JP4792627B2 - Ｈｉｄランプの点灯回路 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、店舗など屋内商業施設及び屋外施設の照明に使用されるメタルハライドランプ、液晶プロジェクタ用の光源、自動車その他の乗物用前照灯などのＨＩＤランプを点灯させるＨＩＤランプ点灯回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＨＩＤランプ（High Intensity Discharge Lamp）は、高輝度放電灯又は高圧放電灯とも称され、消費電力に対する発光効率に優れるだけでなく、ハロゲンランプなどに比して同一光量に対する発熱量も少なく安全性が高いことから、近年、屋内商業施設及び屋外施設の照明など高輝度の光源が必要とされるところに使用されている。
【０００３】
このＨＩＤランプは、始動時に数ｋＶの高電圧を印加することにより放電が開始され、以後は数十〜数百Ｖの比較的低いランプ電圧を印加することにより自続放電されて、徐々にランプ電圧が増加してＨＩＤランプが点灯状態となる。
【０００４】
図９はこのようなＨＩＤランプを交流矩形波電圧で点灯させる一般的な点灯回路４１を示し、ＨＩＤランプ１に対して数十〜数百Ｖのランプ電圧を印加する主回路２と、数ｋＶの高圧の始動電圧を印加する始動回路３を備えている。
【０００５】
主回路２は、交流電源４から供給される正弦交流波を全波整流する整流回路５と、整流された脈動電圧を直流平滑電圧に変換する力率改善回路６と、その直流平滑電圧を所定パルス幅の矩形パルスに変換するチョッパー回路７Ａ及びその矩形パルスを再度平滑化して予め設定された電圧値の直流ランプ電圧にする平滑化回路７Ｂからなる電力制御回路８と、得られた直流ランプ電圧をこれと同電圧の交流矩形波電圧に変換するインバータ９を備えており、当該インバータ９が始動回路３を介してＨＩＤランプ１に接続されている。
【０００６】
なお、図１０（ａ）はインバータ９に入力されるランプ電圧Ｖ_３の波形、図１０（ｂ）はインバータ９から出力される交流矩形波電圧Ｖ_４の波形である。
【０００７】
始動回路３は昇圧トランス（図示せず）を備え、ＨＩＤランプ１の点灯スイッチ（図示せず）がオンされたときに、ＨＩＤランプ１の電極間で放電を開始させるように数ｋＶの高圧の始動電圧を発生させる。
【０００８】
したがって、この点灯回路４１によれば、点灯スイッチ（図示せず）がオンされると始動回路３から数ｋＶの始動電圧がＨＩＤランプ１に印加されて放電が開始され、放電開始後は、主回路２から供給される数十〜数百Ｖの比較的低いランプ電圧を印加することにより自続放電され、徐々にランプ電圧が増加してＨＩＤランプが点灯状態となる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、このような点灯回路４１を用いた場合、点灯回路４１とＨＩＤランプ１までの配線の距離が２ｍ以内と短い場合は問題ないが、これ以上長くなると、点灯回路４１が誤動作を生ずる可能性がある。
【００１０】
特に、百貨店やスーパーマーケットのような１フロア当りの売り場面積の広い大規模小売店舗などでは、スイッチ類を一つの操作パネルに集めて遠隔操作可能にする要請が強い。
【００１１】
このような場合、従来は、点灯回路４１の誤動作を防止するため、スイッチ類のみを操作パネルに配し、夫々の点灯回路４１は各ＨＩＤランプ１の近傍に設けなければならないため、配線作業が面倒であるばかりでなく、点灯回路４１が故障したときの修理が面倒であった。
【００１２】
このため、点灯回路４１の誤動作の原因を究明すべく実験・研究を重ねた結果、配線が長くなるとそのインダクタンスが無視できなくなり、主回路２からＨＩＤランプ１に交流矩形波電圧が供給されたときに配線のインダクタンスに磁界エネルギーが蓄えられ、電圧の方向が反転して電圧及び電流が０になるたびに逆起電力を生ずることが判った。
【００１３】
そして、この逆起電力により電流は、図１０（ｃ）に示すような逆スパイク波形となり、これを戻すためにランプ電圧が瞬間的に増加されて図１０（ｄ）に示すようなスパイク波形となり、これが点灯回路４１の誤動作の原因となっていた。
