CN105610315A - 用于启动单元电路的系统和方法 - Google Patents

Abstract

本申请涉及用于启动单元电路的系统和方法。根据一个实施例，一种电路包括：第一切换电路，耦合至电源输入端；第二切换电路，耦合至第一切换电路的输出端；源电容器，耦合至第二切换电路；以及启动单元，耦合至电源输入端和源电容器。启动单元被配置为当第二切换电路不被有效切换时，将电源输入端电耦合至源电容器。启动单元还被配置为当第二切换电路被有效切换时，使电源输入端与源电容器电断开。

Description

用于启动单元电路的系统和方法

本申请要求2014年11月17日提交的标题为“SystemandMethodforaSwitched-ModePowerSupply”的美国临时申请第62/080,689号的权益，其内容结合于此作为参考。

技术领域

本发明总的来说涉及切换电路，更具体地，涉及用于启动单元电路的系统和方法的实施例。

背景技术

电源系统在从计算机到汽车的许多电子应用中无处不在。通常，电源系统内的电压通过操作加载有电感器或变压器的开关执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC转换来生成。这些系统的一类包括切换模式电源(SMPS)。SMPS通常比其他类型的功率转换系统更加有效，因为功率转换是通过电感器或变压器的可控充电和放电来执行的，并且用于降低由于横跨阻性压降的功率消耗所引起的能量损失。

SMPS通常包括至少一个开关以及电感器或变压器。一些特定技术包括降压转换器、升压转换器和反激转换器等。控制电路通常用于打开和闭合开关以对电感器进行充电和放电。在一些应用中，提供给负载的电流和/或提供给负载的电压经由反馈回路来控制。

SMPS的一种应用是用于发光二极管(LED)的电源，诸如用于住宅和商业发光应用以替代白炽灯泡和节能灯(CFL)。在一些应用中，SMPS用于将AC线电压转换为DC电流来为LED供电。

发明内容

根据一个实施例，一种电路包括耦合至电源输入端的第一切换电路、耦合至第一切换电路的输出端的第二切换电路、耦合至第二切换电路的源电容器以及耦合至电源输入端和源电容器的启动单元。启动单元被配置为当第二切换电路不被有效切换时将电源输入端电耦合至源电容器。启动单元还被配置为当第二切换电路被有效切换时将电源输入端与源电容器电去耦。

附图说明

为了更好地理解本发明及其优点，现在结合附图进行以下描述，其中：

图1示出了可用于向电子系统提供电能的示例性切换模式电源(SMPS)系统；

图2示出了根据一个实施例的SMPS系统；

图3示出了示例性电源系统，其中示出了VCC电源电路和次级侧电路的进一步细节；

图4示出了传统的PFC；

图5示出了谐振半桥功率转换器的实施例的示意图；

图6示出了准谐振反激控制器的典型应用电路；

图7示出了PFC+LLC转换器的示例性应用；

图8示出了用于多输出应用的示例性应用电路；

图9示出了具有POWER_on信号的操作时序；

图10示出了用于VCC电容器的示例性启动单元的操作；

图11示出了启动阶段期间的示例性启动单元操作的波形图；

图12示出了当输入待机或突发模式操作时启动单元操作的波形图；以及

图13示出了用于启动单元和控制器IC的操作的示例性方法。

不同附图中的对应数字和符号通常表示对应的部分，除非另有指定。绘制附图以清楚地示出实施例的相关方面而不需要按比例绘制。

具体实施方式

以下详细讨论各个实施例的制造和使用。然而，应该理解，本文描述的各个实施例可应用于各种特定情况。所讨论的具体实施例仅仅是为了说明制造和使用各个实施例的具体方式，而不应以限制范围来构造。

相对于具体上下文(即切换电路，更具体为用于AC/DC转换器的切换电路)的实施例进行说明。本文所描述的各个实施例包括功率因子校正(PFC)、LLC谐振转换器和耦合至LLC谐振转换器用于AC/DC转换的PFC转换器。在其他实施例中，各个方面还可以应用于其他应用，包括根据本领域已知任何方式的任何类型的切换电路。

在一个实施例中，第一切换级和第二切换级串联耦合，并且控制器耦合至第一和第二切换级来向每一级提供开口控制信号。在电源输入端处向第一切换级提供电能以提供诸如AC-DC转换的转换。在一些实施例中，通过一个切换级的输出来为控制器供电。例如，第二切换级向控制器提供DC电能。在一些操作模式或阶段期间(诸如启动或待机阶段器件)，第二切换级可以被无效并且提供给控制器的电能被中断。为了放置电能中断，源电容器耦合至控制器并且在启动或待机阶段期间通过电源输入来充电。具体地，在启动或待机阶段期间，只要第二切换级无效，源电容器就耦合至电源输入端。在一些具体实施例中，即使当第一切换级有效时，如果第二切换级保持无效，则电源输入端耦合至源电容器以对源电容器进行充电，这对控制器进行供电。

