JP5427862B2

JP5427862B2 - 電力変換装置

Info

Publication number: JP5427862B2
Application number: JP2011206112A
Authority: JP
Inventors: 豊宇佐美
Original assignee: Toshiba TEC Corp
Current assignee: Toshiba TEC Corp
Priority date: 2011-09-21
Filing date: 2011-09-21
Publication date: 2014-02-26
Anticipated expiration: 2031-09-21
Also published as: JP2013070480A; US20130070500A1; US8773875B2

Description

本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。

交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。
第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。

この第１の方法は、交流電圧が正または負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。

第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（ＰＦＣ）を介在させる。力率改善コンバータは、ダイオードブリッジ回路で全波整流された直流の電圧を昇圧する。

この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とダイオードに交互に電流が流れるため、さらなる損失が生じる。

また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧より高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続する。そして、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生する。電力変換装置全体としては、AC-DC変換、DC-DC（昇圧）変換、DC-DC（降圧）変換の３段の構成になり、電力損失はこれらの積となって現れる。例えば、一段あたりの効率０．９５とした場合、３段では、０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６となる。つまり、効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても、多段にすることで変換効率は著しく低下する。

特開２００７−１１０８６９号公報特開２００８−２９５２４８号公報

昨今、巷では電子機器の省エネルギー化が叫ばれており、その一環として、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上が求められている。しかしながら、従来の回路構成では、変換効率の改善に限界がある。

一実施形態において、電力変換装置は、交流電源に接続される、第１のコンデンサと第１のインダクタとを直列に接続してなる第１のＬＣ回路と、一方の端子を、第１のＬＣ回路を介して交流電源の一方の端子に接続し、他方の端子を、交流電源の他方の端子に接続してなる第１のスイッチと、一方の端子を、第１のスイッチの一方の端子と第１のＬＣ回路との接続点に接続してなる第２のスイッチと、一方の端子を、第２のスイッチの他方の端子に接続し、他方の端子を、第１のスイッチの他方の端子と交流電源の他方の端子との接続点に接続してなる平滑コンデンサと、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と負荷との間に接続される、第２のコンデンサと第２のインダクタとを直列に接続してなる第２のＬＣ回路と、コントローラとを備える。コントローラは、交流電源の電圧極性が正のとき、第１のスイッチをパルス駆動するための第１のパルス信号を第１のスイッチに出力し、交流電源の電圧の極性が負のとき第２のスイッチをパルス駆動するための第２のパルス信号を第２のスイッチに出力する。

第１の実施形態である電力変換装置の要部回路を含む全体構成図。第１の実施形態の電力変換装置において、交流電源の電圧Ｖｉｎに対するパルス信号Ｐ１，Ｐ２の出力タイミングを示す波形図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ３］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ５］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ７］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ８］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ９］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１０］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２の状態を示す模式図。第１の実施形態の電力変換装置において、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］〜［Ｐｅａｓｅ５］のときの回路電流ＩＬ１，ＩＬ２と、第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点ｘ１における電圧Ｖｍを示す波形図。第１の実施形態の電力変換装置において、第１のスイッチＳ１がオンしたときの要部の等価回路図。第１の実施形態の電力変換装置において、第２のＬＣ回路が有るときと無いときの信号波形図。第２の実施形態である電力変換装置の要部回路を含む全体構成図。第２の実施形態の電力変換装置において、交流電源の電圧が正極のときの回路電流Ｉを示す波形図。電力変換装置の他の実施形態として、ＭＯＳ型の電界効果トランジスタをスイッチに代用した場合の回路図。電力変換装置の他の実施形態として、平滑コンデンサの両端に第２の負荷を接続した場合の回路図。

以下、電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。

［第１の実施形態］
図１は、第１の実施形態における電力変換装置１００の回路構成図である。電力変換装置１００は、交流電源１０１の一端に、第１のコンデンサＣ１と第１のインダクタＬ１とを直列に接続してなる第１のＬＣ回路１０２を接続する。さらに、前記第１のＬＣ回路１０２に対して直列に第１のスイッチＳ１を接続し、この第１のスイッチＳ１を前記交流電源１０１の他端に接続する。