例えば、ランプ電力を制御しようとして主回路２を流れる電圧を検出したときに、スパイク波のピーク電圧を検出してしまうと、通常より異常に高い電圧が検出されるため、正しく電力制御を行うことができない。
【００１４】
一方、この実験中、配線が比較的短く、前述したようなスパイク波が生じていないときに、ＨＩＤランプ１にチラツキを生ずることが判明した。
これは、点灯回路４１が誤動作しているとは考え難く、その原因を究明したところ、ＨＩＤランプ１の特性に起因するものであることが判明した。
【００１５】
すなわち、ＨＩＤランプ１は、電極間で極性を反転させながら放電させたときに、その電極の構造的特性及び電気的特性が全く等しくても、一方の電極から他方の電極へ放電されるとき（正方向）と、他方の電極から一方の電極へ放電されるとき（負方向）とで、その抵抗値が異なることが原因であることが判明した。
【００１６】
そして、抵抗値が大きい方の向きに電圧がかかっているときは、電極上のアークスポットの位置が不安定で移動しやすく、電極間のアークが揺らいでチラツキを生ずることが確認された。
【００１７】
そこで本発明は、ＨＩＤランプの電極間抵抗が極性によって異なる場合でもチラツキを少なくして点灯させることができるようにし、さらには、点灯回路とＨＩＤランプを離して設置した場合に、配線のインダクタンスに蓄積された磁界エネルギーにより逆起電力が生じても点灯回路が誤動作を起こさないようにすることを技術的課題としている。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
この課題を解決するために、本発明は、 四つのスイッチング素子（１２Ａ〜１２Ｄ）を備えたフルブリッジ型のインバータ（９）と、前記各スイッチング素子をオンオフさせる極性制御信号を出力する制御部（Ｃ）を備え、
前記極性制御信号により、対角に位置する二つのスイッチング素子を一対として、各対のスイッチング素子を交互にオンオフさせて、前記インバータ（９）に供給される直流電圧を、予め設定された周波数の交流矩形波電圧に変換してＨＩＤランプ（１）に印加するＨＩＤランプの点灯回路において、
前記制御部（Ｃ）は、ＨＩＤランプ（１）に流れる電流値を検出して、これに基づき前記交流矩形波電圧の極性方向に対応する当該ランプ（１）の正方向抵抗値及び負方向抵抗値を算出し、
前記交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比を前記各抵抗値の大きさに反比例するように設定すると共に、
前記交流矩形波電圧の向きが反転されるときに、その電圧値が予め設定した所定時間だけアース電位に維持されるように、アース側のスイッチング素子（１２Ｂ及び１２Ｄ）を導通し、他のスイッチング素子（１２Ａ及び１２Ｃ）を非導通にする極性制御信号を出力することを特徴とする。
【００１９】
本発明によれば、フルブリッジ型のインバータを使用しているので、対角に位置する二つのスイッチング素子を一対として、各対のスイッチング素子を交互にオンオフするように極性制御信号を供給することにより、入力された定圧直流電圧が、予め設定された周波数の交流矩形波電圧に変換される。
【００２０】
このとき、ＨＩＤランプに流れる電流値が検出され、これに基づき前記交流矩形波電圧の極性方向に対応する当該ランプの正方向抵抗値及び負方向抵抗値が算出され、前記交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比が前記各抵抗値の大きさに反比例するように制御信号が出力される。
【００２１】
これにより、交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比は、抵抗値が大きい方の極性が小さく、抵抗値が小さい方の極性が大きくなる。
したがって、抵抗値が大きい方の極性の電圧が印加される時間は短くなり、揺らぎによるチラツキを生じにくい。
【００２２】
また、各対のスイッチング素子のオン−オフを所定のタイミングで切り換えることにより、交流矩形波電圧の向きが反転されるときに、予め設定した所定時間（例えば一周期の１／１０）だけ電圧値がアース電位に維持されるインターバルを形成することとした。
【００２３】
