JP2011223840A - 電解コンデンサレス・スイッチング電源回路及び電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】周期的なリップルを低減できると共に、高調波電流の発生が少なくかつ、小型で超寿命のスイッチング電源回路を提供する。
【解決手段】交流を脈流に変換する整流回路１１と、整流回路１１の出力線路間に互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣと、線路上の電流供給点Ｐと、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣの中間接続点Ｓとの間に接続され、前記電流供給点Ｐから前記平滑キャパシタＣに電荷を送り込むダイオードＤを有する。前記脈流の電圧Ｖ１がしきい値よりも低い場合に前記第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をオンする。
【効果】脈流電圧Ｖ１が低くなる期間には、平滑キャパシタＣに蓄積した電荷を負荷に供給し、負荷電圧・電流の変動を抑える。
【選択図】図２

Description

本発明は、交流電源を用いて直流電源を得るスイッチング電源回路に関するものである。

従来、商用の交流電源を用いて直流電源を得る電源回路が知られている。
電源回路は、商用の交流電源を整流して脈流を得る整流回路と、この整流回路によって得られた脈流を平滑する平滑回路とを備えている。この平滑回路により、きれいな直流を得て負荷に供給することができる。
このような電源回路においては、交流周波数（５０Ｈｚ，６０Ｈｚ）での電圧変動を抑えるために、平滑回路に平滑キャパシタが設けられている。平滑キャパシタとして、大容量の電解キャパシタ(electrolytic capacitor; 一般に「電解コンデンサ」と呼ばれる)が主に使われている。整流回路に大容量の電解キャパシタを使うと、周知のように、高調波電流が発生する、電解キャパシタが周囲の熱を受けてその耐久性が低下する等の問題がある。

特開平０６−１６９５７０号公報

電解キャパシタは、熱や過電圧に弱く、長期間使用すると等価直列抵抗（ＥＳＲ）が増大して脈流を平滑する機能が弱くなってくる。こうなれば、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）、蛍光灯、冷陰極管などを負荷に採用している場合、発光照度のちらつきが発生する。またＡＶ機器を負荷に使用すると雑音が発生して使用しづらいものになってしまう。
そこで電解キャパシタを使用しないで、長寿命であり、かつ平滑機能もある（すなわち、周期的な電圧変動若しくは電流変動（リップルという）が低減できるような）電源回路の開発が要望されている。

そこで本発明は、周期的なリップルを低減できると共に、高調波電流の発生が少なくかつ、小型で超寿命のスイッチング電源回路及びこれを用いたスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明のスイッチング電源回路は、交流電源に接続され、交流を脈流に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される脈流を入力して平滑化された直流を出力する平滑回路とを備える。前記平滑回路は、前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子及び平滑キャパシタと、前記２本の線路のいずれか１本、又は前記交流電源から前記整流回路までの１本若しくは２本の線路に存在する電流供給点と前記平滑キャパシタとの間に接続され、前記電流供給点から前記平滑キャパシタに電荷を送り込む逆流防止ダイオードと、前記第一の半導体スイッチング素子に、前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を供給する制御回路とを含む。前記制御回路は、前記交流電源の電圧又は前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路の電圧若しくは前記第一の半導体スイッチング素子の端子電圧を検出し、検出した電圧がしきい値よりも低い場合に前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を発生するものである。

この構成のスイッチング電源回路によれば、脈流の電圧がしきい値よりも低い場合に前記第一の半導体スイッチング素子が導通し、電源側から負荷に直接電流を供給するとともに平滑キャパシタから負荷に電流を供給することができる。第一の半導体スイッチング素子が開放されると、電源側から負荷に直接電流を供給するとともに平滑キャパシタに電荷を蓄積する。このようにして負荷電流の変動を抑えることができる。またこの負荷電流の変動抑制により、負荷電圧の変動抑制もできる。