また、電力変換装置１００は、第１のＬＣ回路１０２と第１のスイッチＳ１との接続点Ｘ１に第２のスイッチＳ２を接続して、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との直列回路１０３を形成する。さらに、この直列回路１０３に対して並列に、平滑コンデンサＣ３を接続する。そして、第１のスイッチＳ１と平滑コンデンサＣ３との接続点Ｘ２を、接地電位ＧＮＤとする。

第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２は機械的スイッチである。電力変換装置１００は、第１のスイッチＳ１に対しては並列に第１のダイオードＤ１を接続し、第２のスイッチＳ２に対しては並列に第２のダイオードＤ２を接続する。具体的には、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１に対し、第１のダイオードＤ１はカソードを接続し、第２のダイオードＤ２はアノードを接続する。

電力変換装置１００は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１に、第２のコンデンサＣ２と第２のインダクタＬ２とを直列に接続してなる第２のＬＣ回路１０４を接続する。そして、この第２のＬＣ回路１０４と接地端子Ｘ２との間に、例えば抵抗体などの負荷１０５を接続する。

電力変換装置１００は、交流電源１０１と第１のＬＣ回路１０２との間に、第１の端子ｔ１を設ける。そして、この第１の端子ｔ１に電圧検出部１０６を接続する。電圧検出部１０６は、前記接地電位ＧＮＤに対する第１の端子ｔ１の電圧、つまりは交流電源１０１の電圧Ｖｉｎ（正または負）を検出する。

電力変換装置１００は、接地端子Ｘ２に対して交流電源１０１側に、第１の抵抗Ｒ１を介して第２の端子ｔ２を設ける。そして、この第２の端子ｔ２に第１の電流検出部１０７を接続する。第１の抵抗Ｒ１は、抵抗値がごく小さいものを使用する。

第１のスイッチＳ１がオン（閉塞）すると、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第１のスイッチＳ１及び第１の抵抗Ｒ１を順に結ぶ閉回路が形成される。この閉回路に電流が流れると、第１の抵抗Ｒ１には、当該閉回路を流れる電流に比例した微小な電圧が発生する。例えば当該閉回路を正の電流が流れた場合、第２の端子ｔ２には、接地電位ＧＮＤに対して負の値の電圧が発生する。第１の電流検出部１０７は、この第２の端子ｔ２に発生した電圧を電流に変換して出力する。すなわち、第１の電流検出部１０７は、第１のインダクタＬ１を流れる第１の電流ＩＬ１を検出する。

電力変換装置１００は、接地端子Ｘ２に対して負荷１０５側に、第２の抵抗Ｒ２を介して第３の端子ｔ３を設ける。そして、この第３の端子ｔ３に第２の電流検出部１０８を接続する。第２の抵抗Ｒ２は、抵抗値がごく小さいものを使用する。

第１のスイッチＳ１がオン（閉塞）すると、第１のスイッチＳ１、第２のＬＣ回路１０４、負荷１０５及び第２の抵抗Ｒ２を順に結ぶ閉回路が形成される。この閉回路に電流が流れると、第２の抵抗Ｒ２には、当該閉回路を流れる電流に比例した微小な電圧が発生する。このときの電圧は、例えば当該閉回路を正の電流が流れた場合、第３の端子ｔ３には、接地電位ＧＮＤに対して負の値の電圧が発生する。第２の電流検出部１０８は、この第３の端子ｔ３に発生した電圧を電流に変換して出力する。すなわち、第２の電流検出部１０８は、第２のインダクタＬ２を流れる第２の電流ＩＬ２を検出する。

電力変換装置１００は、コントローラ１１０を備える。前記電圧検出部１０６で検出される電圧Ｖｉｎと、前記第１，第２の電流検出部１０７，１０８でそれぞれ検出される第１，第２の電流ＩＬ１，ＩＬ２は、コントローラ１１０に入力される。

コントローラ１１０は、極性判定部１１１と、パルス発生部１１２と、電流バランス判定部１１３とを備える。
極性判定部１１１は、電圧検出部１０６で検出された交流電源１０１の電圧Ｖｉｎから、この電圧Ｖｉｎの極性が正か負かを判定する。コントローラ１１０は、極性判定部１１１での判定結果を示す情報、つまりは電圧Ｖｉｎの極性が正か負かを示す情報をパルス発生部１１２に通知する。