したがって、インバータから出力される交流矩形波電圧がアース電位となった瞬間に今までの電圧を維持しようとする逆起電力が発生するが、電流はそのままアースへ逃がされるので、点灯回路が誤動作を起こすスパイク波となることはない。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて具体的に説明する。
図１は本発明に係るＨＩＤランプの点灯回路を示すブロック図、図２はランプ電力制御回路を示す回路図、図３はインバータを示す回路図、図４は電圧制御パルスを示す説明図、図５は極性制御信号及び入出力電圧を示す波形図、図６及び図７は制御部の処理手順を示すフローチャート、図８は検出電圧を示す波形図である。
【００２５】
図１に示す点灯回路Ｓは、ＨＩＤランプ１を点灯させる電源回路Ｅと、当該電源回路Ｅをコントロールする制御部Ｃとからなり、電源回路Ｅは、ＨＩＤランプ１に対して数十〜数百Ｖの比較的低い電圧値のランプ電圧を印加する主回路２と、始動スイッチがオンされたときに数ｋＶの高圧の始動電圧を瞬間的に印加する始動回路３を備えている。
【００２６】
主回路２は、交流電源４から供給される正弦交流電圧を全波整流する整流回路５と、全波整流された脈動電圧Ｖ_１ をこれと相似波形の電流を流しつつ直流平滑電圧Ｖ_２ に変換する力率改善回路６と、その直流平滑電圧Ｖ_２ を所定パルス幅の矩形パルスに変換して供給電力を制御するチョッパー回路７Ａ及びその矩形パルスを再度平滑化して予め設定された電圧値のランプ電圧Ｖ_３ にする平滑回路７Ｂからなるランプ電力制御回路８と、得られたランプ電圧Ｖ_３ をこれと同電位の交流矩形波電圧Ｖ_４ に変換するフルブリッジ型のインバータ９を備えており、当該インバータ９が始動回路３を介してＨＩＤランプ１に接続されている。
【００２７】
ランプ電力制御回路８は、力率改善回路６から入力される直流平滑電圧Ｖ_２ を前段のチョッパ回路７Ａで所定パルス幅の矩形パルスに変換し、これを、後段の平滑回路７Ｂにより平滑化して例えば定格使用電力に応じたランプ電圧Ｖ_３を出力させるものである。
具体的には、後述する制御部ＣのＰＷＭ制御回路１０からドライバ１１ａを介して供給される電圧制御パルス信号により、チョッパ回路７Ａに配されたＦＥＴ（電界効果トランジスタ）１１をオンオフさせて、ランプ電圧Ｖ_３に対応したパルス幅の矩形パルスを出力させるようになっている。
【００２８】
また、インバータ９は、スイッチング素子となる四つのＦＥＴ（電界効果トランジスタ）１２Ａ〜１２Ｄを備えたフルブリッジ型に形成されており、入力端子Ｖinに印加されるランプ電圧Ｖ_３を交流矩形波電圧Ｖ_４に変換して出力端子Ｖoutに出力する。
【００２９】
ここで、交流矩形波電圧Ｖ_４は、電圧の向きが反転されるときに、予め設定した所定時間（例えば一周期の１／１０）だけアース電位に維持されるインターバルを有する波形に変換する。
このため、対角に位置する二つのＦＥＴ１２Ａ及び１２Ｂ、１２Ｃ及び１２Ｄを各一対として、各対ごとにオン−オフを切り換えるときに、アース側のＦＥＴ１２Ｂ及び１２Ｄを導通状態とし、それ以外のＦＥＴ１２Ａ、１２Ｃを非導通状態にするように制御部Ｃから極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ が供給される。
【００３０】
各ＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄは、夫々の極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ が高レベルのときに導通状態となり、低レベルのときに非導通状態となるので、各制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ は夫々のＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄがオンオフされるタイミングに応じて出力される。
【００３１】