本発明では、平滑キャパシタの放電量は、この放電経路のない通常の平滑キャパシタと比べて多くなる。そこで平滑キャパシタに電解キャパシタを使用することは実際上困難なことである。そこで、フィルムキャパシタ(Film Capacitor)や、セラミックキャパシタ(Ceramic Capacitor)などはほぼ１００％充放電できる素子が適している。
また前記電流供給点は、前記交流電源から前記整流回路までの２つの線路にそれぞれ存在してもよい。この場合、前記ダイオードは、第一のダイオードと第二のダイオードの２つが存在することが好ましく、前記第一のダイオードは一方の前記電流供給点と前記中間接続点との間に接続され、前記第二のダイオードは他方の前記電流供給点と前記中間接続点との間に接続される。この回路によれば、平滑キャパシタの充電に使われる電流が、整流回路を介さずに、交流電源から第一のダイオード又は第二のダイオードを通して流れることである。したがって、整流回路を通過することによる電力の損失を抑えることができる。特に本発明では、平滑キャパシタの充放電率が高いので、整流回路を介さないことによる電力損失節約の効果は大きい。

本発明のスイッチング電源装置は、本発明のスイッチング電源回路の直流出力を入力として動作するスイッチング変換回路がさらに接続されているものである。
前記スイッチング変換回路には、交流電源の周波数よりも高い周波数でスイッチング駆動される第二の半導体スイッチング素子が含まれ、前記第一の半導体スイッチング素子は、前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号と交流電源の周波数よりも高い周波数の信号とによって駆動されるものであり、前記第一の半導体スイッチング素子は、前記第二の半導体スイッチング素子を介さずに、前記スイッチング変換回路の内部に接続されていることが好ましい。この構成によれば、平滑キャパシタの電荷を放電させて負荷に供給する期間において、第二の半導体スイッチング素子を経由しないで、第一の半導体スイッチング素子の高周波スイッチング作用を通して負荷に供給できるので、スイッチング損失を低減することが出来る。特に本発明では、平滑キャパシタの充放電率が高いので、第二の半導体スイッチング素子を経由しないことによる電力損失節約の効果は大きい。

本発明の実施形態に係るスイッチング電源回路（第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１：開状態）を示す回路図である。 図１の回路図において、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１が閉状態に移った場合を示す。 図１、図２のスイッチング電源回路の各部の電圧波形図である。 本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源回路（第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１：開状態）を示す回路図である。 図４の回路図において、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１が閉状態に移った場合を示す。 第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をｎｐｎトランジスタで構成し、制御回路１３を演算増幅器で構成した具体的回路構成を示す。 第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＭＯＳＦＥＴで構成し、制御回路１３を演算増幅器で構成した例を示す。 第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１の電圧を抵抗で分圧して、この分圧した電圧に基づいて第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を駆動する制御回路１３の具体的回路構成例を示す。 電流供給点Ｐを、商用の交流電源Ｅと整流回路１１との間に設定した、本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。 図９のスイッチング電源回路の各部の電圧波形図である。 平滑キャパシタＣに印加する電圧を下げるために、降圧回路を組み込んだ例を示す。 平滑キャパシタＣに印加する電圧を上げるために、昇圧回路を組み込んだ例を示す。 本発明のスイッチング電源回路とスイッチング降圧回路とを備える、本発明のスイッチング電源装置の回路図である。 図１３の改良型であるスイッチング電源装置の回路図である。 図１４の第一の半導体スイッチング素子の制御回路の構成を示す具体的回路図である。 本発明のスイッチング電源回路とスイッチング昇圧回路とを備える、スイッチング電源装置の回路図である。 商用の交流電源Ｅの電圧に基づいて第一の半導体スイッチング素子を制御する制御回路を含むスイッチング電源装置の構成例を示す回路図である。

