜−−−−−＞ パワーステージ２ したがって、入力電流は高周波電圧源Ｖaの高周波振幅
１サイクルにおいて半サイクルずつ流れ、最大で１サイ
クルの期間流れることとなる。これにより入力電流の導
通期間は拡げられ、入力電源の高周波フィルタ回路のボ
リュームアップを抑えることができる。
【００２１】＜従来例４＞図１０５に従来例４の回路図
を示す。図１０５に示される回路は、従来例２の図９８
に示した回路において、コンデンサＣin'およびダイオ
ードＤ１'、Ｄ２'からなる力率改善機能部を、コンデン
サＣinおよびダイオードＤ１、Ｄ２からなる整流素子Ｄ
Ｂの高圧側出力端に接続された力率改善機能部と対称と
なるように、整流素子ＤＢのグランド側端に設けたもの
である。本回路の場合、ダイオードＤ１、Ｄ２の接続点
から負荷回路までの間にコンデンサＣr2を接続し、ダイ
オードＤ１’、Ｄ２’の接続点から負荷回路までの間に
コンデンサＣr2’を接続して電源短絡を防いでいる。本
回路の力率改善機能部を取り出した等価回路は図１０６
のようになる。本回路においても従来例２の回路動作を
半サイクル毎に交互に繰り返すことになるので、入力電
流の導通期間は拡げられ、入力電源の高周波フィルタ回
路のボリュームアップを抑えることができる。
【００２２】＜従来例５＞また従来例３または従来例４
で説明した対称型のＣＰＰＦＣ方式の回路例としては米
国特許ＵＳＰ４，５１１，８２３号（コントロールロジ
ック社特許）に開示された例が挙げられる。図１０７に
この回路の回路図を示す。本回路においては上記従来例
３（図１０３、図１０４）と同等の力率改善動作を行
う。また、従来例４において示した回路も本特許公報の
中に開示されている。したがって、本特許公報に示され
た回路においても入力電流の導通期間は拡げられ、フィ
ルタ回路のボリュームアップを抑えることができる。
【００２３】次に、高輝度放電灯安定器（ＨＩＤバラス
ト）に応用した例を示す。 ＜従来例６＞これまで高輝度放電灯（以下、「ＨＩＤラ
ンプ」（Ｈｉｇｈ Ｉｎｔｅｎｓｉｔｙ Ｄｉｓｃｈａ
ｒｇｅＬａｍｐ）と称す。）用安定器としてよく用いら
れている回路として図１０８に示す回路が挙げられる。
本回路は、入力電源ACの整流部と力率改善機能（以下、
「ＰＦＣ」と称す。）部１１、出力制御部１３、極性反
転部１５（低周波インバータ回路）から構成され、ＨＩ
Ｄランプのインピーダンス変化に応じて適宜に制御され
た低周波の矩形波出力をＨＩＤランプに供給するもので
ある。本回路構成にあっては大型部品であるインダクタ
素子や高価なスイッチング素子が数多く用いられている
ため、装置を小型化することが難しく、かつ高価なもの
となっている。
【００２４】＜従来例７＞図１０９に示す回路は特開平
４−１９３０６７号公報に記載されている回路のうち、
前述の図９５に示した回路において、負荷回路ＬＤへの
高周波出力を整流ブリッジＤｏを通じ、直流出力に変換
するように構成したものである。本回路においても従来
例１で述べたのと同様の回路動作を行い、コンデンサＣ
r1とコンデンサＣcが結ばれているノードを高周波電圧
源として利用してコンデンサＣi1の充放電を行い、入力
電流を高周波で引き出すことができる。
【００２５】また、図１１０に示す回路は特開平５−３
８１６１号公報で記載されている回路のうち、図９８に
示した回路の出力部において、負荷回路ＬＤへの高周波
出力を整流ブリッジＤｏを通じ、直流出力に変換するよ
うに構成したものである。本回路においても図９５に示
す回路と同様に動作する。つまりこれらの回路では、少
ない数のインダクタ素子で入力電流の波形歪みと出力へ
の電力の供給が可能である。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】前述した従来例におい
ては、高周波帰還（電圧・電流）電源の一高周波サイク
ルつまり図９５や図９８および図１０９や図１１０等の
具体回路ではスイッチ素子Ｑ１・Ｑ２の一スイッチング
サイクル中で、入力電流は最大で半サイクルの時間しか
流すことができない（図１００参照）。したがって、出
力電力量Ｗoutと略同一の電力量Ｗinを効率よく入力電
源から引き出す場合（すなわち、通常交流入力電圧Ｖin
は固定であるので入力電流Ｉin=η・Ｗin/Ｖinから、入
力力率η≒1となるように）、一高周波サイクル中に引
き出される入力電流の波高値は比較的高いものとなる。
【００２７】すなわち、通常の昇圧チョッパ回路でゼロ
クロス不連続電流モードで動作させた場合（高周波入力
電流の波高値は入力整流用の低周波フィルタ後の入力電
流波形の２倍の値）に比べると、入力電流の導通時間が
半分以下となることから波高値が倍近く（高周波入力電
流の波高値は入力整流用の低周波フィルタ後の入力電流
波形の４倍の値）になることがわかる。このように波高
値が大きいことにより、入力整流用の低周波フィルタ回
路の部品が大型化し、また上記高周波入力電流が流れる
部品（整流器ＤＢ、ダイオードＤ１、Ｄ２等）は大型化
することとなり、部品定格の上昇により全体的に見て部
品点数は減るもののコストはそれほど下がらない。
【００２８】また、前述の従来例の各回路に対して、以
下の問題点が挙げられる。例えば、図９５において； ・ダイオードＤ１、Ｄ２導通時にコンデンサＣinはＣr
および負荷LＤと並列接続と等価的にみなせる。ここで
共振用インダクタＬrおよびスイッチ素子Ｑ１・Ｑ２に
流れる電流は、負荷ＬＤおよびＣrを流れる電流に加え
コンデンサＣinを流れる電流となり、Ｃinを接続しない
場合と比べ比較的大きな電流がＬrおよびスイッチ素子
Ｑ１・Ｑ２に流れることになる。
【００２９】・またコンデンサＣinの導通角が入力電圧
に応じて変化し、負荷ＬＤへの出力に入力電圧に応じた
大きな低周波リップルを生じる問題を低減するために
は、共振用コンデンサＣrを充分に大きな値に設定し、
コンデンサＣinの導通・不導通（コンデンサＣinが共振
用コンデンサＣrおよび負荷ＬＤと並列接続されている
か否か）によらず共振回路系に影響が現れないようにす
ればよい。つまり、共振用コンデンサＣrの容量をＣr、
コンデンサＣinの容量をＣinとすると、Ｃr≒Ｃin＋Ｃr
（∵Ｃin<<Ｃr）とすればよい。しかしながら、容量Ｃr
を大きくすれば出力電力に寄与しない無効電流を増やす
ことになり、出力の低周波リップル低減のためにさらな
るＬrおよびスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れる電流
の増加を招くこととなる。
【００３０】・これは図１１０の回路においても同様で
ある。 ・また図１０２や図１０７など図９５のＰＦＣ部を対称
形に構成した回路方式でも同様の問題を生じる。例え
ば、図９５に示すコンデンサＣinは図１０３、図１０７
に示すコンデンサＣin、Ｃin'の２つに分割され、コン
デンサＣin、Ｃin'の容量は半減される。このため、コ
ンデンサＣin、Ｃin'一つあたりに流れ込む電流は半減
し高周波入力電流の導通角は拡げられ波高値も半減す
る。しかし、コンデンサＣin、Ｃin'は同時に導通し二
つの合成容量が負荷（ランプ）と並列に接続されるの
で、コンデンサＣin、Ｃin'を流れ出るあるいは流れ込
む電流は合成され、図９５の回路と全く同じになる。し
たがって、負荷（ランプ）に流れる電流の低周波リップ
ル低減を改善するためには共振用コンデンサＣrの容量
値を大きく設定しなければならなず、これにより出力の
低周波リップル低減のためにさらなる共振用インダクタ
Ｌrおよびスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に流れる電流の
増加を招くこととなる。
【００３１】同様に、図９８（従来例２）において； ・共振用インダクタＬrと共振用コンデンサＣrとを含む
共振回路の回路電流（すなわち、共振用インダクタＬr
を流れる電流）を高周波電流源として入力電流を高力率
に引き出す図９７の場合、ダイオードＤ１、Ｄ２の導通
時に負荷ＬＤを流れる負荷電流とコンデンサＣrを流れ
る電流が入力電流に寄与する。ところが負荷電流が比較
的小さく充分に入力電流を引き出せない場合には、共振
用コンデンサＣrの値を大きく設定し、共振回路の回路
電流を増やさなければならない。この様に回路電流を増
やすことは共振用インダクタＬrおよびスイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２の大型化そしてコストの上昇を招く。
【００３２】・ダイオードＤ１、Ｄ２オフ時はコンデン
サＣinが導通し、共振用インダクタＬr、共振用コンデ
ンサＣrと負荷ＬＤとからなる共振回路と直列に接続さ
れる。一高周波サイクル中のコンデンサＣinの導通角は
入力電圧の電位の増減により減増し、この影響で負荷Ｌ
Ｄの出力には大きな低周波リップルが生じる。この低周
波リップルを低減するためには、コンデンサＣinの容量
値を大きく設定し、コンデンサＣinのインピーダンスを
減じ、コンデンサＣinの接続の有無に関わらず上記共振
回路が影響を受け難くなるようにすればよい。しかしな
がら、コンデンサＣinの容量値を大きくした場合に、コ
ンデンサＣinの充放電によりダイオードＤ２の陽極側電
位を平滑コンデンサＣe両端電圧Ｖdcと入力電圧Ｖgとに
シフトさせ充分な入力電流量を引き出すためには、共振
用コンデンサＣrの容量値の増加による大きな共振電流
が必要になる。これはさらなる共振用インダクタＬrお
よびスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の導通電流の増大を招
き、共振用インダクタＬrおよびスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の大型化を招く。
【００３３】・これは図１１０の回路においても同様で
ある。 ・また図９５の回路に対する図１０３、図１０７の関係
と同じく、図１０４の回路方式においても、高周波入力
電流の導通角が拡げられその波高値は半減するが、共振
回路を流れる電流は上記と同様の要因で増加し、共振用
インダクタＬrおよびスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の導
通電流の増大を招き、共振用インダクタＬrおよびスイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２の大型化を招く。
【００３４】上述のように、負荷共振回路の高周波電圧
（あるいは電流）振動を利用し、入力電流を高周波で効
率よく引き出すような従来回路においては、部品点数が
比較的削減できるが、部品の大型化を伴うためコスト低
減には有効でない。
【００３５】また、図１０１と図１０２に示すように出
力トランスＴを用い一次側共振電流を適宜に設定する場
合においては、トランスＴが大型部品でコスト上昇の要
因となる。
【００３６】本発明では、これらの力率改善、出力リッ
プル低減のための共振回路電流の増加等の問題点を解決
し、また一高周波サイクル中の入力電流の導通角を拡げ
ることにより、部品定格を低減し、コスト低減を可能と
した高効率な簡易型入力力率改善回路を有する電源装置
を提供する。
【００３７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係る電源装置は、交流電源からの入力を整
流する整流素子と、整流素子の出力を直流平滑する平滑
コンデンサと、平滑コンデンサの電圧を受けて高周波電
圧および高周波電流を発生するスイッチング素子とを含
む電力変換回路、および、電力変換回路の出力を受ける
負荷回路から構成される電源装置において、電力変換回
路が、スイッチング素子の開閉により回路内に発生する
高周波電流ループの１つを用いて交流電源から入力電流
を取り込む電流源型入力電流取り込み手段と、スイッチ
ング素子の開閉により回路内に発生する高周波電圧ノー
ドの１つを用いて交流電源から入力電流を取り込む電圧
源型入力電流取り込み手段とをさらに備える。
【００３８】これら２つの入力電流取り込み手段により
交流電源から電流を取り込む際に、２つのチャージポン
プの電流入力期間の位相差を利用して電流入力期間を拡
大できる。このため、電流ピーク値が抑さえられる。
【００３９】また、上記の電源装置において、電圧源型
入力電流取り込み手段のかわりに第２の電流源型入力電
流取り込み手段を備え、２つの電流源型入力電流取り込
み手段により交流電源から電流を取り込むように構成し
た。この場合も、第１の電源装置と同様に、２つの入力
電流取り込み手段により交流電源から電流を取り込む際
に、それらの電流入力期間の位相差を利用して電流入力
期間を拡大できる。このため、電流ピーク値が抑さえら
れる。
【００４０】
【発明の実施の形態】以下に、添付の図面を参照して本
発明に係る電源装置の実施形態を説明する。
【００４１】＜実施の形態１＞ １−１．基本構成 図１は本発明に係る電源装置の第１の基本構成を示した
ものである。電源装置は、商用交流電源ＡＣの出力を全
波整流する全波整流素子ＤＢと、整流素子ＤＢの直流出
力を平滑する平滑コンデンサＣeと、内部に発生する高
周波電圧振動を用いて商用交流電源ＡＣから電流を取り
込むための経路を形成するダイオードＤi1と充電コンデ
ンサＣi1と、内部に発生する高周波電流振動を用いて商
用交流電源ＡＣから電流を取り込むための経路を形成す
るダイオードＤi2と充電コンデンサＣi1と、回路１とか
らなる。回路１は、1つ以上のスイッチング素子と、共
振回路を構成するインダクタ素子及び／又はコンデンサ
等の受動素子と、負荷とを含む（図示せず）。回路１の
中では、スイッチング素子の高速開閉に応じて高周波電
圧、高周波電流が発生している。
【００４２】そこで、回路１中の高周波電圧が発生して
いる適切なノードの１つを電圧源ＶＳ、高周波電流が発
生している適切な電流ループの１つを電流源ＣＳとみな
し、商用交流電源（以下、「交流電源」と称す。）ＡＣ
を全波整流素子ＤＢで整流した出力の正負いずれか一方
より第１の充電コンデンサＣi1を介して電圧源ＶＳに接
続し、他方より電流源ＣＳのループを形成し、第２の充
電コンデンサＣi2を接続している。また、全波整流素子
ＤＢと充電コンデンサＣi1、Ｃi2の各々の接続点から平
滑のための大容量の平滑コンデンサＣeには各々順方向
にダイオードＤi1、Ｄi2を接続して構成している。
【００４３】すなわち、充電コンデンサＣi1、ダイオー
ドＤi1と電圧源ＶＳによって、従来例１に示す電圧源型
入力電流取り込み手段である電圧源型チャージポンプ
（ＶＳＣＰ）を構成し、充電コンデンサＣi2、ダイオー
ドＤi2と電流源ＣＳによって、従来例２に示す電流源型
入力電流取り込み手段である電流源型チャージポンプ
（ＣＳＣＰ）を構成したものである。これら２つのチャ
ージポンプによって、交流電源ＡＣから入力電流を交流
電源ＡＣの略全領域より引き出し、平滑コンデンサＣe
に充電して直流を得て、交流電源ＡＣの入力電流高調波
歪みを低減し、高力率を実現するものである。以下、こ
の交流電源ＡＣの入力電流高調波歪みを低減し高力率と
なす作用をＰＦＣ（Power Factor Correction；力率補
正）と呼び、チャージポンプ技術を用いてＰＦＣ機能を
達成する回路方式を総じてＣＰＰＦＣ（Charge Pump PF
C）と呼ぶ。
【００４４】ここで、ＣＰＰＦＣについて詳細に説明す
る。 （ａ）ＣＰＰＦＣ（入力力率改善チャージポンプ）：高
周波入力電流が負荷(共振)回路を介して流れる回路で、
入力電圧の正弦波に応じた入力電流の引き出しのために
コンデンサの充放電とクランプを利用しているもの。但
しその応用として、入力電源から前記負荷(共振)回路ま
での接続の間で入力電流が流れる経路中に、インダクタ
ンスを挿入し前記コンデンサの充放電をより連続的に行
っているものも含む。
【００４５】（ｂ）電圧源型ＣＰＰＦＣ(ＶＳＣＰ)：Ｃ
ＰＰＦＣのうち、負荷(共振)回路の電圧振動を利用して
入力電流を引き出すものをいう。本方式の場合、電圧振
動を作るための電流源(インダクタ素子)が必要である
が、そのインダクタ素子には負荷電流と上記入力電流が
重畳する。
【００４６】（ｃ）電流源型ＣＰＰＦＣ(ＣＳＣＰ)：Ｃ
ＰＰＦＣのうち、負荷(共振)回路の電流を入力電源を介
して流すものをいう。通常、負荷(ランプ)電流だけでは
充分な入力電流が引き出せないために、共振電流の増加
を余儀なくされるために効率が良くならない。
【００４７】なお、本案の構成上、ＶＳＣＰとＣＳＣＰ
が交流電源ＡＣから電流を吸い込む期間に位相差がある
ように設定されている。したがって、本案の如く、ＶＳ
ＣＰとＣＳＣＰを組み合わせると、電圧源ＶＳと電流源
ＣＳの位相差により、ＶＳＣＰとＣＳＣＰが交流電源Ａ
Ｃより電流を吸い込む期間のずれによって、１スイッチ
ングサイクル中（スイッチング素子が高速にオン/オフ
を一回繰り返す期間）に入力電流Ｉinを吸い込む期間が
等価的に広がり、所定の負荷への出力電力に必要な入力
電流Ｉinを吸い込むのにＶＳＣＰあるいはＣＳＣＰのい
ずれか一方のみの場合に比べて入力電流Ｉinのピーク値
を低減することが出来るので、部品耐量が低減でき、装
置を小型化、低価格化したＰＦＣ機能を有する電源装置
を実現することができる。
【００４８】また、図２に、図１とは異なる基本構成の
回路図を示す。この構成のように、図１の基本構成にお
けるＶＳＣＰの代わりに、第２のＣＳＣＰを用いて入力
電流を吸い込むように構成してもよい。すなわち、電流
源ＣＳとは異なる電流源ＣＳ'とダイオードＤi2'、充電
コンデンサＣi2'とにより第２のＣＳＣＰ５'を構成して
もよく、図１の回路と同様に２つの電流型チャージポン
プを用いて入力電流の吸い込みを行っても同様の効果が
達成できる。以下に図１に示す基本構成に基づいた電源
装置の具体例をいくつか説明する。
【００４９】１−２.回路例 １−２−１.実施例１ａ 図３に実施例１ａの電源装置の回路図を示す。電源装置
は、交流電源ＡＣと、高周波フィルタＦと、整流素子Ｄ
Ｂと、整流素子ＤＢからの出力を平滑する平滑コンデン
サＣeと、平滑コンデンサＣeの電圧を受けて高速に開閉
するスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、共振インダクタＬ
rと共振コンデンサＣr1、Ｃr2とからなる共振回路と、
ダイオードＤ１と充電コンデンサＣi1とを含むＶＳＣＰ
と、ダイオードＤ２と充電コンデンサＣi2とを含むＣＳ
ＣＰとを有する。この電源装置は、共振コンデンサＣr2
の両端に接続された整流素子Ｄoを介して負荷回路ＬＤ
に電力を供給する。ここで、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ
２は、ＭＯＳＦＥＴにより構成され、また、制御回路Ｃ
ＮＴ１からの制御信号によりそのオン／オフが制御され
る。
【００５０】すなわち、平滑コンデンサＣeに充電され
た直流電圧を、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２とインダク
タＬ、結合コンデンサＣcと共振コンデンサＣr1、Ｃr2
で基本的に構成されるハーフブリッジ型インバータで、
共振コンデンサＣr2両端の高周波電圧を出力整流ダイオ
ードブリッジＤoで整流し、コンデンサＣoで平滑して所
望の直流出力電圧Ｖoを得る。これを、スイッチング素
子Ｑ３、Ｑ６がオンでスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５がオ
フである第１の状態と、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が
オフでスイッチング素子Ｑ４、Ｑ５がオンである第２の
状態とを切り換えることにより、低周波の矩形波出力に
変換する。すなわち、制御回路ＣＮＴ２の発生する信号
に応じて低周波で第１の状態と第２の状態とを交互にく
りかえす極性反転回路１５によって、低周波の矩形波出
力に変換する。ここで、結合コンデンサＣcは直流成分
のカット用に挿入されたものであり、また、トランジス
タＱ１〜Ｑ６のスイッチング素子はＭＯＳＦＥＴ等によ
り構成され、これらのスイッチング素子のオン／オフ動
作は制御回路からの信号に基づき制御されるものとする
（以降の説明においても同様とする。）。この矩形波出
力は高圧パルストランスＰＴを介して、最終負荷である
ＨＩＤランプHIDに供給され、ＨＩＤランプHIDを点灯せ
しめる放電灯点灯装置を構成している。ここで、図中の
ＩＧＮとＰＴはイグナイタ回路１７を構成し、これによ
りＨＩＤランプHIDを起動せしめるために必要な高電圧
パルスを発生させるように構成したものであり、ＨＩＤ
ランプHIDが起動し点灯すると、該高電圧パルスの発生
は停止する。このとき、負荷回路ＬＤにおいては、スイ
ッチング素子は図４に示すタイミングでオン／オフし、
ＨＩＤランプHIDに印加される電圧ＶIaおよびＨＩＤラ
ンプHIDを流れる電流ＩIaは図４に示すように変化す
る。
【００５１】以上は、本案を用いたＨＩＤランプ点灯装
置の構成と概要であるが、本案は負荷回路ＬＤに直接依
存せず、コンデンサＣoに発生する直流を得るところま
での作用に着目している。そのため、図４に示す回路
を、図５に示すように簡略化して考えて良い。ここで、
コンデンサＣfとインダクタＬfからなる高周波フィルタ
Ｆは高周波電流を平滑し、交流電源ＡＣに平均化された
低周波電流を流すためのものであり、説明の便宜上、高
周波フィルタＦは省略する（以降の説明においても同
様）。簡略化においては、下記の点を考慮した； ・負荷回路をＬＤとしてまとめた。 ・等価的にコンデンサＣcの位置を変更した。 ・スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をスイッチに置き換え
た。 ・スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生ダイオードＤs1、
Ｄs2を追加した。 ・電源の高周波フィルタを省略した。
【００５２】また、以降の説明においては、１スイッチ
ングサイクル中での動作を説明するため、図５の回路図
を図６のようにさらに簡略化する。なお、ここでコンデ
ンサの容量値の関係は、Ｃe>>Ｃc>>Ｃi1,Ｃi2,Ｃr1>>Ｃ
r2になっている。この簡略化においては、下記の点を考
慮した； ・交流電源ＡＣの周波数（例えば５０〜６０Ｈｚ）に対
して、スイッチング素子のスイッチング周波数は十分高
く、１スイッチングサイクル中に交流電源ＡＣの電圧変
化はないとみなせるので交流電源ＡＣを直流電圧源Ｖin
と置き換える。 ・平滑コンデンサＣeは１スイッチングサイクル中では
電圧変化はないものとみなせるので、平滑コンデンサＣ
eを直流電圧源Ｖdcと置き換える。 ・コンデンサＣcは共振回路中にあるが、両端電圧は高
周波リップル成分を含んだ直流電圧となるので、コンデ
ンサＣcとコンデンサＣr1の合成容量を新たにＣr1と
し、元来コンデンサＣcに存在した直流電圧を直流電圧
源Ｖccと置き換える。 ・負荷への出力は平滑された直流電圧を得るものと考え
られるので、負荷ＬＤを直流電圧源Ｖoと置き換える。
【００５３】図６において、ＶＳＣＰはＶcpノードを電
圧源ＶＳとして、充電コンデンサＣi1とダイオードＤi1
を付加して構成され、また、ＣＳＣＰは共振コンデンサ
Ｃr1を流れる電流の電流ループを電流源ＣＳとして充電
コンデンサＣi2とダイオードＤi2を付加して構成されて
いる。この構成によれば、同一の共振系中の電圧源ＶＳ
と電流源ＣＳを利用しているので、電流と電圧の位相差
を利用して、入力電流Ｉinの取り込み期間を増加するこ
とができる。
【００５４】以下にこの回路の動作を説明する。本回路
において、一スイッチングサイクル中の動作モードは概
ね８モードである。以下、スイッチング素子Ｑ１がオフ
でスイッチング素子Ｑ２がオンの状態で、スイッチング
素子Ｑ２の電流が負から正に転流した瞬間からをモード
１として、モード１からモード８の動作を図７〜図１４
を参照しながら順に説明する。ここで、各モードに於け
る電流経路と電圧の上昇下降を図７〜図１４に示し、主
な電流と電圧の波形を図１５、図１６に示す。なお、以
下の説明において、電圧Ｖcpは図６に示す共振インダク
タＬと共振コンデンサＣr1との接続点の電圧であり、電
流Ｉ１は充電コンデンサＣi1を流れる電流であり、電流
Ｉ２は電流源ＣＳの電流ループを流れる電流である。
【００５５】（Ａ）モード１ 図７に本モードにおける電流経路を示す。本モードにお
いては、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンで、
Ｖcp＞０で、Ｖcp＞Ｖdc−Ｖci2であるとする。（実際
には、Ｖci2＝Ｖinであり、Ｖcp＞Ｖdc−Ｖinであ
る。）電源Ｖdcより充電コンデンサＣi2を介して、共振
コンデンサＣr2、直流電圧源Ｖcc、共振コンデンサＣr
1,共振インダクタＬ,スイッチＱ２に電流Ｉ２が流れ
る。充電コンデンサＣi2の電圧Ｖci2は上昇し、電圧Ｖc
pは下降する。電圧Ｖcpが変化（減少）するので、直流
電圧源Ｖinより整流素子ＤＢ、充電コンデンサＣi1、共
振インダクタＬ、スイッチＱ２、直流電圧源Ｖdc、充電
コンデンサＣi2に電流I1が流れる。すなわち、Ｖci1=Ｖ
in−Ｖcpになるように電流Ｉ１が流れ、直流電圧源Ｖin
より充電コンデンサＣi1を充電する。これにより、ＶＳ
ＣＰは交流電源ＡＣより入力電流Ｉinを吸い込む。この
とき、ＣＳＣＰは動作しない。
【００５６】（Ｂ）モード２ 図８に本モードにおける電流経路を示す。本モードにお
いては、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンとな
る。充電コンデンサＣi2の電圧ＶCi2が直流電圧源Ｖdc
の電圧に達すると、ダイオードＤi2が導通する。ノード
ＶcpよりインダクタＬ、スイッチＱ２、ダイオードＤi
2、共振コンデンサＣr2、直流電圧源Ｖccおよび共振コ
ンデンサＣr1に電流Ｉ２が流れる。電圧Ｖcpが変化（減
少）するので、直流電圧源Ｖinより整流素子ＤＢ、充電
コンデンサＣi1、共振インダクタＬ、スイッチＱ２、ダ
イオードＤi2に電流I1が流れる。すなわち、Ｖci1=Ｖin
−Ｖcpになるように電流Ｉ１が流れ、直流電圧源Ｖinよ
り充電コンデンサＣi1を充電する。これにより、ＶＳＣ
Ｐは交流電源ＡＣより入力電流Ｉinを吸い込む。このと
き、ＣＳＣＰは動作しない。
【００５７】（Ｃ）モード３ 図９に本モードにおける電流経路を示す。本モードにお
いては、スイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンとな
る。共振コンデンサＣr2の両端電圧ＶCr2=-Ｖoに達する
と、整流素子Ｄoが導通し負荷（直流電圧源Ｖoに含まれ
る）に電力供給を開始する。ノードＶcpよりインダクタ
Ｌ、スイッチＱ２、ダイオードＤi2、整流素子Ｄo、直
流電圧源Ｖo、Ｖcc、および共振コンデンサＣr1を経由
して電流Ｉ２が流れる。このため、電圧Ｖcpは減少し、
直流電圧源Ｖinより整流素子ＤＢ、充電コンデンサＣi
1、共振インダクタＬ、スイッチＱ２、ダイオードＤi2
に電流Ｉ１が流れる。すなわち、Ｖci1＝Ｖin−Ｖcpに
なるように電流Ｉ１が流れ、直流電圧源Ｖinより充電コ
ンデンサＣi1を充電する。これにより、ＶＳＣＰは交流
電源ＡＣより入力電流Ｉinを吸い込む。ＣＳＣＰは動作
しない。また、このとき、負荷に出力電流を供給する。
【００５８】（Ｄ）モード４ 図１０に本モードにおける電流経路を示す。本モードに
おいては、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフと
なる。スイッチＱ２がオフに、スイッチＱ１がオンにス
イッチングされると、共振インダクタＬの磁束により、
共振インダクタＬの電流は流れ続ける。そのため、共振
インダクタＬより、寄生ダイオードＤs1、直流電圧源Ｖ
dc、ダイオードＤi2、整流素子Ｄo、直流電圧源Ｖo、Ｖ
cc、共振コンデンサＣr1に電流Ｉ２が流れる。電圧Ｖcp
が変化（減少）するので、直流電圧源Ｖinより整流素子
ＤＢ、充電コンデンサＣi1、共振インダクタＬ、寄生ダ
イオードＤs1、直流電圧源Ｖdc、ダイオードＤi2に電流
Ｉ１が流れる。すなわち、Ｖci1＝Ｖin−Ｖcpになるよ
うに電流Ｉ１が流れ、直流電圧源Ｖinより充電コンデン
サＣi1を充電する。これにより、ＶＳＣＰは交流電源Ａ
Ｃより入力電流Ｉinを吸い込み、ＣＳＣＰは平滑コンデ
ンサＣeを充電する。このとき、本回路は負荷に出力電
流を供給する。
【００５９】（Ｅ）モード５ 図１１に本モードにおける電流経路を示す。本モードに
おいては、スイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフと
なる。本モードにおいて、共振インダクタLの電流が０
になり、転流すると、充電コンデンサＣi2よりスイッチ
Ｑ１、共振インダクタＬ、共振コンデンサＣr1、直流電
圧源Ｖcc、共振コンデンサＣr2に電流Ｉ２が流れる。共
振コンデンサＣr2はこれまでと逆方向に充電されるの
で、整流素子Ｄoがオフになり負荷への電力供給は止ま
る。このとき、電圧Vcpは上昇する。電圧Vcpが上昇する
ので、充電コンデンサＣi1よりダイオードＤi1、スイッ
チＱ１、共振インダクタＬに電流Ｉ１が流れる。本モー
ドでは、ＶＳＣＰ、ＣＳＣＰともに動作しない。
【００６０】（Ｆ）モード６ 図１２に本モードにおける電流経路を示す。本モードで
はスイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフとなる。本
モードにおいて、共振コンデンサＣr2が電流Ｉ２により
充電され、共振コンデンサＣr2の電圧ＶCr2がVoに達す
ると、整流素子Doが導通し、負荷に電力供給を開始す
る。充電コンデンサＣi2よりスイッチＱ１、共振インダ
クタＬ、共振コンデンサＣr1、直流電圧源Ｖcc、整流素
子Ｄo、直流電圧源Voに電流Ｉ２が流れる。このとき、V
cpは上昇し、充電コンデンサＣi1よりダイオードＤi1、
スイッチＱ１、共振インダクタＬに電流Ｉ１が流れる。
このとき、本回路は負荷に出力電流を供給する。本モー
ドにおいて、ＶＳＣＰ、ＣＳＣＰは動作しない。
【００６１】（Ｇ）モード７ 図１３に本モードにおける電流経路を示す。本モードで
はスイッチＱ１がオン、スイッチＱ２がオフとなる。本
モードにおいて、充電コンデンサＣi2の電圧Vci2がVin
に達すると、整流素子DBが導通する。直流電圧源Vinよ
り整流素子ＤＢ、ダイオードＤi1、スイッチＱ１、共振
インダクタＬ、共振コンデンサＣr1、直流電圧源Ｖcc、
整流素子Ｄo、直流電圧源Ｖoに電流Ｉ２が流れる。この
とき、本回路は負荷に出力電流を供給する。このとき電
圧Ｖcpは上昇する。本モードにおいて、ＶＳＣＰは動作
せず、ＣＳＣＰは交流電源ＡＣより入力電流Ｉinを吸い
込む。
【００６２】（Ｈ）モード８ 図１４に本モードにおける電流経路を示す。本モードで
はスイッチＱ１がオフ、スイッチＱ２がオンとなる。ス
イッチＱ１がオフし、スイッチＱ２がオンすると、直流
電圧源Ｖinより整流素子ＤＢ、ダイオードＤi1、直流電
圧源Ｖdc、寄生ダイオードＤs2、共振インダクタＬ、共
振コンデンサＣr1、直流電圧源Ｖcc、整流素子Ｄo、直
流電圧源Ｖoに電流Ｉ２が流れる。また、充電コンデン
サＣi1よりダイオードDi1、直流電圧Ｖdc、寄生ダイオ
ードＤs2、共振インダクタＬに電流Ｉ１が流れる。この
とき、ＶＳＣＰはＣeを充電し、ＣＳＣＰは交流電源Ａ
Ｃより電流Ｉinを吸い込み、かつ、Ceを充電する。以
降、上記モード１からモード８を繰り返す。
【００６３】このように、ＶＳＣＰが交流電源ＡＣから
電流Ｉinを吸い込む期間がモード１からモード４であ
り、ＣＳＣＰが電流Ｉinを吸い込む期間がモード７から
モード８と、その位相がずれているため、１スイッチン
グサイクル中に交流電源ＡＣから電流Ｉinを吸い込む期
間が、ＶＳＣＰ、ＣＳＣＰ単独の場合と比較して、広げ
ることが出来る。しかも共振コンデンサＣr2の容量を小
さく設定し入力にも出力にも寄与しない無効な電流を低
減しつつ出力の低周波リップルを低減することができ
る。共振コンデンサＣr2の容量値を小さく設定した場
合、ＶＳＣＰ単独では入力電圧のピーク付近で最小値と
なる様な低周波リップルであるのに対し、ＣＳＣＰ単独
ではピーク付近で最大値となる様な低周波リップルとな
る。その上それぞれが単独であった場合に比べ充電コン
デンサＣi1の容量値を小さく、充電コンデンサＣi2の容
量値を大きく設定できるので、それぞれのコンデンサの
導通時に出力へ与える影響は小さくなる。よってその合
成リップルはＶＳＣＰ、ＣＳＣＰそれぞれ単独であった
場合に比べ小さな、よりフラットなものとなる。したが
って、従来例に比べて素子の耐量を低減でき、小形で安
価なＰＦＣ機能付き電源装置を提供できる。なお、本実
施例では、共振コンデンサを２つのコンデンサＣr1、Ｃ
r2で構成したが、さらに多くの数のコンデンサにより構
成してもよく、同様の効果が得られることは明らかであ
る。
【００６４】１−２−２.実施例１ｂ 図１７に実施例１ｂにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例のように、ダイオードＤi2と並列に充電コンデ
ンサＣi2を接続しても何ら動作が変らず、本案の効果を
達成できる。
【００６５】１−２−３.実施例１ｃ 図１８に実施例１ｃにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例では１つのコンデンサＣrにより構成したもの
である。平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceと2Ｖoが略等し
い場合には、共振コンデンサによる分圧が必要なく唯一
のコンデンサＣrで適切に動作させ得ることができるこ
とを示した例である。
【００６６】１−２−４.実施例１ｄ 図１９に実施例１ｄにおける電源装置の回路図を示す。
この図においては、実施例１ｃで示したように共振コン
デンサを１つのコンデンサCrのみで構成し、かつ、実施
例１ｂで示したように充電コンデンサＣi2をダイオード
Ｄi2と並列に接続している。
【００６７】１−２−５.実施例１ｅ 図２０に実施例１ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例では、図１７において、充電コンデンサＣi1の
端子のうち共振インダクタＬrに接続された側の端子
を、図２０に示すように共振コンデンサＣr1と共振コン
デンサＣr2の接続点に接続したものである。すなわち、
平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceに比べて負荷ＬＤの電圧
Ｖoが高い場合には、本実施例のように複数の直列接続
された共振コンデンサＣr1、Ｃr2の適切な接続点を電圧
源ＶＳとしてもよい。
【００６８】１−２−６.実施例１ｆ 図２１に実施例１ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例では、実施例１ｅの回路（図２０）において、
充電コンデンサＣi2をダイオードＤi2と並列となるよう
に接続を変更したものである。
【００６９】１−２−７.実施例１ｇ 図２２に実施例１ｇにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例は、実施例１ｄの負荷ＬＤ及びＶＳＣＰとＣＳ
ＣＰの整流素子ＤＢに対して接続される極性を正負反対
に接続した例である。全ての実施例において、正負を反
対に接続しても全く同等に動作し、同等の効果が得られ
る。なお、上記、いずれの実施例においても、負荷に高
周波出力を与える場合、実施例１ａに示した様に出力を
整流器Ｄoで整流する必要はない。例えば、図２３に示
すように、蛍光灯点灯装置に応用する場合は整流器を必
要としない。
【００７０】１−２−８.実施例１ｈ 図２４に実施例１ｈにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例の回路は、上記実施例において、トランスＴr
を用いたものである。
【００７１】１−２−９.実施例１ｉ 図２５に実施例１ｉにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例においては、整流器Ｄoとして、ダイオードＤo
1、Ｄo2、コンデンサＣo1、Ｃo2を図のように接続して
構成される倍電圧整流回路を用いており、高電圧直流出
力が得られる構成となっている。
【００７２】１−３．効果 以上のように、本実施の形態で示した電源装置によれ
ば、交流電源ＡＣから入力した電力を所望の値に制御
し、負荷に対して出力する電力変換回路において、電力
変換回路中の高周波電流ループに流れる高周波振動電流
を利用して交流電源ＡＣから入力電流を取り込む電流源
型入力電流取り込み手段としてのＣＳＣＰと、電力変換
回路中の高周波電圧ノードでの高周波振動電圧を利用し
て交流電源ＡＣから入力電流を取り込む電圧源型入力電
流取り込み手段としてのＶＳＣＰとを備える。このよう
に構成された電源装置では、ＣＳＣＰとＶＳＣＰの双方
により交流電源ＡＣから入力電流Ｉinを取り込むため、
１スイッチングサイクル中に交流電源ＡＣから入力電流
Ｉinを取り込む期間が広くなるので、電源装置を構成す
るスイッチング素子やインダクタ、コンデンサ等の構成
部品の電流耐量を低減でき、安価で小形なＰＦＣ機能の
ある電源装置を実現できる。
【００７３】また入力電流に関して、ＣＳＣＰにより負
荷電流を最大限に利用し、不足分をＶＳＣＰで補うとい
う構成とすることにより、共振コンデンサＣrの値が小
さく、つまり入力及び出力に無効な電流を小さくでき、
共振回路電流を低減しつつ低周波（Ｖinの倍周波）リッ
プルの比較的小さな出力を得ることができる。
【００７４】＜実施の形態２＞ ２−１．概要 蛍光灯などは始動に比較的高い電圧を発生させて放電開
始を行うが、通常のインバータ回路では動作周波数を定
常点灯時の周波数から変化させて、蛍光灯両端の共振コ
ンデンサに起動に必要な電圧が発生するように共振状態
を調整している。
【００７５】従来例１のＶＳＣＰを用いる場合、負荷端
に充電コンデンサＣinを接続するが、蛍光灯が非点灯の
場合で起動のための高電圧を蛍光灯の両端に発生させた
場合、ＶＳＣＰの作用により平滑コンデンサＣe両端の
電圧Ｖceが過剰に上昇する場合がある。
【００７６】これを改善した方法として、図２６に示す
回路がある。この回路は、交流電源ＡＣと、整流素子Ｄ
Ｂと、平滑コンデンサＣeと、直列接続されたスイッチ
ング素子Ｑ１、Ｑ２と、ダイオードＤi1と、充電コンデ
ンサＣi1と、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣr1
とからなる第１の共振回路と、共振インダクタＬ２と共
振コンデンサＣr2とからなる第２の共振回路と、結合コ
ンデンサＣcとを有する。平滑コンデンサＣeと、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ２の直列回路とが並列に接続され、
スイッチング素子Ｑ２と並列に第１の共振回路が並列に
接続され、共振コンデンサＣr1と並列に、結合コンデン
サＣcと第２の共振回路との直列回路が接続されてい
る。また、負荷回路ＬＤは共振コンデンサＣr2に並列に
接続されている。平滑コンデンサＣeとスイッチング素
子Ｑ２との接続点は整流素子ＤＢの低圧側出力端に接続
され、平滑コンデンサＣeとスイッチング素子Ｑ１との
接続点はダイオードＤ１を介して整流素子ＤＢの高圧側
出力端に接続される。充電コンデンサＣiは整流素子Ｄ
Ｂの高圧側出力端と共振コンデンサＣr1と共振インダク
タＬ１との間に接続されている。本回路においては、共
振インダクタＬ１と共振コンデンサＣr1との接続点を高
周波電圧源ＶＳとし、ダイオードＤi1と充電コンデンサ
Ｃi1とによりＶＳＣＰを構成している。
【００７７】この回路では、蛍光灯に接続されて高電圧
を発生する第２の共振回路とは別に第１の共振回路を設
け、第１の共振回路でＶＳＣＰを行うことで平滑コンデ
ンサＣe両端の電圧Ｖceの過剰上昇を抑制する方法が提
案されている。これは、米国の学会「1996、ＩＥＥＥ電
力技術者会議（IEEE-PESC（PESC;Power ElectronicsSpe
cialists Conference））」にて報告された、「チャー
ジポンプ電気バラストにおける電圧ストレスの削減（Re
duction of Voltage Stress in Charge Pump Electroni
c Ballast、IEEE PESC '96 Conference Procedings, Vo
lume2, pp.887-893, June, 1996）」 に開示されてい
る。
【００７８】そこで、本実施の形態では、実施の形態１
の考え方を、このような２段共振回路方式に対して応用
した例を示す。すなわち、ＶＳＣＰを第１の共振系に用
いて、更にＣＳＣＰを付加した構成の電源装置の具体例
を以下にいくつか示す。
【００７９】２−２.回路例 ２−２−１.実施例２ａ 図２７に実施例２ａにおける電源装置の回路図を示す。
この図に示す電源装置は、図２６に示す回路において、
平滑コンデンサＣeとスイッチング素子Ｑ２の接続点
と、整流素子ＤＢの低圧側出力端との間に、ダイオード
Ｄ２と充電コンデンサＣi2の並列回路を挿入し、さら
に、共振コンデンサＣr2と負荷ＬＤとの接続点を共振コ
ンデンサＣr1から切り離し、整流素子ＤＢとダイオード
Ｄi2の接続点に接続したものである。
【００８０】本回路においては、共振インダクタＬ１と
共振コンデンサＣr1との接続点を電圧源ＶＳとし、ＶＳ
ＣＰの動作を行い、平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceの過
剰昇圧を抑制するために設けられた第２の共振回路に流
れる電流、すなわち共振コンデンサＣr2と負荷ＬＤに流
れる第２共振電流を用いてＣＳＣＰの動作を行うもので
ある。ここで、ＣＳＣＰの電流源ＣＳはこの共振インダ
クタＬ２であると考えられる。
【００８１】この構成によれば、蛍光灯用の高周波点灯
装置のように、負荷変動が大きい電源装置の場合であっ
ても、２段共振の過剰昇圧抑制効果を保ちつつ、ＶＳＣ
ＰおよびＣＳＣＰによる前述の効果が得られるため、実
施例１と同様に素子耐量を低減でき、電源装置を小型
に、かつ安価に実現できる。
【００８２】２−２−２.実施例２ｂ 図２８に実施例２ｂにおける電源装置の回路図を示す。
本回路では、図２７において、共振コンデンサＣr1の一
端をスイッチング素子Ｑ２から切り離し、整流素子ＤＢ
とダイオードＤi2の接続点に接続したものである。すな
わち、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣr1とから
なる第１共振系と、共振インダクタＬ２と共振コンデン
サＣr2とからなる第２共振系と、コンデンサＣi2と、ダ
イオードＤi2とによりＣＳＣＰを構成したものである。
【００８３】これにより、第１の共振系と第２の共振系
の双方の共振電流を用いてＣＳＣＰを行うものである。
実施例２ａでは、共振電流は負荷に流れる電流であるた
め、ランプが始動直前など負荷回路ＬＤが無負荷状態で
あれば、共振コンデンサＣr2両端に高電圧を発生させる
ために共振コンデンサＣr2に流れる無効電流が大きくな
る。無負荷時には、ＣＳＣＰによる交流電源ＡＣからの
入力電流Ｉinの吸い込みが増加する傾向にあるため、Ｃ
ＳＣＰの作用を小さくしておく必要がある。実施例２ｂ
では、この点を改善するために第１共振電流もＣＳＣＰ
作用に寄与するように構成した。これにより、ＣＳＣＰ
の作用が負荷の状態に対してより安定になる。
【００８４】２−２−３.実施例２ｃ 図２９に実施例２ｃにおける電源装置の回路図を示す。
本回路では、図２８において、共振コンデンサＣr2の一
端を整流素子ＤＢとダイオードＤi2の接続点から切り離
し、平滑コンデンサＣeの低圧側に接続したものであ
る。共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣr1とからな
る第１共振系と、充電コンデンサＣi2と、ダイオードＤ
i2とによりＣＳＣＰを構成したものである。
【００８５】これにより、負荷ＬＤに高周波出力を供給
するための第１共振系に流れる電流、すなわち共振コン
デンサＣr1の電流を用いてＣＳＣＰ動作を行っている。
第２共振電流を用いないため、負荷ＬＤの状態によらず
実施例２ｂよりも、更に安定したＣＳＣＰ作用が得られ
る。
【００８６】２−２−４.実施例２ｄ 図３０に実施例２ｄにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、共振インダクタＬ１と共振コンデンサＣr1と
からなる第１共振系と、充電コンデンサＣi2-1と、ダイ
オードＤi2-1とによって第１のＣＳＣＰを構成し、共振
インダクタＬ２と共振コンデンサＣr2とからなる第２共
振系と、充電コンデンサＣi2-2と、ダイオードＤi2-2に
よって第２のＣＳＣＰを構成している。これにより、Ｖ
ＳＣＰの作用と第１及び第２のＣＳＣＰの作用が各々異
なる位相で動作するので、交流電源ＡＣから入力電流Ｉ
inを取り込む期間がさらに増加し、回路中を流れる電流
のピーク値が下がるため、より部品耐量を低減でき、安
価化、小型化が実現できる。
【００８７】２−３．効果 本実施の形態に示した電源装置によれば、２段共振を用
いたインバータ回路においても、１スイッチングサイク
ル中に交流電源ＡＣから入力電流Ｉinを吸い込む期間が
広く取れるので、スイッチング素子やインダクタ、コン
デンサ等の構成部品の電流耐量を低減でき、さらに安価
で小形なPFC機能のある電源装置を提供できる。
【００８８】＜実施の形態３＞ ３−１．概要 本実施の形態における電源装置の基本構成を図３１に示
す。電源装置は、交流電源ＡＣと整流素子ＤＢと平滑コ
ンデンサＣeとＣＳＣＰとＶＳＣＰと回路１とを含む。
前述の実施の形態１においては、ＣＳＣＰとＶＳＣＰと
は整流素子ＤＢの異なる極性に接続されていたが、本実
施の形態においては、ＣＳＣＰとＶＳＣＰとは整流素子
ＤＢの同一極性に接続されている。回路１は1つ以上の
スイッチング素子と、インダクタ素子及び／又はコンデ
ンサ等の能動素子と、負荷とを含む回路である。回路１
中では、スイッチング素子の高速開閉に応じて高周波電
圧、高周波電流が発生している。本実施の形態において
は、この高周波電圧が発生する電圧ノードのうちの適切
な電圧ノードを電圧源ＶＳと、高周波電流が発生してい
る電流ループのうちの適切な電流ループを電流源ＣＳと
みなしている。
【００８９】この図において、ＶＳＣＰはダイオードＤ
i1と充電コンデンサＣi1と電圧源ＶＳとにより構成され
る。ＶＳＣＰにおいては、交流電源ＡＣからの出力を整
流素子ＤＢで整流した出力の正負何れか一方とダイオー
ドＤx1を介して電圧源ＶＳとの間に充電コンデンサＣi1
が接続され、充電コンデンサＣi1と平滑コンデンサＣe
との間に順方向にダイオードＤi1が接続されている。Ｃ
ＳＣＰはダイオードＤi2と充電コンデンサＣi2と電流源
ＣＳにより構成される。ＣＳＣＰにおいては、整流素子
ＤＢのＶＳＣＰが接続された極性と同一極性の出力とダ
イオードＤx2を介して電流源ＣＳのループを形成し、充
電コンデンサＣi2が接続され、充電コンデンサＣi2と平
滑コンデンサＣeとの間に順方向にダイオードＤi2が接
続されている。ここで、ダイオードＤx1、Ｄx2はＶＳＣ
ＰとＣＳＣＰの作用が相互に干渉しないように挿入され
たものである。
【００９０】これら２つのチャージポンプ（ＣＳＣＰ、
ＶＳＣＰ）によって、交流電源ＡＣから入力電流を交流
電源ＡＣの略全領域より引き出し、平滑コンデンサＣe
に充電して直流を得ることにより、交流電源ＡＣの入力
電流高調波歪みを低減し、高力率を得ることができる。
【００９１】本実施の形態において、ＶＳＣＰとＣＳＣ
Ｐが交流電源ＡＣから電流を吸い込む期間に位相差があ
るように設定されている。したがって、上記のように、
ＶＳＣＰとＣＳＣＰを組み合わせると、電圧源ＶＳと電
流源ＣＳの位相差によりＶＳＣＰとＣＳＣＰが交流電源
ＡＣより電流を吸い込む期間のずれによって、１スイッ
チングサイクル中（スイッチング素子が高速にオン／オ
フを一回繰り返す期間）に入力電流Ｉinを吸い込む期間
が等価的に広がり、所定の負荷への出力電力に必要な入
力電流Ｉinを吸い込むのにＶＳＣＰあるいはＣＳＣＰい
ずれか一方のみの場合に比べて入力電流Ｉinのピーク値
を低減することが可能となり、電源装置を構成する部品
の部品耐量を低減できる。これにより、ＰＦＣ機能を有
する電源装置において、小型化、低価格化を実現でき
る。以下に、本実施の形態の基本構成に基づいた電源装
置の具体的な例をいくつか説明する。
【００９２】３−２.回路例 ３−２−１.実施例３ａ 図３２に実施例３ａにおける電源装置の回路図を示す。
本回路においては、回路１が、スイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２と結合コンデンサＣcと共振インダクタＬrと共振コ
ンデンサＣrと負荷ＬＤとを有し、これらが図３２に示
すように接続されて構成されている。
【００９３】ここで、ＣＳＣＰはスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２からなるハーフブリッジインバータの負荷電流
および共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrとによる
共振電流を発生する電流ループを電流源ＣＳとし、充電
コンデンサＣi2、ダイオードＤi2により構成される。ま
た、ＶＳＣＰは共振コンデンサＣrの共振電圧を利用す
るため共振コンデンサの一端を電圧源ＶＳとし、充電コ
ンデンサＣi1、ダイオードＤi1によって構成される。
【００９４】本実施例では整流素子ＤＢの出力の正極側
にＶＳＣＰとＣＳＣＰとを配している。前述したよう
に、ＶＳＣＰとＣＳＣＰのいずれも、電圧源ＶＳおよび
電流源ＣＳが最大値から最小値に下がる過程で交流電源
ＡＣより入力電流Ｉinを吸い込むが、本実施例では同一
の共振回路中の共振電流と共振電圧を用いているため、
当然電圧源ＶＳと電流源ＣＳには位相差が生じているの
で、１スイッチングサイクル中に交流電源ＡＣから入力
電流Ｉinを吸い込む期間は従来のものより広がり、これ
により、回路素子の電流耐量を低減でき、安価かつ小型
の電源装置を実現できる。
【００９５】３−２−２.実施例３ｂ 図３３に実施例３ｂにおける電源装置の回路図を示す。
本回路では、図３２に示す回路において、充電コンデン
サＣi1と共振コンデンサＣrとの間に電流を制限する限
流要素として、インダクタ素子や抵抗器等のインピーダ
ンスＺを挿入したものである。このようにインピーダン
スＺを挿入することにより、充電コンデンサＣi1に流れ
る電流のピーク値を低減することができる。
【００９６】３−２−３.実施例３ｃ 図３４に実施例３ｃにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例では、整流素子ＤＢの負極側にＶＳＣＰおよび