制御部Ｃは、シングルチップマイクロコンピュータ１３などで構成され、その入力側には、インバータ９の手前でＨＩＤランプ１に供給される電圧及び電流を検出するセンサ１４ａ、１４ｂがＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂを介して接続され、出力側にはインバータ９が接続されると共に、ＰＷＭ制御回路１０を介してチョッパ回路７Ａが接続されている。
【００３２】
そして、チョッパ回路７ＡのＦＥＴ１１をオンオフ動作させる所定パルス幅の電圧制御パルス信号Ｐ_３を出力すると共に、予め設定された周波数で各ＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄを各対ごとにオンオフする極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ を出力する。
【００３３】
この電圧制御パルス信号Ｐ_３は、センサ１４ａ、１４ｂにより検出された電圧・電流に基づいて所定の処理を実行し、ランプ電力制御回路８から予め設定された電圧値のランプ電圧Ｖ_３が出力されるようにＦＥＴ１１をオンオフ動作させる。
【００３４】
なお、ランプ電力Ｗ_３を高めに設定する場合は、図４(ａ)に示すように高レベルの時間が長くなるように電圧制御パルス信号Ｐ_３のデューティ比を制御し、ランプ電力Ｗ_３を低めに設定する場合は、図４(ｂ)に示すように高レベルの時間が短くなるようにデューティ比を制御すればよい。
そして、センサ１４ａで検出された電圧値及びセンサ１４ｂで検出された電流値との積が予め設定された電力値と一致するようにフィードバック制御すれば良い。
【００３５】
各対のＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄをオンオフする極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ は、図５に示すように高レベルと低レベルが順次切り換えられ、正方向の電圧を出力するときに対角に位置する一対のＦＥＴ１２Ａ及び１２Ｂを導通すると共に、もう一対のＦＥＴ１２Ｃ及び１２Ｄを非導通にする。
次いで、インターバル期間では、アース側のＦＥＴ１２Ｂ及び１２Ｄを導通し、他のＦＥＴ１２Ａ及び１２Ｃを非導通にする。
そして、負方向の電圧を出力するときは対角に位置する一対のＦＥＴ１２Ａ及び１２Ｂを非導通にすると共に、もう一対のＦＥＴ１２Ｃ及び１２Ｄを導通する。
これにより、交流矩形波電圧Ｖ_４は、電圧の向きが反転されるときに所定時間だけアース電位となる。
【００３６】
なお、１６は通信用コンピュータであって、外部機器（図示せず）から送信される制御信号に基づいて点灯回路Ｓを制御したり、点灯回路Ｓの様々な制御データをホストコンピュータなどへ送信する際に、複雑な通信プロトコルに対応させて、外部機器と制御部Ｃとの間で信号の中継を行う。
これにより、制御部Ｃのデータ処理の負担を軽減させて点灯回路Ｓの制御を確実に行なわせることができる。
【００３７】
図６は制御部Ｃにおける交流矩形波電圧形成処理手順を示すフローチャートである。
メインスイッチ（図示せず）がオンされるとシングルチップマイクロコンピュータ１３では、交流矩形波電圧形成処理が実行される。
【００３８】
この処理は、まず、ステップSTP１で半周期識別変数ＩＮＶ＝０とし、ステップSTP２で全ての極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ を低レベルで出力する。
【００３９】
次いで、ステップSTP３で予め設定されたインターバル時間が経過するまで待機し、経過した時点でステップSTP４に移行して変数ＩＮＶ＝０であるか否か判断される。
そして、変数ＩＮＶ＝０のときはステップSTP５に移行し、極性制御信号Ｐ_Ａ 及びＰ_Ｂ を高レベル、極性制御信号Ｐ_Ｃ 及びＰ_Ｄ を低レベルとして出力し、ステップSTP６でその時点における正方向印加時間Ｔ_（０）を読み出し、ステップＳＴＰ７で変数ＩＮＶ＝１として、ステップSTP１１へ移行する。
【００４０】
一方、ステップSTP４で変数ＩＮＶ＝０でないと判断されたときはステップSTP８に移行し、極性制御信号Ｐ_Ａ 及びＰ_Ｂ を低レベル、極性制御信号Ｐ_Ｃ 及びＰ_Ｄ を高レベルとして出力し、ステップSTP６でその時点における負方向印加時間Ｔ_（１）を読み出し、ステップSTP１０で変数ＩＮＶ＝０として、ステップSTP１１へ移行する。