在本文描述的各个实施例中，当第二切换级无效时保持源电源器上的电荷防止了低电源电压使得控制器在操作期间重置，并且还防止了切换驱动电压降到用于驱动切换的最低电压阈值以下。

图1示出了示例性开关模式电源(SMPS)系统100，其可用于向诸如平板监控器或电视机的电子系统提供电能。如图所示，开关模式电源系统100包括两级：功率因子校正(PFC)级102以及后面跟随的谐振模式开关模式电源(诸如电感器-电感器-电容器LLC功率转换器104)。PFC级102被配置为将AC线电压AC_in转换为DC总线电压DC_bus，而LLC功率转换器104被配置为将PFC级102的DC总线电压输出转换为用于SMPS系统100的一个或多个DC电源输出，例如由输出电压V_out1和V_out2表示的V_out1和V_out2。如图所示，LLC功率转换器104包括耦合至表示为LOAD1和LOAD2的负载的两个输出端。在诸如平板电视机的系统中，LOAD1可以表示音频电路，而LOAD2可以表示耦合至背光电路的电源输出。

如图所示，LLC功率转换器104还向用于控制器108的VCC电源电路106提供电能。控制器108为FPC级102和LLC功率转换器104提供切换控制信号并通过来自LLC功率转换器104的转换信号来供电。VCC电源电路106被配置为保持针对控制器108的电源，即使当LLC功率转换器104无效且不对控制器108供电时。在各个实施例中，当LLC功率转换器104无效时，来自AC电源110的未经转换的电源输入AC_in通过启动单元(位于控制器108内)耦合至VCC电源电路106，从而对VCC电源电路106中的源电容器充电来保持提供给控制器108的电能。整流器(未示出)还可以包括在AC电源110和启动单元中来向VC电源电路106提供整流后的电能。

在一个实施例中，例如用于为中至大尺寸LED电视机提供电能的电源系统，LLC功率转换器104可以被配置为提供多个电压输出来供应视频电路、LED驱动器和LED背光。此外，低电压(诸如3.5V)可用于供应位于电视机主板中的处理器(诸如微控制器)。

图2示出了根据本发明实施例的SMPS系统。如图所示，示例性SMPS系统101包括PFC转换器112及后面跟随的LLC转换器114。在一个具体可选实施例中，LLC转换器114可以使用另一种类型的谐振功率转换器电路来实施，诸如串联谐振功率转换器。在又一些实施例中，LLC转换器114可以被其他PWM转换器拓扑来替代，包括但不限于反激转换器和正向转换器。LLC正向转换器114还可以通过PWM转换器的派生拓扑来实施，其例如包括有源钳位但不限于有源钳位反激转换器和有源钳位正向转换器。在这种转换器中，附加切换元件有效地钳位原始反激或正向转换器的切换晶体管(例如，MOSFET)两端的电压过冲。因此，与使用无源部件(诸如电阻器、电容器或二极管)以钳位切换晶体管两端的电压过冲的反激或正向转换器相比，可以实现更高的效率。在又一些实施例中，PFC正向转换器112可以使用AC/DC正向转换器来实施，其不提供功率因子校正。

在所示实施例中，LLC转换器114具有耦合至由框LOAD1和LOAD2表示的负载的两个电源输出端。应该理解，在可选实施例中，LLC转换器114可以具有多于两个的电源输出端或者可以仅具有单个输出端。

在一个实施例中，控制器IC116为PFC转换器112和LLC转换器114提供门控制信号。例如，信号LLCHSGate和LLCLSGate分别驱动LLC转换器114的高侧和负载侧开关，并且信号PFCGate驱动PFC转换器112中的开关。在一个实施例中，这些门控制信号(LLCHSGate、LLCLSGate和PFCGate)由设置在控制器IC116上的高侧驱动器126和低侧驱动器128生成。可选地，可以使用外部驱动电路。在正常操作模式期间，控制器IC116的主控制块118为PFC转换器112和LLC转换器114实施SMPS算法。控制器IC116的主控制块118例如可以使用模拟电路、数字电路或它们的组合来实施。在各个实施例中，可以使用本领域已知的各种电源控制电路、方法和算法。例如，对于PFC转换器112来说，主控制块118可以基于由总线监控电压块120测量的PFC转换器112的输出电压生成用于PFCGate信号的脉宽调制(PWM)信号，并且可以基于由耦合至输出(未示出)的反馈块测量的LLC转换器114的输出电压生成用于LLCHSGate和LLCLSGate信号的频率调制信号。例如，使用主控制块118中的脉冲发生器来生成信号PFCGate、LLCHSGate和LLCLSGate。