ＣＳＣＰを接続した。
【００９７】３−３．効果 本実施の形態の電源装置によれば、整流素子ＤＢの同一
極性に接続されたＣＳＣＰとＶＳＣＰとを備えたため、
１スイッチングサイクル中に交流電源ＡＣから入力電流
Ｉinを吸い込む期間が広く取れるので、スイッチング素
子やインダクタ、コンデンサ等の構成部品の電流耐量を
低減でき、さらに安価で小型なＰＦＣ機能を有する電源
装置を提供できる。
【００９８】また、整流素子ＤＢの一極性と平滑コンデ
ンサＣeの一極性が、直接接続されるため、回路の安定
性が良く、特に高周波電磁雑音が低減できる。
【００９９】＜実施の形態４＞ ４−１.概要 従来例２で示したＣＳＣＰの他の回路方式として、米国
特許ＵＳＰ５４８８２６９号に開示された図３５に示す
回路が挙げられる。本回路は、交流電源ＡＣと、交流電
源ＡＣの出力を受ける整流素子ＤＢと、平滑コンデンサ
Ｃeと、直列接続された一対のスイッチング素子Ｑ１、
Ｑ２と、共振コンデンサＬrと共振コンデンサＣrからな
る共振回路と、負荷回路と、直列接続された一対のダイ
オードＤi3、Ｄi4と、充電コンデンサＣin2とからな
る。平滑コンデンサＣeと、一対のスイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２とは並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２
に、結合コンデンサと共振回路の直列回路が並列に接続
され、共振コンデンサＣrに負荷回路が並列に接続され
ている。整流素子ＤＢの低圧側出力端に平滑コンデンサ
の一端が接続され、整流素子ＤＢの高側出力端と平滑コ
ンデンサの他端との間に一対のダイオードＤi3、Ｄi4が
接続され、ダイオードＤi3とダイオードＤi4との接続点
からスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との
接続点の間に充電コンデンサＣin2が接続されている。
ここで、ダイオードＤi3、Ｄi4、および充電コンデンサ
Ｃin2によりＣＳＣＰ回路を構成している。
【０１００】本回路方式の場合、共振インダクタＬrに
流れる電流のうち、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の寄生
ダイオードを介して流れるフライホイール電流を利用し
充電コンデンサＣin2の充放電を行う。以下に、この回
路の動作をモード毎に詳細に説明する；
【０１０１】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１のオ
フ後、スイッチング素子Ｑ２をオンさせずに（以降、ス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２が共にオフの時間を「デッド
オフタイム」と称す。）、連続的な共振インダクタに流
れる電流（以降、「インダクタ電流」と称す。）ＩLを
充電コンデンサＣin2を介して流す。この時、充電コン
デンサＣinは交流電源ＡＣから整流素子ＤＢを経て充電
され、充電コンデンサＣinの両端電圧が入力電圧Ｖin
（交流電源ＡＣの電圧）の絶対値と等しくなるまで充電
される。このときの充電期間は図３６中のＸで指示した
ドットで示された期間内となる（図中、Ｙで指定された
期間は平滑コンデンサＣeの充電電流となり得る期間で
ある。）。図３６に示すように入力電圧Ｖinに応じて充
電時間が拡張（図中では右方向に拡張）し、最大でドッ
ト部全体となる。
【０１０２】（モード２）：充電コンデンサＣinの両端
電圧が入力電圧Ｖinの絶対値と等しくなるとスイッチン
グ素子Ｑ２の寄生ダイオードがオンし、通常のハーフブ
リッジ回路と同等の動作となる。
【０１０３】（モード３）：上記モード２の動作の間に
スイッチング素子Ｑ２をオンさせておき、インダクタ電
流ＩLが正の向きに反転するとスイッチング素子Ｑ２を
介して流れる。
【０１０４】（モード４）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、スイッチング素子Ｑ１をオンさせずに連続的
な共振インダクタＬrに流れるインダクタ電流ＩLを充電
コンデンサＣin2を介して流す。この時、充電コンデン
サＣin2は整流ダイオードＤi4を経て平滑コンデンサＣe
を充電しながら、充電コンデンサＣin2の両端電圧がゼ
ロになるまで放電する。
【０１０５】（モード５）：充電コンデンサＣin2の電
荷が放電されゼロになるとスイッチング素子Ｑ１の寄生
ダイオードがオンし、通常のハーフブリッジ回路と同等
の動作となる。
【０１０６】（モード６）：上記モード５の動作の間に
スイッチング素子Ｑ１をオンさせておき、インダクタ電
流ＩLが負の向きに反転するとスイッチング素子Ｑ１を
介して流れる。
【０１０７】以降、上記モード１〜モード６の回路動作
を繰り返す。このように、本方式では共振回路の電流の
一部を高周波電流源ＣＳとし、充電コンデンサＣin2の
充放電を交流電源ＡＣおよび平滑コンデンサＣeを介し
て行うことから、従来例２と同様にＣＳＣＰの一方式と
考えることができる。この場合、入力電流または平滑コ
ンデンサＣeの充電電流に成り得る期間は、通常のハー
フブリッジ回路動作においてスイッチング素子Ｑ１およ
びスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して流れ
るフライホイール電流が導通する期間のみであるので、
充分な入力電流を得るためには従来例２の場合に比べさ
らに大きな共振電流（従来例２の倍以上）を要する。
【０１０８】本実施の形態では、図３５で示されるＣＳ
ＣＰ回路に対して回路内の高周波電圧振動を利用したＶ
ＳＣＰをさらに付加したものを説明する。また図３５で
示されるＣＳＣＰに対して従来例２で述べたＣＳＣＰを
付加しても同様の効果を得ることができる。以下に上記
概念に基づいた電源装置の具体例のいくつかを説明す
る。
【０１０９】４−２.回路例 ４−２−１.実施例４ａ 図３７に実施例４ａにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図３５で示された回路に、ダイオードＤi3、
Ｄi4の直列回路と並列に接続されたダイオードＤi1、Ｄ
i2の直列回路と、ダイオードＤi1とダイオードＤi2との
接続点に一端を接続され、他端を共振インダクタＬrと
共振コンデンサＣrとの接続点に接続された充電コンデ
ンサＣin1とからなるＶＳＣＰを付加したものである。
【０１１０】本回路方式の場合、図３８で示した「パタ
ーンＢ」のようにインダクタ電流ＩLが入力電流に寄与
する。ここで、図３８において、Ｔ、Ｔ'で指定される
期間は図３５に示す回路において入力電流を取り込む期
間であり、Ｓ、Ｓ'で指定される期間は本実施例におい
て追加されたＶＳＣＰまたはＣＳＣＰにより入力電流が
取り込まれる期間である。したがって、入力電圧Ｖinの
ピーク付近では最大で高周波インダクタ電流の半サイク
ル以上の期間入力電流を引き出すことができる。以下
に、このときの動作をモード毎に詳細に説明する；
【０１１１】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素
子Ｑ２のデッドオフタイム中に充電コンデンサＣin2を
充電しながらインダクタ電流ＩLは負の向き（図３７に
おいて矢印の向きを正の向きとする。）に流れ、同時に
負荷および共振コンデンサＣrと充電コンデンサＣin1へ
流れ込む。充電コンデンサＣin1へと流れ込んだ電流は
充電コンデンサＣin1を放電しながら、平滑コンデンサ
を充電する。
【０１１２】（モード２）：充電コンデンサＣin2が充
電され入力電圧の絶対値と等しくなるとスイッチング素
子Ｑ２の寄生ダイオードがオンし、さらにインダクタ電
流ＩLは負の向きに流れる。この期間にスイッチング素
子Ｑ２はオンされる。またインダクタ電流ＩLはモード
１と同様に負荷ＬＤ、共振コンデンサＣrおよび充電コ
ンデンサＣin1に流れ込む。
【０１１３】（モード３）：共振インダクタ電流ＩLが
減少し、正の向きに反転するとスイッチング素子Ｑ２を
通じてインダクタ電流ＩLが流れ、負荷ＬＤ、共振コン
デンサＣrのみを介して共振インダクタＬrに戻る。共振
コンデンサＣrの両端電圧が減少し、充電コンデンサＣi
n1の高圧側電位（充電コンデンサＣin1と整流ダイオー
ドＤi1、Ｄi2の接続点電位）が入力電圧の絶対値と等し
くなる時点までこの状態を維持する。
【０１１４】（モード４）：充電コンデンサＣin1の高
圧側電位（充電コンデンサＣin1と整流ダイオードＤi
1、Ｄi2の接続点電位）が入力電圧の絶対値と等しくな
った後、インダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ２を
介して負荷ＬＤ・共振コンデンサＣrへ流れ込むものと
入力交流電源ＡＣから整流素子ＤＢを経て充電コンデン
サＣin1を充電するものとの２つの経路で流れる。
【０１１５】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、インダクタ電流ＩLは充電コンデンサＣin2を
放電しながら平滑コンデンサＣeを充電するように流れ
る。その間共振インダクタＬrへ流れ込む電流は（４）
と同じく負荷ＬＤ・共振コンデンサＣrおよび充電コン
デンサＣin1から流れる。
【０１１６】（モード６）：充電コンデンサＣin2の両
端電圧がゼロになるとスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイ
オードがオンし、インダクタ電流ＩLはこの寄生ダイオ
ードを介して平滑コンデンサを充電するように流れる。
この間にスイッチング素子Ｑ１をオンする。
【０１１７】（モード７）：インダクタ電流ＩLが反転
し負の向きに流れ始めると平滑コンデンサＣeからスイ
ッチング素子Ｑ１、共振インダクタＬrを介して共振コ
ンデンサＣrと負荷ＬＤとの並列回路へインダクタ電流
ＩLが流れる。共振コンデンサＣrの両端電圧が増加し、
充電コンデンサＣin1の高圧側電位（充電コンデンサＣi
n1と整流ダイオードＤ1i、Ｄi2の接続点電位）が平滑コ
ンデンサＣeの両端電圧と等しくなるまでこの状態を維
持する。
【０１１８】（モード８）：充電コンデンサＣin1の高
圧側電位（Cin1と整流ダイオードの接続点電位）が平滑
コンデンサＣeの両端電圧と等しくなると、インダクタ
電流ＩLは負荷ＬＤ・共振コンデンサＣrへ流れ込むもの
と充電コンデンサＣin1を放電しながら平滑コンデンサ
Ｃeを充電するものとの２つの経路で流れる。スイッチ
ング素子Ｑ１がオフするまでこの状態を維持する。
【０１１９】交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinが充分に
低い間では、上記モード４が表れる前にモード５が表
れ、その後、モード６の時にモード４が表れるといった
モードの入れ換わりが存在するが、総じて入力電圧Ｖin
が減少していくにつれてモード２、３、６、７が拡大
し、モード１、４、５、８が縮小する。入力電流はモー
ド１、４、５、８で流れるために入力電圧に応じて入力
電流は減少することとなり、入力力率は高効率に改善さ
れる。
【０１２０】図３５で示した回路と比べるとインダクタ
電流ＩLの１サイクル中の入力電流の導通期間が飛躍的
に伸びるため、インダクタ電流の増加を抑制し、入力フ
ィルタ部の小型化及びその他回路部品の電流耐量の抑制
と小型化を達成でき、安価な電源装置を提供できる。ま
た各モードの共振回路の組み合わせにより共振コンデン
サＣrの容量を小さく抑えながら出力に表れる低周波リ
ップルを低減できる。
【０１２１】４−２−２.実施例４ｂ 図３９に実施例４ｂにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図３７に示す回路構成において、スイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサＣe以外の回路構成
をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続
点を中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側とグランド側
とで対称形に接続し直したものである。
【０１２２】４−２−３.実施例４ｃ 図４０に実施例４ｃにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図３７に示す回路構成において、共振コンデ
ンサＣrおよび負荷ＬＤの接続をグランド側（低圧側）
から平滑コンデンサＣeの高圧側に変更したものであ
る。
【０１２３】４−２−４.実施例４ｄ 図４１に実施例４ｄにおける電源装置の回路図を示す。
本回路構成は、図３７において、ダイオードＤi3、Ｄi
4、充電コンデンサＣin2の接続を変更したものである。
【０１２４】このように構成した場合、高周波振動する
インダクタ電流ＩLの１サイクルのうち入力電流に寄与
する部分は図３８の「パターンＡ」に示されたようにな
る。つまり、電源電圧Ｖinの絶対値が小さくなってくる
と、スイッチング素子Ｑ２のオフした直後に充電コンデ
ンサＣin2を通じて入力電流が流れ、その後、共振コン
デンサＣrの電圧が低くなったときは充電コンデンサＣi
n1を通じて入力電流が流れるというように入力電流が引
き出される。このように、充電コンデンサＣin1および
充電コンデンサＣin2の充放電により引き出される入力
電流に位相差ができるために、効率よく入力電流を引き
出すことができる。
【０１２５】４−２−５.実施例４ｅ 図４２に実施例４ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図４１に示す回路構成において、共振コンデ
ンサＣrおよび負荷ＬＤの接続をグランド側（低圧側）
から平滑コンデンサＣeの高圧側に変更したものであ
る。
【０１２６】４−２−６.実施例４ｆ 図４３に実施例４ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本回路構成は、図４１に示した回路の変形例であり、同
等の回路動作及び効果が得れる。
【０１２７】４−２−７.実施例４ｇ 図４４に実施例４ｇにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、従来例２で示した回路に対して、図３５に示
すダイオードＤi3、Ｄi4と充電コンデンサＣin2とを含
むＣＳＣＰを付加したものである。本回路方式の場合、
図３８において示された「パターンＢ」で示されたよう
にインダクタ電流ＩLが入力電流に寄与する。したがっ
て、交流電源ＡＣからの入力電圧Ｖinのピーク付近では
最大で高周波共振インダクタ電流の半サイクル以上の期
間入力電流を引き出すことができる。以下に、本回路の
動作をモード毎に詳細に説明する；
【０１２８】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ１およびスイッチング素
子Ｑ１のデッドオフタイム中に充電コンデンサＣin2を
充電しながらインダクタ電流ＩLは負の向き（図４４に
おいて、共振コンデンサＣrから共振インダクタＬrに流
れる向きを正の向きとする。）に流れ、同時に負荷ＬＤ
および共振コンデンサＣrへ流れ込む。負荷ＬＤ・共振
コンデンサＣrへ流れた電流は充電コンデンサＣin1と並
列接続された整流ダイオードＤi2を流れ、平滑コンデン
サＣeを充電し交流電源ＡＣを介して充電コンデンサＣi
n2を充電する。
【０１２９】（モード２）：充電コンデンサＣin2が充
電され入力電圧の絶対値と等しくなるとスイッチング素
子Ｑ２の寄生ダイオードがオンし、さらに共振インダク
タ電流ＩLは負の向きに流れる。この期間にスイッチン
グ素子Ｑ２はオンされる。またインダクタ電流ＩLはモ
ード１と同様に負荷ＬＤ・共振コンデンサＣr・充電コ
ンデンサＣin1に並列接続された整流ダイオードＤi2に
流れ、平滑コンデンサを充電し、スイッチング素子Ｑ２
の寄生ダイオードを介して共振インダクタＬrに戻る。
【０１３０】（モード３）：インダクタ電流ＩLが減少
し、正の向きに反転するとスイッチング素子Ｑ２を通じ
てインダクタ電流ＩLが流れ、負荷ＬＤ・共振コンデン
サＣr・充電コンデンサＣin1を介して共振インダクタＬ
rに戻る。充電コンデンサＣin1の両端電圧が増加し、充
電コンデンサＣin1の低圧側電位（充電コンデンサＣin1
と共振コンデンサCr・負荷ＬＤの接続点電位）が入力電
圧Ｖinの絶対値と等しくなる時点までこの状態を維持す
る。
【０１３１】（モード４）：充電コンデンサＣin1の低
圧側電位（充電コンデンサＣin1と共振コンデンサＣrと
負荷ＬＤとの接続点電位）が入力電圧の絶対値と等しく
なった後、入力電流が交流電源ＡＣから引き出され、整
流素子ＤＢ、負荷ＬＤと共振コンデンサＣrの並列回路
を介してインダクタ電流ＩLが流れ、スイッチング素子
Ｑ２を通して整流素子ＤＢを経て交流電源ＡＣへと流れ
込む。
【０１３２】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLは充電コンデンサＣin2を放
電しながら平滑コンデンサを充電し整流素子ＤＢ、交流
電源ＡＣを介して入力電流として整流素子ＤＢの高圧
（正極）側出力端から整流ダイオードＤi1、負荷ＬＤと
共振コンデンサＣrの並列回路を介して共振インダクタ
Ｌrに戻る。
【０１３３】（モード６）：充電コンデンサＣin2の両
端電圧がゼロになるとスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイ
オードがオンし、交流電源ＡＣより入力電流として整流
素子ＤＢの高圧側から整流ダイオードＤi1、負荷ＬＤと
共振コンデンサＣrの並列回路を流れてきたインダクタ
電流ＩLは、スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを
介して平滑コンデンサＣeを充電するように流れる。こ
の間にスイッチング素子Ｑ１をオンする。
【０１３４】（モード７）：インダクタ電流ＩLが反転
し負の向きに流れ始めるとスイッチング素子Ｑ１、共振
インダクタＩrを介して共振コンデンサＣr、負荷ＬＤへ
インダクタ電流ＩLが流れる。そのインダクタ電流ＩLは
充電コンデンサＣin1を放電しながらスイッチング素子
Ｑ１、共振インダクタＬrへ戻る。充電コンデンサＣin1
が完全に放電するまでこの状態を維持する。
【０１３５】（モード８）：充電コンデンサＣin1が完
全に放電されると、インダクタ電流ＩLは負荷ＬＤ、共
振コンデンサＣrへ流れた後に充電コンデンサＣin1と並
列接続された整流ダイオードＤi2、スイッチング素子Ｑ
１を介してインダクタＬrへ戻る。
【０１３６】入力電圧Ｖinが充分に低い間では、上記モ
ード４が表れる前にモード５が表れ、その後、モード６
の時にモード４が表れるといったモードの入れ換わりが
存在するが、総じて入力電圧が減少していくにつれてモ
ード２、３、６、７が拡大し、モード１、４、５、８が
縮小する。入力電流はモード１、４、５、８で流れるた
めに入力電圧に応じて入力電流は減少することとなり、
入力力率は高効率に改善される。
【０１３７】このように実施例４ａで述べた回路動作と
同じく入力電流の導通期間を米国特許ＵＳＰ５，４８
８，２６９号または従来例２で開示された電源装置より
もさらに拡げることができるために、共振電流の増加を
抑制し入力フィルタ部の小型化及びその他回路部品の電
流耐量の抑制と小型化を達成でき、安価な電源装置を実
現できる。また各モードの共振回路の組み合わせにより
共振コンデンサＣrの容量を小さく抑えながら出力に表
れる低周波リップルを低減できる。
【０１３８】４−２−８.実施例４ｈ 図４５に実施例４ｈにおける電源装置の回路図を示す。
図４５に示すように、本回路は、図４４の電源装置にお
いて、ダイオードＤi3、Ｄi4、および充電コンデンサＣ
in2を含むＣＳＣＰを整流素子ＤＢの低圧側に接続した
ものである。本回路構成の場合、高周波共振電流ＩLの
１サイクルのうち入力電流に寄与する部分は図３８の
「パターンＡ」に示されたようになる。この場合も充電
コンデンサＣin1および充電コンデンサＣin2の充放電に
より引き出される入力電流に位相差ができるために、効
率よく入力電流を引き出すことができる。
【０１３９】４−３．効果 本実施の形態の電源装置によれば、米国特許ＵＳＰ５，
４８８，２６９号で開示されたＣＳＣＰを備えた電源装
置において、その回路上の高周波電圧振動を利用したＶ
ＳＣＰ、または、その回路上の高周波電流振動を利用し
たＣＳＣＰをさらに備え、従来のＣＳＣＰと組合わせて
動作させることにより、１スイッチングサイクル中に交
流電源ＡＣから入力電流Ｉinを吸い込む期間が広く取れ
るので、スイッチング素子やインダクタ、コンデンサ等
の構成部品の電流耐量を低減でき、さらに安価で小型な
ＰＦＣ機能有する電源装置を実現できる。
【０１４０】＜実施の形態５＞ ５−１.概要 図４６に１石式電圧共振型インバータの一例を示す。１
石式電圧共振型インバータにおいて、交流電源ＡＣの出
力を整流素子ＤＢで全波整流し、平滑コンデンサＣeで
平滑し直流電圧を得る。スイッチＱは高速にスイッチン
グする。よって、インダクタＬ１と共振コンデンサＣr
の作用によりインダクタＬ１の両端には高周波電圧が発
生する。これを直列共振回路のコンデンサＣcとインダ
クタＬ２で共振させ、負荷である蛍光灯ＦＬに高周波電
力を供給する。コンデンサＣoは蛍光灯ＦＬの電極を予
熱するために挿入してある。このような１石式インバー
タは種々知られている。
【０１４１】この回路においてもインダクタＬ２と蛍光
灯ＦＬとの接続点ＶＮは、平滑コンデンサＣeないしは
交流電源ＡＣからみて高周波電圧源ＶＳとみなすことが
でき、また、コンデンサＣc、インダクタＬ２、蛍光灯
ＦＬには高周波電流が流れるため、この電流経路を高周
波電流源ＣＳとみなし得る。
【０１４２】従って、これら電圧源ＶＳと電流源ＣＳと
を用いることにより、前述のように、ＶＳＣＰ、ＣＳＣ
Ｐを構成することができる。そこで、以下に、実施の形
態１で示した基本概念を１石式電圧共振型インバータに
適応した例を示す。
【０１４３】５ー２．回路例 ５−２−１．実施例５ａ 図４７に実施例５ａにおける電源装置の回路図を示す。
電源装置は、図４６の回路において、ダイオードＤi2と
充電コンデンサＣi2の並列回路を含むＣＳＣＰと、ダイ
オードＤi1と充電コンデンサＣi1とを含むＶＳＣＰを備
えたものである。すなわち、蛍光灯ＦＬを流れる共振電
流Iresの電流ループを電流源ＣＳとし、ダイオードＤi2
と充電コンデンサＣi2とによりＣＳＣＰを構成し、イン
ダクタＬ２と蛍光灯ＦＬとの接続点（ノード）ＶＮを電
圧源ＶＳとし、充電コンデンサＣi1とダイオードＤi1と
によりＶＳＣＰを構成した。
【０１４４】本回路においても、同一共振回路内の電圧
源ＶＳと電流源ＣＳを用いているため位相差が発生し、
ＶＳＣＰとＣＳＣＰが交流電源ＡＣから整流素子ＤＢを
介して入力電流Ｉinを取り込む期間が広がるので、部品
電流耐量を低減でき、ＰＦＣを達成することができる。
【０１４５】５−２−２．実施例５ｂ 図４８に実施例５ｂにおける電源装置の回路図を示す。
本電源装置においては、整流素子ＤＢに対して、実施例
５ａとは逆の極性にＶＳＣＰ、ＣＳＣＰを接続したもの
である。
【０１４６】５−３．効果 本実施の形態の電源装置によれば、１石式インバータに
対してＣＳＣＰ、ＶＳＣＰを付加した構成とすることに
より、１スイッチングサイクル中に交流電源ＡＣから入
力電流を吸い込む期間が広く取れるので、スイッチング
素子やインダクタ、コンデンサ等の構成部品の電流耐量
を低減でき、さらに安価で小型なＰＦＣ機能を有する電
源装置を実現できる。
【０１４７】＜実施の形態６＞ ６−１.概要 本実施の形態の電源装置は、高速スイッチングによって
回路中に生じる適切な高周波電圧振動、高周波電流振動
をそれぞれ電圧源ＶＳ、電流源ＣＳとみなして、少量の
部品を付加してＶＳＣＰとＣＳＣＰを同時に実現し、Ｖ
ＳとＣＳの位相差によって、交流電源ＡＣから整流素子
ＤＢを介して入力電流Ｉinを取り込む期間を広げること
により、部品の電流耐量の低減を可能としたものであ
る。故に、基本となる回路方式は特に限定されるもので
はない。
【０１４８】例えば、図４９に示すようなＬプッシュプ
ル型インバータや図５０に示すようなフルブリッジ型イ
ンバータにおいても、上記ＶＳＣＰ、ＣＳＣＰ手段を付
加することで、電源装置において安価にかつ小型にＰＦ
Ｃ機能を達成することができる。以下に、本実施の形態
の具体的な回路例をいくつか説明する。
【０１４９】６−２.回路例 ６−２−１.実施例６ａ 図５０に実施例６ａの回路図を示す。本実施例の回路は
Ｌプッシュプル型インバータに適応させたものであり、
Ｌプッシュプル型インバータ回路中に発生する高周波電
圧振動、高周波電流振動を用いてＶＳＣＰ動作、ＣＳＣ
Ｐ動作を行う。本実施例において、Ｌプッシュプル型イ
ンバータ回路として図４９に示す回路を用いる。すなわ
ち、図４９に示す回路において、整流素子ＤＢの高圧側
出力端と平滑コンデンサの一端との間に接続されたダイ
オードＤi1と、ダイオードＤi1と整流素子ＤＢの接続点
から共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrの高圧側の
接続点との間に接続された充電コンデンサＣi1とを付加
し、整流素子ＤＢの低圧側出力端と平滑コンデンサの他
