JP2002537751A - 力率補正付きランプ安定器 - Google Patents

力率補正付きランプ安定器

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JP2002537751A
JP2002537751A JP2000599241A JP2000599241A JP2002537751A JP 2002537751 A JP2002537751 A JP 2002537751A JP 2000599241 A JP2000599241 A JP 2000599241A JP 2000599241 A JP2000599241 A JP 2000599241A JP 2002537751 A JP2002537751 A JP 2002537751A
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チアン ジンロン
ウェー ブルニング ヘルト
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Philips Electronics NV
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    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Abstract

(57)【要約】 力率を改善し、且つ電圧源からの高周波電流を整流器のAC側の端子の１つに直接供給することによって線路電流THDを低減させる。低周波電力源は低い値の容量性のソースインピーダンスを整流器のAC側の端子に提供する。共振負荷ランプ回路をインバータの出力ノードと入力整流器回路のDC出力端子の１つとの間に接続する。高周波コンデンサを入力整流器回路のAC側の端子と一方のランプ端子又はインバータの出力端子のような電圧源との間に接続する。高周波コンデンサをインバータの出力端子に接続する場合には、第２高周波コンデンサを整流器のAC側の他方の端子からインバータの出力端子に接続するのが好適である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】 （技術分野） 本発明はけい光ランプのような放電ランプを作動させるための電子安定器、特
に、最少数の能動部品を有する斯種の安定器に関するものである。
【０００２】 大抵磁気的に結合される自励発振インバータが激しい競争市場にて市販用に大
量に製造されている。半ブリッジインバータは、部品総数が比較的少なくて済む
ために広く用いられている。このようなインバータは２つのグループ、即ち、可
飽和コアを有する電流変成器を一般にパワーBJT（バイポーラ接合トランジスタ
）と一緒に用いるものと、線形コアを有し、一般にMOSFET（金属酸化物電界効果
トランジスタ）と一緒に用いるものとの２つのグループに分けることができる。
当業者が認識しているように、ここで云う線形コアとは、動作がシャープなB-H
特性と云うよりもむしろ、湾曲したB-H特性を有する領域に亘るもの、即ち、常
に磁束レベルは、この磁束レベルがかなり増大すると磁化電流がかなり増大する
ようになるものである。
【０００３】 （従来の技術） 米国特許第5,608,295号には、インバータの出力端子と信号接地点との間に直
列に接続した負荷回路に線形コアの共振インダクタを有している斯様な安定器回
路が開示されている。インダクタの二次巻線はスイッチングトランジスタの制御
電極に接続されている。負荷回路は同調コンデンサC8及び整合変成器の一次巻線
を含んでいる。けい光ランプは二次巻線又は整合変成器の巻線に接続され、1個
又は2個の追加の同調コンデンサがランプ間に接続されている。帰還用導体が整
合変成器の一次巻線におけるタップ点と、全波ブリッジ整流回路に対してAC入力
端子間に直列に接続される2個の47nFの帰還コンデンサ間のノードとの間に接続
されている。上記米国特許は、低周波の（電力線路の）入力電流が高周波の帰還
電流を振幅変調して、これが搬送波として作用して、殆どの低周波サイクルに亘
って、低周波の入力電流をブリッジ整流器を経て転送させるようにすると云うこ
とを教示している。従って、線路電流が依然として断続的なものであることは明
かである。
【０００４】 本発明の目的は電子安定器における力率補正に対する原価効率の有効な解決策
を提供することにある。
【０００５】 （発明の開示） 本発明は、 低周波の線路電圧が間に維持される電源接続点を有している低周波線路電圧の