在一些实施例中，控制器IC116还包括AC输入电压监控电路122和用于在启动期间为功率控制器IC116供电的启动单元124。在一个实施例中，启动单元124包括半导体开关，其将整流AC输入电压耦合至控制器IC116的本地低压电源(通过被示为耦合在控制器IC116和LLC转换器114之间的VCC电源电路130来实施)。如图所示，使用耦合在PFC转换器112的输入端与控制器IC116的高压输入管脚HV之间的两个二极管D1和D2来整流来自AC电源111的AC输入电压。可以包括串联电阻器RS来限制电流到高压输入管脚HV。

在一个实施例中，启动单元124包括耗尽金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。启动单元124向VCC电源电路130提供整流输入电能。在各个实施例中，VCC电源电路130包括每当启动单元130操作时由整流输入电能充电的源电容器。在各个实施例中，启动单元124被控制为在启动期间以及还在LLC转换器114临时无效时的待机模式期间向VCC电源电路130提供输入电能信号。由于LLC转换器114在正常切换操作期间向控制器IC116提供电能，所以如果LLC转换器114无效，则控制器IC116会经历电源丧失并重置。在具体实施例中，在启动时序期间或待机阶段期间，VCC电源电路130每当LLC转换器114无效时就通过启动单元124充电。在具体实施例中，PFC转换器112可以激活并进行切换操作，但是只要LLC转换器无效(即，不能进行有效切换)，启动单元124就可以向VCC电源电路130提供整流输入电能。在一个实施例中，如果从LLC转换器114向控制器IC116提供的电压低于阈值，则启动单元124可以被激活来向VCC电源电路130提供整流输入电能。

在一些实施例中，可以基于需要防止控制器IC116重置的最小电压或者基于需要在LLC转换器114或PFC转换器112中驱动切换信号的最小电压来确定用于启动单元124的启动阈值。例如，控制器IC116可以具有关闭控制器IC116并引起重置的低压锁定UVLO。在这种实施例中，用于激活启动单元124的阈值可以设置在低压锁定UVLO之上。作为另一示例，LLC转换器114可以包括由信号LLCHSGate驱动的高侧开关，其中经由自举电路由VCC电压为驱动电路供电。驱动高侧开关的驱动电路可以具有用于驱动切换的最小电压和用于激活启动单元124的阈值(其可以设置在用于驱动高侧开关的切换的最小电压之上)。以下参照其他附图中示出的具体实施方式来描述进一步的细节。本文描述的原理可以扩展到应用于可选系统。在一些实施例中，SMPS系统101是上面参照图1描述的SMPS系统100的一个具体实施例。

图3示出了示例性电源系统140，其中示出了VCC电路130和次级侧电路的进一步细节以及PFC转换器112和LLC转换器114的内部电路。如图所示，LLC转换器114包括耦合至负载开关S1、S2和S3的三个输出端来分别向端口LOAD1、LOAD2和LOAD3提供电能。表示目标应用的数字控制电路的关键负载块142通过经由比较器144将端口LOAD3的电压与参考电压Vref进行比较来监控该电压。可选地，可以使用其他电压监控电路。

如图所示，关键负载块142包括微控制器(MCU)146；然而，关键负载块142还可以包括其他电路。MCU146提供控制信号，其激活和去激活耦合在LLC转换器114的输出与的对应的输出端口LOAD1、LOAD2和LOAD3之间的开关S1、S2和S3。DC/DC转换器145耦合至关键负载块142和VCC电压。如进一步所示，LLC转换器114包括具有初级绕组W_{PRI_LLC}、辅助绕组W_{AUX_LLC}的变压器148以及次级绕组电路150(包括次级绕组、二极管和输出电容器)。辅助绕组W_{AUX_LLC}用于经由整流二极管DR和VCC电容器(分别如上面参照图1和图2所说实施VCC电源电路106和VCC电源电路130)提供用于控制器IC116的电源VCC的电能。

在一个实施例中，当LLC转换器114的高侧开关HSS和低侧开关LSS没有被有效切换时，诸如如上所述在启动或待机阶段期间，启动单元124被激活，从而为VCC电容器C_VCC提供来自AC电源111的整流输入电能。在其他模式或阶段中(诸如正常切换操作)，当LLC转换器114的高侧开关HSS和低侧开关LSS被有效切换时，LLC转换器114的辅助绕组W_{AUX_LLC}通过整流二极管DR向控制器IC116提供电源电压VCC，并且启动单元124可以失效。在启动单元124可以在LLC转换器114的高侧开关HSS和低侧开关LSS开始切换之前失效的其他应用中，可能电源电压VCC下降到最小操作电压之下，例如引起控制器IC116的重置或者防止LLC转换器114的切换。在各个实施例中，通过控制启动单元124保持向VCC电容器C_VCC提供输入电能直到LLC转换器114被有效切换，可以有利地防止这种重置或切换驱动问题。在这种实施例中，可以减小VCC电容器C_VCC的电容。