端との間に接続されたダイオードＤi12と、ダイオード
Ｄi12に並列接続された充電コンデンサＣi2とを付加し
た。
【０１５０】ここで、電流源ＣＳは、出力トランスＴ、
共振コンデンサＣrと負荷ＬＤとの並列回路を含む電流
ループとし、ダイオードＤi2と充電コンデンサＣi2とと
もにＣＳＣＰを構成する。また、ノードＶＮは高周波電
圧振動するため、これを電圧源ＶＳとし、ダイオードＤ
i1と充電コンデンサＣi1とともにＶＳＣＰを構成する。
出力トランスＴの２次側に共振コンデンサＣrが接続さ
れているため、ＶＳＣＰとＣＳＣＰとの間に位相差があ
り前述したものと同様の効果が得られる。
【０１５１】６−２−２.実施例６ｂ 図５１にＬプッシュプル型インバータに適応した別の例
を示す。本実施例では、図５０のＬプッシュプル型イン
バータにおいて、出力トランスの２次側共振回路を変更
したものである。本実施例においても、充電コンデンサ
Ｃi1とダイオードＤi1とを有するＶＳＣＰと、充電コン
デンサＣi2とダイオードＤi２とを有するＣＳＣＰとが
実施例６ｂの場合と同等に動作し、したがって、同様の
効果が得られる。
【０１５２】６−２−３.実施例６ｃ 図５２にＬプッシュプル型インバータに適応したさらに
別の例を示す。本実施例においては、実施例６ｂに示す
回路において、ＶＳＣＰとＣＳＣＰの整流素子ＤＢに対
する極性が逆になるように接続を変更したものである。
【０１５３】６−２−４.実施例６ｄ 図５４に実施例６ｄにおける電源装置の回路図を示す。
図５３に示す回路に、ＶＳＣＰを構成するため充電コン
デンサＣi1とダイオードＤi1とを付加し、ＣＳＣＰを構
成するため充電コンデンサＣi2とダイオードＤi２とを
図５４に示すように付加したものである。本実施例で
は、共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrとの接続点
の電圧振動を用いてＶＳＣＰ動作を行い、スイッチング
素子Ｑ４に流れる電流を用いてＣＳＣＰ動作を行う。共
振インダクタＬrと共振コンデンサＣrとからなる共振回
路の一部の電流によりＣＳＣＰ動作を行うが、ＶＳＣＰ
との組み合わせにより、交流電源ＡＣから入力電流の取
り込み効率を向上できる。
【０１５４】６−２−５.実施例６ｅ 図５５に実施例６ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例の回路は、図５４に示す回路において、ＶＳＣ
ＰとＣＳＣＰの整流素子ＤＢに対する極性が逆になるよ
うに接続され、さらに、スイッチング素子Ｑ１に流れる
電流を用いてＣＳＣＰ動作を行うように接続されたもの
である。このように、フルブリッジ型インバータ回路中
に複数ある電圧源ＶＳ、電流源ＣＳのうち、適切な電圧
源ＶＳ、電流源ＣＳを選択して用いることができる。
【０１５５】６−２−６.実施例６ｆ 図５６に実施例６ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本実施例の電源装置においては、整流素子ＤＢの高圧
側、低圧側それぞれに対称となるようにＶＳＣＰ、ＣＳ
ＣＰの組を付加している。実施例６ｄおよび実施例６ｆ
では、共振電流の一部を用いてＣＳＣＰ動作を行ってい
たが、本実施例のように整流素子ＤＢの正負出力双方に
ＶＳＣＰとＣＳＣＰとを付加することで、フルブリッジ
インバータのように回路が平滑コンデンサＣeから見て
完全対称形の場合、回路の対称性が維持でき、さらに良
好に効果が得られる。
【０１５６】６−３．効果 本実施の形態の電源装置によれば、どのようなインバー
タ回路であっても、１スイッチングサイクル中に交流電
源ＡＣから入力電流を吸い込む期間が広く取れるので、
スイッチング素子やインダクタ、コンデンサ等の構成部
品の電流耐量を低減でき、さらに安価で小型なＰＦＣ機
能を有する電源装置を実現できる。
【０１５７】＜実施の形態７＞ ７−１．概要 従来例２のＣＳＣＰの他の回路方式として、例えば特開
平２−７５２００号公報に開示された図５７に示す回路
が挙げられる。図５７において、電源装置は、交流電源
ＡＣと整流素子ＤＢと整流ダイオードＤ１とスイッチン
グ素子Ｑ１、Ｑ２と、充電コンデンサＣinと平滑コンデ
ンサＣeと共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrと負
荷ＬＤとからなる。整流素子ＤＢは交流電源ＡＣの出力
を受け、整流素子ＤＢの出力端間に整流ダイオードＤ
１、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が直列接続され、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２からなる直列回路に充電コンデ
ンサＣinと平滑コンデンサＣeとからなる直列回路が並
列に接続され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素
子Ｑ２との接続点と充電コンデンサＣinと平滑コンデン
サＣeの接続点との間に共振インダクタＬrと共振コンデ
ンサＣrとからなる共振回路が接続され、共振コンデン
サＣrと並列に負荷ＬＤが接続されている。
【０１５８】本回路方式の場合、充電コンデンサＣinの
高圧側が入力電圧の絶対値と等しくなればスイッチング
素子Ｑ１を介して交流電源ＡＣから直接負荷共振回路Ｌ
Ｄへインダクタ電流ＩLが流れ、図５８に示すように負
の向きのインダクタ電流ＩL（図５７中の矢印の向きを
正の向きとする。）の一部が入力電流となる（図５８に
おいて、斜線で示される領域Ｘが入力電流となる。）。
【０１５９】この様に本方式では共振回路の電流の一部
を高周波電流源とし、充電コンデンサＣinの充放電によ
る電位差を利用してインダクタ電流ＩLをそのまま入力
電流とするため、従来例２と同様にＣＳＣＰの一方式と
考えることができる。この場合入力電流及び平滑コンデ
ンサＣeの充電電流に成り得る期間は、通常のハーフブ
リッジ回路動作においてスイッチング素子Ｑ１が正の向
きに導通する期間のみであるので、充分な入力電流を得
るためには従来例２の場合に比べさらに大きなインダク
タ電流を要する。以下に本実施形態における回路例を示
す。
【０１６０】７−２.回路例 ７−２−１．実施例７ａ 図５９に実施例７ａの回路図を示す。本回路において
は、図５７に示す回路において、整流素子ＤＢとダイオ
ードＤ１との間にダイオードＤ２を順方向となるように
挿入し、ダイオードＤ１とダイオードＤ２との接続点か
ら共振インダクタと共振コンデンサとの接続点との間に
接続された充電コンデンサＣin1を付加したものである
（なお、説明の便宜上、図５９では、図５７の充電コン
デンサの符号をＣinからＣin2に変更している。）。ま
た、図６０において、上段の図は本回路における入力電
圧Ｖinの変化を示し、下段の図は、入力電圧がピーク値
またはゼロの時の交流電源ＡＣから入力電流が取り込ま
れる期間を説明した図である。図中、領域Ｓ、Ｓ'は本
実施例において図５７の回路に付加したＣＳＣＰまたは
ＶＳＣＰにより入力電流が取り込まれる期間を示し、領
域Ｔ、Ｔ'は図５７の回路のＣＳＣＰにより入力電流が
取り込まれる期間を示す。
【０１６１】図５９に示す本回路の場合、インダクタ電
流ＩLが図６０におけるパターンＢで示すように入力電
流に寄与する。従って、入力電圧Ｖinのピーク付近（Vi
n Peak Area）では最大で高周波共振インダクタ電流の
半サイクル以上の期間、入力電流を引き出すことができ
る。以下に、モード順にその動作を詳細に説明する；
【０１６２】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フされた後、負の向きにインダクタ電流ＩLが共振コン
デンサＣr・負荷ＬＤを通じて平滑コンデンサＣeを流
れ、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して共
振インダクタＬrへ戻る。またインダクタ電流ＩLはイン
ダクタＬrより充電コンデンサＣin1→ダイオードＤ１→
充電コンデンサＣin2→平滑コンデンサＣe→スイッチン
グ素子Ｑ２の寄生ダイオードへも流れる。このモード中
にスイッチング素子Ｑ２がオンされる。
【０１６３】（モード２）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、平滑コンデンサＣeを電
源としてインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷
ＬＤ→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介
して流れる。この電流により共振コンデンサＣrの電荷
は放電され共振コンデンサＣrと充電コンデンサＣin1の
接続点電位が減少し、充電コンデンサＣin1とダイオー
ドＤ１・Ｄ２の接続点電位が入力電圧の絶対値と等しく
なるまでこの状態は維持される。
【０１６４】（モード３）：充電コンデンサＣin1とダ
イオードＤ１、Ｄ２の接続点電位が入力電圧の絶対値と
等しくなるとダイオードＤ２がオンし、交流電源ＡＣよ
りダイオードＤ２を介し充電コンデンサＣin1を充電し
ながら共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２と入
力電流が引き出され上記（２）のインダクタ電流ＩLと
合成される。
【０１６５】（モード４）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、インダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１
の寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を充電
しながら共振コンデンサＣr、負荷ＬＤを通じて共振イ
ンダクタＬrへ戻る。また交流電源ＡＣよりダイオード
Ｄ２を介し充電コンデンサＣin1を充電しながら共振イ
ンダクタＬr→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード
を介して充電コンデンサＣin2→平滑コンデンサＣeと入
力電流が引き出され前記インダクタ電流ＩLと合成され
る。
【０１６６】（モード５）：インダクタ電流ＩLがゼロ
なり負の向きに反転すると充電コンデンサＣin2を電源
としてスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤと流れ始める。これにより
充電コンデンサＣin2が放電され、充電コンデンサＣin2
の高圧側電位が入力電圧の絶対値と等しくなるまでこの
状態が維持される。このモードの間に共振コンデンサＣ
rが充電され、充電コンデンサＣin1とダイオードＤ１、
Ｄ２の接続点電位が平滑コンデンサＣeと充電コンデン
サＣin2の両端合成電圧に達すればダイオードＤ１がオ
ンし、充電コンデンサＣin1を電源としてダイオードＤ
１→スイッチング素子Ｑ１を介して共振インダクタＬr
に電流を流し共振インダクタＬrにエネルギーを蓄積す
る。もしこのモードの間にダイオードＤ１がオンしなけ
れば次のモード（モード６）で本動作が行われる。
【０１６７】（モード６）：充電コンデンサＣinの高圧
側電位が入力電圧の絶対値と等しくなると整流ダイオー
ド Ｄ１、Ｄ２がオンし、交流電源ＡＣから整流素子Ｄ
Ｂ→ダイオードＤ２、Ｄ１→スイッチング素子Ｑ１→共
振インダクタＬr→共振コンデンサＣr、負荷ＬＤ→平滑
コンデンサＣeという経路で入力電流が引き出され、平
滑コンデンサＣeを充電する。この間、引き続き充電コ
ンデンサＣin1を電源としてダイオードＤ1→スイッチン
グ素子Ｑ１を介して共振インダクタＬrに電流を流し共
振インダクタＬrにエネルギーを蓄積する。
【０１６８】総じて入力電圧が減少していくにつれて、
モード３、モード４、（モード５）、モード６の各モー
ドが縮小し、入力電流はこれらのモード中において流れ
るため、入力電圧に応じて入力電流は減少することとな
り、入力力率は高効率に改善される。
【０１６９】図５７で示した回路と比べるとインダクタ
電流ＩLの１サイクル中の入力電流の導通期間が飛躍的
に伸びるため、インダクタ電流ＩLの増加を抑制し、入
力フィルタ部の小型化及びその他回路部品の電流耐量の
抑制と小型化を達成でき、安価な電源装置を提供でき
る。また各モードの共振回路の組み合わせの作用により
共振コンデンサＣrの容量を小さく抑えながら出力に表
れる低周波リップルを低減できる。
【０１７０】７−２−２．実施例７ｂ 図６１に実施例７ｂの電源装置の回路図を示す。本回路
の電源装置は、図５９に示す回路の構成において、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構
成をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接
続点を中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側と低圧（グ
ランド）側とで対称となるように接続したものである。
【０１７１】７−２−３．実施例７ｃ 図６２に実施例７ｃにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図６１に示す回路において、平滑コンデンサ
Ｃeと充電コンデンサＣin2とを入れ換えた構成となって
いる。本回路構成の場合、インダクタ電流ＩLの１サイ
クルのうち入力電流に寄与する部分は図６０のパターン
Ａに示されたようになる。以下に、モード順に本回路の
動作を詳細に説明する；
【０１７２】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、負の向きにインダクタ電流ＩLは共振コンデ
ンサＣr、負荷ＬＤを通じて平滑コンデンサＣeを流れ、
スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介してインダ
クタへ戻る。またインダクタ電流ＩLは充電コンデンサ
Ｃin1を充電しつつダイオードＤ２→交流電源へと流
れ、整流素子の高圧出力側から充電コンデンサＣin2→
平滑コンデンサＣeに流れ、平滑コンデンサＣeを充電し
ながらスイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介して
共振インダクタＩLへ戻り、入力電流を引き出す。従っ
てインダクタ電流ＩＬはこれらの合成電流となる。この
モード中にスイッチング素子Ｑ２がオンされる。
【０１７３】（モード２）：インダクタ電流ＩＬがゼロ
になり正の向きに反転すると、平滑コンデンサＣeを電
源としてインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷
ＬＤ→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介
して流れる。同時にこのモードの間に充電コンデンサＣ
in1を電源として共振インダクタＬr→スイッチング素子
Ｑ２→ダイオードＤ１を介して電流が流れ共振インダク
タＬrにエネルギーを蓄積する。
【０１７４】（モード３）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を充電し
ながら共振コンデンサCr・負荷ＬＤを通じて共振インダ
クタＬrへ戻る。平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceから充電
コンデンサＣin1の電圧を引いた差分が共振コンデンサ
Ｃr両端電圧と等しければ、同時にスイッチング素子Ｑ
１の寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を充
電し平滑コンデンサＣe→ダイオードＤ１→充電コンデ
ンサＣin1へ流れ、充電コンデンサＣin1を放電する。
【０１７５】（モード４）：インダクタ電流ＩLがゼロ
となり負の向きに反転すると充電コンデンサＣinを電源
としてスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤと流れ始める。充電コンデ
ンサＣin2が放電され、充電コンデンサＣin2の両端電圧
に平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceを加えた電圧が入力電
圧の絶対値と等しくなるまでこの状態を維持する。この
間にインダクタ電流ＩLにより共振コンデンサＣrが充電
され、充電コンデンサＣin2の両端電圧に平滑コンデン
サＣeの電圧Ｖceを加えた電圧が、入力電圧の絶対値と
充電コンデンサＣin1電圧との差分電圧と等しくなれ
ば、ダイオードＤ２がオンし、インダクタ電流ＩLは充
電コンデンサＣin1を充電しながらダイオードＤ２を介
して交流電源ＡＣへと流れスイッチング素子Ｑ１を通じ
て共振インダクタＬrへと戻り入力電流を引き出す。
【０１７６】（モード５）：充電コンデンサＣin2の両
端電圧と平滑コンデンサＣeの電圧Vceとを加算した電圧
値が入力電圧の絶対値と等しくなると整流ダイオードＤ
１がオンし、交流電源ＡＣから整流素子ＤＢ→ダイオー
ドＤ１→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→平滑コンデンサＣeとい
う経路で入力電流が引き出され、平滑コンデンサＣeを
充電する。同時にインダクタ電流ＩLにより共振コンデ
ンサＣrが充電され、平滑コンデンサＣeの電圧Vceと共
振コンデンサＣrの電圧値を加算した電圧値が、入力電
圧の絶対値と充電コンデンサＣin1の電圧との差分と等
しくなればダイオードＤ２がオンし、インダクタ電流Ｉ
Lは充電コンデンサCin1を充電しながらダイオードＤ２
を介して交流電源ＡＣへと流れスイッチング素子Ｑ１を
通じて共振インダクタＬrへと戻り、入力電流を引き出
す。
【０１７７】総じて入力電圧が減少していくにつれてモ
ード１、（４）、５は縮小し、入力電流はこれらのモー
ドで流れるために入力電圧に応じて入力電流は減少する
こととなり、入力力率は高効率に改善される。本実施例
も図５１に示す回路と同等の効果が得られる。
【０１７８】７−２−４．実施例７ｄ 図６３に実施例７ｄにおける電源装置の回路図を示す。
本電源装置は、図６２に示す回路の構成において、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構
成をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接
続点を中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側と低圧（グ
ランド）側とで対称となるように接続したものである。
【０１７９】７−２−５．実施例７ｅ 図６４に実施例７ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は図３５に示される回路のＣＳＣＰの考え方を図
５７に示す回路に適用したものである。すなわち、図６
３に示す回路において、充電コンデンサＣin1の共振イ
ンダクタＬrと共振コンデンサＣrとの接続端を、スイッ
チング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との間の接続点
に接続したものである。本回路はインダクタ電流を抑制
しつつ入力電流の導通期間を拡げ、高効率に入力電流を
引き出すものである。以下に、本回路の動作をモード順
に詳細に説明する；
【０１８０】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１のオ
フ後、負の向きのインダクタ電流ＩLは交流電源ＡＣよ
りダイオードＤ２を介して充電コンデンサＣin1を充電
しながら流れ、共振インダクタＬrを経由して共振コン
デンサＣr・負荷ＬＤから平滑コンデンサＣeを充電する
方向に流れ込み、入力電流を引き出す。充電コンデンサ
Ｃin1の両端電圧が入力電圧の絶対値と等しくなるまで
このモードを維持する。
【０１８１】（モード２）：充電コンデンサＣin1の両
端電圧が入力電圧の絶対値と等しくなると、負の向きの
インダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通
じて平滑コンデンサＣeを流れ、スイッチング素子Ｑ２
の寄生ダイオードを介して共振インダクタＬrへ戻る。
このモード中にスイッチング素子Ｑ２がオンされる。
【０１８２】（モード３）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、平滑コンデンサＣeを電
源としてインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷
ＬＤ→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介
して流れる。
【０１８３】（モード４）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、正の向きのインダクタ電流ＩLは充電コンデ
ンサＣin1を放電しながらダイオードＤ1を介して充電コ
ンデンサＣin2を充電し、共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
を通じて共振インダクタＬrに戻る。
【０１８４】（モード５）：充電コンデンサＣin1の両
端電圧がゼロになるとスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイ
オードがオンし、インダクタ電流ＩLはスイッチング素
子Ｑ１の寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2
を充電しながら共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて
共振インダクタＬrへ戻る。この期間にスイッチング素
子Ｑ１はオンされる。
【０１８５】（モード６）：インダクタ電流ＩLがゼロ
となり負の向きに反転すると充電コンデンサＣin2を電
源としてスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤと流れ始める。充電コン
デンサＣin2が放電され、充電コンデンサＣin2の高圧側
電位が入力電圧の絶対値と等しくなるまでこの状態を維
持する。
【０１８６】（モード７）：充電コンデンサＣin2の高
圧側電位が入力電圧の絶対値と等しくなるとダイオード
Ｄ１がオンし、交流電源ＡＣから整流素子ＤＢ→ダイオ
ードＤ１→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr
→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→平滑コンデンサＣeと
いう経路で入力電流が引き出され、平滑コンデンサＣe
を充電する。
【０１８７】総じて入力電圧が減少していくにつれてモ
ード１、４、７が縮小し、入力電流はモード１、７で流
れるために入力電圧に応じて入力電流は減少することと
なり、入力力率は高効率に改善される。本実施例も図５
９に示す回路と同等の効果が得られる。
【０１８８】７−２−６．実施例７ｆ 図６５に実施例７ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本電源装置は、図６４に示す回路の構成において、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構
成をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接
続点を中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側と低圧（グ
ランド）側とで対称となるように接続したものである。
【０１８９】７−２−７．実施例７ｇ 図６６に実施例７ｇにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は図６４に示す実施例７ｅで述べられた回路にお
いて平滑コンデンサＣeと充電コンデンサＣｉｎ２とを
入れ換えたものである。以下に本回路の動作をモード順
に詳細に説明する；
【０１９０】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、負の向きのインダクタ電流ＩＬは交流電源Ａ
ＣよりダイオードＤ２を介して充電コンデンサＣin1を
充電しながら流れ、共振インダクタＬrを経由して共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤから充電コンデンサＣin2を充
電する方向に流れ込み、入力電流を引き出す。充電コン
デンサＣin1の両端電圧が入力電圧の絶対値と等しくな
るまでこのモードを維持する。
【０１９１】（モード２）：充電コンデンサＣin1の両
端電圧が入力電圧の絶対値と等しくなると、負の向きの
インダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通
じて充電コンデンサＣin2を充電し、スイッチング素子
Ｑ２の寄生ダイオードを介して共振インダクタＬrへ戻
る。このモード中にスイッチング素子Ｑ２がオンされ
る。
【０１９２】（モード３）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、充電コンデンサＣin2を
