CN109088544A

CN109088544A - 开关电源装置

Info

Publication number: CN109088544A
Application number: CN201810409826.1A
Authority: CN
Inventors: 丸山宏志
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2017-06-14
Filing date: 2018-05-02
Publication date: 2018-12-25
Anticipated expiration: 2038-05-02
Also published as: CN109088544B; JP2019004577A; US20180367029A1; JP6904079B2; US10158282B1

Abstract

本发明提供一种不需要电感器的辅助绕组的开关电源装置。开关电源装置具备功率因数校正电路、DC‑DC转换器、和将它们的控制功能内置于一个IC的控制IC。在起动时，由利用起动电路调整电压而得到的电流对连接于VCC端子的电容器进行充电。低电压保护电路在该电容器的电压达到低电压保护解除电压时输出信号(Enb1)。由此，PFC控制电路开始动作。如果PFC控制电路输出PFC开关信号(pfc_q)，则PFC开关检测电路输出信号(Enb2)。由此，LLC控制电路开始动作。由于从PFC开关动作的开始起到LLC控制电路的动作开始为止为最短时间，所以不需要起动时的电力补充，电感器的辅助绕组变得不必要。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及具有配置在前级的功率因数校正(PFC：Power Factor Correct)电路和级联连接在其后级的DC-DC转换器而从交流电源生成直流输出电压的两级结构的开关电源装置。

背景技术

对于照明用的电源电路和/或功耗为75瓦(W)以上的家电产品所使用的电源装置而言，使用前级配置功率因数校正电路、后级配置DC-DC转换器的两级结构的开关电源装置。功率因数校正电路将开关电源装置所产生的谐波电流抑制在某限制值以下，对功率因数进行校正，并从交流输入电压生成经过升压的直流的中间电压。DC-DC转换器根据由功率因数校正电路生成的中间电压输出预定的值的直流电压。

在起动这样的两级结构的开关电源装置时，需要先起动前级的功率因数校正电路，然后起动后级的DC-DC转换器。这是因为在DC-DC转换器在中间电压没有充分升压的状态下起动时，DC-DC转换器的起动会失败。

因此，提出了使功率因数校正电路与DC-DC转换器相比先可靠地起动的开关电源装置(例如，参照专利文献1)。根据该专利文献1记载的开关电源装置，功率因数校正电路具有功率因数校正用的第一控制IC(IC：Integrated Circuit，集成电路)，DC-DC转换器具有DC-DC转换器用的第二控制IC。

第一控制IC具有第一电源端子，在第一电源端子的电压超过第一阈值时起动，并驱动功率因数校正电路。第二控制IC具有高电压输入端子、从高电压的输入电压生成起动电流的起动电路、输出起动电流的第二电源端子。在从第二电源端子输出的起动电流进行充电的电容器的电压超过比第一阈值高的第二阈值时第二控制IC起动，并驱动DC-DC转换器。

第二电源端子与第一电源端子介由二极管而连接。该二极管的阳极连接于第二电源端子，阴极连接于第一电源端子。因此，第一电源端子的电压在第二电源端子的电压超过比第一阈值高的第二阈值之前超过第一阈值，因此，第一控制IC比第二控制IC先起动。

如果第一控制IC起动，则第一控制IC驱动功率因数校正电路，但此时的控制电源使用连接于第一电源端子的电容器的充电电压。可是，第一控制IC的控制电源如果仅利用该充电电压则是不足够的，因此，设置与功率因数校正电路所具备的电感器进行电感耦合的辅助绕组，使用在功率因数校正电路的开关动作时产生于辅助绕组的电力来补充不足部分的电力。

然后，在第二电源端子的电压超过第二阈值时，第二控制IC起动，驱动DC-DC转换器。如果DC-DC转换器开始进行开关动作，则在设置于DC-DC转换器所具备的变压器的辅助绕组产生电力。产生在该变压器的辅助绕组的电力也提供给第二电源端子，作为第一控制IC和第二控制IC的控制电源而使用。此时，在第二控制IC中，以切断其起动电路的方式进行控制，由此，停止从高电压的输入电压生成起动电流，降低由高电压的输入电压导致的电力消耗。

根据以上的开关电源装置，通过将起动第一控制IC的第一阈值设定得比起动第二控制IC的第二阈值低，从而能够使功率因数校正电路比DC-DC转换器先起动。此外，功率因数校正电路起动时的控制电源使用起动电路的起动电流和由电感器的辅助绕组产生的电力，DC-DC转换器起动时的控制电源使用由电感器的辅助绕组产生的电力和由变压器的辅助绕组产生的电力。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015-219946号公报

发明内容

技术问题

然而，在专利文献1所记载的开关电源装置中，第一控制IC起动时的控制电源使用由电感器的辅助绕组产生的电力来补充电力不足。因此，变得需要辅助绕组及其整流平滑电路，与此相应地开关电源装置的成本变高。而且，因为需要设置辅助绕组及其整流平滑电路的空间，所以成为阻碍开关电源装置的小型化、轻量化的主要原因。

此外，将从变压器的辅助绕组提供的电力与从电感器的辅助绕组提供的电力相加而作为第一控制IC和第二控制IC的控制电源使用。因此，在第二控制IC设置检测变压器的次级侧的输出电压处于过电压状态的情况的过电压保护功能的情况下，无法将连接于第二电源端子的电容器的充电电压用于过电压检测。即，由于在变压器的辅助绕组产生的电压是与在变压器的次级侧绕组产生的电压成比例的电压，所以如果将该电压直接施加到第二电源端子，则能够用于使用该电压在变压器的初级侧预测变压器的次级侧的输出电压。可是，由于在从变压器的辅助绕组提供的电压上增加在电感器的辅助绕组产生的电压，所以变得无法在变压器的初级侧预测变压器的次级侧的输出电压。因此，变得需要在变压器的次级侧设置过电压检测电路，进而需要设置利用光电耦合器将该过电压检测电路的检测信号反馈到初级侧的电路，因此，增加了过电压检测电路和反馈电路的结构部分的成本。

本发明是鉴于这一点而完成的，其目的在于提供一种不需要电感器的辅助绕组，能够在变压器的初级侧检测过电压的开关电源装置。

技术方案

在本发明中，为了解决上述课题，提供一种开关电源装置，具备：功率因数校正电路，其从交流电源生成直流的中间电压；DC-DC转换器，其从中间电压生成预定的值的直流电压；以及控制IC，其将功率因数校正电路和DC-DC转换器的控制功能内置于一个IC而成。该开关电源装置的控制IC具有：起动电路，其根据对交流电源进行了整流而得到的脉动电流，输出对电压进行了调整而得到的电流，对控制IC用电源的电容器进行充电；低电压保护电路，其监视电容器的电压，且当该电容器的电压达到低电压保护解除电压时，输出第一使能信号，所述第一使能信号指示功率因数校正电路开始动作；第一控制电路，其接收到第一使能信号而开始功率因数校正电路的开关控制；开关动作检测电路，其检测到功率因数校正电路的开关动作而输出第二使能信号，所述第二使能信号指示DC-DC转换器开始动作；以及第二控制电路，其接收到第二使能信号而开始DC-DC转换器的开关控制。

技术效果

上述构成的开关电源装置，检测功率因数校正电路开始了开关动作的情况而使DC-DC转换器开始动作，因此可靠地遵守功率因数校正电路和DC-DC转换器的动作开始顺序。在功率因数校正电路开始了开关动作之后紧接着DC-DC转换器以最短时间开始动作，由于是在功率因数校正电路和DC-DC转换器双方完全起动之前，所以控制IC用电源仅利用其电容器是足够的。因此，不需要在电感器设置辅助绕组，并由此补充起动时的电力。此外，由于不从电感器的辅助绕组提供电力，所以能够在变压器的初级侧推定正确的输出电压，因此能够在变压器的初级侧设置过电压检测电路。