本领域技术人员通常已知PFC转换器和LLC转换器的一般操作和结构；然而，以下参照图4和图5简要描述了这些细节以便于示例性系统和操作方法的完整理解。图4示出了传统的PFC转换器20，其例如可以用于实施上面参照图1、图2和图3所描述的PFC转换器112的PFC级102。PFC转换器20包括整流电路21(诸如桥式整流器)，其连接至输入端11和12。整流电路21在输入端11和12处接收输入电压V_IN(诸如图1、图2和图3所示的AC输入信号)，并将输入电压V_IN转换为对应的整流输入电压V_IN’。例如，当输入电压V_IN具有正弦波时，整流输入电压V_IN’具有对应于正弦波的绝对值的波形。PFC转换器20还具有升压转换器级26，其接收整流输入电压V_IN’并生成第一输出电压Vout1。升压转换器级26包括串联电路，串联电路包括电感器22(诸如轭流)和电子开关23。该串联电路耦合至整流电路21，使得整流输入电压V_IN’在串联电路两端可用。如图4所示，电子开关23例如是晶体管，尤其是MOSFET。然而，将MOSFET(尤其是n-MOSFET)用作电子开关23仅仅是一个示例。还可以使用任何其他开关部件，诸如p-MOSFET、IGBT(绝缘栅双极晶体管)、BJT(双极结晶体管)、JFET(结场效应晶体管)或GTO(门可关断晶闸管)。这同样适用于以下解释的其他电子开关。

PFC转换器20还包括连接在电感器22和电子开关23公共的电路节点与输出端13和14中的一个(13)之间的整流元件24。整流元件24可以实施为二极管(如图4所示)。然而，整流元件24还可以实施为使用切换部件的同步整流器(SR)。

电子开关23可以接收来自PFC控制器25的开/关调制(例如，脉宽调制(PWM))驱动信号S23。PFC控制器25可以是传统的PFC控制器，其生成开/关调制驱动信号(诸如图4的PWM驱动信号S23)使得功率因子接近1，诸如在0.97和1之间，并且使得输出电压(诸如图4中的第一输出电压Vout1)至少近似匹配期望电压(诸如400V)。换句话说，PFC控制器25提供开/关调制信号S23，使得PFC转换器20的输入电流I_IN与输入电压V_in同相。例如，开/关调制驱动信号S23生成有取决于时钟信号(在图4中用虚线示出)的频率(固定或可变)。时钟信号CLK可以是由外部时钟信号发生器(未示出)生成的外部时钟信号，或者可以是在PFC控制器25中生成的时钟信号。这种传统的PFC控制器是公知的，因此不再要求进一步的解释。在一个实施例中，例如，PWM驱动信号S23可以提供作为来自图2或图3所示控制器IC116的PFCGate信号。

图5示出了谐振半桥功率转换器160的实施例的示意图，其可用于实施例如上面参照图1、图2和图3描述的LLC功率转换器104或LLC转换器114。这种半桥拓扑通常被称为LLC功率系(powertrain)电路拓扑，其中每个初级侧电源开关(高侧晶体管Q_H和低侧晶体管Q_L)的占空比被设置为大约50％，并且切换频率f_s被改变以控制诸如输出电压的输出特性。随着切换频率f_s的改变，切换转换器的有效增益随着切换频率f_s关于功率转换器的谐振频率变化而变化。实际上，每个初级侧电源开关(高侧晶体管Q_H和低侧晶体管Q_L)的占空比均被设置为稍小于50％以避免切换晶体管期间的电流直通。

谐振半桥功率转换器160耦合至输入电压源V_BUS，并且包括通过调整功率转换器的切换频率f_s来调整功率转换器输出特性(诸如输出电压)的控制器IC162。功率转换器的控制器IC162与反馈电路164一起感测功率转换器的输出电压V_out和期望输出电压V_ref并控制初级侧电源开关的切换频率f_s来以期望的输出电压V_ref调整输出电压V_out。总线电容器C_BUS耦合至输入电压源V_BUS和高侧MOSFETQ_H。

谐振半桥功率转换器160向被耦合以接收输出电压Vout的系统或负载166提供电能。虽然在所示实施例中，功率系采用半桥谐振功率转换器拓扑，但本领域技术人员应该理解，其他转换器拓扑(诸如隔离谐振全桥电压转换器拓扑)和其他PWM拓扑(诸如反激和正向拓扑)均包括在本发明的范围内。负载电容器C_LD与负载166并联耦合。