パルス発生部１１２は、前記第１のスイッチＳ１をパルス駆動するための第１のパルス信号Ｐ１と、前記第２のスイッチＳ２をパルス駆動するための第２のパルス信号Ｐ２とを生成する。具体的には、図２に示すように、交流電源１０１の電圧の極性が正のときには第１のパルス信号Ｐ１を生成し、負のときには第２のパルス信号Ｐ２を生成する。第１のパルス信号Ｐ１及び第２のパルス信号Ｐ２のパルス周期は、交流電源１０１の周波数より遥かに高い。コントローラ１１０は、第１のパルス信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１に出力して、第１のスイッチＳ１を交流電源１０１の周波数よりも高い周期でスイッチング動作させる。また、コントローラ１１０は、第２のパルス信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２に出力して、第２のスイッチＳ２を交流電源１０１の周波数よりも高い周期でスイッチング動作させる。

電流バランス判定部１１３は、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とを比較して、両電流ＩＬ１，ＩＬ２が等しいか否かを判定する。第１のスイッチＳ１がオフのとき、電流バランス判定部１１３で両電流ＩＬ１，ＩＬ２が等しくなったと判定されると、コントローラ１１０は、電流バランス状態になったと認識する。そしてコントローラ１１０は、第１のスイッチＳ１がオンするように、第１のパルス信号Ｐ１を制御する。同様に、第２のスイッチＳ２がオフのとき、電流バランス判定部１１３で両電流ＩＬ１，ＩＬ２が等しくなったと判定されると、コントローラ１１０は、電流バランス状態になったと認識する。そしてコントローラ１１０は、第２のスイッチＳ２がオンするように、第２のパルス信号Ｐ２を制御する。

次に、電力変換装置１００の動作について、図３〜図１２を用いて説明する。はじめに、交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が正のときの動作について、図３〜図７を用いて説明する。交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が正のとき、第１のパルス信号Ｐ１がコントローラ１１０から出力され、第１のスイッチＳ１がオン，オフを繰り返す。

第１のスイッチＳ１がオンすると、図３に示すように、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第１のスイッチＳ１及び抵抗Ｒ１の閉回路が形成される。その結果、第１のインダクタＬ１の線形リアクトル作用により、第１のコンデンサＣ１から第１のスイッチＳ１を経由して接地電位ＧＮＤに至る方向に第１の電流ＩＬ１が流れる。また、第１のスイッチＳ１がオンすると、第１のスイッチＳ１、抵抗Ｒ２、負荷１０５及び第２のＬＣ回路１０４の閉回路も形成される。その結果、第２のコンデンサＣ２から第１のスイッチＳ１を経由して接地電位ＧＮＤに至る方向に第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ１］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ１］のとき、第１の電流ＩＬ１は、交流電源１０１の電圧Ｖｉｎに比例した勾配で直線的に増加する。このような第１の電流ＩＬ１の増加に伴い、第２の電流ＩＬ２も増加する。

次に、第１のスイッチＳ２がオフすると、第１のインダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き第１の電流ＩＬ１を同方向に流し続けるようとする。このため、図４に示すように、第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に第１の電流ＩＬ１が流れ込む。同様に、第２の電流ＩＬ２も第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ２］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ２］のとき、第１の電流ＩＬ１は、平滑コンデンサＣ３と第１のコンデンサＣ１との電位差に応じた勾配で減少する。同様に、第２の電流ＩＬ２は、平滑コンデンサＣ３と第２のコンデンサＣ２との電位差に応じた勾配で減少する。

一方、第１及び第２電流ＩＬ１，ＩＬ２が流れ込む平滑コンデンサＣ３の電位は上昇する。そして、やがて平滑コンデンサＣ３と第２のコンデンサＣ２との電位が逆転して、第２の電流ＩＬ２が反転する。しかし、この時点では、第１の電流ＩＬ１の電流量が多いので、図５に示すように、第１の電流ＩＬ１の一部が第２のＬＣ回路１０４を経由して流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ３］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ３］のとき、第２のダイオードＤ２には第１の電流ＩＬ１の残りが流れる。このため、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点Ｘ１の電位Ｖｍは、平滑コンデンサＣ３の電位に等しくなる。