附图说明

图1是示出本实施方式的开关电源装置的构成例的电路图。

图2是示出控制IC的构成例的功能框图。

图3是示出本实施方式的开关电源装置的动作波形的图。

图4是示出PFC控制电路的具体构成例的电路图。

图5是示出PFC控制电路的重启定时器的具体构成例的电路图。

图6是示出PFC控制电路的振荡波形的图，图6的(A)是成为误差放大器ErrAMP的输出电压的PFC_COMP端子的电压低时的图，图6的(B)是PFC_COMP端子的电压高时的图。

图7是说明PFC开关检测电路的图，图7的(A)是示出PFC开关检测电路的具体构成例的电路图，图7的(B)是示出PFC开关检测电路的输入输出波形的图。

图8是示出LLC控制电路的具体构成例的电路图。

图9是示出LLC控制电路在开始开关动作时的软启动动作中的波形的图，图9的(A)是软启动电容器的电压低时的开关波形，图9的(B)是软启动电容器的电压高时的开关波形。

符号说明：

10：功率因数校正电路

20：DC-DC转换器

30：控制IC

31：起动电路

32：低电压保护电路

33：PFC控制电路

34：PFC开关检测电路

35：LLC控制电路

36：高侧驱动电路

37：低侧驱动电路

41：重启定时器

42：ZCD延迟电路

43：脉冲生成电路

44：RS触发器

45：驱动器

46：恒定电流电路

47：单触发电路

48、49：RS触发器

51：恒定电流电路

52、53、54：比较器

55：单触发电路

56：RS触发器

57：反转触发器

58：死区时间信号发生器

AC：交流电压

AND1、AND2、AND3、AND4、AND5：与门电路

Amp1、Amp2、Amp3：运算放大器

C1、C2、C3、C4、C5、C10、C11、C12：电容器

Cbulk：平滑电容器

Ccomp：电容器

Crd：分流电容器

Co：输出电容器

Cosc：定时电容器

Cr：谐振电容器

Crd：分流电容器

Css：软启动电容器

Cvcc：电容器

D1、D2、D3、D4、D5、D6：二极管

DB：二极管桥

Dp：二极管

ErrAMP：误差放大器

Hi_ocp：比较器

INV、INV1、INV2、INV3、INV4、INV5、INV11、INV12：反相器

Lo_ocp：比较器

Lp：电感器

NM1、NM2、NM3、NM4、NM11、NM12、NM13、NM14、NM15：N沟道MOS晶体管

OCP_Comp：过电流检测比较器

OR1、OR2、OR3、OR4、OR5：或门电路

P1：初级绕组

P2：辅助绕组

PC1：光电耦合器

PM1、PM2、PM3、PM11、PM12、PM13、PM14、PM15：P沟道MOS晶体管

PWM_Comp：PWM比较器

Q、Q1、Q2：开关元件

R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8、R9、R10、R11、R12、R13、R14、R21、R22、R23、R32、R33、R34、Rcs：电阻

R31：上拉电阻

Rs：电流检测电阻

S1、S2：次级绕组

SR1：并联稳压器

T1：变压器

Tonmax：比较器

ZCD_Comp：零电流检测比较器

具体实施方式

以下，以如下所述的开关电源装置为例参照附图对本发明的实施方式进行详细说明，所述开关电源装置具备从电感器的电流为零起使开关元件导通的电流临界模式的功率因数校正电路和LLC电流谐振型的DC-DC转换器。应予说明，在以下的说明中，端子名及该端子处的电压、信号等有时使用相同符号。

图1是示出本实施方式的开关电源装置的构成例的电路图，图2是示出控制IC的构成例的功能框图，图3是示出本实施方式的开关电源装置的动作波形的图。

本实施方式的开关电源装置，如图1所示地具备功率因数校正电路10、DC-DC转换器20、以及将功率因数校正电路10和DC-DC转换器20的控制功能内置于一个IC的控制IC30。

控制IC30具有用于功率因数校正电路10的PFC_OUT端子、PFC_RT端子、PFC_FB端子、PFC_CS端子和PFC_COMP端子。控制IC30还具有用于DC-DC转换器20的VB端子、HO端子、VS端子、LO端子、LLC_FB端子、LLC_CS端子和LLC_SS端子。控制IC30还具有电源相关的VH端子、VCC端子和GND端子。

在功率因数校正电路10中，交流电源AC的两个端子连接于二极管桥DB，二极管桥DB的正极输出端子连接于电感器Lp的一个端子。电感器Lp的另一个端子连接于二极管Dp的阳极端子，二极管Dp的阴极端子连接于平滑电容器Cbulk的正极端子。二极管桥DB的负极输出端子连接于电流检测电阻Rs的一个端子，电流检测电阻Rs的另一个端子连接于平滑电容器Cbulk的负极端子和控制IC30的GND端子。电感器Lp与二极管Dp的连接点介由开关元件Q而连接于控制IC30的GND端子。在图示的例子中开关元件Q使用N沟道MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。在该开关元件Q中，其漏极端子连接于电感器Lp与二极管Dp的连接点，栅极端子连接于控制IC30的PFC_OUT端子，源极端子连接于控制IC30的GND端子。二极管桥DB、电感器Lp、二极管Dp、平滑电容器Cbulk和开关元件Q构成了以使从二极管Dp输出的平均电流波形接近于交流输入电压的正弦波的方式校正功率因数，且输出经升压的直流的中间电压Vbulk的电路。

二极管桥DB与电流检测电阻Rs的连接点连接于电阻R1的一个端子，电阻R1的另一个端子连接于控制IC30的PFC_CS端子和电容器C1的一个端子。电容器C1的另一个端子连接于控制IC30的GND端子。在平滑电容器Cbulk的正极端子连接有电阻R2的一个端子，电阻R2的另一个端子连接于电阻R3的一个端子，电阻R3的另一个端子连接于平滑电容器Cbulk的负极端子。电阻R2与电阻R3的连接点连接于控制IC30的PFC_FB端子。并且，控制IC30的PFC_RT端子连接于电阻R4的一个端子，控制IC30的PFC_COMP端子连接于相位补偿用的电容器Ccomp的一个端子。电阻R4的另一个端子和电容器Ccomp的另一个端子分别连接于控制IC30的GND端子。

交流电源AC的两个端子还连接于二极管D1、D2的阳极端子，二极管D1、D2的阴极端子相互连接，并进一步连接到电流限制用的电阻R5的一个端子。电阻R5的另一个端子连接于控制IC30的VH端子。

DC-DC转换器20具有将高侧的开关元件Q1与低侧的开关元件Q2串联连接而构成的半桥电路。在图示的例子中开关元件Q1、Q2使用N沟道MOSFET。开关元件Q1的漏极端子连接于功率因数校正电路10的平滑电容器Cbulk的正极端子，开关元件Q2的源极端子连接于功率因数校正电路10的平滑电容器Cbulk的负极端子。

高侧的开关元件Q1的栅极端子连接于电阻R6的一个端子，电阻R6的另一个端子连接于控制IC30的HO端子。低侧的开关元件Q2的栅极端子连接于电阻R7的一个端子，电阻R7的另一个端子连接于控制IC30的LO端子。开关元件Q1、Q2的共用的连接点连接于控制IC30的VS端子和电容器C2的一个端子，电容器C2的另一个端子连接于控制IC30的VB端子。

开关元件Q1、Q2的共用的连接点还连接于变压器T1的初级绕组P1的一个端子，初级绕组P1的另一个端子连接于谐振电容器Cr的一个端子。谐振电容器Cr的另一个端子连接于控制IC30的GND端子。这里，位于变压器T1的初级绕组P1与次级绕组S1、S2之间的漏电感和谐振电容器Cr构成谐振电路。应予说明，也可以不使用漏电感，而将与构成变压器T1的电感不同的另一个电感器与谐振电容器Cr串联连接，将该电感器作为谐振电路的谐振电抗。谐振电容器Cr的一个端子还连接于分流电容器Crd的一个端子，分流电容器Crd的另一个端子连接于电阻Rcs的一个端子，电阻Rcs的另一个端子连接于控制IC30的GND端子。分流电容器Crd与电阻Rcs的共用的连接点连接于电阻R8的一个端子，电阻R8的另一个端子连接于控制IC30的LLC_CS端子和电容器C3的一个端子。电容器C3的另一个端子连接于控制IC30的GND端子。