以下、本発明の実施の形態を、添付図面を参照しながら詳細に説明する。
図１及び図２は、本発明の実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。
スイッチング電源回路は、商用の交流電源Ｅに接続され、交流を脈流に変換する整流回路１１と平滑回路１２とを備えている。
整流回路１１は、正極ａ１、負極ａ２の間に、変動する正電圧からなる脈流を出力する。この脈流の基本周波数は、交流電源Ｅの周波数の２倍である。例えば交流電源Ｅの周波数が６０Ｈｚであれば、脈流の基本周波数は１２０Ｈｚとなる。整流回路１１は、ブリッジ整流ダイオードを使用した両波整流回路であってもよく、単独の整流ダイオードを使った半波整流回路又は両波整流回路であっても良い。

平滑回路１２は、整流回路１１の正極ａ１、負極ａ２にそれぞれ接続される入力端子ａ３、入力端子ａ４と、負荷につながる出力端子ｂ３、出力端子ｂ４とを有する。
平滑回路１２は、入力端子ａ３とａ４との間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣと、平滑回路１２の入力端子ａ３から出力端子ｂ３までの線路に存在する電流供給点Ｐと、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣの中間接続点Ｓとの間に接続され、電流供給点Ｐから平滑キャパシタＣに正電荷を送り込むための逆流防止ダイオードＤと、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のオン制御を行う制御回路１３とを備えている。入力端子ａ３と出力端子ｂ３とは直接接続され、入力端子ａ４と出力端子ｂ４とは直接接続されている。

制御回路１３は、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧を検出し、瞬時電圧がしきい値よりも低い場合に第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を導通させる信号を発生するものである。抵抗など受動素子からなる回路でも良く、トランジスタ、ＩＣなどの能動素子を含む回路であってもよい。
なお制御回路１３は入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧を検出する以外に、後述するように、交流電源Ｅから整流回路１１までの交流が流れる２本の線路の瞬時電圧を検出してもよく（図１７）、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１の両端子電圧を検出するようにしても良い（図８）。

図３は、この回路の動作を説明するための波形図である。横軸は時間ｔ、縦軸は電圧を表わす。
図３（１）は入力端子ａ３とａ４との間に現れる脈流電圧Ｖ１の波形図である。しきい値をＶthとする。０＜Ｖth＜Vpeakの関係がある。ここでVpeakは脈流電圧Ｖ１のピーク値である。脈流電圧Ｖ１がピークから下降してしきい値Ｖthに達するまでの期間をＴ１、Ｖthに達してからほぼ０Ｖまで下降し、そこから上昇しピークに達するまでの期間をＴ２とする。

図３（２）は、制御回路１３から第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をオンオフするトリガ信号ＶＴの波形を表わす。トリガ信号ＶＴは期間Ｔ２の前半で出現し、それ以外の期間では消滅する。
図３（３）は、平滑回路１２の出力端子ｂ３と出力端子ｂ４との間に表れる出力電圧Ｖoutの波形を示す。図３（４）は、平滑キャパシタＣの端子電圧ＶＣの波形図である。

期間Ｔ１では、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１はオフであるから、整流回路１１の出力Ｖ１は、図１の破線矢印で示されるように、負荷にそのまま供給されると共に、平滑キャパシタＣの充電にも使われる。充電された平滑キャパシタＣはダイオードＤがあるために放電できないので図３（４）に示すようにその電圧を維持する。
期間Ｔ２に移行すると、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１はオンになり、平滑キャパシタＣに充電された電荷が負荷に供給される。この電流の流れを図２の破線矢印で示す。出力電圧Ｖoutは、平滑キャパシタＣから供給される電源により、その電圧をいったん上昇させる（図３（３））。平滑キャパシタＣの電荷は負荷に移動して減少していくので、出力電圧Ｖoutも徐々に下降していく（図３（３））。この下降は、脈流電圧Ｖ１がゼロに低下した後、上昇を再開し、平滑キャパシタＣの電圧に到達するまで続く。

なお、脈流電圧Ｖ１がしきい値Ｖthを正側に超えた時点で、制御回路１３は第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧を０にするが、導通状態である第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は、ゲート電圧が０になってもその状態を自己保持する。第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１が遮断状態に変わるのは、次に述べるように、出力電圧Ｖoutがピークを過ぎ、平滑キャパシタＣの電圧Ｖｃよりも低くなるときである。