電源としてインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負
荷ＬＤ→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を
介して流れる。この時、ダイオードＤ２のカソード側は
入力電圧の絶対値と同電位であるので、充電コンデンサ
Ｃin2が放電され充電コンデンサＣin2の電圧Ｖcin2が減
少し、電圧Ｖcin2と平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceの和
が入力電圧の絶対値と等しくなるまでこのモードは維持
される。
【０１９３】（モード４）：電圧Ｖcin2と電圧Ｖceの和
が入力電圧の絶対値と等しくなるとダイオードＤ１がオ
ンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤ２→ダイオードＤ
１→平滑コンデンサＣe、共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→インダクタ→スイッチング素子Ｑ２の経路で入力電流
が引き出される。
【０１９４】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、正の向きのインダクタ電流ＩLは充電コンデ
ンサＣin1を放電しながらダイオードＤ１を介して平滑
コンデンサＣeを充電し、共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
を通じて共振インダクタＬrに戻る。
【０１９５】（モード６）：充電コンデンサＣin1の両
端電圧がゼロになるとスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイ
オードがオンし、インダクタ電流ＩLはスイッチング素
子Ｑ１の寄生ダイオードを介して平滑コンデンサＣeを
充電しながら共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共
振インダクタＬrへ戻る。この期間にスイッチング素子
Ｑ１はオンされる。
【０１９６】（モード７）：インダクタ電流ＩLがゼロ
となり負の向きに反転すると平滑コンデンサＣeを電源
としてスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤと流れ始める。
【０１９７】総じて入力電圧が減少していくにつれてモ
ード１、４、５が縮小し、入力電流はモード１、４で流
れるために入力電圧に応じて入力電流は減少することと
なり、入力力率は高効率に改善される。本実施例も図５
９に示す回路と同等の効果が得られる。
【０１９８】７−２−８．実施例７ｈ 図６７に実施例７ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本電源装置は、図６６に示す回路の構成において、スイ
ッチング素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構
成をスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接
続点を中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側と低圧（グ
ランド）側とで対称となるように接続したものである。
【０１９９】７−３．効果 本実施の形態で示された電源装置によれば、特開平２−
７５２００号公報で示された回路においても、これを基
本としながら従来例１で述べられたＶＳＣＰや米国特許
ＵＳＰ５，４８８，２６９号で述べられたＣＳＣＰを組
合わせることにより、１スイッチングサイクル中に交流
電源から入力電流Iinを吸い込む期間が広く取れるの
で、スイッチング素子やインダクタ、コンデンサ等の構
成部品の電流耐量を低減でき、さらに安価で小形なＰＦ
Ｃ機能のある電源装置を提供できる。
【０２００】＜実施の形態８＞ ８−１.概要Ａ 本実施の形態では、従来例１および従来例２で挙げたＣ
ＰＰＦＣ回路方式の基本方式と比べ、スイッチングロス
を改善した基本回路を示す。
【０２０１】図６８に本実施の形態の基本回路を示す。
図６８において、電源装置は交流電源ＡＣからの出力を
整流する整流素子ＤＢと、ダイオードＤi1と、ダイオー
ドＤi2とコンデンサＣinとの並列回路と、直列接続され
た一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と、共振インダク
タＬrと共振コンデンサＣrとからなる共振回路と、直列
接続された一対のコンデンサＣc1、Ｃc2と、平滑コンデ
ンサＣeとを有する。整流素子ＤＢの高圧側出力端から
低圧側出力端の間に、ダイオードＤi1と、ダイオードＤ
i2とコンデンサＣinとの並列回路と、直列接続された一
対のコンデンサＣc1、Ｃc2とが順方向となるように直列
に接続されている。また、一対のコンデンサＣc1、Ｃc2
の直列回路に並列に平滑コンデンサＣeが接続され、ダ
イオードＤi1とダイオードＤi2との接続点と整流素子Ｄ
Ｂの低圧側出力端との間に、スイッチＱ１が高圧側にな
るように一対のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が接続さ
れ、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点とコンデンサ
Ｃc1、Ｃc2の接続点との間に、共振インダクタＬrがス
イッチング素子Ｑ１、Ｑ２と接続されるように共振回路
が接続されている。共振コンデンサＣrと並列に負荷Ｌ
Ｄが接続されている。
【０２０２】図６９は、このように構成された本回路に
おいて、交流電源ＡＣから入力電流を取り込む状況を示
した図である。以下に、本回路の動作を説明する（な
お、図７０〜図７５は各モードにおける電流経路を示し
たものである。）；
【０２０３】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
ンすると、コンデンサＣc1の直流電圧Ｖcc1を電源とし
充電コンデンサＣinを充電しながらスイッチング素子Ｑ
１→共振インダクタＬr→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
へとインダクタ電流ＩLが流れる（図７０参照）。
【０２０４】（モード２）：充電コンデンサＣinが充電
され、充電コンデンサＣinとスイッチング素子Ｑ１の接
続点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオード
Ｄi1がオンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→スイ
ッチング素子Ｑ１を介してインダクタ電流ＩLが流れ、
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2へと流
れ込み、入力電流を引き出す（図７１参照）。
【０２０５】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードがオ
ンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬrより共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2→スイッチ
ング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じて共振インダクタ
Ｌrに戻る（図７２参照）。
【０２０６】（モード４)：インダクタ電流ＩLがゼロに
なり正の向き（図６８中の矢印の向き）に反転すると、
コンデンサＣc2を電源としてインダクタ電流ＩLは共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→共振インダクタＬr→スイッ
チング素子Ｑ２を介して流れる（図７３参照）。
【０２０７】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣinを放電しな
がらコンデンサＣc1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを
通じて共振インダクタＬrへ戻る（図７４参照）。
【０２０８】（モード６）：充電コンデンサＣin1の電
荷がすべて放出され電圧がゼロになると並列接続された
ダイオードＤi2がオンし、スイッチング素子Ｑ１の寄生
ダイオードを介してダイオードＤi2→コンデンサＣc1→
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタ
Ｌrへ戻る（図７５参照）。
【０２０９】本回路方式ではモード２において、共振イ
ンダクタ電流を交流電源ＡＣから引き出すことによっ
て、簡易な構成で力率を改善し入力電流波形の歪みを改
善できる。すなわち、前述の従来例１、従来例２、米国
特許ＵＳＰ５，４８８，２６９号、もしくは特開平２−
７５２００号公報に開示されたものと同等の効果があ
る。
【０２１０】さらに、本回路においては、モード２、
３、４で充電コンデンサＣinは充電された電圧を維持
し、スイッチング素子Ｑ１あるいはスイッチング素子Ｑ
２には電源電圧の絶対値しか電圧が印加されず、スイッ
チング時のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の電圧は常に入
力電圧の絶対値となる。これはスイッチオフ時のスイッ
チングロスを改善する。この効果は以下の回路例におい
ても達成できる。
【０２１１】８−２．回路例Ａ ８−２−１．実施例８ａ 図７６に実施例８ａにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図６８に示す回路において、整流素子ＤＢの
低圧側出力端とスイッチング素子Ｑ２の非スイッチング
素子Ｑ１側端との間にダイオードＤi3を挿入し、スイッ
チング素子Ｑ２の低圧側端からコンデンサＣc2と平滑コ
ンデンサＣeとの接続点のうちの低圧側の接続点の間に
ダイオードＤi4を挿入し、ダイオードＤi4と並列に接続
された充電コンデンサＣin2を設けたものである。以下
に、本回路の動作を詳細に説明する；
【０２１２】（モード１）：スイッチング素子Ｑ１がオ
ンすると、コンデンサＣc1の直流電圧Ｖcc1を電源とし
コンデンサＣin1を充電しながらスイッチング素子Ｑ１
→共振インダクタＬr→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤの
経路でインダクタ電流ＩLが流れる。ここで充電コンデ
ンサＣin2の電圧Ｖcin2は前動作より平滑コンデンサの
電圧Ｖce−|入力電圧Ｖin|となっており、｛平滑コンデ
ンサＣeの電圧Ｖce−（充電コンデンサＣin1の電圧Ｖci
n1＋充電コンデンサＣin2の電圧Ｖcin2）｝が入力電圧
絶対値 |Ｖin| に等しいのでダイオードＤi1がオン
し、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→スイッチング素
子Ｑ１を介してＩLが流れ、共振コンデンサＣr・負荷Ｌ
Ｄ→コンデンサＣc2→充電コンデンサＣin2→ダイオー
ドＤi3へと流れ込み、入力電流を引き出す。このインダ
クタ電流ＩLによる充電コンデンサＣin1の充電と充電コ
ンデンサＣin2の放電とで電圧値（Ｖcin1＋Ｖcin2）を
一定に保つ。
【０２１３】（モード２）：充電コンデンサＣin2が完
全に放電され並列接続されたダイオードＤi4がオンする
と充電コンデンサＣin1の電圧Ｖcin1はＶce−|Ｖin|の
まま一定を保ち、交流電源ＡＣからダイオードＤi1→ス
イッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→負荷ＬＤ・
共振コンデンサＣr→コンデンサＣc2→ダイオードＤi4
→ダイオードＤi3とインダクタ電流ＩLが流れ、入力電
流を引き出す。
【０２１４】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードがオ
ンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬrより共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2→ダイオー
ドＤi4→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じ
て共振インダクタＬrに戻る。
【０２１５】（モード４）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、コンデンサＣc2を電源と
してインダクタ電流ＩLは共振インダクタＬr→スイッチ
ング素子Ｑ２→充電コンデンサＣin2（充電）→共振コ
ンデンサＣr・負荷ＬＤとダイオードＤi3→交流電源Ａ
Ｃ→ダイオードＤi1→充電コンデンサＣin1（放電）→
コンデンサＣc1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤの経路
で流れ、充電コンデンサＣin1の放電と充電コンデンサ
Ｃin2の充電とで電圧値（Ｖcin1＋Ｖcin2）を一定に保
つ。
【０２１６】（モード５）：充電コンデンサＣin1が完
全に放電され並列接続されたダイオードＤi2がオンする
と電圧Ｖcin2はＶce−|Ｖin|のまま一定を保ち、交流電
源からダイオードＤi1→ダイオードＤi2→コンデンサＣ
c1→負荷ＬＤ・共振コンデンサＣr→共振インダクタＬr
→スイッチング素子Ｑ２→ダイオードＤi3とインダクタ
電流ＩLが流れ、入力電流を引き出す。
【０２１７】（モード６）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオード→ダイオードＤi2→コンデンサＣc1→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタＬr
へ戻る。
【０２１８】本回路方式ではモード１、２、４、５にお
いてインダクタ電流を入力電源から引き出すことによっ
て、図６８の回路に比べさらに拡い期間で入力電流を引
き出し、少ないインダクタ電流で高力率を達成する。そ
の上、本回路においては、全てのモードでスイッチング
素子Ｑ１あるいはＱ２には電源電圧の絶対値しか電圧が
印加されず、スイッチング時のスイッチング素子の電圧
は常に入力電圧の絶対値となる。これにより、スイッチ
オフ時のスイッチングロスを改善する。これによりスイ
ッチング素子及び放熱機構部品を小型化できコストを削
減できる。
【０２１９】８−２−２．実施例８ｂ 図７７に実施例８ｂの電源装置の回路図を示す。本回路
においては、図６８に示す回路において、整流素子ＤＢ
の高圧側出力端にアノードを接続されたダイオードＤi3
と、ダイオードＤi3のカソードにアノードを接続され、
カソードが平滑コンデンサＣeの高圧側端に接続された
ダイオードＤi4と、ダイオードＤi3とダイオードＤi4と
の接続点に一端を接続された充電コンデンサＣin2と、
充電コンデンサＣin2の他端に一端を接続され、他端を
スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の接続点に接続されたイン
ダクタＬとを備えている。本実施例の回路を基本にし、
米国特許ＵＳＰ５，５４１，８２９号のようにスイッチ
ング電圧に対し遅相の共振負荷電流と進相の電流の足し
合わせによるスイッチング電流の低減を達成する技術を
組合わせ、スイッチング素子及び放熱機構部品を小型化
できコストを削減できる。ここではスイッチング素子の
電圧・電流は図７８で示されるようになる。
【０２２０】８−２−３．実施例８ｃ 本実施例の電源装置は説明する前に、図６８の回路と同
等の効果が得られる別の回路方式を図７９、図８０に示
す。図７９に示す回路では、図６８において、コンデン
サＣc1、Ｃc2の直列回路をスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４
の直列回路に置き換えたものである。図８０に示す回路
では、図６８において、コンデンサＣc1、Ｃc2の直列回
路をスイッチング素子Ｑ３、Ｑ４の直列回路に置き換
え、さらに、コンデンサＣinとダイオードＤi2の並列回
路からなるＣＳＣＰがスイッチング素子Ｑ３と平滑コン
デンサとの間に接続されるように接続を変更したもので
ある。
【０２２１】これらの回路は、図６８の回路を基本に
し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンで、スイッチン
グ素子Ｑ２、Ｑ３がオフというモードと、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ４がオフでスイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が
オンというモードとを高速に切り替え、高周波矩形波電
圧を負荷共振回路へ与えるようなフルブリッジインバー
タ回路へ適用した例である。これらの回路方式において
も図６８の回路と同様に、スイッチング素子（図７９で
はスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、図８０ではスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４）のスイッチングロスによる発熱を抑
えることができる。
【０２２２】図８１の（ａ）に、実施例８ｃの基本とな
る回路の回路図を示す。本回路は図８０において、共振
コンデンサＣrをコンデンサＣcで置き換えたものであ
る。ここで、コンデンサＣcの容量値Ｃcは共振コンデン
サＣrの容量値Ｃrに比べ大きな値、すなわちＣc>>Ｃrで
あり、共振インダクタＬrとの共振周波数はスイッチン
グ周波数に比べ充分に低い。よってコンデンサＣc両端
には略直流電圧が発生する。本回路は、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ４がオン／オフを繰り返し、スイッチング素
子Ｑ２、Ｑ３はオフしたままとなるモードＡと、スイッ
チング素子Ｑ２、Ｑ３がオン／オフを繰り返し、スイッ
チング素子Ｑ１、Ｑ４はオフしたままとなるモードＢと
の２つのモードを有する。図８１の（ｂ）はスイッチン
グ素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフのタイミングを示したも
のである。以下に、それぞれのモードにおける本回路の
動作を詳細に説明する；
【０２２３】＜＜モードＡ＞＞ （Ａ１）：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４がオンすると、
平滑コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣin1を充
電しながらスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr
→コンデンサＣc→スイッチング素子Ｑ４へとインダク
タ電流ＩLが流れる。
【０２２４】（Ａ２）：充電コンデンサＣinが充電さ
れ、充電コンデンサＣinとスイッチング素子Ｑ１の接続
点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオードＤ
i1がオンし、交流電源よりダイオードＤi1→スイッチン
グ素子Ｑ１を介してインダクタ電流ＩLが流れ、共振イ
ンダクタＬr→コンデンサＣc→スイッチング素子Ｑ４へ
と流れ込み、入力電流を引き出す。
【０２２５】（Ａ３）：スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４が
オフした後、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３の寄生ダイオ
ードがオンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬr
よりコンデンサＣc→スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイ
オード→充電コンデンサＣin（放電）→平滑コンデンサ
Ｃe→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じて
共振インダクタＬrに戻る。
【０２２６】（Ａ４）：充電コンデンサＣinが完全に放
電されると並列接続されたダイオードＤi2がオンし、共
振インダクタＬrよりコンデンサＣc→スイッチング素子
Ｑ３の寄生ダイオード→ダイオードＤi2→平滑コンデン
サＣe→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じ
て共振インダクタに戻る。この電流がゼロになれば（Ａ
１）に戻る。
【０２２７】＜＜モードＢ＞＞ （Ｂ１）：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３がオンすると、
平滑コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣinを充
電しながらスイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣc→共
振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２へとインダク
タ電流ＩLが流れる。
【０２２８】（Ｂ２）：充電コンデンサＣinが充電さ
れ、充電コンデンサＣinとスイッチング素子Ｑ３の接続
点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオードＤ
i1がオンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→スイッ
チング素子Ｑ３を介してインダクタ電流ＩLが流れ、コ
ンデンサＣc→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ
２へと流れ込み、入力電流を引き出す。
【０２２９】（Ｂ３）：スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３が
オフした後、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４の寄生ダイオ
ードがオンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬr
よりスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオード→充電コン
デンサＣin（放電）→平滑コンデンサＣe→スイッチン
グ素子Ｑ４の寄生ダイオード→コンデンサＣcを通じて
共振インダクタＬrに戻る。
【０２３０】（Ｂ４）：充電コンデンサＣinが完全に放
電されると並列接続されたダイオードＤi2がオンし、共
振インダクタよりスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオー
ド→ダイオードＤi2→平滑コンデンサＣe→スイッチン
グ素子Ｑ４の寄生ダイオード→コンデンサＣcを通じて
共振インダクタＬrに戻る。この電流がゼロになれば
（Ｂ１）に戻る。
【０２３１】このモードＡとモードＢとを低周波で交互
に繰り返すことによりコンデンサＣc両端に低周波交流
出力電圧を発生することができる。
【０２３２】図８２の（ａ）に実施例８ｃの電源装置の
回路図を示す。図８２の（ｂ）にスイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４のオフ／オンのタイミングを示す。この回路は上
記概念を適用したＣＳＣＰを２組有するものである。す
なわち、図８２の（ａ）において、ダイオードＤi2と充
電コンデンサＣin1の並列回路を含むＣＳＣＰと、ダイ
オードＤi4と充電コンデンサＣin2の並列回路を含むＣ
ＳＣＰの２組のＣＳＣＰを有する。ダイオードＤ５とダ
イオードＤ６は互いのＣＳＣＰの干渉防止用に挿入され
ているものである。この回路に於ても前述の図８１の
（ａ）に示す回路と同様に低周波の交流出力電圧を得な
がら入力電流波形歪みの改善とスイッチングロスの低減
を達成できる。
【０２３３】８−２−４．実施例８ｄ 図８３の（ａ）に実施例８ｃとは別の概念回路を示す。
本回路は図８１の（ａ）において、さらにスイッチング
素子Ｑ５、Ｑ６を付加したものである。
【０２３４】本回路は、スイッチング素子Ｑ１が常にオ
ンし、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５がオン／オフを繰り
返し、スイッチング素子Ｑ２、Ｑ３、Ｑ６はオフしたま
まとなるモードＡと、スイッチング素子Ｑ２が常にオン
し、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６がオン／オフを繰り返
し、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ４、Ｑ５はオフしたまま
となるモードＢとの２つのモードを有する。図８１の
（ｂ）はこれらのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオン／
オフのタイミングを示したものである。以下に、それぞ
れのモードにおける本回路の動作を詳細に説明する；