控制IC30的VCC端子连接于电阻R9的一个端子，电阻R9的另一个端子连接于二极管D3的阳极端子，二极管D3的阴极端子连接于控制IC30的VB端子。

变压器T1在其初级侧具有辅助绕组P2。辅助绕组P2的一个端子连接于二极管D4的阳极端子，二极管D4的阴极端子连接于电容器Cvcc的正极端子。电容器Cvcc的负极端子连接于辅助绕组P2的另一个端子和控制IC30的GND端子。二极管D4与电容器Cvcc的共用的连接点连接于控制IC30的VCC端子。并且，控制IC30的LLC_SS端子连接于软启动电容器Css的一个端子，软启动电容器Css的另一个端子连接于控制IC30的GND端子。

变压器T1的次级绕组S1的一个端子连接于二极管D5的阳极端子，次级绕组S2的一个端子连接于二极管D6的阳极端子。二极管D5、D6的阴极端子连接于输出电容器Co的正极端子。输出电容器Co的负极端子连接于次级绕组S1、S2的共用的连接点和接地。次级绕组S1、S2、二极管D5、D6和输出电容器Co构成对在次级绕组S1、S2产生的交流电压进行整流、平滑而转换为直流的输出电压Vo的电路，并构成开关电源装置的输出电路。

输出电容器Co的正极端子介由电阻R10而连接于光电耦合器PC1的发光二极管的阳极端子，发光二极管的阴极端子连接于并联稳压器SR1的阴极端子。在发光二极管的阳极端子与阴极端子之间连接有电阻R11。并联稳压器SR1的阳极端子接地。并联稳压器SR1具有连接于在输出电容器Co的正极端子与负极端子之间串联连接的电阻R12、R13的连接点的参考端子。并联稳压器SR1在参考端子与阴极端子之间连接有电阻R14和电容器C4的串联电路。该并联稳压器SR1使电流在光电耦合器PC1的发光二极管流通，所述电流与对输出电压Vo(输出电容器Co的两端电压)进行分压而得到的电压与内置的基准电压之差对应。光电耦合器PC1的光电晶体管，其集电极端子连接于控制IC30的LLC_FB端子，发射极端子连接于控制IC30的GND端子，在集电极端子与发射极端子之间连接有电容器C5。

如图2所示，控制IC30具有输入端子连接于VH端子的起动电路31，起动电路31的输出端子连接于VCC端子。VCC端子连接于低电压保护(UVLO：Under Voltage Lock Out)电路32，该低电压保护电路32连接于起动电路31。

控制IC30还具有控制功率因数校正电路10的PFC控制电路(第一控制电路)33、PFC开关检测电路(开关动作检测电路)34、控制DC-DC转换器20的LLC控制电路(第二控制电路)35、高侧驱动电路36和低侧驱动电路37。PFC控制电路33连接于低电压保护电路32、PFC_OUT端子、PFC_RT端子、PFC_FB端子、PFC_CS端子、PFC_COMP端子和PFC开关检测电路34。PFC开关检测电路34连接于低电压保护电路32和LLC控制电路35。LLC控制电路35连接于LLC_FB端子、LLC_CS端子、LLC_SS端子、高侧驱动电路36和低侧驱动电路37。高侧驱动电路36连接于VB端子、HO端子、VS端子，低侧驱动电路37连接于LO端子。

接下来，参照图3的动作波形对具有以上结构的开关电源装置的动作进行说明。

首先，在通入电源而从交流电源AC接收到交流电压ACIN时，该交流电压ACIN由二极管D1、D2进行全波整流。全波整流而得到的脉动电流介由电阻R5被输入到控制IC30的VH端子。在VH端子连接有高耐压的起动电路31，利用该起动电路31调整电压而得到的电流从VCC端子被输出。在VCC端子连接有电容器Cvcc，该电容器Cvcc由从VCC端子输出的电流进行充电。VCC端子为控制IC30自身的电源端子，施加于VCC端子的电容器Cvcc的电压成为控制IC30的电源电压。

此时，功率因数校正电路10还未起动。可是，由于交流电压ACIN由二极管桥DB来进行全波整流，并由电感器Lp和平滑电容器Cbulk进行平滑，所以功率因数校正电路10输出仅对交流电压ACIN进行整流、平滑而得到的电压的中间电压Vbulk。

在控制IC30的VCC端子连接有检测VCC端子的电压的低电压保护电路32。该低电压保护电路32具有将VCC端子的电压与两个阈值Vccon、Vccoff(Vccon>Vccoff)进行比较的迟滞比较器。低电压保护电路32输出在起动时将PFC控制电路33的动作锁定的低电压保护信号，防止因VCC端子的电压为低电压而引起的功率因数校正电路10的误动作。如果VCC端子的电压超过作为UVLO解除电压的阈值Vccon，则低电压保护电路32输出指示PFC控制电路33开始动作的信号Enb1(第一使能信号)。PFC控制电路33如果接收到信号Enb1，则解除低电压保护功能而从待机状态切换为动作状态。应予说明，低电压保护电路32在VCC端子的电压低于阈值Vccoff时，再次输出低电压保护信号。

PFC控制电路33如果接收到信号Enb1而开始动作，则根据后述的误差放大器ErrAMP的作用而从PFC_COMP端子输出拉电流。由此，连接于PFC_COMP端子的相位补偿用的电容器Ccomp被充电而使PFC_COMP端子的电压逐渐上升。如果该PFC_COMP端子的电压超过预先设定的开关开始电压，即阈值Vth_comp(第一阈值电压)，则PFC控制电路33开始输出使开关元件Q进行开关的驱动信号pfc_out，并从PFC_OUT端子输出该驱动信号pfc_out。通过开关元件Q开始开关动作，功率因数校正电路10起动而开始升压动作，并输出经升压的中间电压Vbulk。

该中间电压Vbulk被由电阻R2、R3构成的分压电路进行分压，并将分压得到的电压提供给PFC_FB端子，功率因数校正电路10以使中间电压Vbulk维持恒定的电压的方式进行控制。此外，电流检测电阻Rs检测在功率因数校正电路10流通的电流而转换为电压，并将转换得到的电压介由电阻R1和电容器C1所构成的噪声滤波器而提供给PFC_CS端子。在PFC控制电路33中，监视该转换得到的电压，在功率因数校正电路10流通的电流超过预定的阈值的情况下，内置的过电流保护电路进行动作，功率因数校正电路10停止开关动作。

在PFC控制电路33接收到信号Enb1的相同时刻，信号Enb1也被提供给起动电路31。由此，起动电路31的动作停止，减少在起动电路31上的功耗。

PFC控制电路33在输出驱动信号pfc_out时，向PFC开关检测电路34提供PFC开关信号pfc_q。PFC开关检测电路34如果接收到PFC开关信号pfc_q而检测到PFC控制电路33使开关动作开始的情况，则向LLC控制电路35输出指示开始动作的信号Enb2(第二使能信号)。PFC开关检测电路34由于在PFC控制电路33使开关动作开始之后紧接着向LLC控制电路35指示开始动作，所以能够以最短时间指示LLC控制电路35开始动作。

LLC控制电路35如果接收到信号Enb2则切换为活动状态。如果LLC控制电路35成为活动状态，则向软启动端子(LLC_SS端子)提供恒定电流，连接于LLC_SS端子的软启动电容器Css开始充电。如果软启动电容器Css的电压超过使开关动作开始的电压Vth_sson(第二阈值电压)，则LLC控制电路35输出高侧驱动信号hiout和低侧驱动信号loout。此时，功率因数校正电路10输出的中间电压Vbulk从仅对交流电压ACIN进行整流、平滑而得到的电压提高了电压ΔVup。高侧驱动信号hiout被提供给高侧驱动电路36，低侧驱动信号loout被提供给低侧驱动电路37。在高侧驱动电路36中，接收到的高侧驱动信号hiout由电平转换电路进行电平转换，并通过驱动电路来提高驱动能力，提供给HO端子。在低侧驱动电路37中，接收到的低侧驱动信号loout通过驱动电路来提高驱动能力，提供给LO端子。由此，DC-DC转换器20开始开关动作，从变压器T1的次级侧输出的输出电压Vo逐渐地上升。如果变压器T1的次级侧的输出电压Vo开始上升，则变压器T1的辅助绕组P2的电压也上升，并向控制IC30的VCC端子提供电流。