動作モード［Ｐｈａｓｅ３］において、第１の電流ＩＬ１は減少する。そして、図６に示すように、第２のダイオードＤ２を経由して平滑コンデンサＣ３に流れていた一方の電流ＩＬ１は止まる。そうすると、第１の電流検出部１０７で検出される第１の電流ＩＬ１と、第２の電流検出部１０８で検出される第２の電流ＩＬ２とは等しくなる。つまり、コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定される。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ４］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のとき、第２のダイオードＤ２を経由する電流は流れないので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは第１のコンデンサＣ１の電位と等しくなる。

コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定されると、第１のスイッチＳ１が再びオンする。そうすると、第１のＬＣ回路１０２から第２のＬＣ回路１０４の方向に流れていた第１の電流ＩＬ１は、図８に示すように、全て第１のスイッチＳ１を経由して流れるようになる。その結果、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは接地電位ＧＮＤと等しくなる。このとき、第２のインダクタＬ２は、リアクトルエネルギーにより第２の電流ＩＬ２を動作モード［Ｐｈａｓｅ４］のときと同じ方向に流し続けるようとする。このため、接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の電位へ電流をくみ上げる方向に、第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ５］と称する。

その後、第２のコンデンサＣ２の電位が接地電位ＧＮＤよりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。すなわち、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］に戻る。以後、交流電源１０１の電圧の極性が正の間、電力変換装置１００は、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］→［Ｐｈａｓｅ２］→［Ｐｈａｓｅ３］→［Ｐｈａｓｅ４］→［Ｐｈａｓｅ５］→［Ｐｈａｓｅ１］のサイクルを繰り返す。

次に、交流電源１０１の電圧の極性が負のときの動作について、図８〜図１２を用いて説明する。交流電源１０１の電圧Ｖｉｎの極性が負のとき、第２のパルス信号Ｐ２がコントローラ１１０から出力され、第２のスイッチＳ２がオン，オフを繰り返す。

第２のスイッチＳ２がオンすると、図８に示すように、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第２のスイッチＳ２及び平滑コンデンサＣ３の閉回路が形成される。このとき、平滑コンデンサＣ３の電圧は、交流電圧Ｖｉｎより高い。したがって、平滑コンデンサＣ３の充電電圧が第２のスイッチＳ１及び第１のＬＣ回路１０２を経由して交流電源１０１側に戻るように、第１の電流ＩＬ１が流れる。また同時に、負荷１０５を経由して、第２のＬＣ回路１０４、第２のスイッチＳ１、平滑コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ２の閉回路が形成される。このため、電位の高い平滑コンデンサＣ３から電位の低い第２のコンデンサＣ２に向けて第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ６］と称する。

次に、第２のスイッチＳ２がオフすると、第１のインダクタＬ１は、リアクトルエネルギーにより引き続き第１の電流ＩＬ１を動作モード［Ｐｈａｓｅ６］のときと同じ方向に流し続けるようとする。このため、図９に示すように、第１のダイオードＤ１を経由して接地電位ＧＮＤから第１のコンデンサＣ１の電位へ電流をくみ上げる方向に、第１の電流ＩＬ１が流れる。同様に、第１のダイオードＤ１を経由して接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の電位へ電流をくみ上げる方向に、第２の電流ＩＬ２が流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ７］と称する。

次に、第２のコンデンサＣ２の電位が接地電位ＧＮＤよりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。これにより、図１０に示すように、第２の電流ＩＬ２は、第１のＬＣ回路１０２の方向へ流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ８］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ８］のとき、接地電位ＧＮＤから第１のダイオードＤ１を介して流れる電流は、動作モード［Ｐｈａｓｅ７］において、接地電位ＧＮＤから第２のコンデンサＣ２の方へ流れていた第２の電流ＩＬ２の分だけ減少する。しかし、この時点では、第２の電流ＩＬ２よりも第１の電流ＩＬ１の方が大きいので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは接地電位ＧＮＤと等しくなる。