出力電圧Ｖoutが平滑キャパシタＣの電圧に到達した後は、整流回路１１から負荷に電力が供給されるとともに、平滑キャパシタＣも充電される。平滑キャパシタＣの電圧は出力電圧Ｖoutによって引き上げられていく。出力電圧Ｖoutがピークを過ぎると、こんどは、脈流電圧Ｖ１は平滑キャパシタＣの電圧Ｖｃよりも低くなるので、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は自然にオフして期間Ｔ１に入る。

以上のように、整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１が比較的高い期間（Ｔ１及びＴ２の後半）には平滑キャパシタＣを充電し、脈流電圧Ｖ１が比較的低い期間（Ｔ２の前半）には平滑キャパシタＣの電荷を放電させて、負荷電圧・電流の変動を抑えることができる。
なお、平滑回路１２に、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を通って負荷に流れる経路を設けているので、平滑キャパシタＣの充放電率は、この経路のない通常の平滑キャパシタと比べてはるかに大きくなる。ここで「充放電率」とは、脈流電圧Ｖ１のピーク時点で平滑キャパシタＣに充電される電荷（図３（４）で“Ｑｃ”と表示）に対する、平滑キャパシタＣから充放電される電荷（図３（４）で“Ｑ”と表示）の割合（Ｑ／Ｑc）を言う。従来の電解キャパシタは大きな充放電率に耐えられないので、フィルムキャパシタ、セラミックキャパシタ等を使用することが好ましい。

図４及び図５は、本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。以下、図１及び図２と違うところのみを説明する。
平滑回路１２は、入力端子ａ３とａ４との間に、互いに直列に接続された平滑キャパシタＣ及び第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１と、平滑回路１２の入力端子ａ４から出力端子ｂ４までの線路に存在する電流供給点Ｐと、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣの中間接続点Ｓとの間に接続され、電流供給点Ｐから平滑キャパシタＣに負電荷を送り込むためのダイオードＤと、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のオンオフ制御を行う制御回路１３とを備えている。

制御回路１３は、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧を検出し、瞬時電圧がしきい値Ｖthよりも高い場合に第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を導通させる信号を発生するものである。
この図４及び図５の回路では、平滑キャパシタＣが正側の線路に接続され、電流供給点Ｐが負側の線路にあり、負側電流供給点ＰにつながれるのはダイオードＤのカソードである。これらの点を除けば、図１及び図２の回路と同様に動作し、整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１が比較的高い期間には平滑キャパシタＣを充電し、脈流電圧Ｖ１が低くなる期間には平滑キャパシタＣの電荷を放電させて、負荷電圧・電流の変動を抑えるという効果を得ることができる。

図６〜図８は、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び制御回路１３の具体的回路構成を示す。図６は第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をｎｐｎトランジスタＴｒで構成し、制御回路１３を演算増幅器で構成した例を示す。図７は第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１をＭＯＳＦＥＴで構成し、制御回路１３を演算増幅器で構成した例を示す。ＭＯＳＦＥＴはオフ状態では整流作用があり、ダイオードＤを内蔵しているとみなすことができるので、ダイオードＤを外付けする必要がなくなる。図８は、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１の電圧を抵抗で分圧して、この分圧した電圧に基づいて第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を駆動する制御回路１３の具体的回路構成例を示す。

図９は、電流供給点Ｐを商用の交流電源Ｅと整流回路１１との間に設定した、本発明の他の実施形態に係るスイッチング電源回路を示す回路図である。
この回路によれば、交流電源Ｅから整流回路１１までの交流が流れる２本の線路に電流供給点Ｐ１，Ｐ２をそれぞれ設定し、電流供給点Ｐ１と第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣの中間接続点Ｓとの間に、電流供給点Ｐ１から平滑キャパシタＣに電荷を送り込むダイオードＤ１と、電流供給点Ｐ２と中間接続点Ｓとの間に、電流供給点Ｐ２から平滑キャパシタＣに電荷を送り込むダイオードＤ２とを備えている。