该输出电压Vo由并联稳压器SR1来检测，并介由光电耦合器PC1反馈到LLC_FB端子，由此，控制在预定的恒定的电压。在该DC-DC转换器20进行开关动作时，在谐振电容器Cr流通的电流由分流电容器Crd和电阻Rcs分流，并且分流出的电流由电阻Rcs转换为电压Vcs。该电压Vcs介由电阻R8和电容器C3所构成的噪声滤波器而提供给LLC_CS端子。在LLC控制电路35中，监视该电压Vcs，并在该电压Vcs超过预定的阈值的情况下，内置的过电流保护电路进行动作，DC-DC转换器20的开关动作停止。

如上所述，该开关电源装置由于没有使用电感器Lp的辅助绕组，所以能够降低开关电源装置的成本。此外，控制IC30的电源没有使用从电感器Lp的辅助绕组提供的电流，因此，能够在变压器T1的辅助绕组P2得到与在变压器T1的次级侧绕组产生的电压成比例的电压。这一情况使得在LLC控制电路35内置过电压保护功能成为可能。进一步地，该开关电源装置在通入电源时，首先使PFC控制电路33处于活动状态，并在PFC控制电路33使开关动作开始之后仅延迟时间Δt而使LLC控制电路35处于活动状态。即，由于在功率因数校正电路10的升压动作中中间电压Vbulk充分上升之后，使后级的DC-DC转换器20进行动作，所以后级的电流供给能力变大，其结果能够得到稳定的起动特性。

应予说明，在使该LLC控制电路35的开关延迟的期间，停止向VCC端子提供电流，因此VCC端子的电压下降。如果VCC端子的电压过度下降而下降到阈值Vccoff，则低电压保护电路32的保护电路再次动作。因此，以利用连接于VCC端子的电容器Cvcc所存储的电荷使VCC端子的电压维持在阈值Vccoff以上的方式设定电容器Cvcc的容量。

接下来，对控制IC30的PFC控制电路33、PFC开关检测电路34和LLC控制电路35的具体构成例进行说明

图4是示出PFC控制电路33的具体构成例的电路图，图5是示出PFC控制电路33的重启定时器的具体构成例的电路图，图6是示出PFC控制电路33的振荡波形的图，图6的(A)是成为误差放大器ErrAMP的输出电压的PFC_COMP端子的电压低时的图，图6的(B)是PFC_COMP端子的电压高时的图。

PFC控制电路33具有从低电压保护电路32接收指示开始动作的信号Enb1的Enb1端子。该Enb1端子连接于反相器INV1的输入端子，在反相器INV1的输出端子输出将信号Enb1反转而得到的信号Enb1bar。

PFC_FB端子连接于误差放大器ErrAMP的反相输入端子(-)。该误差放大器ErrAMP具有将向非反相输入端子(+)输入的电压与向反相输入端子(-)输入的电压的差分电压转换为电流的跨导运算放大器(OTA：Operational Transconductance Amplifier)的结构。在误差放大器ErrAMP的非反相输入端子(+)施加基准电压的2.5伏(V)，误差放大器ErrAMP的输出端子连接于PFC_COMP端子。误差放大器ErrAMP输出使拉电流大幅变化以达到PFC_FB端子的电压低于2.5V的程度，此外，使灌电流大幅变化以达到PFC_FB端子的电压高于2.5V的程度的电流信号pfc_comp。PFC控制电路33以使PFC_FB端子的电压成为2.5V的方式进行脉冲宽度调制(PWM：Pulse Width Modulation)控制。因此，连接于PFC_FB端子的中间电压检测用的分压电路以在中间电压Vbulk升压到目标电压(例如，400V)时，成为2.5V的方式设定电阻R2、R3的分压比。

误差放大器ErrAMP的输出端子还连接于N沟道MOS(Metal-Oxide-Semiconductor：金属-氧化物-半导体)晶体管NM1的漏极端子。在N沟道MOS晶体管NM1的栅极端子施加信号Enb1bar，N沟道MOS晶体管NM1的源极端子连接于GND线。由此，N沟道MOS晶体管NM1作为根据信号Enb1bar使误差放大器ErrAMP的输出端子固定于GND线或从GND线断开的开关而发挥功能。

PFC_RT端子连接于N沟道MOS晶体管NM2的源极端子和运算放大器Amp1的反相输入端子(-)。在运算放大器Amp1的非反相输入端子(+)施加基准电压的2.8V，运算放大器Amp1的输出端子连接于N沟道MOS晶体管NM2的栅极端子。N沟道MOS晶体管NM2的漏极端子连接于P沟道MOS晶体管PM1、PM2的漏极端子。P沟道MOS晶体管PM1、PM2的源极端子连接于5V的电源线。在P沟道MOS晶体管PM1的栅极端子施加信号Enb1。P沟道MOS晶体管PM2的栅极端子连接于自身的漏极端子和P沟道MOS晶体管PM3的栅极端子。P沟道MOS晶体管PM3的源极端子连接于5V的电源线。这里，N沟道MOS晶体管NM2和运算放大器Amp1根据运算放大器Amp1的虚拟短路而将PFC_RT端子固定为2.8V，并将该被固定的2.8V施加到连接于PFC_RT端子的电阻R4。由此，在构成电流镜电路的P沟道MOS晶体管PM2流通由2.8V和电阻R4的值确定的电流，并将复制了该电流的电流Iramp从P沟道MOS晶体管PM3输出。应予说明，P沟道MOS晶体管PM1在信号Enb1为高(H)电平时被关断，P沟道MOS晶体管PM2、PM3作为电流镜电路而动作，输出恒定的电流Iramp。另一方面，在信号Enb1为低(L)电平时，P沟道MOS晶体管PM1被导通，P沟道MOS晶体管PM3因其栅极端子被设为电源电压的5V而被关断。由此，在不需要电流Iramp的情况下，能够停止电流Iramp的输出而实现降低功耗。

P沟道MOS晶体管PM3的漏极端子连接于电容器C10的一个端子和N沟道MOS晶体管NM3的漏极端子。电容器C10的另一个端子连接于N沟道MOS晶体管NM3的源极端子、电容器C11的一个端子和运算放大器Amp2的输出端子。电容器C11的另一个端子连接于GND线。运算放大器Amp2将其输出端子连接于反相输入端子(-)而构成电压跟随器，并输出与施加于非反相输入端子(+)的0.6V相等的电压，将电容器C11的端子间电压固定在0.6V。该0.6V相当于作为功率因数校正电路10的开关开始电压的阈值Vth_comp(参照图3)。在与电容器C10并联连接的N沟道MOS晶体管NM3的栅极端子施加有后述的信号pfc_qb。在信号pfc_qb为H电平时，N沟道MOS晶体管NM3导通，将电容器C10短路。在信号pfc_qb为L电平时，N沟道MOS晶体管NM3关断，电容器C10由电流Iramp以恒定电流进行充电。由此，在P沟道MOS晶体管PM3的漏极端子与电容器C10的连接点生成从0.6V以一定的斜率上升的斜坡信号Ramp。

斜坡信号Ramp被输入到PWM(脉冲宽度调制)比较器PWM_Comp的非反相输入端子(+)，在PWM比较器PWM_Comp的反相输入端子(-)输入误差放大器ErrAMP所输出的电流信号pfc_comp。PWM比较器PWM_Comp的输出连接于或门电路OR1的输入端子之一。

斜坡信号Ramp还被输入到比较器Tonmax的非反相输入端子(+)，在比较器Tonmax的反相输入端子(-)施加有规定斜坡信号Ramp的上限值的4.0V。比较器Tonmax的输出连接于或门电路OR1的输入端子之一。