容量性ソースインピーダンス源と； 少なくとも２個のダイオード及び４つの端子とエネルギー蓄積コンデンサとを
有しており、前記端子のうちの２つの端子は前記電源接続点に接続されるAC側の
端子とし、且つ前記端子のうちの残りの２つの端子はDC側の端子とし、前記ダイ
オードのうちの１つのダイオードが前記AC側の端子の１つと前記DC側の端子の１
つとの間に接続されるDC給電回路と; 前記DC側の端子からDC電圧を受電すべく接続され、直列に接続された２個のス
イッチングトランジスタを具え、且つこれらのトランジスタ間に高周波の出力電
圧供給用の出力ノードを有している半ブリッジインバータと； 前記出力ノードと前記DC側の端子の１つとの間に接続され、共振インダクタ、
該共振インダクタとで共振回路の一部を成す少なくとも１個の共振コンデンサを
含む複数個の負荷回路素子と、動作状態において少なくとも実質上抵抗性を呈す
る非線形負荷用の２つの負荷接続点とを具えている第１高周波電流搬送用の負荷
回路と; 第２高周波電流用の通路を成し、前記AC側の端子の１つと、高周波で電圧が現
れる前記負荷回路に沿う或る位置との間に接続され、前記高周波電圧の各サイク
ルの第１部分の期間中は前記AC側の端子の１つからエネルギーを受取り、且つ前
記高周波電圧の各サイクルの前記第１部分の期間とは異なる期間中には前記エネ
ルギー蓄積コンデンサにエネルギーを転送するように選定した値を有している高
周波コンデンサと； を具えている低周波-高周波電力変換器にある。
【０００６】 本発明の第１好適例では、非線形負荷を放電ランプとする。直接か、又は整合
変成器を経てランプに給電する接続線の一方は信号接地接続線とし、他方の接続
線には電圧帰還コンデンサを接続する。この例では、通常の動作中にDC給電回路
はAC側の端子からエネルギー蓄積コンデンサにエネルギーを直接転送することは
有り得ない。
【０００７】 他の好適例では、帰還コンデンサをインバータの出力端子に直接接続する。帰
還コンデンサは２つとし、EMIフィルタと整流器の入力端子との間のAC線路の各
側に１つづつとするのが好適である。この例では、一方のスイッチングトランジ
スタと他方のスイッチングトランジスタのそれぞれの導通期間の間のインターバ
ル中、コンデンサがAC側に電流を帰還させ、コンデンサの１つは、スイッチング
トランジスタが次ぎにターンオンする前に放電する。さらに、通常の動作の各高
周波サイクルの一部分の期間中、線路入力は負荷回路にエネルギーを直接供給す
る。
【０００８】 DC給電回路は、ブリッジの各DC接続線と直列にそれぞれ高速回復ダイオードを
有している全波ブリッジ整流器とするのが好適である。
【０００９】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明をより詳細に説述するために、添付の図面に従ってこれを説明する。
【００１０】 図１の変換器は、正と負のDCバス間に直列に接続されたスイッチングトランジ
スタS1,S2によって形成されるインバータを具えており、高電圧DCを大容量の電
界コンデンサCBに蓄積する。DCバスへの電力は、低速ダイオードD1-D4によって
形成される全波ブリッジ整流器と、２個の高速回復ダイオードDa,Dbとによって
供給される。ブリッジ整流器への線路電力は、直列インダクタLfと分路コンデン
サCfとによって形成されるEMIフィルタを経てブリッジ整流器の２つのAC側の端
子に供給される。高速回復ダイオードDaは正のDCバスと低速ダイオードD1及びD2
の陰極との間に接続され、高速回復ダイオードDbは負のDCバスと低速ダイオード
D3及びD4の陽極との間に接続される。従って、正及び負のDCバスラインは整流回
路のDC側の端子を成す。この回路配置によって回路の部品コストが低減し、その
理由は、高速回復ダイオードは通常の低速ダイオードよりも遥かに高価なもので
あるからである。当業者に明らかなように、ブリッジ整流器の4個のダイオード
を高速回復タイプのものとする場合には、ダイオードDa,Dbを省くことができる
。
【００１１】 負荷回路は、信号接地点である負のDCバスと、前記２つのスイッチングトラン
ジスタ間のインバータ出力ノードとの間に接続される。この負荷回路は、線形コ
ア共振インダクタLr、阻止コンデンサCd及び共振コンデンサCrを、この共振コン
デンサに並列に接続されるけい光ランプFL1と一緒に含むものである。高周波コ
ンデンサC1をブリッジ整流器のAC側の第1端子と、ランプ端子及び阻止コンデン