制御回路１３は、図１，図２の回路と同様、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧を検出し、瞬時電圧がしきい値Ｖthよりも高い場合に第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を導通させる信号を発生する。
したがって、図１０に示すように、商用の交流電源Ｅの正のサイクルの期間（（＋）と表示）では、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧Ｖ１がピークから降下し始めると第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１はオフされ、しきい値Ｖthよりも低くなれば、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１はオンされ、商用の交流電源の負のサイクルの期間（（−）と表示）では、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧Ｖ１が負のしきい値−Ｖthを超えてピーク値に達すると第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１はオフされる。この動作は、図１，図２の回路と同じである。

この図９の回路の特徴は、図１，図２の回路と比べれば、平滑キャパシタＣの充電に使われる電流が、整流回路１１を介さずに、交流電源ＥからダイオードＤ１又はＤ２を通して流れることである。図１，図２、図４，図５の回路であれば、平滑キャパシタＣの充電に使われる電流は、整流回路１１内部のダイオードを通り、ダイオードＤを通っていたので、少なくとも２個のダイオードで損失を受ける。ところが、図９の回路では、平滑キャパシタＣの充電に使われる電流は、整流回路１１を通らずに、直接ダイオードＤ１又はＤ２を通るので、１個のダイオード分の損失を受けるに過ぎない。このようにして電力が無駄に失われて熱になるのを防ぐことができる。

なお、図９において、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とのいずれかを除外してもよい。例えばダイオードＤ１を除外すれば、平滑キャパシタＣは、ダイオードＤ２によって負のサイクルの期間のみ充電されることになり、平滑キャパシタＣへの充電効率は減少するが、負荷の消費電力が小容量の場合に対応するだけならば、これでもスイッチング電源回路として実用になる。

図１１は、平滑キャパシタＣを充電する際に、平滑キャパシタＣの電圧を下げるための降圧回路を組み込んだ回路を示す。降圧回路は、ダイオードＤのカソード側と平滑キャパシタＣとの間に接続された整流用ダイオードＤａと、第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２と、平滑用チョークコイルＬとを含む回路である。第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２は、数十ｋＨｚで高速にスイッチングされる。この第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２のスイッチングのオンオフ時間比を調整することにより、平滑キャパシタＣにかかる電圧を調整することが出来る。平滑キャパシタＣとして、フィルムキャパシタ、セラミックキャパシタ等を使用する場合、大容量のキャパシタになるほど耐圧の低いものしか入手できない。したがって、平滑キャパシタＣにかかる電圧を下げることにより、大容量の平滑キャパシタＣを用いることができる。

図１２、平滑キャパシタＣを充電する際に、平滑キャパシタＣの電圧を上げるための昇圧回路を組み込んだ回路を示す。昇圧回路は、電流供給点Ｐと平滑キャパシタＣとの間に接続された平滑用チョークコイルＬと、第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２と、ダイオードＤ（整流用ダイオードと図１の逆流防止ダイオードとを兼ねる）とを含む回路である。第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２は、数十ｋＨｚで高速にスイッチングされる。この第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２のスイッチングのオンオフ時間比を調整することにより、平滑キャパシタＣにかかる電圧を調整することが出来る。平滑キャパシタＣとして、フィルムキャパシタ、セラミックキャパシタ等を使用する場合、平滑キャパシタＣにかかる電圧を昇圧することにより、耐圧の高い平滑キャパシタＣを用いることができる。

次に、前述のスイッチング電源回路を含むとともに、その直流出力を入力として動作するスイッチング変換回路がさらに接続されている、本発明のスイッチング電源装置の実施形態を説明する。
図１３は、スイッチング降圧回路を設けた本発明のスイッチング電源装置の基本的な回路を示す。このスイッチング電源装置は、商用の交流電源Ｅに接続された整流回路（図示せず）と平滑回路１２と、スイッチング降圧回路１４とを備えている。