【００４１】
ステップSTP１１では、読み出された各印加時間Ｔ_{（ＩＮＶ）}からインターバル時間を引いた時間が経過するまで待機し、経過した時点でステップSTP２に戻り、メインスイッチがオフされるまで処理を続行する。
【００４２】
また、図７は制御部Ｃにおけるデューティ比／電圧設定処理手順を示すフローチャートである。
メインスイッチ（図示せず）がオンされると、シングルチップマイクロコンピュータ１３では、前記交流矩形波電圧形成処理と並行してデューティ比／電圧設定処理が実行される。
【００４３】
まず、ステップSTP２０で交流矩形波電圧Ｖ_４の正方向印加時間Ｔ_（０）と負方向印加時間Ｔ_（１）を夫々交流矩形波電圧Ｖ_４の１周期の時間Ｔの１／２に設定する。
Ｔ_（０）＝Ｔ_（１）＝（１／２）Ｔ
次いで、ステップSTP２１でセンサ１４ｂから入力される電流値Ｉ_{（ＩＮＶ）}を読み取り、ステップSTP２２でＩ_{（ＩＮＶ）}＞０と判断されるとステップSTP２３でＩＮＶ＝０と置かれ、ステップSTP２２でＩ_{（ＩＮＶ）}＜０と判断されるとステップSTP２４でＩＮＶ＝１と置かれて、ステップSTP２５に移行してＨＩＤランプ１の正方向抵抗及び負方向抵抗Ｒ_{（ＩＮＶ）}が次式により算出される。
Ｒ_{（ＩＮＶ）}＝Ｗ／（Ｉ_{（ＩＮＶ）}）^２
ＩＮＶ＝１又は０
Ｗ：ＨＩＤランプ１の定格使用電力
【００４４】
次いで、ステップSTP２６でＲ_（０）、Ｒ_（１）が算出されたか否かが判断され、Ｒ_（０）、Ｒ_（１）の双方が算出されていないときはステップSTP２１〜２５の処理を行ってもう一方を算出し、双方が算出されたときは、ステップSTP２７で交流矩形波電圧Ｖ_４のデューティ比及びＨＩＤランプ１に印加すべき目標ランプ電圧Ｖ_{（ＩＮＶ）}を算出する。
【００４５】
まず、デューティ比は
Ｔ_（０）／Ｔ_（１）＝Ｒ_（１）／Ｒ_（０）
により算出される。また、交流矩形波電圧Ｖ_４の１周期の時間をＴとすると、
Ｔ＝Ｔ_（０）＋Ｔ_（１）
であるから、これより、正方向及び負方向の夫々の印加時間Ｔは、
Ｔ_{（ＩＮＶ）}＝Ｔ×Ｒ_{（ＩＮＶ）}／（Ｒ_（１）＋Ｒ_（０））
で算出される。
【００４６】
さらに、検出された電流Ｉ_{（ＩＮＶ）}と算出された抵抗値Ｒ_{（ＩＮＶ）}から、目標ランプ電圧Ｖ_{（ＩＮＶ）}は、これらの積の絶対値として、
Ｖ_{（ＩＮＶ）}＝ＡＢＳ（Ｉ_{（ＩＮＶ）}×Ｒ_{（ＩＮＶ）}）
により算出される。
このように算出された結果をその都度書き換えて、その時点における印加時間Ｔ_{（ＩＮＶ）}、目標ランプ電圧Ｖ_{（ＩＮＶ）}を所定の記憶領域に一時記憶する。
【００４７】
そして、ステップSTP２８に移行してこれらの値を読み出し、交流矩形波電圧Ｖ_４の電圧反転タイミングを制御すると共に、ランプ電力制御回路８から出力されるランプ電圧Ｖ_３を制御する。
これにより、交流矩形波電圧Ｖ_４の電圧反転周期に同期してＶ_{（ＩＮＶ）}と一致するように、チョッパ回路７ＡのＦＥＴ１１に対して電圧制御パルス信号が出力され、正方向と負方向の印加電圧が個別にコントロールされる。
【００４８】
次に、本発明の作用を説明すると、始動回路３によりＨＩＤランプ１に対して瞬間的に高電圧が印加されて放電開始された後は、点灯回路Ｓから供給される定電圧の交流矩形波電圧Ｖ_４により自続放電されて、ＨＩＤランプ１が点灯される。
【００４９】
このとき、直流ランプ電圧Ｖ_３を交流矩形波電圧Ｖ_４に変換するインバータ９の各ＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄに対して、制御部Ｃから極性制御信号Ｐ_Ａ 〜Ｐ_Ｄ が出力される。
【００５０】
まず、正方向印加時間Ｔ_（０）と負方向印加時間Ｔ_（１）が交流矩形波電圧Ｖ_４の１周期Ｔの１／２に設定され、インターバルが１／１０に設定されているとすると、図８(ａ)に示すように、一周期の１／１０に相当する時間ｔ_０〜ｔ_１で、ＦＥＴ１２Ａ〜１２Ｄが非導通となるので、交流矩形波電圧Ｖ_４＝０に維持される。
【００５１】