サの接続点との間に接続して、各高周波サイクル中にこの高周波コンデンサがエ
ネルギー転送パルスを供給するようにする。ランプに流れる電流が正弦波電流と
なり、しかもランプ間の電圧が一定となるように回路を最適化すべきことは、安
定器の当業者には既知である。従って、コンデンサC1を経る電力帰還は実質上、
一定のAC電圧源からの帰還である。
【００１２】 図１の回路の動作は図２に示した概念上の回路の特性を分析することによって
理解することができる。高周波電圧源Vfは図１の負荷回路を理想化した等価的な
ものである。この電圧源の電圧を図３の一番上に示してあり、この電圧は線路電
圧Vinと、ダイオードD1-D4及び高周波コンデンサC1とに感応して、1サイクルに
４つの異なる動作段階を規定する。
【００１３】 時間t０には、電圧Va＝VB及びVb＝VB‐Vinとなる。t０からt１までの期間中に
電圧Vfはそのピーク値から降下し、その結果、電圧Va及びVbは共に低下する。こ
の際、ダイオードD1は、電圧Va<VB（VBは大容量のエネルギー蓄積コンデンサCB
間の電圧）となるためにターン−オフし、コンデンサC1を経て流れる電流はない
。時間t１に達するのは、電圧Vaの値がVinにまで降下し、且つVb=０となるとき
である。
【００１４】 t１からt２の期間中、ダイオードD4が導通し、電流ｉinがコンデンサC1を充電
する。時間ｔ2に達するのは、Vfがその負のピーク値に達するときであり、この
ときダイオードD4は導通を停止する。コンデンサC1の最大電圧は次のようになる
。 Vcmax=Vf+Vin
【００１５】 時間ｔ2からｔ3の期間中には、Vfが上昇し、ダイオードD1はVa<VBであるため
、逆バイアスされる。この期間中には線路電流も、コンデンサC1を経て流れる電
流もないため、Va及びVbは共に増大する。時間ｔ3に達するのはVa=VBとなるとき
であり、このときダイオードD1が導通し始める。
【００１６】 時間ｔ3からｔ4の期間中には、ダイオードD1が導通しており、しかもVfが上昇
しつづけるので、コンデンサC1はダイオードD1を経て放電する。このコンデンサ
C1の放電が大容量のコンデンサCBにエネルギーを転送する。この際、ダイオード
D2,D3及びD4はカットオフされているため、線路電流はない。時間ｔ４に達する
のは、電圧Va=VBとなり、Vfがそのピーク値に達したときである。コンデンサC1
の最少電圧はVcmin=VB-Vfである。そしてこのようなサイクルが繰り返えされる
。
【００１７】 上記分析から明らかなように、線路電流は、コンデンサC1へのエネルギーの転
送があるときにだけ流れるのであって、これとは異なる時間にだけ高周波コンデ
ンサC1から大容量コンデンサCBへのエネルギーの転送が行なわれる。
【００１８】 スイッチングサイクル中の平均線路入力電流は次式によって表わされる。 ｉin,avg=C1・ｆs(Vin+２Vf-VB)
【００１９】 力率を１にするには、電圧源Vfのピーク−ピーク電圧をDCバスの電圧に等しく
し、VB=２Vfとなるようにしなければならない。この条件を満足すべく回路を設
計する限り、線路入力電流は線路電圧に比例し、回路の力率は１となる。
【００２０】 この回路をシミュレートし、このシミュレートした線路入力電流の波形を図４
に示してある。この図は１の力率が達成されることを示している。高調波ひずみ
の原因はこの図の特性を見ることによっては認められない。しかし、図３から明
らかなように、線路電流ｉinは大きな高周波成分を有し、これは有限線路電圧源
のインピーダンスが多少の対応する高周波電圧を引き起こし、これが線路電圧Vi
nに重畳されるからである。図１におけるLfとCfとによって形成される入力線路
フィルタは、斯かる電圧が電力線路に沿って流れないようにかなりバイパスする
が、これら回路の値が回路の平衡動作に多少の影響を及ぼすことになる。これを
シミュレーションでは無視するも、回路特性を理解する上でのツールとしてのシ
ミュレーションの有効性には何等悪影響を及ぼすものではない。
【００２１】 図１の回路はランプ間の電圧に比例する電力帰還を行なう。しかし、コンデン
サC1は、ダイオードD１か、D2のいずれかが導通している間は共振コンデンサCr
と並列となり、これらのダイオードの導通時間は瞬時の線路電圧に関連付けられ
る。従って、単純な分析ではインバータの動作サイクル当り２回発生する負荷回
路の共振周波数での変化までを理解するのは厄介である。しかし、２倍の入力線