平滑回路１２は、入力端子ａ３とａ４との間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣと、電流供給点Ｐから平滑キャパシタＣに正電荷を送り込むためのダイオードＤとを備えている。この構成は図１，図２と同様である。
平滑回路１２は出力端子ｂ３，ｂ４を有し、スイッチング降圧回路１４は、前記平滑回路１２の出力端子ｂ３と出力端子ｂ４とを入力端子とし、負荷につながる出力端子ｃ３と出力端子ｃ４とを有する。平滑回路１２の入力端子ａ４と端子ｂ４とは直接接続されている。

スイッチング降圧回路１４の端子ｂ３には、スイッチング降圧回路１４の構成要素である第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２が接続されている。この第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２は、基本周波数よりも高い周波数（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）でスイッチングされる。
第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２の出力側には整流用ダイオードＤａが並列に接続され、出力端子ｃ３との間に平滑用チョークコイルＬが接続され、出力端子ｃ３と出力端子ｃ４との間には平滑キャパシタＣａが接続されている。端子ｂ４と出力端子ｃ４とは直接接続されている。前述したように第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２で高速にスイッチングしているので、平滑用チョークコイルＬと平滑キャパシタＣ２の容量は、それぞれ小さなものでよい。このように、平滑回路１２の出力側に、スイッチング降圧回路１４を設けているので、出力端子ｃ３，ｃ４から降圧された電圧を取り出すことが出来る。

図１４は、前述のスイッチング電源装置の変形例を示す回路図である。
このスイッチング電源装置の平滑回路１２ａは、入力端子ａ３とａ４との間に、互いに直列に接続されたダイオードＤ及び平滑キャパシタＣを有し、入力端子ａ３から第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２を通してスイッチング降圧回路につながっている。また第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は、ダイオードＤと平滑キャパシタＣとの接続点Ｓから、第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２を飛び越して、スイッチング降圧回路１４につながっている。第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２は、基本周波数よりも高い周波数（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）でスイッチングされる。

この第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１の制御が、図１３のものと異なるところは、制御回路１３からのオンオフ・トリガ信号ＶＴが第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１に供給されるとともに、基本周波数よりも高い周波数（例えば数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）のスイッチング信号ＨＦが同時に第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１に供給されることである。スイッチング信号ＨＦは、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１に常時供給されるが、制御回路１３からのオンオフ・トリガ信号ＶＴは、図３のスケジュールに従って、期間Ｔ２の前半においてのみ供給される。

このような第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を制御する制御回路の具体例を、図１５に示す。第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２のゲートには、論理積回路１５を通してスイッチング信号ＨＦが印加され、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲートには、論理積回路１６を通して、スイッチング信号ＨＦとオンオフ・トリガ信号ＶＴが印加される。従って第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲートには、論理積をとった信号が入力される。よって、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は、オンオフ・トリガ信号ＶＴが“ハイレベル”であるときのみスイッチング信号ＨＦによりスイッチング駆動される。

この図１４、図１５のスイッチング電源装置によれば、平滑回路１２ａによって整流回路から出力される脈流電圧Ｖ１が比較的高い期間には平滑キャパシタＣを充電し、脈流電圧Ｖ１が低くなる期間には平滑キャパシタＣの電荷を放電させて、負荷電圧・電流の変動を抑えることができるとともに、特に、平滑キャパシタＣの電荷を放電させて負荷に供給する期間Ｔ２の前半において、平滑キャパシタＣの電荷を、第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２を経由せず、直接負荷に供給している点である。このため、平滑キャパシタＣの電荷が第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２を通過することよる損失を回避して、平滑キャパシタＣの電荷を、負荷に直接供給できる。この結果、図１３よりも損失の少ないスイッチング電源装置を構成することができる。