谐振半桥电压转换器160还包括反馈电路164，其用于将电源变压器T提供的隔离边界两端的感测输出特性传输至控制器IC162。诸如光隔离器的各种电路设备可以提供这种隔离功能并且对于本领域技术人员来说是公知的，因此为了简化这里不再进行描述。

在电路的初级侧，两个串联耦合的电源开关(高侧MOSFETQ_H和低侧MOSFETQ_L)耦合至两个电感器(谐振电感器L_r和电源变压器T的初级绕组W_{PRI_T})和电容器C_r。电感器L_m表示变压器T的磁化电感，以及二极管D3和D4是次级侧整流二极管。在可选实施例中，可以代替二极管D3和D4使用同步整理器电源开关。

LLC功率系电路拓扑的谐振频率是f_RES。谐振频率f_RES可以根据以下等式来估计

$f_{RES}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\×\sqrt{L_r\×C_r}},$

其中L_r和C_r分别是图5所示初级侧功率系电路元件的电感和电容。

半桥LLC谐振开关模式功率转换器(诸如谐振半桥功率转换器160)由于其高转换效率而被广泛使用。在大输入电压范围和不同负载条件下，示例性半桥LLC谐振功率转换器可以被配置为实现用于初级侧开关的零电压切换以及用于次级侧整流器的零电流切换。然而，在采用频率可控增益的实施例中，对应于无负载条件的频率f_s理论上可以是无限的。在许多传统的半桥LLC谐振功率转换器中，功率转换器仍然在无负载或非常轻负载条件的第一正常模式中进行操作。在一些实施例中，在轻负载条件期间，LLC转换器可以在具有突发阶段的待机模式中操作。

为了增加理解，图6至图13描述了具体条件下的本发明的进一步具体的示例性实施方式。这些实施例以及上面参照图1至图5描述的实施例不用于限制而是针对具体条件下的示例表达发明人预期的一些具体细节。

图6示出了准谐振反激转换器200的实施例。准谐振反激转换器控制器方案在本领域是公知的，因此为了简化在这里不再进行描述。在各个实施例中，VCC电容器C_VCC进行操作以在SMPS启动阶段期间为控制器IC202提供噪声滤波和电源。如上所述，在准谐振反激转换器的变压器204的辅助绕组Wa有效且向控制器IC202提供VCC电压之前，VCC电容器C_VCC将存储在电容器中的预充电能量提供给控制器IC202。为了提供噪声滤波，VCC电容器C_VCC可具有例如大约100nF的电容。为了在准谐振反激转换器被有效切换之前提供电源，VCC电容器C_VCC可以具有使用以下等式计算的电容值

$C_{VCC}\≥\frac{I_{Vccon}\·t_{start}}{V_{{\mathrm{cc}}_{on}}-V_{{\mathrm{cc}}_{off}}}---\left(1\right)$

其中，I_VCCON是控制器IC202的IC开启状态期间的IC电流消耗，V_{cc_on}是用于控制器IC202开始正常操作的VCC电压阈值，V_{cc_off}是用于控制器IC202停止正常操作的VCC电压阈值，t_start是(辅助绕组Wa上的)辅助绕组电压建立到V_{cc_off}之上之前的启动时间持续时间。VCC电容器C_VCC的电容值通常在10uF和100uF之间。典型地，大的铝电容器可在先前方案中被用作VCC电容器。然而，在各个实施例中，由于启动单元206的操作，VCC电容器C_VCC可以较小，这在上面和下面都进行了进一步的描述。

由于尺寸，VCC电容器C_VCC是可限制形成因子的降低的一个部件，诸如用于适配器或电话充电器应用。本文所述一些实施例的一个优势包括减小VCC电容器C_VCC的电容，从而减小物理尺寸。

与模拟控制器IC相比，数字控制器IC由于CPU负载通常消耗更多的电流I_VCCON，这会导致VCC电容器C_VCC的相对较大的电容值，以确保SMPS系统的稳定启动操作。再次，本文描述的实施例可以提供VCC电容器C_VCC的电容减小的系统。

在各个实施例中，准谐振反激转换器200包括耦合至输入端213和214的整流二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4。整流二极管Dr1、Dr2、Dr3和Dr4向准谐振反激转换器的变压器204的初级绕组Wp提供整流总线电压V_RBUS，其具有横跨初级绕组Wp的终端耦合的吸收电路222。总线电容器C_BUS耦合至具有整流总线电压V_RBUS的总线。变压器204的次级绕组Ws耦合至输出二极管D_O、输出电容器C_O、滤波电感器L_f和滤波电容器C_f来向输出端216和217提供输出电压V_out。