次いで、一周期の４／１０に相当する時間ｔ_１〜ｔ_２で、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｂが導通、ＦＥＴ１２Ｃ、１２Ｄが非導通となるので、正の交流矩形波電圧Ｖ_４が出力される。
【００５２】
そして、一周期の１／１０に相当する時間ｔ_２〜ｔ_３で、ＦＥＴ１２Ｂ、１２Ｄが導通、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｃが非導通となるので、交流矩形波電圧Ｖ_４＝０に維持される。
この間に、反対極性の逆起電力が生じても、アース側のＦＥＴ１２Ｂ、１２Ｄが導通されているので、その電流がアース電位に逃がされ、スパイク電圧を生じることはない。
【００５３】
さらに、一周期の次の４／１０に相当する時間ｔ_３〜ｔ_４で、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｂが非導通、ＦＥＴ１２Ｃ、１２Ｄが導通となるので、交流矩形波電圧Ｖ_４が反転されて出力され、さらに時間ｔ_４〜ｔ_５で、再びＦＥＴ１２Ｂ、１２Ｄが導通、ＦＥＴ１２Ａ、１２Ｃが非導通となり、その間、交流矩形波電圧Ｖ_４＝０に維持されて逆起電力により生じた電流はアースに逃がされるので、前述と同様、スパイク電圧を生じることはない。
【００５４】
このように、電圧の向きが反転されるときに交流矩形波電圧Ｖ_４を所定時間０に維持するようにしているので、そのときに生じる逆起電力はアース電位に逃がされることとなり、したがって、点灯回路ＳとＨＩＤランプ１とを接続する配線を長くすることによりそのインダクタンスが大きくなっても、点灯回路Ｓが誤動作を起こすようなスパイクを生じることがない。
【００５５】
また、ＨＩＤランプ１が点灯開始すると同時に、ＨＩＤランプ１に流れる電流値Ｉ_{（ＩＮＶ）}がセンサ１４ｂにより検出され、この値とＨＩＤランプ１の定格使用電力から交流矩形波電圧Ｖ_４の極性方向に対応する当該ランプ１の正方向抵抗値Ｒ_（０）及び負方向抵抗値Ｒ_（１）が算出される。
【００５６】
交流矩形波電圧Ｖ_４が正方向に印加されたときの電流値Ｉ_（０）＝２（Ａ）、負方向に印加されたときの電流値Ｉ_（１）＝１.５（Ａ）、ＨＩＤランプ１の定格使用電力が１５０Ｗだとすると、
正方向抵抗Ｒ_（０）＝Ｗ／Ｉ^２＝１５０／（２）^２＝３７.５（Ω）
負方向抵抗Ｒ_（１）＝Ｗ／Ｉ^２＝１５０／（１.５）^２＝６６.７（Ω）
【００５７】
また、交流矩形波電圧Ｖ_４の一周期の時間Ｔ＝１０ｍｓとすると、
正方向印加時間Ｔ_（０）＝Ｔ×Ｒ_（１）／（Ｒ_（０）＋Ｒ_（１））＝６.４ｍｓ
負方向印加時間Ｔ_（１）＝Ｔ×Ｒ_（０）／（Ｒ_（０）＋Ｒ_（１））＝３.６ｍｓ
となり、インターバルの時間が一周期の１／１０＝１ｍｓとすれば、実際に正方向及び負方向が印加される時間は夫々５.４ｍｓ及び２.６ｍｓである。
【００５８】
さらに、ＨＩＤランプ１に印加すべき目標ランプ電圧値Ｖ_{（ＩＮＶ）}は、
正方向印加時：Ｖ_（０）＝Ｉ_（０）×Ｒ_（０）＝７５Ｖ
負方向印加時：Ｖ_（１）＝Ｉ_（１）×Ｒ_（１）＝１００Ｖ
となる。
【００５９】
したがって、図８（ｂ）に示すように、ＨＩＤランプ１に印加される交流矩形波電圧Ｖ_４は、正方向と負方向で印加時間及び印加電圧が個別に制御される。
このように、ランプ電圧Ｖ_３を目標ランプ電圧値Ｖ_{（ＩＮＶ）}に一致させるように印加すれば、正方向印加時と負方向印加時で消費電力が一定であり、チラツキもより効果的に防止できる。
【００６０】
なお、本例では、インターバルの時間を正方向印加時間Ｔ_（０）及び負方向印加時間Ｔ_（１）に含ませて交流矩形波電圧Ｖ_４の正方向と負方向のデューティ比を各抵抗値の大きさに反比例するように設定した場合について説明したが、交流矩形波電圧Ｖ_４の１周期の時間Ｔからインターバルの時間を除いた残りの時間を各抵抗値の大きさに反比例したデューティ比に配分することにより、正方向印加時間Ｔ_（０）及び負方向印加時間Ｔ_（１）を決定する場合であっても良い。