なお、本発明のスイッチング電源装置において、スイッチング降圧回路１４に代えて、スイッチング昇圧回路を設けても良い。図１６は、スイッチング昇圧回路１４ａを設けた回路図である。
スイッチング昇圧回路１４ａの端子ｂ３には、平滑用チョークコイルＬが接続され、第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２が並列に接続されている。第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２の出力側には整流用ダイオードＤａが直列に接続され、出力端子ｃ３と出力端子ｃ４との間には平滑キャパシタＣａが接続されている。このように、平滑回路１２の出力側に、スイッチング昇圧回路１４ａを設けているので、出力端子ｃ３，ｃ４から昇圧された電圧を取り出すことが出来る。

図１７は、本発明のスイッチング電源回路１２にスイッチング降圧回路１４を組み込んだスイッチング電源装置の、さらに他の実施形態を示す回路図である。この実施形態の特徴は、制御回路１３にある。図１〜図９の回路例では、制御回路１３は、入力端子ａ３，ａ４に表れる脈流の瞬時電圧を検出し、瞬時電圧がしきい値よりも低い場合に第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を導通させる信号を発生するものであった。

ところが図１７の制御回路１３は、商用の交流電源Ｅの、ブリッジ整流回路１１に入る前の電圧を検出している。交流電源Ｅには、抵抗Ｒ、しきい値Ｖthを設定するための定電圧素子ＶＲ（例えばツェナーダイオードを２個逆向きに直列に接続したもの）、及び光スイッチ１７の発光部が互いに直列に接続された状態で接続されている。制御回路１３は、さらに、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧を作るための小容量のキャパシタＣｂ、平滑キャパシタＣからキャパシタＣｂに電荷を供給するための逆流防止ダイオードＤｂ、キャパシタＣｂの電荷を、抵抗Ｒ１を通して放電するための光スイッチ１７の受光部、及び光スイッチ１７の受光部がオフの期間、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧を設定するためのツェナーダイオードＺＤを備えている。

平滑回路１２は、入力端子ａ３とａ４との間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１及び平滑キャパシタＣを備えている。第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は、図７に示したのと同様、ＭＯＳＦＥＴで構成したものである。ＭＯＳＦＥＴはオフ状態では整流作用があり、ダイオードＤを内蔵している（破線で図示）。スイッチング降圧回路１４は、図１３を用いて説明したのと同様の回路であり、説明は省略する。

この回路構成の動作を説明する。整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１の波形と、交流電源Ｅの波形は、図１０に示すように、商用の交流電源Ｅの正のサイクルの期間（（＋）と表示）では、入脈流電圧Ｖ１の波形と交流電源Ｅの波形は重なり、商用の交流電源Ｅの負のサイクルの期間（（−）と表示）では、入脈流電圧Ｖ１の波形と交流電源Ｅの波形は位相が反対になる。

整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１がそのピーク値に達した時点を越えたとき、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は自律的にオフになる（図１０の期間Ｔ１の始点Ｔａ）。交流電源Ｅが正のピーク値から下降し始めしきい値Ｖthを負側に超えたとき、定電圧素子ＶＲが遮断され、光スイッチ１７の発光部が発光を停止させる。光スイッチ１７の受光部は、この発光停止を受けて、キャパシタＣｂに充電されている電荷を利用して、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１にゲート電圧を印加して、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１を導通させる（図１０の期間Ｔ２の前半）。この結果、平滑キャパシタＣの電荷は、スイッチング昇圧回路１４ａに流れていく。

商用の交流電源Ｅが０を超えて負の方向に増大していき、しきい値−Ｖthを負側に超えると、光スイッチ１７の発光部が発光を開始させる。光スイッチ１７の受光部はこの発光を受けて、第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１のゲート電圧をほぼ０にするが、もともと導通状態であった第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１は、その状態を自己保持している。第一の半導体スイッチング素子ＳＷ１が遮断状態に変わるのは、整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１がそのピーク値を超えた時点である。

このスイッチング電源装置によれば、平滑回路１２によって整流回路１１から出力される脈流電圧Ｖ１が高い期間には平滑キャパシタＣを充電し、脈流電圧Ｖ１が低くなる期間には平滑キャパシタＣの電荷を放電させて、負荷電圧・電流の変動を抑えることができるとともに、スイッチング降圧回路の第二の半導体スイッチング素子ＳＷ２の高速スイッチング動作によって所望の直流電圧を得ることができる。