PFC_CS端子被提供有与在功率因数校正电路10流通的电流相当的电压。由于该提供给PFC_CS端子的电压是随着在功率因数校正电路10流通的电流越大则绝对值变得越大的负电压，所以，这里将该负电压电平转换为正电压。经电平转换的电压成为随着在功率因数校正电路10流通的电流越大则变得越小那样的正电压。为了将负电压电平转换为正电压，PFC_CS端子介由将电阻R21、R22、R23串联连接而成的分压电路而连接于作为基准电压的0.8V的线。电阻R21与电阻R22的连接点连接于过电流检测比较器OCP_Comp的反相输入端子(-)，在过电流检测比较器OCP_Comp的非反相输入端子(+)施加有基准电压的115毫伏(mV)。过电流检测比较器OCP_Comp的输出端子连接于或门电路OR1的输入端子之一。

电阻R22与电阻R23的连接点连接到零电流检测比较器ZCD_Comp的非反相输入端子(+)，在零电流检测比较器ZCD_Comp的反相输入端子(-)施加有基准电压的20mV。零电流检测比较器ZCD_Comp的输出端子连接于重启定时器41和ZCD延迟电路42。重启定时器41和ZCD延迟电路42的输出连接于或门电路OR2的输入端子，或门电路OR2的输出端子连接于脉冲生成电路43。脉冲生成电路43的输出连接于复位优先的RS触发器44的置位端子，RS触发器44的复位端子连接有或门电路OR1的输出端子。RS触发器44的输出端子连接于向PFC开关检测电路34输出PFC开关信号pfc_q的PFC_Q端子，还连接于反相器INV2的输入端子。反相器INV2的输出端子连接于N沟道MOS晶体管NM3的栅极端子和重启定时器41，输出经反转的信号pfc_qb。RS触发器44的输出端子还连接于驱动器45的输入端子，驱动器45的输出端子连接于PFC_OUT端子。

重启定时器41如图5所示具有输入信号pfc_qb和信号Enb1的与门电路AND1，与门电路AND1的输出端子连接于N沟道MOS晶体管NM4的栅极端子。N沟道MOS晶体管NM4的漏极端子连接有恒定电流电路46，N沟道MOS晶体管NM4的源极端子连接于GND线。N沟道MOS晶体管NM4的漏极端子与恒定电流电路46的连接点连接于电容器C12的一个端子和反相器INV3的输入端子。电容器C12的另一个端子连接于GND线。反相器INV3的输出端子连接于反相器INV4的输入端子，反相器INV4的输出端子连接于与门电路AND1的输入端子和单触发电路47的输入端子。单触发电路47的输出端子连接于或门电路OR2的输入端子，并且连接于RS触发器48的复位端子。在RS触发器48的置位端子输入有零电流检测信号zcd，RS触发器48的输出端子连接于与门电路AND1的输入端子。

接下来，对控制IC30的PFC控制电路33的动作进行说明。首先，在起动后紧接着通过起动电路31将起动电流提供给电容器Cvcc而使VCC端子的电压上升。在直到VCC端子的电压达到作为UVLO解除电压的阈值Vccon的期间，低电压保护电路32输出的信号Enb1为L电平。

此时，在PFC控制电路33中，P沟道MOS晶体管PM1导通而停止电流Iramp的供给，N沟道MOS晶体管NM1将PFC_COMP端子固定于GND线而使PFC_COMP端子的电压不上升。此外，重启定时器41也由于输入L电平的信号Enb1而输出L电平的信号。进一步地，或门电路OR1也因为输入有H电平的信号Enb1bar，而将RS触发器44设置为复位状态。因此，RS触发器44所输出的PFC开关信号pfc_q为L电平，PFC_OUT端子也被固定在L电平。

此时，反相器INV2输出H电平的信号pfc_qb。因此，N沟道MOS晶体管NM3导通而将振荡器的定时用的电容器C10的两端子短路。由此，斜坡信号Ramp被固定在0.6V。

PFC_COMP端子的电压由于被固定于GND线，所以比斜坡信号Ramp的0.6V小，PWM比较器PWM_Comp的输出成为H电平。由此，RS触发器44被复位，PFC_OUT端子成为L电平。应予说明，即使信号Enb1bar反转而使N沟道MOS晶体管NM1关断，PFC_COMP端子的电压开始上升，在其值小于0.6V期间，PWM比较器PWM_Comp的输出也保持在H电平。

如果VCC端子的电压上升而超过UVLO解除电压的阈值Vccon，则从低电压保护电路32向PFC控制电路33输入H电平的信号Enb1。由此，P沟道MOS晶体管PM1关断而开始电流Iramp的供给，并且N沟道MOS晶体管NM1关断而解除PFC_COMP端子向GND线的固定。

在功率因数校正电路10未开始开关时，由于还未进行升压动作所以中间电压Vbulk低，因此，对该中间电压Vbulk进行分压而得到的PFC_FB端子的电压也低。在此情况下，误差放大器ErrAMP输出大的拉电流，对连接于PFC_COMP端子的相位补偿用的电容器Ccomp进行充电。

在初始的信号Enb1为L电平的期间，由于未在电流检测电阻Rs流通电流，所以零电流检测信号zcd成为H电平。此外，由于如上所述RS触发器44为被复位的状态，所以信号pfc_qb成为H电平。在该状态下，由于信号Enb1为L电平，所以与门电路AND1的输出成为L电平。因此，N沟道MOS晶体管NM4关断，基于恒定电流电路46的电容器C12的充电不被中止而继续进行，电容器C12的充电的充电电压直接达到反相器INV3的反转阈值而使反相器INV4的输出成为H电平。

如果在该状态下信号Enb1反转为H电平，则与门电路AND1的输出成为H电平，N沟道MOS晶体管NM4导通而将电容器C12的电荷放电。于是，由于反相器INV4的输出成为L电平，所以与门电路AND1的输出再次成为L电平，基于恒定电流电路46的电容器C12的充电重新开始。

之后，反复进行“电容器C12的充电电压达到反相器INV3的反转阈值→将电容器C12的电荷放电而重新开始电容器C12的充电”这样的循环。并且，在电容器C12的充电电压每次达到反相器INV3的反转阈值时，从单触发电路47输出启动脉冲。

脉冲生成电路43从单触发电路47接收启动脉冲而输出使RS触发器44置位的脉冲，但在RS触发器44被输入有复位信号期间，成为无效的信号。

如上所述，如果PFC_COMP端子的电压成为0.6V以上，则RS触发器44的复位信号错误，之后如果从单触发电路47输出启动脉冲，则RS触发器44被置位，信号pfc_qb成为L电平，而结束上述循环，并转移到以下的通常循环。

通常循环成为“RS触发器44被置位而开始开关元件Q的导通动作和电容器C12的充电→如果开关元件Q的关断条件满足则RS触发器44被复位而使开关元件Q关断→在电感器Lp上流通的电流减小，如果零电流检测比较器ZCD_Comp检测到零值电流，则将电容器C12的电荷放电→如果经过基于ZCD延迟电路42的延迟时间，则RS触发器44被置位而重新开始电容器C12的充电”这样的循环。

应予说明，由于基于电容器C12的充放电的周期设定得比利用零电流检测比较器ZCD-Comp检测到零值电流的周期长，所以通常生成启动脉冲仅在紧接着起动后。但是，如果因某种问题而持续零电流检测比较器ZCD_Comp未检测到零值电流的状态，则重启定时器41强制地使开关元件Q关断。

如果零电流检测比较器ZCD-Comp检测到零值电流，则ZCD延迟电路42使零电流检测信号zcd延迟与使施加到开关元件Q的漏极的谐振电压成为最小的相位之间的差，并将延迟得到的信号提供给脉冲生成电路43。由此，从脉冲生成电路43输出用于继续进行开关的脉冲，RS触发器44被置位，并从输出端子输出H电平的PFC开关信号pfc_q。此时，PFC开关信号pfc_q由驱动器45来增大驱动能力而成为驱动信号pfc_out，并从PFC_OUT端子提供给开关元件Q的栅极端子。由此，开关元件Q导通而使电感器Lp与二极管Dp的连接点的电压，即开关元件Q的漏极电压成为零。在开关元件Q导通时在电感器Lp流通与施加到电感器Lp的电压(AC输入的整流电压)和导通之后的时间成比例的电流。