路周波数でランプ電流にリプルがあることは明かである。これは単純化した回路
には示してない既知のタイプのスイッチ駆動回路を用いてインバータの周波数を
周波数変調することによって改善することができる。インバータの周波数はHern
andez及びBruningによる米国特許第5,404,082号に教示されているようにしてか
、又はゲート駆動回路における周波数対移相特性を適切に選択することによって
周波数変調することができる。
【００２２】 力率補正用の電圧源帰還を用いる他の回路を図５に示してある。ここでは、正
弦波電圧源からの帰還と云うよりもむしろ、インバータの出力から帰還させるの
であって、このインバータの出力は双方のスイッチがオフである時間を除けば方
形波の出力である。回路不良、又は他のトランジェントが共に同時には決して生
じないようにするのに十分なように、一方のスイッチのターン-オフと他方のス
イッチのターン-オン時点間の経過時間を最少とすることのみが望まれる従来の
インバータとは異なり、図５の回路ではスイッチングトランジスタS1は、コンデ
ンサC15が完全に放電されるまではターン-オンしてはならず、同様にS2はC25が
完全に放電するまではターン-オンしてはならない。この結果、負荷電流がコン
デンサC15とC25との接続点に流れる際のインバータの各サイクル中に２つのデッ
ドタイム期間がある。こうした期間中、この回路は電流源電力帰還回路のように
ふるまう。
【００２３】 S1はC15がほぼ完全に放電するや否やターン-オンし、S2はC25がほぼ完全に放
電するや否やターン-オンするようにするのが好適である。デッドタイムは、C15
及びC25、スイッチング瞬時における負荷電流及び線路電圧のそれぞれの値によ
って決定される。C15又はC25がいずれかの線路入力電圧で総体的に放電される際
にスイッチングトランジスタのターン-オンを維持するためには、回路をその線
路電圧がピーク値に近い値となるように設計しなければならず、コンデンサC15
及びC25を充放電させるのには最長の時間を要する。最少のデッドタイムは次式
によって決定される。 ｔd=（C15+C25）・Vp/ILr ここに、Vpは線路のピーク電圧であり、ILrはS2がスイッチオフされる瞬時にお
ける負荷電流である。デッドタイムが上記の式によって与えられる時間よりも長
い限り、コンデンサC15及びC25は完全に放電することになる。
【００２４】 図５の回路の動作は、各インバータサイクルの連続段の期間中に流れる電流を
確認することによって最も良く理解することができる。 先ず、すべての時間において： Va=Vb+Vin となる。 回路を理想的な部品を有するものとして評価すると、S1が導通し始める直前に
は： Va=Vn となり、ここに、Vnは半ブリッジインバータの出力ノードにおける電圧であり、
スイッチS1が導通しているときには次のようになる。 Vn=VB
【００２５】 図１につき上述したことと同様な分析により、しかも線路電圧Vinが正である
時間を考察するものとすると、S1が導通し始める直前には、線路入力がエネルギ
ーをC25を経て直接与えるのであって、また、大容量コンデンサCBはC15及びD1と
、C25、線路入力及びD1との双方を経て充電される。最適なスイッチング瞬時は
、負荷電流ｉLrが線路入力を経てC25を充電し、且つC15が完全に放電されるまで
このC15を放電させた際に到達する。この瞬時は、例えばインバータの出力ノー
ドの電圧が丁度正のバス電圧に等しくなったことを検知することによって確かめ
ることができる。この際、S1はスイッチングのロスをなくすためにスイッチオン
させる。
【００２６】 S1がターン-オンすると、負荷電流はまだ負であるが、この電流は急速に低下
し、この電流はS1の本体ダイオードに流れてCBを充電する。S1がオンしている間
に負荷電流は反転し、図５に示すように正となる。S1のターン-オフ時間は、イ
ンバータの周波数が負荷回路の共振周波数よりも高く維持されるように制御され
る。
【００２７】 スイッチS1がターン-オフすると、電圧Vnは最早スイッチによっては制御され
ず、負荷電流ｉLrが流れ続けるようになる。帰還コンデンサC25はダイオードD4
及び負荷回路を経て放電する。C25間の電圧が降下すると、C15間の電圧は、C15
、負荷回路及びダイオードD4を流れる線路電流により上昇する。この時間中、線
路入力はエネルギーをC15を経てランプに直接与え、C25は負荷電流ｉLrによって
放電される。