その後、第１の電流ＩＬ１は減少する。そして、第１の電流ＩＬ１が第２の電流ＩＬ２と等しくなると、図１１に示すように、第１のダイオードＤ１を経由して流れていた第１の電流ＩＬ１は止まる。そうすると、第１の電流検出部１０７で検出される第１の電流ＩＬ１と、第２の電流検出部１０８で検出される第２の電流ＩＬ２とは等しくなる。つまり、コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定される。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ９］と称する。

動作モード［Ｐｈａｓｅ９］のとき、第１のダイオードＤ１を経由する電流は流れないので、接続点Ｘ１の電位Ｖｍは第１のコンデンサＣ１の電位と等しくなる。

コントローラ１１０において、電流バランス状態になったと判定されると、第２のスイッチＳ２が再びオンする。そうすると、交流電源１０１、第１のＬＣ回路１０２、第２のスイッチＳ２、平滑コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ１の閉回路が形成される。その結果、図１２に示すように、第１のＬＣ回路１０２から第２のスイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ３に至る方向に第１の電流ＩＬ１が流れる。また、第２のスイッチＳ２がオンすると、第２のスイッチＳ２、平滑コンデンサＣ３、抵抗Ｒ２、負荷１０５及び第２のＬＣ回路１０４の閉回路も形成される。その結果、第２のコンデンサＣ２から第２のスイッチＳ２を経由して平滑コンデンサＣ３に至る方向に第２の電流ＩＬ２も流れる。このときの動作モードを［Ｐｈａｓｅ１０］と称する。

その後、平滑コンデンサＣ３の電位が第２のコンデンサＣ２の電位よりも上昇すると、第２の電流ＩＬ２の方向は逆転する。すなわち、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］に戻る。以後、交流電源１０１の電圧の極性が負の間、電力変換装置１００は、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］→［Ｐｈａｓｅ７］→［Ｐｈａｓｅ８］→［Ｐｈａｓｅ９］→［Ｐｈａｓｅ１０］→［Ｐｈａｓｅ６］のサイクルを繰り返す。

図１３は、交流電源１０１の電圧の極性が正のときの各動作モード［Ｐｈａｓｅ１］，［Ｐｈａｓｅ２］，［Ｐｈａｓｅ３］，［Ｐｈａｓｅ４］，［Ｐｈａｓｅ５］における第１の電流ＩＬ１、第２の電流ＩＬ２及び接続点Ｘ１の電圧Ｖｍの波形図である。同図において、電圧Ｖｍが浮いている状態で電圧が定まらない状態の区間が動作モード［Ｐｈａｓｅ４］に相当する。この区間のとき、第１の電流ＩＬ１は、第２の電流ＩＬ２と傾きは逆だが略等しい値となる。図１３の場合は、第１の電流ＩＬ１が略１［Ａ］であり、第２の電流ＩＬ２が略−１［Ａ］である。このとき、電流バランス判定部１１３においては、電流バランス状態と判定される。電流バランス状態になると、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２の勾配が緩やかになる。

前述したように、コントローラ１１０は、交流電源１０１の電圧の極性が正のときで第１のスイッチＳ１がオフのとき、電流バランス状態になると、第１のパルス信号Ｐ１を出力して第１のスイッチをオンする。同様に、交流電源１０１の電圧の極性が負のときで第２のスイッチＳ１がオフのとき、電流バランス状態になると、第２のパルス信号Ｐ２を出力して第２のスイッチをオンする。

このように、電力変換装置１００は、電流バランス状態になるのを待って第１または第２のスイッチＳ１，Ｓ２をオンサイクルに移行させる。こうすることにより、電力変換装置１００は、電力損失を低減することができる。その理由について、図１４，図１５を用いて説明する。

電力変換装置１００は、第２のＬＣ回路１０４を備えている。仮に、この第２のＬＣ回路１０４が備えられていないとすると、交流電源１０１の電圧の極性が正のとき、動作モードは、第１のスイッチＳ１がオン状態にあるモード［Ｐｈａｓｅ１］と、第１のスイッチＳ１がオフ状態にあるモード［Ｐｈａｓｅ２］だけになる。