H电平的PFC开关信号pfc_q被反相器INV2反转而成为L电平的信号pfc_qb，该信号pfc_qb被提供给N沟道MOS晶体管NM3的栅极端子。由此，N沟道MOS晶体管NM3关断，因此，在P沟道MOS晶体管PM3的漏极端子与电容器C10的连接点生成从0.6V以一定的斜率上升的斜坡信号Ramp。该斜坡信号Ramp通过PWM比较器PWM_Comp而与误差放大器ErrAMP所输出的电流信号pfc_comp进行比较。如果斜坡信号Ramp的电压超过误差放大器ErrAMP输出的电流信号pfc_comp，则PWM比较器PWM_Comp输出H电平的信号，该信号介由或门电路OR1提供到RS触发器44的复位端子。由此，RS触发器44被复位而输出L电平的PFC开关信号pfc_q。由此，开关元件Q被关断。此时，电感器Lp的电流成为对平滑电容器Cbulk充电而形成中间电压Vbulk的电流，随时间推移而减小。

RS触发器44输出的L电平的PFC开关信号pfc_q被反相器INV2反转而成为H电平的信号pfc_qb，并提供给N沟道MOS晶体管NM3的栅极端子。由此，N沟道MOS晶体管NM3导通而将电容器C10短路。

这样，功率因数校正电路10根据电流信号pfc_comp与斜坡信号Ramp的比较而进行PWM动作，以使PFC_FB端子成为2.5V，即中间电压Vbulk成为目标电压(例如，400V)的方式进行控制。在该PWM动作中，在PFC_FB端子比2.5V高时，误差放大器ErrAMP输出灌电流。此时，如图6的(A)所示，PFC_COMP端子的电压V_pfc_comp_1由于连接于PFC_COMP端子的电容器Ccomp的电荷被放电而变低。由此，从PFC_OUT端子输出的驱动信号pfc_out的脉冲宽度变窄而使中间电压Vbulk的电压下降。另一方面，在PFC_FB端子比2.5V低时，误差放大器ErrAMP输出拉电流。此时，如图6的(B)所示，PFC_COMP端子的电压V_pfc_comp_2由于连接于PFC_COMP端子的电容器Ccomp被充电而变高。由此，从PFC_OUT端子输出的驱动信号pfc_out的脉冲宽度变宽而使中间电压Vbulk的电压上升。

应予说明，由于PFC_COMP端子的电压在输入电压的一个周期左右基本不变，所以可以将输入电压的一个周期间的开关元件Q的导通时间看作一定。因此，各开关周期内的输入电流的峰值与输入电压成比例(峰电流＝L1的施加电压×导通时间/L1(L1为电感器Lp的电感))，从而执行功率因数校正。

进一步地，在该PFC控制电路33中，如果过电流检测比较器OCP_Comp检测到过电流而输出H电平的过电流保护信号ocp1，则RS触发器44被复位，强制地停止开关动作。此外，在比较器Tonmax检测到斜坡信号Ramp的电压超过了4.0V时，RS触发器44也被复位，使驱动信号pfc_out为L电平而强制地停止开关动作。

PFC开关检测电路34如图7的(A)所示，具有反相器INV5和RS触发器49。接收PFC开关信号pfc_q的端子连接于RS触发器49的置位端子，RS触发器49的输出端子连接于将信号Enb2输出的端子。接收信号Enb1的端子连接于反相器INV5的输入端子，反相器INV5的输出端子连接于RS触发器49的复位端子。

PFC开关检测电路34从低电压保护电路32接收信号Enb1，在信号Enb1为L电平的期间，如图7的(B)所示，RS触发器49被复位，输出L电平的信号Enb2。

这里，如果PFC开关检测电路34被输入指示PFC控制电路33开始动作的H电平的信号Enb1，则RS触发器49成为接受PFC开关信号pfc_q的状态。RS触发器49如果被输入PFC开关信号pfc_q，则在PFC开关信号pfc_q最初成为H电平的时刻切换为输出状态，输出H电平的信号Enb2。之后，PFC开关检测电路34在直到信号Enb1再次返回L电平为止将信号Enb2维持在H电平。

这样，PFC开关检测电路34在被输入有H电平的信号Enb1时，如果与使开关元件Q进行开关的驱动信号pfc_out基本相同的信号，即PFC开关信号pfc_q被输入，则输出H电平的信号Enb2。该H电平的信号Enb2作为指示LLC控制电路35开始动作的信号进行供给。

图8是示出LLC控制电路的具体构成例的电路图，图9是示出LLC控制电路在开始开关动作时的软启动动作中的波形的图，图9的(A)是软启动电容器的电压低时的开关波形，图9的(B)是软启动电容器的电压高时的开关波形。

LLC控制电路35具有从PFC开关检测电路34接收指示开始动作的信号Enb2的Enb2端子。该Enb2端子与反相器INV11的输入端子连接，在反相器INV11的输出端子输出将信号Enb2反转而得到的Enb2bar。

LLC控制电路35具有与光电耦合器PC1的光电晶体管的集电极端子和电容器C5连接的LLC_FB端子，该LLC_FB端子连接于上拉电阻R31的一个端子。上拉电阻R31的另一个端子连接于5V的电源线。LLC_FB端子还连接于N沟道MOS晶体管NM11的漏极端子，N沟道MOS晶体管NM11的源极端子连接于GND线，并在栅极端子施加有将信号Enb2反转而得到的信号Enb2bar。从上拉电阻R31与N沟道MOS晶体管NM11的漏极端子的连接点输出信号llc_fb。

LLC控制电路35还具有与软启动电容器Css连接的LLC_SS端子，该LLC_SS端子连接于恒定电流电路51的一个端子，恒定电流电路51的另一个端子连接于5V的电源线。LLC_SS端子还连接于N沟道MOS晶体管NM12的漏极端子，N沟道MOS晶体管NM12的源极端子连接于GND线，并在栅极端子施加有将信号Enb2反转而得到的信号Enb2bar。从恒定电流电路51与N沟道MOS晶体管NM12的漏极端子的连接点输出信号llc_ss。

LLC控制电路35具有LLC振荡器的定时电容器Cosc，该定时电容器Cosc的一个端子连接于N沟道MOS晶体管NM13的漏极端子。N沟道MOS晶体管NM13的源极端子连接于定时电容器Cosc的另一个端子，并连接于GND线，在栅极端子施加有将信号Enb2反转而得到的信号Enb2bar。

在定时电容器Cosc的一个端子连接有能够快速充电和慢速充电的充电电路。即，该充电电路具有P沟道MOS晶体管PM11、PM12，这些P沟道MOS晶体管PM11、PM12的源极端子连接于5V的电源线。P沟道MOS晶体管PM11、PM12的漏极端子相互连接，并且连接于N沟道MOS晶体管NM14的漏极端子。N沟道MOS晶体管NM14的源极端子连接于电阻R32的一个端子，电阻R32的另一个端子连接于GND线。N沟道MOS晶体管NM14的源极端子还连接于运算放大器Amp3的反相输入端子(-)。在运算放大器Amp3的非反相输入端子(+)施加有基准电压的0.5V，运算放大器Amp3的输出端子连接于N沟道MOS晶体管NM14的栅极端子。P沟道MOS晶体管PM12的漏极端子连接于自身的栅极端子和P沟道MOS晶体管PM13、PM14的栅极端子，P沟道MOS晶体管PM13、PM14的源极端子连接于5V的电源线。