反馈电路218耦合至输出二极管DO和滤波电感器Lf之间的节点并且耦合至输出端217。反馈电路218通过光耦合器220向控制单元208的反馈管脚FB提供反馈信息，并包括电阻器R_ovs1、电阻器R_ovs2、电阻器R_c1、电阻器R_b1、电阻器R_b2、电容器C_c1、电容器C_c2和参考控制ICTL431。反馈电容器C_FB从反馈管脚FB耦合至控制器IC202的接地管脚GND。

辅助绕组Wa耦合至地，电容器C_PS耦合至地节点。切换晶体管Q1具有从初级绕组Wp的第二端到电流感测电阻器R_CS(耦合至地)的导电路径。切换晶体管Q1在开口晶体管Q1的控制端处接收来自控制器IC202的门驱动管脚GATE的控制信号。控制器IC202的电流感测管脚C_S通过电流感测分支电阻器R_CBS和电流感测电阻器R_CS接收电流感测信息。

控制器202的零交叉管脚ZC耦合至零交叉电路224，其包括电阻器R_ZC1、电阻器R_ZC2和电容器C_ZC。如上所述，VCC电源管脚VCC接收来自VCC电源电路(包括VCC电容器C_VCC、电阻器R_VCC和二极管D_VCC)的VCC电压。

在各个实施例中，控制器IC202包括启动单元206、控制单元208、门驱动器210和电流限制电路212。在一些实施例中，控制单元208包括零交叉检测块、功率管理块、数字处理块、有源突发模式块、保护块和电流模式控制块。

作为又一示例，图7示出了PFC+LLC转换器230的示例性应用电路。用于PFC+LLC转换器230的控制方案在本领域是公知的，因此为了简化不再进行描述。如图7所示，当SMPS控制器IC232是专用组合IC以驱动该PFC+LLC拓扑且SMPS控制器IC232的VCC电压通常仅通过LLC级变压器234的辅助绕组Wa来提供时，在上面的等式(1)中定义的启动时间t_start将较长，因为PFC级236将在下游LLC级238开始切换之前开始切换。PFC级236开始切换以建立PFC总线电压V_{PFC_BUS}，其被用作LLC级238的输入。因此，对于PFC和LLC转换器串联连接的组合控制器IC来说，启动时间延长了大约50至100ms。在不应用本文描述的各个实施例的情况下，增加的启动时间会要求VCC电容器C_VCC的较大电容值以确保PFC+LLCSMPS系统的稳定启动操作。

此外，可以存在具有隔离驱动电路的独立LLC高侧驱动器块，诸如在IC内或外建立的无核心变压器。对于一些实施例来说，在IC启动阶段期间，除了确保VCC电压高于V_{cc_off}(诸如6V)，还可以确保大于V_HSVCCon(诸如9.2V标称或9.7V最大)的VCC电压。VCC电压可以保持在V_HSVCCon之上，具有基于VCC电容器C_VCC容限和耦合至HSVCC管脚的自举电路240两端的压降的裕度。如果VCC电压降到高侧驱动器阈值电压V_HSVCCon之下，则LCC高侧驱动器块不能够驱动LLC高侧开关Q_H。因此，不能通过辅助绕组传输电能以提供和升高VCC电压。因此，VCC电压可以保持下降直到达到VCC截止阈值V_{cc_off}并且SMPS控制器IC232重置。如本文所述，各个实施例确保提供VCC电压同时允许使用较小的VCC电容器C_VCC。

根据一些实施例，还可以在从操作模式向突发模式的转变期间使用VCC电容器C_VCC。在突发模式开始循环并通过LLC级变压器234的辅助绕组Wa向SMPS控制器IC232供电之前，存储在VCC电容器C_VCC上的电荷可以为IC电流消耗供电。可能在输出电压V_out下降到待机目标电平并且切换突发无效的同时存在一段时间。一旦输出电压Vout达到待机目标电平，如上所述突发切换可以开始并且SMPS控制器IC232可以接收来自LLC级变压器234的辅助绕组Wa的电能，但同时输出电压Vout转变为新操作电平，提供给SMPS控制器IC232的VCC电压可以下降到操作阈值(诸如V_HSVCCon或V_{cc_off}阈值)之下。在正常操作和突发模式或待机操作之间的转变时间期间，VCC电容器C_VCC可以确保VCC电压的供应。在从正常操作模式到突发操作模式转变期间，VCC电压会大幅下降并且本文描述的一些实施例在进入突发模式的时刻防止这种大幅下降，而不增加VCC电容器C_VCC的电容和物理尺寸。