つまり、動作モード［Ｐｈａｓｅ１］で第１のスイッチＳ１をオンして第１のスイッチＳ１に第１の電流ＩＬ１を流し、次いで、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］で第１のスイッチＳ１をオフして第２のダイオードＤ２に第１の電流ＩＬ１を流し、その後、再び第１のスイッチＳ１をオンして第１のスイッチＳ１に第１の電流ＩＬ１を流す。そのときの等価回路は、図１４に示すように、第２のダイオードＤ２に対して並列に寄生コンデンサＣｔが接続された状態に相当する。

ここで、第２のダイオードＤ２は寄生コンデンサＣｔによるリカバリ特性を有しており、導通状態から遮断状態に移行するまではキャパシタとして作用する。このため、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］から動作モード［Ｐｈａｓｅ１］に戻る際、第２のスイッチＳ２はコンデンサの状態となり、第１のスイッチＳ１は導通となるので、平滑コンデンサＣ３から第２のスイッチＳ２及び第１のスイッチＳ１を経由して流れる貫通電流が発生する。この貫通電流は、阻害要因がないため、図１５の波形Ｉａに示すように、通常よりも遥かに大きいスパイク電流となる。このスパイク電流によってスイッチングロスが発生し、電力変換装置の電力変換効率が著しく悪化する。

これに対し、第２のＬＣ回路１０４を備えた電力変換装置１００は、動作モード［Ｐｈａｓｅ２］の後に［Ｐｈａｓｅ３］，［Ｐｈａｓｅ４］，［Ｐｈａｓｅ５］と継続する。特に、第１の電流ＩＬ１と第２の電流ＩＬ２とが略等しい電流バランス状態になるのを判定する動作モード［Ｐｈａｓｅ４］が存在する。電流バランス状態になった時点では、第２のスイッチＳ２のダイオードリカバリは既に完了している。このため、次の動作モード［Ｐｈａｓｅ５］で第１のスイッチＳ１がオンしても、図１５の波形Ｉｂに示すように、貫通電流は発生しない。したがって、電力変換装置１００は、電力損失を大幅に改善できる。また、動作モード［Ｐｈａｓｅ４］の状態では、接続点Ｘ１の電位が平滑コンデンサＣ３の電位よりも低い。このため、電力変換装置１００は、スイッチングロスも改善される。

このような作用効果は、交流電源１０１の電圧の極性が負であり、動作モード［Ｐｈａｓｅ６］→［Ｐｈａｓｅ７］→［Ｐｈａｓｅ８］→［Ｐｈａｓｅ９］→［Ｐｈａｓｅ１０］→［Ｐｈａｓｅ６］のサイクルを繰り返す場合も同様に奏し得る。

［第２の実施形態］
図１６は、第２の実施形態における電力変換装置２００の回路構成図である。なお、第１の実施形態の電力変換装置１００と共通する部分には同一符号を付し、詳しい説明は省略する。

図１６と図１とを対比すれば明らかなように、第２の実施形態の電力変換装置２００は、第１の実施形態の電力変換装置１００に、出力差分検出部２０１と乗算器２０２とを追加する。

出力差分検出部２０１は、第２の電流検出部１０８で検出される電流ＩＬ２を入力し、この電流ＩＬ２を直流電圧に変換する。この直流電圧は、前記第２のＬＣ回路１０４に直列に接続される負荷１０５に印加される電圧である。出力差分検出部２０１は、この直流電圧をリファレンス電圧Ｖrefと比較して、電流の増減係数ｄを生成する。電流の増減係数ｄは、乗算器２０２に出力される。

乗算器２０２は、出力差分検出部２０１で生成された電流の増減係数ｄを、電圧検出部１０６で検出される交流電源１０１の電圧Ｖｉｎに乗算して、その入力電圧Ｖｉｎにおける想定電流値ｅを生成する。想定電流値ｅは、コントローラ１１０に出力される。

例えば、交流電源１０１の電圧Ｖｉｎが、交流１００ボルトであると仮定すると、電流の増減係数ｄは、０〜１４１ボルトで脈流する電圧とリファレンス電圧Ｖrefとを比較した結果となる。また、乗算器２０２の出力である想定電流値ｅは、電圧Ｖｉｎの波形に増減係数ｄを乗算した波形と相似形となる。