这里，P沟道MOS晶体管PM12与P沟道MOS晶体管PM13和P沟道MOS晶体管PM14构成电流镜电路。电流镜电路的输入电流是通过根据运算放大器Amp3的两个输入的虚拟短路将由运算放大器Amp3和N沟道MOS晶体管NM14施加到电阻R32的电压固定为0.5V而得到的电流。该输入电流被复制而从P沟道MOS晶体管PM13和P沟道MOS晶体管PM14的漏极端子输出与输入电流成比例的电流。在该实施方式中，以在将P沟道MOS晶体管PM14输出的电流设为电流I时，使P沟道MOS晶体管PM13输出的电流成为电流I×8的方式设定镜比。

P沟道MOS晶体管PM13的漏极端子连接于P沟道MOS晶体管PM15的源极端子。P沟道MOS晶体管PM15的漏极端子连接于P沟道MOS晶体管PM14的漏极端子和定时电容器Cosc的一个端子。在P沟道MOS晶体管PM15的栅极端子施加有L电平的后述的信号min_cmp而将P沟道MOS晶体管PM15导通时，电流I×(1+8)被提供给定时电容器Cosc。在P沟道MOS晶体管PM15的栅极端子施加有H电平的信号min_cmp而将P沟道MOS晶体管PM15关断时，电流I被提供给定时电容器Cosc。

由于以上的充电电路能够提供两种电流，所以与定时电容器Cosc一同构成生成具有两个坡度的斜坡电压的斜坡电压生成电路。

此外，在与P沟道MOS晶体管PM12并联连接的P沟道MOS晶体管PM11的栅极端子施加有信号Enb2。在被施加有L电平的信号Enb2而将P沟道MOS晶体管PM11导通的情况下，P沟道MOS晶体管PM12、PM13、PM14因它们的栅极端子连接于5V的电源线而关断。即，充电电路停止向定时电容器Cosc的充电电流供给动作。

定时电容器Cosc的一个端子还分别连接于比较器52、53、54的非反相输入端子(+)。在比较器53的反相输入端子(-)施加有信号llc_ss，在比较器54的反相输入端子(-)施加有信号llc_fb。在比较器52的反相输入端子(-)施加有基准电压的0.4V，比较器52的输出端子连接于单触发电路55的输入端子，并且也连接于P沟道MOS晶体管PM15的栅极端子。单触发电路55的输出端子连接于RS触发器56的置位端子，RS触发器56的输出端子连接于与门电路AND2、AND3的一个输入端子。比较器53、54的输出端子连接于或门电路OR3的输入端子，或门电路OR3的输出端子连接于或门电路OR4的一个输入端子和反转触发器57的触发端子T。或门电路OR4的输出端子连接于RS触发器56的复位端子。反转触发器57的输出端子连接于与门电路AND2的另一个输入端子，反转触发器57的反转输出端子连接于与门电路AND3的另一个输入端子。与门电路AND2的输出端子连接于输出低侧驱动信号loout的端子，与门电路AND3的输出端子连接于输出高侧驱动信号hiout的端子。

或门电路OR3的输出端子还连接于死区时间信号发生器58的输入端子，死区时间信号发生器58的输出端子连接于N沟道MOS晶体管NM15的栅极端子。N沟道MOS晶体管NM15的漏极端子连接于定时电容器Cosc的一个端子，N沟道MOS晶体管NM15的源极端子连接于GND线。在死区时间信号发生器58还输入有允许产生死区时间信号的动作的信号Enb2。

LLC控制电路35具有接收将与谐振电流成比例的电流转换为电压而得到的电流检测信号的LLC_CS端子。该LLC_CS端子连接于电阻R33的一个端子，电阻R33的另一个端子连接于电阻R34的一个端子，电阻R34的另一个端子连接于5V的电源线。该电阻R33、R34用于将以0V为基准而正负变化的电流检测信号电平转换为0V以上。

电阻R33与电阻R34的共用的连接点分别连接于低侧过电流检测用的比较器Lo_ocp和高侧过电流检测用的比较器Hi_ocp的非反相输入端子(+)。在比较器Lo_ocp的反相输入端子(-)施加有基准电压的0.5V，在比较器Hi_ocp的反相输入端子(-)施加有基准电压的4.5V。比较器Lo_ocp的输出端子连接于反相器INV12的输入端子，反相器INV12的输出端子连接于与门电路AND4的一个输入端子。比较器Hi_ocp的输出端子连接于与门电路AND5的一个输入端子。在与门电路AND4的另一个输入端子输入有低侧驱动信号loout，在与门电路AND5的另一个输入端子输入有高侧驱动信号hiout。与门电路AND4、AND5的输出端子分别连接于或门电路OR5的输入端子，或门电路OR5的输出端子连接于或门电路OR4的另一个输入端子。这里，比较器Hi_ocp、比较器Lo_ocp、反相器INV12、与门电路AND4、与门电路AND5和或门电路OR5构成过电流保护电路。

在以上的构成的LLC控制电路35中，首先，在PFC控制电路33开始进行开关元件Q的开关之前，信号Enb2成为L电平，其反相的信号Enb2bar成为H电平。此时，LLC_SS端子、LLC_FB端子、LLC振荡器的定时电容器Cosc利用N沟道MOS晶体管NM11、NM12、NM13而固定于GND线，处于不进行开关的状态。

如果PFC开关检测电路34检测到开关元件Q开始开关，则PFC开关检测电路34输出的信号Enb2切换为H电平。此时，将LLC_SS端子、LLC_FB端子、LLC振荡器的定时电容器Cosc固定于GND线的N沟道MOS晶体管NM11、NM12、NM13被关断。由此，开始向连接于LLC_SS端子的软启动电容器Css、连接于LLC_FB端子的电容器C5和LLC振荡器的定时电容器Cosc充电。

但是，在该时刻，定时电容器Cosc也被N沟道MOS晶体管NM15固定于GND线，因此，未开始向定时电容器Cosc充电。

根据信号Enb2成为H电平，死区时间信号发生器58开始动作，并在经过一定的死去时间时，使将定时电容器Cosc固定于GND线的N沟道MOS晶体管NM15关断。此时，由于P沟道MOS晶体管PM11已经关断，且从比较器52接收L电平的信号min_cmp的P沟道MOS晶体管PM15导通，所以定时电容器Cosc开始快速充电。

如果定时电容器Cosc的电压达到0.4V，则比较器52的输出状态切换为H电平。由此，P沟道MOS晶体管PM15被关断，因此，如图9的(A)和(B)所示，定时电容器Cosc的充电在定时电容器Cosc的电压达到0.4V的时刻切换为慢速充电。

此时，由单触发电路55生成导通信号，将RS触发器56置位，向与门电路AND2、AND3的一个输入端子输入H电平的信号。即，作为施加于比较器52的反相输入端子(-)的基准电压的0.4V相当于LLC电流谐振型的DC-DC转换器20的开关开始电压，即阈值Vth_sson(参照图3)。另一方面，关断信号toff由比较器53、54和或门电路OR3来生成。即，在定时电容器Cosc的电压从0.4V达到信号llc_fb的电压和信号llc_ss的电压中任一低的一方的电压时，生成关断信号toff。该关断信号toff介由或门电路OR4输入到RS触发器56的复位端子。因此，从与门电路AND2或与门电路AND3输出的低侧驱动信号loout或高侧驱动信号hiout的导通宽度为从生成导通信号起到生成关断信号toff为止的期间。因此，如图9的(A)所示，在软启动电容器Css的电压Vllc_ss_1低时，低侧驱动信号loout或高侧驱动信号hiout的导通宽度变窄而开关频率变高。另一方面，如图9的(B)所示，在软启动电容器Css的电压Vllc_ss_2高时，低侧驱动信号loout或高侧驱动信号hiout的导通宽度变宽而开关频率变低。

图9的(A)、图9的(B)示出信号llc_ss<信号llc_fb的软启动时的动作，但信号llc_ss>信号llc_fb的通常动作时的信号llc_fb与开关频率的关系也与图9的(A)和图9的(B)同样。即，信号llc_fb越大则开关频率变得越低。应予说明，在LLC电流谐振型的DC-DC转换器20中，开关频率越低则输出电压/输入电压的比率变得越高。