LLC级238包括LLC高侧开关Q_H、LLC低侧开口Q_L、LLC级变压器234(具有初级绕组Wp、辅助绕组Wa和次级绕组Ws1和Ws2)、VCC电容器C_VCC和二极管D_VCC。反馈电路241通过光耦合器246向SMPS控制器IC232提供电压反馈信息。PFC级236包括开关Q2、变压器244、二极管D_FPC1和D_PFC2以及总线电容器C_BUS。在各个实施例中，PFC+LLC转换器230在输入端248和249处接收AC输入电压VAC(例如可以在85V至265V的范围内)。AC输入电压VAC经过输入电容器C_in1和C_in2以及输入滤波器242到达整流二极管Dr1、Dr2、Dr3、Dr4(将整流输入信号提供给PFC级236)。二极管D1和D2利用串联电阻器RS将输入信号信息提供给SMPS控制器IC232的高压管脚HV。

图8示出了用于多输出应用的示例性应用电路。被提供以对电路254供电的POWER_ON信号是专用信号以控制PFC+LLC转换器231进入或离开待机模式。当POWER_ON信号被拉高时，PFC+LLC转换器231将离开待机模式并进入正常操作模式。当POWER_ON信号被拉低(GND)时，PFC+LLC转换器231将进入待机操作模式，并且随后将通过PMOS开关切断Vout1和Vout2输出负载。只有3.5V输出仍然被DC/DC转换器252调节以提供待机负载。在待机操作期间，用于DC/DC转换器252的输入电压将特意从正常操作期间使用的原始值降低至相对较低的值(例如，原始值的大约80％)。通过该方法，与正常操作模式相比，要求低得多的LLC电压传递增益，以调节LLC输出电压。因此，LLC转换器突发模式操作具有可大大降低的突发占空比，从而可以进一步优化待机模式功耗。以下参照图9提供进一步的描述，图9示出了具有POWER_on信号的操作时序。PFC+LLC转换器231包括与上面参照其他附图描述的类似标号元件，诸如图7中的PFC+LLC转换器230，并且上面提供的描述适用于共同标注的元件。

图9示出了具有POWER_on信号的操作时序。如图9所示，在时间t5处，当进入突发模式时，存在时间t5和时间t6之间的特定时间段而不具有任何LLC切换。在从时间t5到时间t6的该时间段期间，DC/DC转换器(诸如DC/DC转换器252)的输入电压下降直到例如在时间t6处达到正常操作期间的下调节目标(诸如原始Vout2的80％)。时间t5和时间t6之间的时间范围的持续时间取决于耦合至Vout2的电解电容器的值、3.5VVout2待机负载、和DC/DC转换器的功率转换效率。在时间t5和时间t6之间的时间段期间，控制器ICVCC电压(诸如控制器IC232)也如图所示下降，并且可以达到VCC欠压锁定UVLO阈值或HSVCC导通阈值V_HSVCCon。因此，在一些方法中，在转变期间可以要求相对较大的VCC电容器C_VCC确保足够高的VCC电压。如果VCC电压不保持在最小电压之上，则在一些系统中不可能进行稳定的控制器IC操作和LLC高侧门驱动器激活。本文描述的一些实施例使用示例性启动单元，诸如上面参照图2和图3中的启动单元124所描述的，以确保VCC电压在启动和转变为突发模式期间保持在最小操作阈值之上，同时降低VCC电容器C_VCC的所需电容和物理尺寸。

一些方法包括大电容器以确保VCC电压保持在最小操作阈值之上。例如，为了确保稳定启动，控制器ICVCC电容器电容选择可以遵循上面的等式(1)。一些方法如以下所述降低所需电容。

降低VCC电容器的电容的一种方式是降低控制器IC电流消耗I_vccon。然而，该方法通过IC处理技术和控制器IC的复杂度来限制。降低VCC电容器的电容的另一种方式是专门缩短启动时间t_start。启动时间可以通过增加变压器辅助绕组(诸如图6中的变压器204的辅助绕组Wa)的匝数来缩短。然而，当SMPS达到正常操作模式时，增加匝数将VCC电压增加到较大值。因此增加辅助绕组中的匝数可以要求附加的电压钳位电路以避免正常操作期间的ICVCC超应力。

降低VCC电容器的电容的另一种方式可以包括增加SMPS峰值功率。然而，增加峰值功率可以要求更大的变压器并且还为系统中的其他功率器件(诸如初级MOSFET和次级整流二极管/MOSFET)产生较大的电流应力。降低VCC电容器的电容的又一种方式可以包括增加Vcc_on和Vcc_off阈值之间的间隙。然而，通过IC处理技术限制Vcc_on阈值，这限定了控制器IC可以处理的最大电压。此外，通过最大门驱动电压来限制Vcc_off阈值，以确保开关MOSFET可以完全导通并操作在R_dson区域内。

对于从正常操作转变为待机或突发模式，为了确保转变期间的稳定操作，可以通过以下等式给出控制器ICVCC电容器的电容

$C_{VCC}\≥\frac{I_{Vccburst}\·T_{enterburrst}}{V_{cc\_t\_enter\_burst}-V_{HSVCCon}}---\left(2\right)$