コントローラ１１０は、第１の実施形態と同様に、極性判定部１１１によって判定される交流電源１０１の電圧の極性が正のとき、第１のパルス信号Ｐ１を出力し、負のとき第２のパルス信号Ｐ２を出力する。ただし、パルス信号Ｐ１，Ｐ２をオンからオフに切り替えるタイミングが第１の実施形態と異なる。

すなわちコントローラ１１０は、パルス発生部１１２にて生成されるパルス信号Ｐ１，Ｐ２について、端子ｔ２で検出される電流ＩＬ１が想定電流値ｅと等しくなるまでをオン期間とする。一方、パルス信号Ｐ１，Ｐ２のオフ期間は、第１の実施形態と同様に、電流バランス判定部１１３において、電流バランス状態であると判定されるまでとする。

コントローラ１１０が上記の如くパルス信号Ｐ１，Ｐ２を制御することで、電力変換装置２００は、入力電圧波形に略等しい入力電流波形を生成することができる。
例えば、図１７において、電流バランス区間が短いと仮定すると、平均電流波形Ｉaveは次の（１）式で近似できる。なお、（１）式において、Ｉpeakは、パルス信号Ｐ１，Ｐ２がオンからオフに切り替わる際のピーク電流であり、Ｉminは、パルス信号Ｐ１，Ｐ２がオフからオンに切り替わる際の最小電流である。

Ｉave＝（Ｉpeak−Ｉmin） …（１）
この場合において、平均電流波形Ｉaveが乗算器２０２から出力される想定電流値ｅであると仮定すると、コントローラ１１０は、次の（２）式を満たすピーク電流Ｉpeakの値でオン区間が終了するように制御する。

Ｉave＝（Ｉpeak−Ｉmin）／２ …（２）
なお、電流バランス区間を長くする場合には、それ相応の近似式を立てればよい。

かかる構成の第２の実施形態においても、第１の実施形態と同様にリカバリー損失を軽減することができる。

以上詳述したように、交流電源からの交流を全波整流するダイオードブリッジ回路や、全波整流された直流の電圧を昇圧する力率改善コンバータが必要であった従来の電力変換装置に対して、第１，第２実施形態の電力変換装置１００，２００は、上記ダイオードブリッジ回路や力率改善コンバータを用いることなく従来と同等かそれ以上の電力変換機能を得られる。したがって、電力変換効率を大幅に向上させることができる。

また、従来は、ダイオードブリッジ回路でダイオードが４個、力率改善コンバータでスイッチが１個とダイオードが１個の合計６個のパワー半導体素子が必要であったが、本実施形態によれば、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２の２個で構成することが可能となる。したがって、従来と比較して安価である上、小型軽量な電力変換装置１００，２００を提供することができる。

なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではない。
例えば前記実施形態の電力変換装置１００，２００では、スイッチＳ１，Ｓ２を機械式のスイッチとして説明したが、当該スイッチＳ１，Ｓ２は、機械式のスイッチに限定されるものではない。正方向はスイッチとして機能し、逆方向はダイオードとして機能する素子、例えばＭＯＳ型の電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）をスイッチＳ１，Ｓ２として代用することも可能である。ＭＯＳ型の電界効果トランジスタはボディダイオードを有するので、ダイオードＤ１，Ｄ２は省略できる。また、例えばトライアックのような双方向で電流の導通及び非導通を制御できるボディダイオードを有しない半導体スイッチを、スイッチＳ１，Ｓ２として代用することも可能である。この場合、ダイオードＤ１，Ｄ２は必要である。

図１８は、スイッチＳ１，Ｓ２の代わりにＭＯＳ型の電界効果トランジスタＱ１，Ｑ２を用いた場合の回路図である。第１のＬＣ回路１０２に、第１の電界効果トランジスタＱ１のドレイン端子を接続し、当該第１の電界効果トランジスタＱ１のソース端子を交流電源１０１の他端に接続する。また、第１のＬＣ回路１０２と第１の電界効果トランジスタＱ１のドレイン端子との接続点Ｘ１に、第２の電界効果トランジスタＱ２のソース端子を接続し、当該第２の電界効果トランジスタＱ２のドレイン端子を平滑コンデンサＣ３に接続する。かかる構成においても、第１または第２の実施形態と同一の動作モードで電力変換装置１００，２００は動作する。