【００２８】 C25が完全に放電した後に、S2はターン-オンする。この際、負荷電流ｉLrは流
れつづけるが、インバータのノードは、S2の本体ダイオードを経て負荷電流が流
れるため、たとえこの負荷電流の減少速度が速くても負にはなり得ない。負荷電
流が反転し、これが再び負になると、CdはS2及び負荷を経て放電する。この時間
中、C15間及びC25間の電圧は変化しない。
【００２９】 S2がターン-オフした直後には、負荷電流が負方向に流れ続ける。この負の負
荷電流の一部がC15を放電させ、D1及びDaを経て流れ、CBを充電し、また、負荷
電流の残りの部分はC25を充電し、この部分の電流は線路、ダイオードD1及びD2
を経て流れ、CBを充電する。負の負荷電流はS1の本体ダイオードを経て流れ、こ
の負荷電流は直ぐに方向を反転し、S1を経て流れる。
【００３０】 上述した所から明らかなように、共振回路は、共振コンデンサだけが或る影響
を及ぼす間、即ち、スイッチングトランジスタの一方がターン-オンして、その
後それがターン-オフしている短期間の間の１つの共振周波数と、負荷電流がC15
及びC25を経ても流れる間の高い共振周波数とを有する。この後者の時間中の等
価共振キャパシタンスは次式によって表される。 Ceq=Cr≒C15≒C25/（Cr≒C15+Cr≒C25+C15≒C25）
【００３１】 図６の回路は、線路からのパルス電流及び大容量コンデンサへのパルス電流が
エネルギーを２度搬送するようにコンデンサC16がすべての電荷転送に対処する
と云うことを除けば、図５の回路とほぼ同様に作動する。
【００３２】 上記の分析ではEMIフィルタの回路値を無視したが、これは、インバータの周
波数ではCfのインピーダンスが極めて小さく、Lfのインピーダンスが極めて高い
ことからして、Cfの値は十分に大きくする必要があるから当然なことである。従
って、１つのスイッチングサイクルに亘るCf間の電圧の変化は関係する他の電圧
の変化に比べれば取るに足らないものであるため、Cfは電圧バッファコンデンサ
として機能する。
【００３３】 図７のシミュレートした線路電流は、シミュレートしたEMIフィルタのインダ
クタンスを適当な大きさとしたから、高周波のリプルを呈している。総体的な高
調波ひずみは５％以下である。これらのリプルはEMIフィルタのインダクタンス
及び/又はキャパシタンスを増やすことによって最少にすることができる。
【００３４】 本発明は上述した例のみに限定されるものでなく、幾多の変更を加え得ること
は当業者に明かである。例えば、図示したように、全波ブリッジ整流器には回復
速度が普通である極めて安価なダイオードと、回復速度が速い２個のダイオード
とを用いることができ、また、正と負のDCバスをいずれも回復速度が速い４個の
ダイオードから成る通常のブリッジにそれぞれ接続することもできる。電力帰還
原理は倍電圧タイプの整流回路を有する変換器に適用することもできる。負荷回
路は、それを基本的に共振回路とする限り、他の構成のものとすることもできる
。例えば、負荷回路は整合変成器に接続することもできる。ランプに並列に共振
コンデンサを接続するか、直列コンデンサを通常逓昇変圧器と一緒に用いて、特
殊なランプ始動回路を用いることなく、多数のランプを作動させることができる
。EMIフィルタのインダクタンスは入力導体のいずれか一方又は双方とすること
ができ、これには行政又は電力会社の要件を適えさせる必要がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明による第１ランプ安定器の単純化した図式回路図である。
【図２】 図１の実施例に基づくAC側への電圧帰還を示す概念上の回路図である
。
【図３】 図２の回路の電圧と電流の波形を示すタイミング線図である。
【図４】 図２の回路に対する線路電圧と線路電流のシミュレーションを示した
図である。
【図５】 インバータから直接電圧を帰還させるように図１の回路を変形した単
純化図式回路図である。
【図６】 図５の実施例をさらに簡単にした単純化図式回路図である。
【図７】 図５の回路に対する線路電流のシミュレーションを示した図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ヘルト ウェー ブルニング オランダ国 5656 アーアー アインドー フェン プロフ ホルストラーン ６ Ｆターム(参考） 3K072 AC02 BA03 BB06 BB09 BC01 BC03 CA10 CA11 CA14 FA05 GB12 GC04 HA05 5H006 AA02 CA02 CA07 CB01 5H007 AA02 BB03 CA02 CB12 CC01 CC07 CC09