【０２３５】＜＜モードＡ＞＞ （Ａ１）：スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５がオンすると、
平滑コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣinを充
電しながら、スイッチング素子Ｑ５→スイッチング素子
Ｑ１→共振インダクタＬr→コンデンサＣc→スイッチン
グ素子Ｑ４へとインダクタ電流ＩLが流れる。
【０２３６】（Ａ２）：充電コンデンサＣinが充電さ
れ、充電コンデンサＣinとスイッチング素子Ｑ１の接続
点電位（スイッチング素子Ｑ５は短絡）が入力電圧の絶
対値に等しくなればダイオードＤi1がオンし、交流電源
ＡＣよりダイオードＤi1→スイッチング素子Ｑ１を介し
てインダクタ電流ＩLが流れ、共振インダクタＬr→コン
デンサＣc→スイッチング素子Ｑ４→スイッチング素子
Ｑ６の寄生ダイオードへと流れ込み、入力電流を引き出
す。
【０２３７】（Ａ３）：スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５が
オフした後、スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６の寄生ダイオ
ードがオンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬr
よりコンデンサＣc→スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイ
オード→充電コンデンサＣin（放電）→平滑コンデンサ
Ｃe→スイッチング素子Ｑ６の寄生ダイオード→整流素
子ＤＢ→交流電源ＡＣ→整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1
→スイッチング素子Ｑ１を通じて共振インダクタＬrに
戻り、入力電流を引き出す。
【０２３８】（Ａ４）：充電コンデンサＣinが完全に放
電されると並列接続されたダイオードＤi2がオンし、イ
ンダクタ電流ＩLは共振インダクタＬrよりコンデンサＣ
c→スイッチング素子Ｑ３の寄生ダイオード→ダイオー
ドＤi2→平滑コンデンサＣe→スイッチング素子Ｑ６の
寄生ダイオード→整流素子ＤＢ→交流電源ＡＣ→整流素
子ＤＢ→ダイオードＤi1→スイッチング素子Ｑ１を通じ
て共振インダクタＬrに戻り、入力電流を引き出す。こ
の電流がゼロになれば（Ａ１）に戻る。
【０２３９】＜＜モードＢ＞＞ （Ｂ１）：スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６がオンすると、
平滑コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣinを充
電しながらスイッチング素子Ｑ３→コンデンサＣc→共
振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２→スイッチン
グ素子Ｑ６へとインダクタ電流ＩLが流れる。
【０２４０】（Ｂ２）：充電コンデンサＣinが充電さ
れ、充電コンデンサＣinとスイッチング素子Ｑ３の接続
点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオードＤ
i1がオンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→スイッ
チング素子Ｑ５の寄生ダイオード→スイッチング素子Ｑ
３を介してインダクタ電流ＩLが流れ、コンデンサＣc→
共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２へと流れ込
み、入力電流を引き出す。
【０２４１】（Ｂ３）：スイッチング素子Ｑ３、Ｑ６が
オフした後、スイッチング素子Ｑ４、Ｑ５の寄生ダイオ
ードがオンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬr
よりスイッチング素子Ｑ２→整流素子ＤＢ→交流電源Ａ
Ｃ→整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1→スイッチング素子
Ｑ５の寄生ダイオード→充電コンデンサＣin（放電）→
平滑コンデンサＣe→スイッチング素子Ｑ４の寄生ダイ
オード→コンデンサＣcを通じて共振インダクタＬrに戻
り、入力電流を引き出す。
【０２４２】（Ｂ４）：充電コンデンサＣinが完全に放
電されると並列接続されたダイオードＤi2がオンし、共
振インダクタＬrよりスイッチング素子Ｑ２→整流素子
ＤＢ→交流電源ＡＣ→整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1→
スイッチング素子Ｑ５の寄生ダイオード→ダイオードＤ
i2→平滑コンデンサＣe→スイッチング素子Ｑ４の寄生
ダイオード→コンデンサＣcを通じて共振インダクタＬr
に戻り、入力電流を引き出す。この電流がゼロになれば
（Ｂ１）に戻る。
【０２４３】このモードＡとモードＢとを低周波で交互
に繰り返すことによりコンデンサＣc両端に低周波交流
出力電圧を発生することができる。
【０２４４】図８４の（ａ）に実施例８ｄの電源装置の
回路図を示す。図８４の（ｂ）にスイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４のオフ／オンのタイミングを示す。この回路は上
記概念を適用したＣＳＣＰを２組有するものである。す
なわち、図８３の（ａ）において、ダイオードＤi2と充
電コンデンサＣin1の並列回路を含むＣＳＣＰと、ダイ
オードＤi4と充電コンデンサＣin2の並列回路を含むＣ
ＳＣＰの２組のＣＳＣＰを有する。ダイオードＤ５とダ
イオードＤ６は互いのＣＳＣＰの干渉防止用に挿入され
ているものである。この回路に於ても前述の図８１の
（ａ）に示す回路と同様に低周波の交流出力電圧を得な
がら入力電流波形歪みの改善とスイッチングロスの低減
を達成できる。
【０２４５】８−３.概要Ｂ ここでは、図６８に示すような、ＣＳＣＰを含んだ基本
回路に対して、回路内の高周波電圧振動を利用するＶＳ
ＣＰをさらに付加することにより、効果的なＰＦＣ手段
を実現できることを示す。
【０２４６】８−４.回路例Ｂ ８−４−１．実施例８ｅ 図８５に実施例８ｅにおける電源装置の回路図を示す。
本回路方式は図６８に示す回路に従来例１で述べたＶＳ
ＣＰ（ダイオードＤi3、Ｄi4、充電コンデンサＣin1か
らなるＶＳＣＰ）を付加したものである。すなわち、図
６８に示す回路において、整流素子ＤＢの高圧側出力端
と平滑コンデンサＣeの高圧側端に直列にダイオードＤi
3、Ｄi4を接続し、ダイオードＤi3とダイオードＤi4の
接続点から共振インダクタＬrと共振コンデンサＣrの接
続点にコンデンサＣinを接続したものである。本回路は
入力電流が流れる期間を拡げ、共振電流を低減すること
により、部品・装置の小型化と安価な電源装置の達成を
可能としたものである。以下に、本回路の動作を説明す
る；
【０２４７】（モード１）：インダクタ電流ＩLが負の
向きに変わりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、充電
コンデンサＣc1の直流電圧Ｖcc1を電源とし充電コンデ
ンサＣin2を充電しながらスイッチング素子Ｑ１→共振
インダクタＬr→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤとインダ
クタ電流ＩLが流れる。このモードの間に充電コンデン
サＣin1の高圧側電位が平滑コンデンサＣeの両端電圧に
達するとダイオードＤi4がオンし、充電コンデンサＣin
1からダイオードＤi4→充電コンデンサＣin2→スイッチ
ング素子Ｑ１→共振インダクタＬrと流れ、充電コンデ
ンサＣin1を放電する。
【０２４８】（モード２）：充電コンデンサＣin2が充
電され、充電コンデンサＣin2とスイッチング素子Ｑ１
の接続点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオ
ードＤi1がオンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→
スイッチング素子Ｑ１を介してインダクタ電流ＩLが流
れ、共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2へ
と流れ込み、入力電流を引き出す。同様にこのモードの
間に充電コンデンサＣin1の高圧側電位が平滑コンデン
サＣeの両端電圧に達するとダイオードＤi4がおオン
し、充電コンデンサＣin1からダイオードＤi4→平滑コ
ンデンサＣe→交流電源ＡＣ→ダイオードＤi1→スイッ
チング素子Ｑ１→共振インダクタＬrと流れ、充電コン
デンサＣin1を放電し、入力電流を引き出す。
【０２４９】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードがオ
ンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬrより共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2→スイッチ
ング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じて共振インダクタ
Ｌrに戻る。またインダクタ電流ＩLは充電コンデンサＣ
in1を放電しながらダイオードＤi4→平滑コンデンサＣ
ｅ→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードを介しても
流れる。
【０２５０】（モード４）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、コンデンサＣc2を電源と
してインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介して
流れる。このモードの間にインダクタ電流ＩLにより共
振コンデンサＣrが放電され、共振コンデンサＣrの高圧
側電位が減少し、充電コンデンサＣin1の高圧側電位が
入力電圧の絶対値に達するとダイオードＤi3がオンし、
交流電源ＡＣから整流素子ＤＢ、ダイオードＤi3を介し
て充電コンデンサＣin1を充電しながら共振インダクタ
Ｌr→スイッチング素子Ｑ２を通じて電流が流れ、入力
電流を引き出す。
【０２５１】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を放電し
ながらコンデンサＣc1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
を通じて共振インダクタＬrへ戻る。また同様にこのモ
ードの間に充電コンデンサＣin1の高圧側電位が入力電
圧の絶対値に達するとダイオードＤi3がオンし、交流電
源ＡＣから整流素子ＤＢ、ダイオードＤi3を介して充電
コンデンサＣin1を充電しながら共振インダクタＬr→ス
イッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを介して充電コン
デンサＣin2を放電し、平滑コンデンサＣe通じて整流素
子ＤＢへと電流が流れ、入力電流を引き出す。
【０２５２】（モード６）：充電コンデンサＣin2の電
荷がすべて放出され電圧がゼロになると並列接続された
ダイオードＤi2がオンし、スイッチング素子Ｑ１の寄生
ダイオードを介してダイオードＤi2→コンデンサＣc1→
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタ
Ｌrへ戻る。また同様に、このモードの間に充電コンデ
ンサＣin1の高圧側電位が入力電圧の絶対値に達すると
ダイオードＤi3がオンし、交流電源ＡＣから整流素子Ｄ
Ｂ、ダイオードＤi3を介して充電コンデンサＣin1を充
電しながら共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ１
の寄生ダイオード→ダイオードＤi2→平滑コンデンサＣ
e通じて整流素子ＤＢへと電流が流れ、入力電流を引き
出す。
【０２５３】図６８に示す回路の効果により上記モード
２で入力電流が引き出される上に、上記モード４、５、
６に於ける充電コンデンサＣin1の充電により更に入力
電流が引き出される。
【０２５４】８−４−２．実施例８ｆ 図８６に実施例８ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図８５に示す回路において、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサＣe以外の回路構成をス
イッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点を
中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側とグランド側とで
対称形になるように接続を変更したものである。
【０２５５】８−４−３．実施例８ｇ 図８７に実施例８ｇにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図６８に示す基本回路と従来例１で述べたＶ
ＳＣＰの組み合わせの別の例である。すなわち、図６８
に示す基本回路において、整流素子ＤＢの低圧側出力端
と平滑コンデンサＣeの低圧側端との間に直列に接続さ
れたダイオードＤi3、Ｄi4と、ダイオードＤi3とダイオ
ードＤi4の接続点から共振インダクタＬrと共振コンデ
ンサＣrの接続点の間に接続された充電コンデンサＣin1
とを付加したものである。以下に本回路の動作を説明す
る；
【０２５６】（モード１）：インダクタ電流ＩLが負の
向きに変わりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、コン
デンサＣc1の直流電圧Ｖcc1を電源とし充電コンデンサ
Ｃin2を充電しながらスイッチング素子Ｑ１→共振イン
ダクタＬr→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤとインダクタ
電流ＩLが流れる。このモードの間に共振コンデンサＣr
が充電され共振コンデンサＣrの電圧が増加し充電コン
デンサＣin1とダイオードＤi3、Ｄi4との接続点の電位
がグランド電位に達すると、ダイオードＤi3がオンし交
流電源ＡＣを介して整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1→ス
イッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬrと流れ充電コ
ンデンサＣin1を放電し入力電流を引き出す。
【０２５７】（モード２）：充電コンデンサＣin2が充
電され、充電コンデンサＣin2とスイッチング素子Ｑ１
の接続点電位が入力電圧の絶対値に等しくなればダイオ
ードＤi1がオンし、交流電源ＡＣよりダイオードＤi1→
スイッチング素子Ｑ１を介してインダクタ電流ＩLが流
れ、共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2へ
と流れ込み、入力電流を引き出す。同様にこのモードの
間に充電コンデンサＣin1とダイオードＤi3、Ｄi4との
接続点の電位がグランド電位に達すると、ダイオードＤ
i3がオンし交流電源ＡＣを介して整流素子ＤＢ→ダイオ
ードＤi1→スイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr
と流れ充電コンデンサＣin1を放電し入力電流を引き出
す。
【０２５８】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードがオ
ンし、インダクタ電流ＩLは共振インダクタＬrより共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc2→スイッチ
ング素子Ｑ２の寄生ダイオードを通じて共振インダクタ
に戻る。またインダクタ電流ＩLは充電コンデンサＣin1
を放電しながらダイオードＤi3から交流電源ＡＣを介し
て整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1→充電コンデンサＣin
2→平滑コンデンサＣe→スイッチング素子Ｑ２の寄生ダ
イオード→共振インダクタＬrを介しても流れ、入力電
流を引き出す。
【０２５９】（モード４）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、コンデンサＣc2を電源と
してインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介して
流れる。このモードの間にインダクタ電流ＩLにより共
振コンデンサＣrが放電され共振コンデンサＣrの高圧側
電位が減少し、充電コンデンサＣin1の両端電圧がコン
デンサＣc2の電圧Ｖcc2と共振コンデンサＣrの電圧Ｖcr
の和と等しくなるとダイオードＤi4がオンし、充電コン
デンサＣin1を電源として共振インダクタＬr→スイッチ
ング素子Ｑ２→ダイオードＤi4へと電流が流れ共振イン
ダクタＬrにエネルギーを蓄積する。
【０２６０】（モード５）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フするとインダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１の
寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を放電し
ながらコンデンサＣc1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
を通じて共振インダクタＬrへ戻る。また同様にこのモ
ードの間に充電コンデンサＣin1の両端電圧がコンデン
サＣc2の電圧Ｖcc2と共振コンデンサＣrの電圧Ｖcrの和
と等しくなるとダイオードＤi4がオンし、充電コンデン
サＣin1を電源として共振インダクタＬr→スイッチング
素子Ｑ１の寄生ダイオード→充電コンデンサＣin2（放
電）→平滑コンデンサＣe→ダイオードＤi4へと電流が
流れ共振インダクタＬrにエネルギーを蓄積する。
【０２６１】（モード６）：充電コンデンサＣin2の電
荷がすべて放出され電圧がゼロになると並列接続された
ダイオードＤi2がオンし、スイッチング素子Ｑ１の寄生
ダイオードを介してダイオードＤi2→コンデンサＣc1→
共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタ
Ｌrへ戻る。また同様にこのモードの間に充電コンデン
サＣin1の両端電圧がコンデンサＣc2の電圧Ｖcc2と共振
コンデンサＣrの電圧Ｖcrの和と等しくなるとダイオー
ドＤi4がオンし、充電コンデンサＣin1を電源として共
振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオ
ード→ダイオードＤi2→平滑コンデンサＣe→ダイオー
ドＤi4へと電流が流れ共振インダクタＬｒにエネルギー
を蓄積する。
【０２６２】このように、本回路においては、図６８に
示す回路の効果により、上記モード２において入力電流
が引き出される上に、モード１、２、３に於ける充電コ
ンデンサＣｉｎ１の充電により更に入力電流が引き出さ
れる。
【０２６３】８−４−４．実施例８ｈ 図８８に実施例８ｆにおける電源装置の回路図を示す。
本回路は、図８７に示す回路において、スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサＣe以外の回路構成をス
イッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点を
中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側とグランド側とで
対称形になるように接続を変更したものである。
【０２６４】８−４−５．実施例８ｉ 図８９に実施例８ｉにおける電源装置の回路図を示す。
本回路方式は図６８に示す回路に従来例２で述べたＣＳ
ＣＰを組合わせたものである。図６８において、従来例
２で述べられたＣＳＣＰは、ダイオードＤi3、Ｄi4およ
び充電コンデンサＣin1とからなっている。以下に動作
を説明する；
【０２６５】（モード１）：インダクタ電流ＩLが負の
向きに変わりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、平滑
コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣin2を充電し
ながらスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc1へとイン
ダクタ電流ＩLが流れる。このインダクタ電流ＩLは充電
コンデンサＣin1を充電し、平滑コンデンサＣeへ戻る。
このモードは、充電コンデンサＣin1の両端電圧と入力
電圧の絶対値の和が、平滑コンデンサＣeの電圧Ｖceと
充電コンデンサＣin2の電圧Ｖcin2の差と等しくなるま
で維持される。
【０２６６】（モード２）：充電コンデンサＣin1、Ｃi
n2が充電され、充電コンデンサＣin1の両端電圧と入力
電圧の絶対値の和が、電圧Ｖceと電圧Ｖcin2との差と等
しくなるとダイオードＤi1、Ｄi3がオンし、交流電源Ａ
ＣよりダイオードＤi1→スイッチング素子Ｑ１を介して
負の向きにインダクタ電流ＩLが流れ、共振コンデンサ
Ｃr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc1へと流れ込み、入力電
流を引き出す。
【０２６７】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、負の向きのインダクタ電流ＩLは共振インダ
クタＬrから共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサ
Ｃc1→ダイオードＤi3→交流電源ＡＣ→ダイオードＤi1
→充電コンデンサＣin2（放電）→平滑コンデンサＣe→
スイッチング素子Ｑ２の寄生ダイオードとして入力電流
を引き出す。
【０２６８】（モード４）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、コンデンサＣc1を電源と
してインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介し充
電コンデンサＣin1を放電しながら流れる。
【０２６９】（モード５）：充電コンデンサＣin1が完
全に放電されると並列接続されたダイオードＤi4がオン
し、コンデンサＣc1から共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２→ダイオ
ードＤi4へと流れる。
【０２７０】（モード６）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、インダクタ電流ＩLはスイッチング素子Ｑ１
の寄生ダイオードを介して充電コンデンサＣin2を放電
し平滑コンデンサＣe→ダイオードＤi4→コンデンサＣc
1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダク
タＬrへ戻る。
【０２７１】（モード７）：充電コンデンサＣin2の電
荷がすべて放出され電圧がゼロになると並列接続された
ダイオードＤ２がオンし、インダクタ電流ＩLはスイッ
チング素子Ｑの寄生ダイオードを介してダイオードＤi2
→平滑コンデンサＣe→ダイオードＤi4→コンデンサＣc
1→共振コンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダク
タＬrへ戻る。
【０２７２】このように、図６８に示す回路の効果によ
り、上記モード２で入力電流が引き出される上に、上記
モード３に於ける従来例２のＣＳＣＰの効果により更に
入力電流が引き出される。
【０２７３】また、図９０に示すように、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構成をスイ
ッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点を
中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側とグランド側とで
対称となるように接続を変更しても、または、図９１に
示すように、ダイオードＤi3、Ｄi4、充電コンデンサＣ
in1を含むＣＳＣＰを整流素子ＤＢの高圧（正極）側に
接続を変更しても同様の効果が得れる。
【０２７４】８−４−６．実施例８ｊ 図９２に実施例８ｊにおける電源装置の回路図を示す。
本回路方式は図６８に示す回路に米国特許ＵＳＰ５，４
８８，２６９号で述べられているＣＳＣＰを組合わせた
ものである。図９２において、米国特許ＵＳＰ５，４８
８，２６９号で述べられたＣＳＣＰは、ダイオードＤi
3、Ｄi4および充電コンデンサＣin1とからなっている。
以下に本回路の動作を説明する；
【０２７５】（モード１）：インダクタ電流ＩLが負の
向きに変わりスイッチング素子Ｑ１がオンすると、平滑
コンデンサＣeを電源とし充電コンデンサＣin2を充電し
ながらスイッチング素子Ｑ１→共振インダクタＬr→共
振コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc1へとイン