また、前記実施形態では、第２のＬＣ回路１０４に対して直列に負荷１０５を接続したが、負荷１０５の接続箇所は当該部位に限定されるものではない。図１９は、平滑コンデンサＣ３の両端に発生する電圧を利用して、第２の負荷３０１を駆動する場合である。この場合、第２のＬＣ回路１０４に対して直列に接続される第１の負荷１０５は高周波の交流駆動が、第２の負荷３０１は直流駆動が可能となる。

なお、負荷１０５は、単なる抵抗体に限定されるものではない。例えば、フィラメント付の蛍光管であってもよい。この場合、第２のＬＣ回路１０４における第２のインダクタＬ２のリアクトル作用を利用して、蛍光管に安定した高周波電流を流すことができる。また、トランスで絶縁して二次巻線に任意の直流電圧を発生させる電源ユニットを負荷１０５として接続してもよい。

この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００，２００…電力変換装置、１０１…交流電源、１０２…第１のＬＣ回路、１０４…第２のＬＣ回路、１０５，３０１…負荷、１１０…コントローラ、１１１…極性判定部、１１２…パルス発生部、１１３…電流バランス判定部、２０１…出力差分検出部、２０２…乗算器。

Claims

交流電源に接続される、第１のコンデンサと第１のインダクタとを直列に接続してなる第１のＬＣ回路と、
一方の端子を、前記第１のＬＣ回路を介して前記交流電源の一方の端子に接続し、他方の端子を、前記交流電源の他方の端子に接続してなる第１のスイッチと、
一方の端子を、前記第１のスイッチの一方の端子と前記第１のＬＣ回路との接続点に接続してなる第２のスイッチと、
一方の端子を、前記第２のスイッチの他方の端子に接続し、他方の端子を、前記第１のスイッチの他方の端子と前記交流電源の他方の端子との接続点に接続してなる平滑コンデンサと、
前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとの接続点と負荷との間に接続される、第２のコンデンサと第２のインダクタとを直列に接続してなる第２のＬＣ回路と、
前記交流電源の電圧極性が正のとき、前記第１のスイッチをパルス駆動するための第１のパルス信号を前記第１のスイッチに出力し、前記交流電源の電圧の極性が負のとき前記第２のスイッチをパルス駆動するための第２のパルス信号を前記第２のスイッチに出力するコントローラと、
を具備したことを特徴とする電力変換装置。
前記交流電源の電圧を検出する電圧検出部と、
この電圧検出部で検出された電圧の極性が正か負かを判定する極性判定部、をさらに具備し、
前記コントローラは、前記極性判定部で判定された極性に応じて前記第１のパルス信号または第２のパルス信号を出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記第１のインダクタを流れる第１の電流を検出する第１の電流検出部と、
前記第２のインダクタを流れる第２の電流を検出する第２の電流検出部と、
前記第１の電流と前記第２の電流とを比較して等しいか否かを判定する電流バランス判定部と、をさらに具備し、
前記コントローラは、前記第１または第２のスイッチをパルス駆動する際のオフサイクルの区間において、前記電流バランス判定部で前記第１の電流と前記第２の電流とが等しいと判定されると次のオンサイクルに移行することを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
前記交流電源の電圧を検出する電圧検出部と、
前記第２の電流検出部で検出される前記第２の電流から前記第２のＬＣ回路に直列に接続される前記負荷に印加される電圧を求め、この電圧とリファレンス電圧とを比較して差分を出力する出力差分検出部と、
この出力差分検出部から出力される差分出力を前記電圧検出部で検出された電圧と乗算する乗算器と、をさらに具備し、
前記コントローラは、前記乗算器の出力値に基づいて前記第１のスイッチまたは前記第２のスイッチのオンサイクルの電流値を規定することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
前記平滑コンデンサの両端に第２の負荷を接続することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記第１及び第２のスイッチは、ボディダイオードを有する半導体スイッチであることを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１に記載の電力変換装置。
前記第１及び第２のスイッチは、機械的スイッチまたはボディダイオードを有しない半導体スイッチであり、
前記第１及び第２のスイッチに対してそれぞれ並列にダイオードを外付けしたことを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１に記載の電力変換装置。