以上で、本発明の実施の形態を説明したが、本発明の実施は、前述の形態に限定されるものではない。例えば、商用の交流電源の入力ラインから侵入するノイズ及び電源内部で発生する帰還ノイズを抑制するための小容量・高速度のキャパシタを入力端子ａ１と入力端子ａ２との間に挿入しても良い。その他、本発明の範囲内で種々の変更を施すことが可能である。

１１ 整流回路
１２ 平滑回路
１３ 制御回路
１４ スイッチング降圧回路
１５，１６ 論理積回路
１７ 光スイッチ

Claims (8)

1. 交流電源に接続され、交流を脈流に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される脈流を入力して平滑化された直流を出力する平滑回路とを備えるスイッチング電源回路であって、前記平滑回路は、
   前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子及び平滑キャパシタと、
   前記２本の線路のいずれか１本、又は前記交流電源から前記整流回路までの１本若しくは２本の線路に存在する電流供給点と前記平滑キャパシタとの間に接続され、前記電流供給点から前記平滑キャパシタに電荷を送り込む逆流防止ダイオードと、
   前記第一の半導体スイッチング素子に、前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を供給する制御回路とを含み、
   前記制御回路は、前記交流電源の電圧又は前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路の電圧若しくは前記第一の半導体スイッチング素子の端子電圧を検出し、検出した電圧がしきい値よりも低い場合に前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を発生するものである、スイッチング電源回路。
2. 前記平滑キャパシタが、電解コンデンサを含まない請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 前記平滑キャパシタが、フィルムキャパシタ又はセラミックキャパシタである請求項１記載のスイッチング電源回路。
4. 前記電流供給点は前記交流電源から前記整流回路までの２本の線路にそれぞれ存在し、前記各電流供給点から前記平滑キャパシタに電荷を送り込む２つの逆流防止ダイオードが具備されている、請求項１記載のスイッチング電源回路。
5. 前記逆流防止ダイオードは、前記第一の半導体スイッチング素子の機能として内蔵されている、請求項１記載のスイッチング電源回路。
6. 前記逆流防止ダイオードと、前記平滑キャパシタとの間に、降圧回路又は昇圧回路が挿入される請求項１記載のスイッチング電源回路。
7. 交流電源に接続され、交流を脈流に変換する整流回路と、前記整流回路から出力される脈流を入力して平滑化された直流を出力する平滑回路と、前記平滑回路の直流出力を入力として直流電源を供給するスイッチング変換回路とを備え、
   前記平滑回路は、
   前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路と、
   前記２本の線路間に、互いに直列に接続された第一の半導体スイッチング素子及び平滑キャパシタと、
   前記２本の線路のいずれか１本、又は前記交流電源から前記整流回路までの１本若しくは２本の線路に存在する電流供給点と前記平滑キャパシタとの間に接続され、前記電流供給点から前記平滑キャパシタに電荷を送り込む逆流防止ダイオードと、
   前記第一の半導体スイッチング素子に、前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を供給する制御回路とを含み、
   前記制御回路は、前記交流電源の電圧又は前記整流回路から出力される脈流が流れる２本の線路の電圧若しくは前記第一の半導体スイッチング素子の端子電圧を検出し、検出した電圧がしきい値よりも低い場合に前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号を発生するものである、スイッチング電源装置。
8. 前記スイッチング変換回路には、交流電源の周波数よりも高い周波数でスイッチング駆動される第二の半導体スイッチング素子が含まれ、
   前記第一の半導体スイッチング素子は、前記第一の半導体スイッチング素子を導通させる信号と交流電源の周波数よりも高い周波数の信号とによって駆動されるものであり、
   前記第一の半導体スイッチング素子は、前記第二の半導体スイッチング素子を介さずに、前記スイッチング変換回路の内部に接続されている請求項６記載のスイッチング電源装置。

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