ダクタ電流ＩLが流れる。
【０２７６】（モード２）：充電コンデンサＣin2が充
電され、充電コンデンサＣin2とダイオードＤi1、Ｄi2
の接続点の電位が入力電圧の絶対値と等しくなるとダイ
オードＤi1、Ｄi3、Ｄi4がオンし、交流電源ＡＣよりダ
イオードＤi1→スイッチング素子Ｑ１を介して負の向き
にインダクタ電流ＩLが流れ、共振コンデンサＣr・負荷
ＬＤ→コンデンサＣc1へと流れ込み、入力電流を引き出
す。
【０２７７】（モード３）：スイッチング素子Ｑ１がオ
フした後、負の向きのインダクタ電流ＩLは共振コンデ
ンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc1→ダイオードＤi4
→充電コンデンサＣin1（放電）→共振インダクタＩLへ
と戻る経路で流れスイッチング素子Ｑ２の両端電位はゆ
っくりと立ち上がる。
【０２７８】（モード４）：充電コンデンサＣin1が完
全に放電されると負の向きのインダクタ電流ＩLは共振
コンデンサＣr・負荷ＬＤ→コンデンサＣc1→スイッチ
ング素子Ｑ２の寄生ダイオード→共振インダクタＬrへ
と戻る経路で流れる。
【０２７９】（モード５）：インダクタ電流ＩLがゼロ
になり正の向きに反転すると、コンデンサＣc1を電源と
してインダクタ電流ＩLは共振コンデンサＣr・負荷ＬＤ
→共振インダクタＬr→スイッチング素子Ｑ２を介して
流れる。
【０２８０】（モード６）：スイッチング素子Ｑ２がオ
フすると、インダクタ電流ＩLは充電コンデンサＣin1を
放電し、充電コンデンサＣi1→ダイオードＤi3→交流電
源ＡＣ→整流素子ＤＢ→ダイオードＤi1→充電コンデン
サＣi2（放電）→平滑コンデンサＣeという経路で入力
電流として流れ、コンデンサｃc1→共振コンデンサＣr
・負荷ＬＤを通じて共振インダクタＬrへ戻る。
【０２８１】（モード７）：充電コンデンサＣin1が充
電され、充電コンデンサＣin1の両端電圧が電圧Ｖceと
電圧Ｖci2との電圧差と等しくなると、インダクタ電流
ＩLはスイッチング素子Ｑ１の寄生ダイオードを介して
充電コンデンサＣi2を放電し、コンデンサＣc1→共振コ
ンデンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタＬrへ戻
る。
【０２８２】（モード８）：充電コンデンサＣin2の電
荷がすべて放出され電圧がゼロになると並列接続された
ダイオードＤ２がオンし、インダクタ電流ＩLはスイッ
チング素子Ｑ１の寄生ダイオードを介してダイオードＤ
i2→平滑コンデンサＣe→コンデンサＣc1→共振コンデ
ンサＣr・負荷ＬＤを通じて共振インダクタＬrへ戻る。
【０２８３】このように、本実施例の回路においては、
図６８に示す回路に比べるとインダクタ電流ＩLの１サ
イクル中の入力電流の導通期間が拡がる。各モードの共
振回路の組み合わせの作用により共振コンデンサＣrの
容量を小さく抑えながら出力に表れる低周波リップルを
低減できる。
【０２８４】また、図９３に示すように、スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２と平滑コンデンサ以外の回路構成をスイ
ッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点を
中心とし平滑コンデンサＣeの高圧側とグランド側とで
対称となるように接続を変更しても、または、図９４に
示すように、ダイオードＤi3、Ｄi4、充電コンデンサＣ
in1を含むＣＳＣＰを整流素子ＤＢの高圧（正極）側に
接続を変更しても同様の効果が得れる。
【０２８５】８−５．効果 本実施の形態によれば、ＣＰＰＦＣの効果によりインバ
ータ回路の共振電流を入力電流として引き出し簡易な構
成で入力力率を向上しつつ、スイッチングオフ時のスイ
ッチング素子への印加電圧が常に入力電圧の絶対値と等
しくなるので、ターンオフ時のスイッチングロスを改善
することができる。これによりスイッチング素子のスイ
ッチングロスによる発熱を抑えることができるので、ス
イッチング素子及び放熱機構部品を小型化できコストを
削減できる。
【０２８６】さらに、図６８で示された様な回路におい
ても、これを基本としながら従来例１で述べられたＶＳ
ＣＰや従来例２や米国特許ＵＳＰ５，４８８，２６９号
で述べられたＣＳＣＰを組合わせることにより、１スイ
ッチングサイクル中に交流電源から入力電流を吸い込む
期間が広く取れるので、スイッチング素子やインダク
タ、コンデンサ等の構成部品の電流耐量を低減でき、さ
らに安価で小形なＰＦＣ機能のある電源装置を提供でき
る。また図６８に示す回路で達成できるスイッチング素
子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２のオフ時のスイッチン
グ改善も損なわれない。
【０２８７】本発明は特定の実施の形態に関して述べら
れてきたが、当業者にとって、他の多くの変形例や改変
や利用は明らかであり、それ故、本発明は、ここでの特
定の開示により制限されるものではなく、添付の請求項
によりのみ制限される。
【０２８８】
【発明の効果】本発明に係る電源装置によれば、電力変
換回路が、スイッチング素子の開閉により回路内に発生
する高周波電流ループの１つを用いて交流電源から入力
電流を取り込む電流源型入力電流取り込み手段と、スイ
ッチング素子の開閉により回路内に発生する高周波電圧
ノードの１つを用いて交流電源から入力電流を取り込む
電圧源型入力電流取り込み手段とをさらに備える。これ
ら２つの入力電流取り込み手段により交流電源から電流
を取り込む際に、２つの入力電流取り込み手段の電流入
力期間の位相差を利用して電流入力期間を拡大できる。
このため、電流ピーク値が抑さえられるため、部品耐量
を低減することができる。これにより力率補正機能を有
した電源装置において、装置の小型化、低価格化を実現
できる。
【０２８９】また、上記第２の電源装置において、電圧
源型入力電流取り込み手段のかわりに第２の電流源型入
力電流取り込み手段を備え、２つの電流源型入力電流取
り込み手段により交流電源から電流を取り込むように構
成しても、上記の電源装置と同様の効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明に係る電源装置の第１の基本構成を示
す回路図。
【図２】 本は発明に係る電源装置の第２の基本構成を
示す回路図。
【図３】 実施例１ａの電源装置の回路図（全体回路
図）。
【図４】 図３に示す電源装置の出力波形を示した図。
【図５】 図３に示す電源装置の回路図を簡略化した
図。
【図６】 図３に示す電源装置の回路図をさらに簡略化
した図。
【図７】 実施例１ａの電源装置のモード１における電
流経路を説明した図。
【図８】 実施例１ａの電源装置のモード２における電
流経路を説明した図。
【図９】 実施例１ａの電源装置のモード３における電
流経路を説明した図。
【図１０】 実施例１ａの電源装置のモード４における
電流経路を説明した図。
【図１１】 実施例１ａの電源装置のモード５における
電流経路を説明した図。
【図１２】 実施例１ａの電源装置のモード６における
電流経路を説明した図。
【図１３】 実施例１ａの電源装置のモード７における
電流経路を説明した図。
【図１４】 実施例１ａの電源装置のモード８における
電流経路を説明した図。
【図１５】 実施例１ａの電源装置の各部の電流、電圧
波形を示した図。
【図１６】 実施例１ａの電源装置の各部の電流、電圧
波形を示した図。
【図１７】 実施例１ｂの電源装置の回路図。
【図１８】 実施例１ｃの電源装置の回路図。
【図１９】 実施例１ｄの電源装置の回路図。
【図２０】 実施例１ｅの電源装置の回路図。
【図２１】 実施例１ｆの電源装置の回路図。
【図２２】 実施例１ｇの電源装置の回路図。
【図２３】 実施例１ｇの電源装置を蛍光灯点灯装置に
応用した図。
【図２４】 実施例１ｈの電源装置の回路図。
【図２５】 実施例１ｉの電源装置の回路図。
【図２６】 ２段共振回路方式の電源装置の回路図。
【図２７】 実施例２ａの電源装置の回路図。
【図２８】 実施例２ｂの電源装置の回路図。
【図２９】 実施例２ｃの電源装置の回路図。
【図３０】 実施例２ｄの電源装置の回路図。
【図３１】 実施例３の電源装置の基本構成を示す回路
図。
【図３２】 実施例３ａの電源装置の回路図。
【図３３】 実施例３ｂの電源装置の回路図。
【図３４】 実施例３ｃの電源装置の回路図。
【図３５】 米国特許ＵＳＰ５，４８８，２６９号に開
示されたＣＳＣＰ方式の電源装置の回路図。
【図３６】 図３５に示す電源装置における入力電流と
共振電流の関係を示した図。
【図３７】 実施例４ａの電源装置の回路図。
【図３８】 実施例４ａ〜４ｈの電源装置における入力
電流と共振電流の関係を示した図。
【図３９】 実施例４ｂの電源装置の回路図。
【図４０】 実施例４ｃの電源装置の回路図。
【図４１】 実施例４ｄの電源装置の回路図。
【図４２】 実施例４ｅの電源装置の回路図。
【図４３】 実施例４ｆの電源装置の回路図。
【図４４】 実施例４ｇの電源装置の回路図。
【図４５】 実施例４ｈの電源装置の回路図。
【図４６】 １石式電圧共振インバータの一例の回路
図。
【図４７】 実施例５ａの電源装置の回路図。
【図４８】 実施例５ｂの電源装置の回路図。
【図４９】 Ｌプッシュプル型インバータの一例の回路
図。
【図５０】 実施例６ａの電源装置の回路図。
【図５１】 実施例６ｂの電源装置の回路図。
【図５２】 実施例６ｃの電源装置の回路図。
【図５３】 フルブリッジ型インバータの一例の回路
図。
【図５４】 実施例６ｄの電源装置の回路図。
【図５５】 実施例６ｅの電源装置の回路図。
【図５６】 実施例６ｆの電源装置の回路図。
【図５７】 特開平２−７５２００号公報に開示された
ＣＳＣＰ方式の電源装置の回路図。
【図５８】 特開平２−７５２００号公報に開示された
ＣＳＣＰ方式の電源装置における入力電流と共振電流の
関係を示した図。
【図５９】 実施例７ａの電源装置の回路図。
【図６０】 実施例７ａの電源装置における入力電流と
共振電流の関係を示した図。
【図６１】 実施例７ｂの電源装置の回路図。
【図６２】 実施例７ｃの電源装置の回路図。
【図６３】 実施例７ｄの電源装置の回路図。
【図６４】 実施例７ｅの電源装置の回路図。
【図６５】 実施例７ｆの電源装置の回路図。
【図６６】 実施例７ｇの電源装置の回路図。
【図６７】 実施例７ｈの電源装置の回路図。
【図６８】 実施例８のスイッチングロスを改善したＣ
ＳＣＰ方式の電源装置の回路図。
【図６９】 図６８に示す電源装置における入力電流と
共振電流との関係を示した図。
【図７０】 図６８に示す電源装置のモード１における
電流経路を説明した図。
【図７１】 図６８に示す電源装置のモード２における
電流経路を説明した図。
【図７２】 図６８に示す電源装置のモード３における
電流経路を説明した図。
【図７３】 図６８に示す電源装置のモード４における
電流経路を説明した図。
【図７４】 図６８に示す電源装置のモード５における
電流経路を説明した図。
【図７５】 図６８に示す電源装置のモード６における
電流経路を説明した図。
【図７６】 実施例８ａの電源装置の回路図である。
【図７７】 実施例８ｂの電源装置の回路図である。
【図７８】 実施例８ｂの電源装置におけるスイッチン
グ素子の印加電圧とスイッチ電流の包絡線概略図。
【図７９】 図６８に示すＣＳＣＰ方式をフルブリッジ
インバータ回路へ適応した第１の例の回路図。
【図８０】 図６８に示すＣＳＣＰ方式をフルブリッジ
インバータ回路へ適応した第２の例の回路図。
【図８１】 図６８に示すＣＳＣＰ方式を利用し低周波
交流出力を得る回路の（ａ）第１の例の回路図及び
（ｂ）スイッチング素子の動作タイミングを示した図。
【図８２】 実施例８ｃの電源装置の（ａ）回路図及び
（ｂ）スイッチング素子の動作タイミングを示した図。
【図８３】 図６８に示すＣＳＣＰ方式を利用し低周波
交流出力を得る回路の（ａ）第２の例の回路図及び
（ｂ）スイッチング素子の動作タイミングを示した図。
【図８４】 実施例８ｄの電源装置の（ａ）回路図及び
（ｂ）スイッチング素子の動作タイミングを示した図。
【図８５】 実施例８ｅの電源装置の回路図。
【図８６】 実施例８ｆの電源装置の回路図。
【図８７】 実施例８ｇの電源装置の回路図。
【図８８】 実施例８ｈの電源装置の回路図。
【図８９】 実施例８ｉの電源装置の回路図。
【図９０】 実施例８ｉの電源装置において回路構成を
上下対称にして構成された回路の回路図。
【図９１】 図６８に示す回路に従来例２のＣＳＣＰ方
式を組み合わせた回路の回路図。
【図９２】 実施例８ｊの電源装置の回路図。
【図９３】 実施例８ｊの電源装置において回路構成を
上下対称にして構成された回路の回路図。
【図９４】 図６８に示す回路に米国特許ＵＳＰ５，４
８８，２６９号のＣＳＣＰ方式を組み合わせた回路の回
路図。
【図９５】 従来例１の電源装置の回路図。
【図９６】 従来例１の電源装置におけるＰＦＣ機能部
を取り出した回路の等価回路図。
【図９７】 従来例１の電源装置の（ａ）〜（ｄ）各モ
ードにおける等価回路図及び（ｅ）電源装置の各部の電
圧波形および電流波形を示す図。
【図９８】 従来例２の電源装置の回路図。
【図９９】 従来例２の電源装置におけるＰＦＣ機能部
を取り出した回路の等価回路図。
【図１００】 従来例１および従来例２の電源装置にお
ける入力電流と共振電流の関係を示した図。
【図１０１】 従来例１の電源装置において、出力部に
トランスを用いた回路の回路図。
【図１０２】 従来例２の電源装置において、出力部に
トランスを用いた回路の回路図。
【図１０３】 従来例３の電源装置の回路図。
【図１０４】 従来例３の電源装置におけるＰＦＣ機能
部を取り出した回路の等価回路図。
【図１０５】 従来例４の電源装置の回路図。
【図１０６】 従来例４の電源装置におけるＰＦＣ機能
部を取り出した回路の等価回路図。
【図１０７】 従来例５の電源装置の回路図。
【図１０８】 従来例６の電源装置の回路図。
【図１０９】 従来例７の電源装置の回路図。
【図１１０】 従来例７の別の電源装置の回路図。
【符号の説明】
３…電圧源型チャージポンプ（ＶＳＣＰ）、 ５，５'
…電流源型チャージポンプ（ＣＳＣＰ）、 １１…力率
改善機能部、 １３…出力制御部、 １５…極性反転
部、 １７…イグナイタ回路、 ＡＣ…交流電源、 Ｃ
c…結合コンデンサ、 Ｃe…平滑コンデンサ、 Ｃi，
Ｃi1，Ｃi2，Ｃi2-1，Ｃi2-2…充電コンデンサ、 Ｃ
r，Ｃr1，Ｃr2…共振コンデンサ、 ＣＳ，ＣＳ'…電流
源、 Ｄi，Ｄ１，Ｄ２，Ｄi1，Ｄi2，Ｄx1，Ｄx2，Ｄi
2-1，Ｄi2-2…整流ダイオード、 ＤＢ，Ｄ０…整流素
子、 HID…高輝度放電灯、 Ｌ，Ｌ１，Ｌ２，Ｌr…共
振インダクタ、 ＬＤ…負荷回路、 Ｑ１，Ｑ２…スイ
ッチング素子、 Ｔ，Ｔｒ…トランス、 ＶＳ…電圧
源。
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｈ０５Ｂ 41/29 Ｃ

Claims (47)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流電源からの入力を整流する整流素子
    と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高周波電圧および
    高周波電流を発生するスイッチング手段とを含む電力変
    換回路、および、該電力変換回路の出力を受ける負荷回
    路で構成される電源装置において、前記電力変換回路
    は、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する高
    周波電流ループの１つにおける電流振動を用いて、前記
    交流電源から入力電流を取り込む電流源型入力電流取り
    込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する高
    周波電圧ノードの１つにおける電圧振動を用いて、前記
    交流電源から入力電流を取り込む電圧源型入力電流取り
    込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載の電源装置において、前
    記電流源型入力電流取り込み手段および前記電圧源型入
    力電流取り込み手段はそれぞれ前記整流素子の異なる極
    性側に接続されたことを特徴とする電源装置。
  3. 【請求項３】 交流電源からの入力を整流する整流素子
    と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と共
    振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記平滑コ
    ンデンサと前記スイッチング手段が並列接続され、前記
    スイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振用イ
    ンダクタ素子側端が接続され、前記共振回路の共振用コ
    ンデンサ側端が前記整流素子の出力の一方に接続された
    電力変換回路、および、前記共振回路中の共振用コンデ
    ンサと並列に接続された負荷回路からなり、前記電力変
    換回路は、 前記整流素子の出力端の他方と前記平滑コンデンサの一
    端との間に順方向に接続された第１の整流ダイオード
    と、前記共振用インダクタ素子と前記共振用コンデンサ
    との接続点から前記整流素子と前記第１の整流ダイオー
    ドとの接続点の間に接続された第１の充電コンデンサと
    を有する電圧源型入力電流取り込み手段と、 前記整流素子の一方と前記平滑コンデンサの他端との間
    に順方向に接続された第２の整流ダイオードと、該第２
    の整流ダイオードと並列に接続された第２の充電コンデ
    ンサとを有する電流源型入力電流取り込み手段とを備え
    たことを特徴とする電源装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載の電源装置において、前
    記第２の充電コンデンサは、前記第１の整流ダイオード
    と前記平滑コンデンサとの接続点と、前記整流素子と前
    記第２の整流ダイオードとの接続点との間に接続される
    ことを特徴とする電源装置。
  5. 【請求項５】 請求項３または請求項４に記載の電源装
    置において、前記共振用コンデンサは複数の直列接続さ
    れたコンデンサからなり、前記負荷回路は、少なくとも
    １つ以上の前記共振用コンデンサを構成する前記コンデ
    ンサと並列に接続されたことを特徴とする電源装置。
  6. 【請求項６】 請求項３または請求項４に記載の電源装
    置において、前記共振用コンデンサは複数の直列接続さ
    れたコンデンサからなり、前記第１の充電コンデンサは
    一端を、前記共振用コンデンサを構成する複数のコンデ
    ンサ間の接続点のうちのいずれか１つに接続されたこと
    を特徴とする電源装置。
  7. 【請求項７】 請求項３または請求項４に記載の電源装
    置において、前記共振用コンデンサと並列に変成器の１
    次側を接続し、変成器の２次側に前記負荷回路を接続し
    たことを特徴とする電源装置。
  8. 【請求項８】 請求項１に記載の電源装置において、前
    記電力変換回路は、前記スイッチング手段からの出力を
    受けて共振電流を発生させる共振手段を複数含むことを
    特徴とする電源装置。
  9. 【請求項９】 交流電源からの入力を整流する整流素子
    と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された第１の共振用インダクタ素
    子と第１の共振用コンデンサからなる第１の共振回路
    と、直列接続された第２の共振用インダクタ素子と第２
    の共振用コンデンサからなる第２の共振回路とを含み、
    前記平滑コンデンサと前記スイッチング手段は並列に接
    続され、前記スイッチング素子のいずれか１つと並列に
    前記第１の共振回路が接続され、前記第１の共振用イン
    ダクタ素子と前記第１の共振用コンデンサとの接続点と
    前記整流素子の出力の一方との間に前記第２の共振回路
    が接続された電力変換回路、および、前記第２の共振用
    コンデンサと並列に接続された負荷回路からなり、前記
    電力変換回路は、 前記整流素子の出力の他方と前記平滑コンデンサの一端
    との間に順方向に接続された第１の整流ダイオードと、
    前記第１の共振用インダクタ素子と前記第１の共振用コ
    ンデンサとの接続点から前記整流素子の出力の他方との
    間に接続された第１の充電コンデンサとを有する電圧源
    型入力電流取り込み手段と、 前記整流素子の出力の一方と前記平滑コンデンサの他端
    との間に順方向に接続された第２の整流ダイオードと、
    該第２の整流ダイオードと並列に接続された第２の充電
    コンデンサとを有する電流源型入力電流取り込み手段と
    を備えたことを特徴とする電源装置。
  10. 【請求項１０】 請求項９に記載の電源装置において、
    前記第１の共振回路は、前記スイッチング素子間の接続
    点と前記整流素子の出力の一方との間に接続されたこと
    を特徴とする電源装置。
  11. 【請求項１１】 請求項９に記載の電源装置において、
    前記第１の共振回路は、前記スイッチング素子間の接続
    点と前記整流素子の出力の一方との間に接続され、前記
    第２の共振回路は、前記第１の共振用インダクタ素子と
    前記第１の共振用コンデンサとの接続点と前記平滑コン
    デンサの前記他端との間に接続されたことを特徴とする
    電源装置。
  12. 【請求項１２】 請求項１に記載の電源装置において、
    前記電流源型入力電流取り込み手段と前記電圧源型入力
    電流取り込み手段はそれぞれ前記整流素子の同一の極性
    側に接続されたことを特徴とする電源装置。
  13. 【請求項１３】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と共
    振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記平滑コ
    ンデンサと前記スイッチング手段が並列に接続され、前
    記スイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振用
    インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、およ
    び、前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷回路
    からなり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力端の一方と前記平滑コンデンサの一
    端との間に順方向に直列接続された一対の第１および第
    ２整流ダイオードと、該第１および第２整流ダイオード
    間の接続点から前記共振用インダクタ素子と前記共振用
    コンデンサとの接続点との間に接続された第１の充電コ
    ンデンサとを有する電圧源型入力電流取り込み手段と、 前記整流素子の出力端の一方と前記平滑コンデンサの一
    端との間に順方向に直列接続された一対の第３および第
    ４整流ダイオードと、第３および第４整流ダイオードの
    うち前記平滑コンデンサに接続されたダイオードと並列
    に接続された第２の充電コンデンサとを有し、前記第３
    および第４整流ダイオード間の接続点が前記共振コンデ
    ンサの非共振インダクタ素子側端に接続された電流源型
    入力電流取り込み手段とを備えたことを特徴とする電源
    装置。
  14. 【請求項１４】 請求項３または請求項１３に記載の電
    源装置において、前記共振用インダクタ素子と前記共振
    用コンデンサとの接続点につながっている前記第１の充
    電コンデンサと直列に接続されたインピーダンス素子を
    備えたことを特徴とする電源装置。
  15. 【請求項１５】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と共
    振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記平滑コ
    ンデンサと前記スイッチング手段が並列に接続され、前
    記一対のスイッチング素子間の接続点と前記共振回路の
    共振用インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、
    および、前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷
    回路からなり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の他方と前記平滑コンデンサの他端
    との間に直列接続された一対の第１および第２の整流ダ
    イオードと、該第１および第２の整流ダイオード間の接
    続点から前記スイッチング素子間の接続点との間に接続
    された第１の充電コンデンサとを有する電流源型入力電