此外，关断信号toff输入到反转触发器57的触发端子T。反转触发器57在每次输入有关断信号toff时，将输出信号和反转输出信号交替地反转。通过将该反转触发器57的输出信号和反转输出信号输入到与门电路AND2、AND3的另一个输入端子，从而交替地生成低侧驱动信号loout和高侧驱动信号hiout。低侧驱动信号loout发送到低侧驱动电路37，并在低侧驱动电路37生成利用驱动器提高了驱动能力的信号，从LO端子提供给开关元件Q2的栅极端子。高侧驱动信号hiout发送到高侧驱动电路36，并在高侧驱动电路36生成通过电平转换器后，利用驱动器提高了驱动能力的信号，从HO端子提供给开关元件Q1的栅极端子。

对连接于LLC_FB端子的电容器C5进行充电的基于上拉电阻R31的上拉电流设定得比从LLC_SS端子对软启动电容器Css进行充电的恒定电流电路51的电流大。因此，LLC_FB端子的电压Vllc_fb与LLC_SS端子的电压Vllc_ss相比先上升，因此LLC电流谐振型的DC-DC转换器20的动作开始之后紧接着利用LLC_SS端子的电压来控制开关频率。

LLC_SS端子的电压由于利用恒定电流电路51对软启动电容器Css进行恒定电流充电，所以逐渐地上升。由此，进行低侧驱动信号loout和高侧驱动信号hiout的导通宽度变宽，振荡频率从最大频率逐渐下降的软启动动作。

应予说明，在H电平的信号Enb2被输入后，不进行开关动作，直到LLC_SS端子达到0.4V。因此，通过调整外部连接的软启动电容器Css的容量，从而能够调整从检测到PFC开关起到DC-DC转换器20的开关开始为止的时间。

用于过电流检测的LLC_CS端子接收利用分流电容器Crd将谐振电容器Cr的电流进行分流，并利用电阻Rcs转换为电压Vcs，进而通过了由电阻R8和电容器C3构成的滤波器的信号。

LLC_CS端子的电流检测信号在以GND线为基准高侧导通的情况下变化为正电压，在低侧导通的情况下变化为负电压。由于在控制IC30内无法处理负电压，所以利用电阻R33、R34对5V的电阻分压而将LLC_CS端子的电压从0V基准的电平电平转换为2.5V基准的电平，并且利用比较器Hi_ocp、Lo_ocp进行比较。在图示的例子，比较器Hi_ocp、Lo_ocp的基准电压使用4.5V和0.5V，但它们如果换算成LLC_CS端子的电压，则成为4V和-4V。

这里，在比较器Hi_ocp检测到相当于过电流的电压的情况下，在高侧驱动信号hiout为导通(ON)的期间，将与门电路AND5的输出介由或门电路OR5、OR4提供给RS触发器56的复位端子。如果RS触发器56被复位，则高侧驱动信号hiout被强制为关断(OFF)。在比较器Lo_ocp检测到相当于过电流的电压的情况下，在低侧驱动信号loout为导通(ON)的期间，将与门电路AND4的输出介由或门电路OR5、OR4提供给RS触发器56的复位端子。如果RS触发器56被复位，则低侧驱动信号loout被强制为关断(OFF)。

以上的实施方式以电流临界模式的功率因数校正电路10与LLC电流谐振转换器的DC-DC转换器20的组合为例进行了说明，但这些仅是示例，能够在不脱离本发明的主旨的范围内进行各种变更。例如，功率因数校正电路不限于电流临界模式的功率因数校正电路，可以采用电流连续模式、电流不连续模式等其他方式的功率因数校正电路。此外，对于DC-DC转换器，也不限于LLC电流谐振转换器，可以采用反激PWM转换器、准谐振转换器(QR)、正激转换器等。

Claims

1.一种开关电源装置，其特征在于，具备：

功率因数校正电路，其从交流电源生成直流的中间电压；

DC-DC转换器，其从所述中间电压生成预定的值的直流电压；以及

控制IC，其将所述功率因数校正电路和所述DC-DC转换器的控制功能内置于一个IC而成，

所述控制IC具有：

起动电路，其根据对所述交流电源进行了整流而得到的脉动电流，输出对电压进行了调整而得到的电流，对控制IC用电源的电容器进行充电；

低电压保护电路，其监视所述电容器的电压，且当所述电容器的电压达到低电压保护解除电压时，输出第一使能信号，所述第一使能信号指示所述功率因数校正电路开始动作；

第一控制电路，其接收到所述第一使能信号而开始所述功率因数校正电路的开关控制；

开关动作检测电路，其检测到所述功率因数校正电路的开关动作而输出第二使能信号，所述第二使能信号指示所述DC-DC转换器开始动作；以及

第二控制电路，其接收到所述第二使能信号而开始所述DC-DC转换器的开关控制。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述功率因数校正电路是具有电感器和开关元件，并在电流临界模式下进行动作的升压电路，所述电流临界模式是以在所述电感器的电流成为零之后立即使所述开关元件导通的方式进行控制的模式。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述第一控制电路具有：

零电流检测比较器，其监视在所述电感器流通的电流而在所述电感器流通的电流成为零时输出使所述开关元件导通的信号；

误差放大器，其将与所述中间电压成比例的中间电压的比例电压与第一基准电压之差放大；以及

脉冲宽度调制比较器，其将该误差放大器的输出电压与通过对功率因数校正电路用振荡器的定时用电容器进行恒定电流充电而生成的斜坡电压进行比较，在所述斜坡电压超过所述误差放大器的输出电压时，输出使所述开关元件关断的信号。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

所述第一控制电路还具有：

电流检测电阻，其将在所述电感器流通的电流转换为电压；

电平转换器，其对由所述电流检测电阻检测到的信号进行电平转换而提供给所述零电流检测比较器；以及

延迟电路，其使由所述零电流检测比较器检测到的零电流检测信号延迟。

5.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，

当所述误差放大器的输出电压超过第一阈值电压时，所述第一控制电路使所述开关元件开始进行开关。

6.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述DC-DC转换器是LLC电流谐振转换器，且具有：

高侧开关元件和低侧开关元件，两者构成半桥电路而对所述中间电压进行切换；

电流谐振电路，其与所述高侧开关元件或所述低侧开关元件并联连接；

变压器，其初级绕组构成所述电流谐振电路的一部分；以及

输出电路，其对在所述变压器的次级绕组感应而得到的电压进行整流、平滑而输出预定的值的所述直流电压。

7.根据权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于，

所述第二控制电路具有：

斜坡电压生成电路，其通过对DC-DC转换器用振荡器的定时用电容器进行恒定电流充电而生成斜坡电压；

第一比较器，其在所述斜坡电压超过预定的电压时输出使所述高侧开关元件或所述低侧开关元件导通的信号；

第二比较器，其将反馈电压与所述斜坡电压进行比较，在所述斜坡电压超过所述反馈电压时输出使导通的所述高侧开关元件或所述低侧开关元件关断的信号，所述反馈电压与对所述输出电路的所述直流电压进行分压而得到的电压与第二基准电压之差对应；

RS触发器，其接收到所述导通的信号而被置位，接收到所述关断的信号而被复位；以及

反转触发器，其接收所述第一比较器的输出信号而将所述RS触发器的输出信号分为驱动所述高侧开关元件的高侧驱动用输出信号和驱动所述低侧开关元件的低侧驱动用输出信号。

8.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述DC-DC转换器还具有软启动电容器，所述第二控制电路还具有用于在接收到所述第二使能信号时对所述软启动电容器进行充电的恒定电流电路，在所述软启动电容器的电压超过第二阈值电压时使所述DC-DC转换器的开关元件开始进行开关。

9.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，

所述DC-DC转换器还具有将与所述电流谐振电路的谐振电流成比例的电流转换为电压而输出的电流检测电路，

所述第二控制电路还具有：

电平转换器，其对由所述电流检测电路检测到的信号进行电平转换；

第三比较器和第四比较器，两者将经过电平转换而得到的信号分别与高侧用阈值和低侧用阈值进行比较；

过电流保护电路，其在所述第三比较器或所述第四比较器检测到过电流时输出使所述RS触发器复位的信号。