【００６１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、ＨＩＤランプに交流矩形波電圧を供給する配線のインダクタンスに蓄積された磁界エネルギーにより逆起電力が生じても、交流矩形波電圧がアース電位に維持されている間にアースへ逃がされるので、点灯回路が誤動作を起こすような逆スパイク電流やこれに起因するスパイク電圧を生じることがなく、したがって、点灯回路とＨＩＤランプを離して設置することができるという大変優れた効果を奏する。
【００６２】また、交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比が、その極性方向に対応するＨＩＤランプの正方向抵抗値及び負方向抵抗値に反比例して定められるので、抵抗値が大きい方の極性の電圧が印加される時間は短くなり、アークの揺らぎによるチラツキを生じにくいという大変優れた効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るＨＩＤランプの点灯回路を示すブロック図。
【図２】ランプ電力制御回路を示す回路図。
【図３】インバータを示す回路図。
【図４】電圧制御パルス信号を示す波形図。
【図５】極性制御信号及び入出力電圧を示す波形図。
【図６】交流矩形波電圧形成処理手順を示すフローチャート。
【図７】デューティ比／電圧設定処理手順を示すフローチャート。
【図８】検出電圧を示す波形図。
【図９】一般的な点灯回路を示す説明図。
【図１０】その電圧及び電流を示す波形図。
【符号の説明】
Ｓ………点灯回路
Ｃ………制御部
１………ＨＩＤランプ
２………主回路
３………始動回路
８………ランプ電力制御回路
９………インバータ
１２Ａ〜１２Ｄ………ＦＥＴ（スイッチング素子）

Claims (3)

1. 四つのスイッチング素子（１２Ａ〜１２Ｄ）を備えたフルブリッジ型のインバータ（９）と、前記各スイッチング素子をオンオフさせる極性制御信号を出力する制御部（Ｃ）を備え、
   前記極性制御信号により、対角に位置する二つのスイッチング素子を一対として、各対のスイッチング素子を交互にオンオフさせて、前記インバータ（９）に供給される直流電圧を、予め設定された周波数の交流矩形波電圧に変換してＨＩＤランプ（１）に印加するＨＩＤランプの点灯回路において、
   前記制御部（Ｃ）は、ＨＩＤランプ（１）に流れる電流値を検出して、これに基づき前記交流矩形波電圧の極性方向に対応する当該ランプ（１）の正方向抵抗値及び負方向抵抗値を算出し、
   前記交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比を前記各抵抗値の大きさに反比例するように設定すると共に、
   前記交流矩形波電圧の向きが反転されるときに、その電圧値が予め設定した所定時間だけアース電位に維持されるように、アース側のスイッチング素子（１２Ｂ及び１２Ｄ）を導通し、他のスイッチング素子（１２Ａ及び１２Ｃ）を非導通にする極性制御信号を出力することを特徴とするＨＩＤランプの点灯回路。
2. 四つのスイッチング素子（１２Ａ〜１２Ｄ）を備えたフルブリッジ型のインバータ（９）と、前記各スイッチング素子をオンオフさせる極性制御信号を出力する制御部（Ｃ）を備え、
   前記極性制御信号により、対角に位置する二つのスイッチング素子を一対として、各対のスイッチング素子を交互にオンオフさせて、前記インバータ（９）に供給される直流電圧を、予め設定された周波数の交流矩形波電圧に変換してＨＩＤランプ（１）に印加するＨＩＤランプの点灯回路において、
   前記制御部（Ｃ）は、ＨＩＤランプ（１）に流れる電流値を検出して、これに基づき前記交流矩形波電圧の極性方向に対応する当該ランプ（１）の正方向抵抗値及び負方向抵抗値を算出し、
   前記交流矩形波電圧の正方向と負方向のデューティ比が前記各抵抗値の大きさに反比例するように前記各スイッチング素子（１２Ａ〜１２Ｄ）のオンオフ動作を切り換える極性制御信号を出力することを特徴とするＨＩＤランプの点灯回路。
3. 前記交流矩形波電圧の極性方向ごとに検出される電流値と、前記各抵抗値に基づいて、前記インバータ（９）に供給される直流電圧を交流矩形波電圧の極性反転のタイミングに同期させて制御するランプ電力制御回路（８）を備えてなる請求項１又は２記載のＨＩＤランプの点灯回路。

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