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 低周波-高周波電力変換器であって： 低周波の線路電圧源に接続する電源接続点と； 少なくとも２個のダイオード及び４つの端子と、エネルギー蓄積コンデンサと
    を有しており、前記端子のうちの２つの端子は前記電源接続点に結合されると共
    に、容量性のインピーダンスによって互いに接続されるAC側の端子とし、且つ前
    記端子のうちの残りの２つの端子はDC側の端子とし、前記ダイオードのうちの１
    つのダイオードが前記AC側の端子の１つと前記DC側の端子の１つとの間に接続さ
    れるDC給電回路と; 前記DC側の端子からDC電圧を受電すべく接続され、直列に接続された２個のス
    イッチングトランジスタを具え、且つこれらのトランジスタ間に高周波の出力電
    圧供給用の出力ノードを有している半ブリッジインバータと； 前記出力ノードと前記DC側の端子の１つとの間に接続され、共振インダクタ、
    該共振インダクタとで共振回路の一部を成す少なくとも１個の共振コンデンサを
    含む複数個の負荷回路素子と、動作状態において少なくとも実質上抵抗性を呈す
    る非線形負荷用の２つの負荷接続点とを具えている第１高周波電流搬送用の負荷
    回路と; 第２高周波電流用の通路を成し、前記AC側の端子の１つと、線路電圧の瞬時振
    幅にほぼ無関係の前記高周波の電圧が現れる前記負荷回路に沿う或る位置との間
    に接続され、前記高周波電圧の各サイクルの第１部分の期間中に前記AC側の端子
    の１つからエネルギーを受取り、且つ前記高周波電圧の各サイクルの前記第１部
    分の期間とは異なる期間中には前記エネルギー蓄積コンデンサにエネルギーを転
    送するように選定した値を有している高周波コンデンサと； を具えている低周波-高周波電力変換器。
  2. 【請求項２】 前記負荷回路に沿う前記位置を前記負荷接続点の１つとし、前記
    負荷接続点他方を前記DC側の端子のうちの前記１つの端子としたことを特徴とす
    る請求項１に記載の変換器。
  3. 【請求項３】 前記非線形負荷を放電ランプとしたことを特徴とする請求項２に
    記載の変換器。
  4. 【請求項４】 前記DC給電回路が４個の低速ダイオードを有する全波ブリッジ整
    流器及び２個の高速回復ダイオードを具え、前記２個の高速回復ダイオードのう
    ちの一方のダイオードが前記DC側の端子の１つと、前記低速ダイオードのうちの
    ２個のダイオードとの間に接続され、他方の高速ダイオードが前記DC側の他方の
    端子と前記低速ダイオードのうちの他の２個のダイオードとの間に接続されるよ
    うにしたことを特徴とする請求項３に記載の変換器。
  5. 【請求項５】 通常の動作期間中には前記DC給電回路が前記AC側の端子から前記
    エネルギー蓄積コンデンサへ直接エネルギーを決して転送しないようにしたこと
    を特徴とする請求項３に記載の変換器。
  6. 【請求項６】 Vbを前記エネルギー蓄積コンデンサ間の電圧とし、Vfを前記低周
    波の線路電圧のピーク電圧とする場合に、前記変換器及び前記インバータの作動
    周波数に関連する部品値が、Vb=2Vfとなるように選択されるようにしたことを特
    徴とする請求項３に記載の変換器。
  7. 【請求項７】 前記負荷回路に沿う前記位置を半ブリッジインバータの前記出力
    ノードとしたことを特徴とする請求項１-４のいずれか一項に記載の変換器。
  8. 【請求項８】 前記変換器が前記AC側の他方の端子と、前記位置との間に接続さ
    れる第２高周波コンデンサを具えていることを特徴とする請求項７に記載の変換
    器。
  9. 【請求項９】 通常動作の各高周波サイクルの一部の期間中、線路入力が負荷回
    路にエネルギーを直接供給するようにしたことを特徴とする請求項７に記載の変
    換器。
  10. 【請求項１０】 前記非線形負荷を放電ランプとし、且つ前記DC給電回路を４個
    のダイオードを有する全波ブリッジ整流器としたことを特徴とする請求項１に記
    載の変換器。
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