    流取り込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により前記電力変換回路内
    に発生する高周波電圧ノードの１つにおける電圧振動を
    用いて、前記交流電源から入力電流を取り込む電圧源型
    入力電流取り込み手段とを備えたことを特徴とする電源
    装置。
  16. 【請求項１６】 請求項１５に記載の電源装置におい
    て、前記電圧源型入力電流取り込み手段は、前記整流素
    子の出力の一方と前記平滑コンデンサの一端との間に順
    方向に直列接続された一対の第３および第４の整流ダイ
    オードと、該第３および第４の整流ダイオード間の接続
    点と前記共振用インダクタ素子と前記共振用コンデンサ
    の間の接続点との間に接続された第２の充電コンデンサ
    とを有することを特徴とする電源装置。
  17. 【請求項１７】 請求項１に記載の電源装置において、
    前記電力変換回路は１石式インバータであることを特徴
    とする電源装置。
  18. 【請求項１８】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉するス
    イッチング素子と、直列接続された共振用インダクタ素
    子と共振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記
    平滑コンデンサと並列に接続される第１のインダクタ素
    子と前記スイッチング素子からなる第１の直列回路と、
    前記スイッチング素子と等価的に並列接続された共振用
    コンデンサと、前記第１のインダクタ素子と前記スイッ
    チング素子との接続点に接続される、第２のインダクタ
    素子と別の共振コンデンサを含む負荷回路とが直列に接
    続された第２の直列回路とを有する電力変換回路からな
    り、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の一方から平滑コンデンサの一端に
    接続される第１整流ダイオードと、該第１整流ダイオー
    ドと前記整流素子との接続点から前記負荷回路と第２の
    インダクタ素子との接続点に接続される第１の充電コン
    デンサとを有する電圧源型入力電流取り込み手段と、 前記整流素子の出力の他方から平滑コンデンサの他端に
    接続される第２の整流ダイオードと、該第２の整流ダイ
    オードと並列に接続される第２の充電コンデンサとを有
    し、前記整流素子と前記第２の整流ダイオードとの接続
    点と前記負荷回路の非第２のインダクタ素子側端とを接
    続した電流源型入力電流取り込み手段とを備えたことを
    特徴とする電源装置。
  19. 【請求項１９】 請求項１に記載の電源装置において、
    前記電力変換回路は定電流プッシュプル型インバータか
    らなることを特徴とする電源装置。
  20. 【請求項２０】 請求項１に記載の電源装置において、
    前記電力変換回路はフルブリッジ型インバータからなる
    ことを特徴とする電源装置。
  21. 【請求項２１】 請求項２０に記載の電源装置におい
    て、前記電力変換回路は、前記第１の電流源型入力電流
    取り込み手段と前記電圧源型入力電流取り込み手段の組
    み合わせを二組含み、一方の組が前記整流素子の出力の
    一端に接続され、他方の一組が前記整流素子の出力の他
    端に接続されたことを特徴とする電源装置。
  22. 【請求項２２】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、高速に開閉する直列に接続された一対のスイッチ
    ング素子からなるスイッチング手段と、直列接続された
    共振用インダクタ素子と共振用コンデンサからなる共振
    回路とを含み、前記一対のスイッチング素子間の接続点
    に前記共振回路の共振用インダクタ素子側端が接続され
    た電力変換回路、および、前記共振用コンデンサに並列
    に接続された負荷回路からなり、前記電力変換回路は、 前記直列接続された一対のスイッチング素子と並列に接
    続された、平滑コンデンサと第１の充電コンデンサとが
    直列に接続された回路と、前記整流素子の出力の一方と
    前記スイッチング素子の一端との間に接続された第１の
    整流ダイオードとを備え、前記一対のスイッチング素子
    間の接続点と前記平滑コンデンサと前記充電コンデンサ
    との接続点との間に前記共振回路が接続された電流源型
    入力電流取り込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により前記電力変換回路内
    に発生する高周波電圧ノードの１つにおける電圧振動を
    用いて、前記交流電源から入力電流を取り込む電圧源型
    入力電流取り込み手段とを備えたことを特徴とする電源
    装置。
  23. 【請求項２３】 請求項２２に記載の電源装置におい
    て、前記電圧源型入力電流取り込み手段は、前記整流素
    子と前記第１の整流ダイオードとの間に順方向に接続さ
    れた第２の整流ダイオードと、前記第１および第２の整
    流ダイオード間の接続点から前記共振用インダクタ素
    子、前記共振用コンデンサおよび前記負荷回路の接続点
    の間に接続された第２の充電コンデンサとを備えたこと
    を特徴とする電源装置。
  24. 【請求項２４】 請求項２２に記載の電源装置におい
    て、前記第１の整流ダイオ−ドの非整流素子側端を前記
    平滑コンデンサの非充電コンデンサ接続側端に接続した
    ことを特徴とする電源装置。
  25. 【請求項２５】 請求項２２に記載の電源装置におい
    て、前記第１の整流ダイオ−ドの非整流素子接続側端を
    前記充電コンデンサの非平滑コンデンサ接続側端に接続
    したことを特徴とする電源装置。
  26. 【請求項２６】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列に接続された一対のスイッチング素子からなるスイッ
    チング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と
    共振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記一対
    のスイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振イ
    ンダクタ素子側端が接続された電力変換回路、および、
    前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷回路から
    なり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の一方から前記平滑コンデンサの一
    端との間に直列に接続された一対の第１及び第２の整流
    ダイオードと、前記一対の整流ダイオードのうちの前記
    平滑コンデンサに接続された側の整流ダイオードと並列
    に接続された第１の充電コンデンサとを備え、前記第１
    および第２のダイオードの接続点が前記スイッチング手
    段の一端に接続された第１の電流源型入力電流取り込み
    手段と、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する高
    周波電圧ノードの１つにおける電圧振動を用いて、前記
    交流電源から入力電流を取り込む電圧源型入力電流取り
    込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  27. 【請求項２７】 請求項２６に記載の電源装置におい
    て、前記電圧源型入力電流取り込み手段は、前記整流素
    子の出力の少なくとも一方と前記平滑コンデンサの一端
    との間に直列に接続された一対の第３および第４の整流
    ダイオードと、該一対の整流ダイオード間の接続点から
    前記共振用インダクタ素子、前記共振用コンデンサおよ
    び前記負荷回路の接続点に接続された第２の充電コンデ
    ンサとを備えたことを特徴とする電源装置。
  28. 【請求項２８】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高周波電圧および
    高周波電流を発生するスイッチング手段とを含む電力変
    換回路、および、該電力変換回路の出力を受ける負荷回
    路で構成される電源装置において、前記電力変換回路
    は、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する第
    １の高周波電流ループにおける電流振動を用いて、前記
    交流電源から入力電流を取り込む第１の電流源型入力電
    流取り込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する第
    ２の高周波電流ループにおける電流振動を用いて、前記
    交流電源から入力電流を取り込む第２の電流源型入力電
    流取り込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  29. 【請求項２９】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と共
    振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記平滑コ
    ンデンサと前記スイッチング手段が並列に接続され、前
    記一対のスイッチング素子間の接続点と前記共振回路の
    共振用インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、
    および、前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷
    回路からなり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の他方と前記平滑コンデンサの他端
    との間に直列接続された一対の第１および第２の整流ダ
    イオードと、該第１および第２の整流ダイオード間の接
    続点から前記スイッチング素子間の接続点との間に接続
    された第１の充電コンデンサとを有する第１の電流源型
    入力電流取り込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により前記電力変換回路内
    に発生する高周波電流ループの１つにおける電流振動を
    用いて、前記交流電源から入力電流を取り込む第２の電
    流源型入力電流取り込み手段とを備えたことを特徴とす
    る電源装置。
  30. 【請求項３０】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列接続された一対のスイッチング素子からなるスイッチ
    ング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と共
    振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記平滑コ
    ンデンサと前記スイッチング手段が並列に接続され、前
    記スイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振用
    インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、およ
    び、前記共振用コンデンサと並列に接続された前記負荷
    回路からなり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の一方と前記平滑コンデンサの一端
    との間に順方向に直列接続された一対の第１および第２
    の整流ダイオードと、該第１および第２の整流ダイオー
    ド間の接続点と前記一対のスイッチング素子間の接続点
    との間に接続された第１の充電コンデンサとを有する第
    １の電流源型入力電流取り込み手段と、 前記整流素子の出力のいずれか一つと前記平滑コンデン
    サのいずれかの端との間に接続された一対の第３および
    第４整流ダイオードと、該一対の第３および第４の整流
    ダイオードのうちの前記平滑コンデンサに接続された側
    のダイオードに並列に接続された第２の充電コンデンサ
    とを有し、前記第３および第４の整流ダイオード間の接
    続点と前記共振用コンデンサの非共振用インダクタ素子
    接続側端との間が接続された第２の電流源型入力電流取
    り込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  31. 【請求項３１】 請求項３０に記載の電源装置におい
    て、前記第１の電流源型入力電流取り込み手段は、前記
    第２の電流源型入力電流取り込み手段が接続された極性
    と異なる極性側の前記整流素子の出力と、前記異なる極
    性側の前記平滑コンデンサの端との間に順方向に直列接
    続された一対の第１および第２の整流ダイオードと、該
    第１および第２の整流ダイオード間の接続点から前記ス
    イッチング素子間の接続点との間に接続された第１の充
    電コンデンサとを有することを特徴とする電源装置。
  32. 【請求項３２】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列に接続された一対のスイッチング素子からなるスイッ
    チング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と
    共振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記一対
    のスイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振用
    インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、およ
    び、前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷回路
    からなり、前記電力変換回路は、 前記直列接続された一対のスイッチング素子と並列に接
    続された、前記平滑コンデンサと該平滑コンデンサに直
    列接続された第１の充電コンデンサの直列回路と、前記
    整流素子の出力の一方と前記スイッチング素子の一端と
    の間に接続された第１の整流ダイオードとを備え、該直
    列接続された前記平滑コンデンサと前記充電コンデンサ
    との接続点に前記共振用コンデンサおよび負荷回路の非
    インダクタ素子接続側端を接続した第１の電流源型入力
    電流取り込み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する高
    周波電流ループにおける電流振動を用いて、前記交流電
    源から入力電流を取り込む第２の電流源型入力電流取り
    込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  33. 【請求項３３】 請求項３２に記載の電源装置におい
    て、前記第２の電流源型入力電流取り込み手段は、前記
    整流素子と前記第１の整流ダイオードとの間に順方向に
    接続された第２の整流ダイオードと、前記第１および第
    ２の整流ダイオード間の接続点から前記スイッチング素
    子間の接続点の間に接続された第２の充電コンデンサと
    を備えたことを特徴とする電源装置。
  34. 【請求項３４】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、該平滑コンデンサの電圧を受けて高速に開閉する直
    列に接続された一対のスイッチング素子からなるスイッ
    チング手段と、直列接続された共振用インダクタ素子と
    共振用コンデンサからなる共振回路とを含み、前記一対
    のスイッチング素子間の接続点に前記共振回路の共振用
    インダクタ素子側端が接続された電力変換回路、およ
    び、前記共振用コンデンサと並列に接続された負荷回路
    からなり、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力の一方から前記平滑コンデンサの一
    端との間に直列に接続された一対の第１および第２の整
    流ダイオードと、前記一対の整流ダイオードのうちの前
    記平滑コンデンサに接続された側の整流ダイオードと並
    列に接続された第１の充電コンデンサとを備え、前記第
    １および第２のダイオードの接続点が前記スイッチング
    手段の一端に接続された前記第１の電流源型電流取り込
    み手段と、 前記スイッチング手段の開閉により回路内に発生する高
    周波電流ループにおける電流振動を用いて、前記交流電
    源から入力電流を取り込む第２の電流源型入力電流取り
    込み手段とを備えたことを特徴とする電源装置。
  35. 【請求項３５】 請求項３４に記載の電源装置におい
    て、前記第２の電流源型入力電流取り込み手段は、前記
    整流素子の出力の一方と前記平滑コンデンサの一端との
    間に直列に接続された一対の第３および第４の整流ダイ
    オードと、前記共振用コンデンサおよび前記負荷回路の
    非共振用インダクタ素子接続側端と前記平滑コンデンサ
    の少なくとも片端との間に接続された第２の充電用コン
    デンサとを備え、該一対の整流ダイオード間の接続点に
    前記共振用コンデンサおよび前記負荷回路の非共振用イ
    ンダクタ素子接続側端が接続されたことを特徴とする電
    源装置。
  36. 【請求項３６】 請求項３４に記載の電源装置におい
    て、前記第２の電流源型入力電流取り込み手段は、前記
    整流素子の出力端の一方と前記平滑コンデンサの一端と
    の間に直列に接続された一対の第３および第４の整流ダ
    イオードと、該第３および第４の整流ダイオード間の接
    続点から前記一対のスイッチング素子間の接続点に接続
    された第２の充電用コンデンサとを備えたことを特徴と
    する電源装置。
  37. 【請求項３７】 請求項３４に記載の電源装置におい
    て、前記第２の電流源型入力電流取り込み手段は、前記
    整流素子の出力の他方から前記平滑コンデンサの他端と
    の間に直列に接続された一対の第３および第４の整流ダ
    イオードと、該一対の整流ダイオードのうちの前記平滑
    コンデンサに接続された整流ダイオードと並列に接続さ
    れた第２の充電コンデンサとを備え、前記第３および第
    ４の整流ダイオードの接続点は前記一対のスイッチング
    手段の他端に接続されたことを特徴とする電源装置。
  38. 【請求項３８】 請求項３４に記載の電源装置におい
    て、前記第２の電流源型電流取り込み手段は、前記整流
    素子の出力の一方と前記平滑コンデンサの一端との間に
    直列に接続された一対の第３および第４の整流ダイオー
    ドと、該第３および第４の整流ダイオードの接続点に一
    端が接続された第２の充電コンデンサと、該第２の充電
    コンデンサの他端と前記スイッチング素子の中点との間
    に接続された第２の共振用インダクタとを備えたことを
    特徴とする電源装置。
  39. 【請求項３９】 請求項３８に記載の電源装置におい
    て、前記第２の充電コンデンサと前記第２の共振用イン
    ダクタ素子とにより生ずる共振電流の共振周波数が、前
    記一対のスイッチング素子の交互に高速開閉するときの
    動作周波数以上であることを特徴とする電源装置。
  40. 【請求項４０】 交流電源からの入力を整流する整流素
    子と、該整流素子の出力を直流平滑する平滑コンデンサ
    と、直列に接続された高圧側に接続される第１のスイッ
    チング素子と低圧側に接続される第２のスイッチング素
    子とからなる第１スイッチング手段と、直列に接続され
    た高圧側に接続される第３のスイッチング素子と低圧側
    に接続される第４のスイッチング素子からなる第２のス
    イッチング手段と、直列に接続されたインダクタ素子と
    コンデンサとからなる直列回路とを有し、前記第１およ
    び第２のスイッチング手段のうち少なくとも１つは前記
    平滑コンデンサと並列に接続され、前記第１のスイッチ
    ング素子と第２スイッチング素子との接続点から前記第
    ３スイッチング素子と第４スイッチング素子との接続点
    の間に前記直列回路が接続された電力変換回路、およ
    び、前記コンデンサと並列接続された負荷回路からな
    り、前記電力変換回路は、 前記整流素子の出力端の一方と平滑コンデンサの一端と
    の間に直列接続された一対の第１および第２の整流ダイ
    オードと、該一対の整流ダイオードのうちの平滑コンデ
    ンサに接続された整流ダイオードと並列に接続された第
    １充電コンデンサとを有する第１の電流源型入力電流取
    り込み手段と、 前記整流素子の出力端の他方と平滑コンデンサの他端と
    の間に直列接続された一対の第３および第４の整流ダイ
    オードと、該第３および第４の整流ダイオードのうちの
    平滑コンデンサに接続された整流ダイオードと並列に接
    続された第２充電コンデンサとを有する第２の電流源型
    入力電流取り込み手段とを備え、少なくとも１つのスイ
    ッチング手段が第１および第２の整流ダイオードの接続
    点と第３および第４の整流ダイオードの接続点との間に
    接続されたことを特徴とする電源装置。
  41. 【請求項４１】 請求項４０に記載の電源装置におい
    て、前記第１スイッチング素子と第２スイッチング素子
    とは交互に開閉し、前記第３スイッチング素子と第４ス
    イッチング素子とは交互に開閉し、前記第１スイッチン
    グ素子と第３スイッチング素子とは交互に開閉すること
    を特徴とした電源装置。
  42. 【請求項４２】 請求項４０に記載の電源装置におい
    て、第１および第４スイッチング素子が高速で同時に開
    閉するとともに、第２および第３スイッチング素子が開
    を維持する期間と第２および第３スイッチング素子が高
    速で同時に開閉し、第１および第４スイッチング素子が
    開を維持する期間を低周波で交互に切り換えることを特
    徴とした電源装置。
  43. 【請求項４３】 請求項４０に記載の電源装置におい
    て、並列に接続された二組のスイッチング手段の高圧側
    端子および低圧側端子それぞれの端子間に少なくとも一
    つのスイッチング素子を設けたことを特徴とする電源装
    置。
  44. 【請求項４４】 請求項４３に記載の電源装置におい
    て、 前記二組のスイッチング手段の高圧側端子間に第５スイ
    ッチング素子を、低圧側端子間に第６スイッチング素子
    を設け、 前記第１スイッチング素子と前記第４スイッチング素子
    と前記第５スイッチング素子とが同時にオンし、前記第
    ２スイッチング素子と前記第３スイッチング素子と第６
    スイッチング素子とが同時にオンする構成であって、 第４スイッチング素子および第５スイッチング素子は高
    速に同時に開閉し第１スイッチング素子はオンを保持す
    る状態と、第３スイッチング素子および第６スイッチン
    グ素子は高速に同時に開閉し第２スイッチング素子はオ
    ンを保持する状態とを低周波で繰り返すことを特徴とす
    る電源装置。
  45. 【請求項４５】 請求項１、請求項３、請求項９、請求
    項１３、請求項１５、請求項１８、請求項２２、請求項
    ２８、請求項２９、請求項３０、請求項３２、請求項３
    ４または請求項４０に記載の電源装置において、前記負
    荷回路は、整流素子と該整流素子の出力端に接続される
    別の平滑コンデンサによって直流出力を得ることを特徴
    とする電源装置。
  46. 【請求項４６】 請求項４５に記載の電源装置におい
    て、前記別の平滑コンデンサ両端の直流電圧を受けて、
    低周波の矩形波を出力する極性反転回路をさらに備える
    ことを特徴とする電源装置。
  47. 【請求項４７】 請求項１、請求項３、請求項９、請求
    項１３、請求項１５、請求項１８、請求項２２、請求項
    ２８、請求項２９、請求項３０、請求項３２、請求項３
    ４、請求項４０、請求項４５または請求項４６に記載の
    電源装置において、前記負荷回路が、放電灯、もしく
    は、放電灯と、該放電灯を起動する高パルス電圧を発生
    する始動装置とを含むことを特徴とする電源装置。
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