其中I_{vcc_burst}是IC突发模式期间的IC电流消耗，V_{cc_t_enter_burst}是进入突发模式时时间t5处的VCC电压，V_HSVCCon是用于高侧门驱动电压开始操作的VCC电压阈值，T_{enter_burst}是电压Vout2从标称电压降至较低电压(例如从12V到8V)的时间段的长度。电压Vout2从标称电压降至较低电压的时间段的长度可以通过以下等式来估计

$T_{enter\_burst}=\frac{C_{Vouts}\·(12V*12V-8V*8V)}{2*P_{s\tan dby}}---\left(3\right)$

其中C_Vout3是Vout3电容器(安装在3.5VDC/DC转换器的输入处)的电容，诸如并联连接的三个470μF电解电容，并且P_standby是待机模式期间的DC/DC转换器的输入功率。用于P_standby的典型值可以为大约50mW÷90％，或者例如为56mW。因此，用于T_{enter_burst}的典型值可以计算为

$T_{entter\_burst}=\frac{3*470uF\·(12V*12V-8V*8V)}{2*56mW}=1007ms$

因此，VCC电容器的最小电容可以计算为

$C_{Vcc}>\frac{I_{Vcc\_burst}\·T_{enter\_burst}}{V_{cc\_t\_enter\_burst}-V_{HSVCCon}}=\frac{1.2mA\·1007ms}{12V-10V}=604\mathrm{\μ}F$

其中V_{cc_t_enter_burst}被设置为12V，其是LLC转换器在轻负载条件下的典型VCC值。基于该方法，可以要求用于VCC电容器的604μF的大电容。

根据各个实施例，例如如上面参照图2和图3中的启动单元124或者图6中的启动单元206描述的启动单元可以与操作的示例性方法一起使用来降低VCC电容器C_VCC的电容，同时例如在启动或者正常操作和待机操作之间的转变期间确保VCC电压不会下降到最小操作阈值之下。

可以在SMPS应用中使用启动单元电路以确保快速启动并且还确保正常操作和待机操作期间的低功耗。根据一种方法，启动单元的控制方案为使得启动单元仅当VCC电压低于V_{cc_off}时处于导通状态以及当VCC电压在V_{cc_on}之上时处于截止状态。从而，对于一些方法，启动单元仅用于在启动阶段期间为VCC电压充电并且在保护模式期间保持VCC电压。该保护模式包括如果检测到错误条件则自动重新开始或锁定保护。在一个实施例中，在该错误检测模式期间，当没有LLC或PWM切换时，启动单元(诸如启动单元124或启动单元206)被激活以保持VCC电压来保持IC操作。

图10示出了用于VCC电容器的示例性启动单元(诸如图2和图3中的启动单元124和图6中的启动单元206)的操作，这允许减小被使用的电容。如图10的虚线所示，在系统启动阶段期间，IC启动单元开始保持在导通状态，因此通过启动阶段保持VCC电压。在各个实施例中，当VCC电压达到Vcc_on状态时，控制器IC开始正常操作并且IC电流消耗也增加到I_vccon。代替在VCC电压等于V_{cc_on}电压阈值的时刻处断开启动单元，如对于具有启动单元的SMPSIC中的一些方法所进行的，启动单元以特定的延迟时间t_{cell_delay}保持在导通状态。通过这种修改，VCC电容器的电容的等式变为

$C_{Vcc}\≥\frac{(I_{Vccon}-I_{cell})\·t_{start}}{V_{cc\_on}-V_{cc\_off}}---\left(4\right)$

其中I_cell是由处于导通状态的启动单元传输的电流。如果I_cell大于或等于I_vccon，则理论上不需要VCC电容器C_VCC上的电荷存储的功能。如此，VCC电容器C_VCC可用于噪声滤波，例如这可以仅要求100nF的电容。

图11示出了例如启动阶段期间示例性启动单元操作(诸如图2和图3中的启动单元124或图6中的启动单元206)的波形图，并且示出了所提出的用于启动单元的控制方案。通道C1表示PFC门驱动电压，通道C2表示LLC门驱动电压，通道C3表示HV管脚电压，以及通道C4表示ICVCC电压。在整个启动阶段期间，启动单元被激活以充电VCC电容器C_VCC。因此，所观察到的HV管脚电压保持在低电平，表明启动单元将整流电能输入传导至VCC电容器C_VCC。当VCC电压达到Vcc_on阈值时，控制器IC被激活并开始驱动PFC切换信号。同时，在各个实施例中，启动单元仍然被激活以继续充电VCC电容器C_VCC。因此，与其他方法相比减小了VCC压降或转换速率。因此，可以降低VCC电压达到欠压锁定阈值UVLO或者最小高侧电压驱动阈值V_HSVCCon的风险。

如图所示，当通过PFC切换建立PFC总线电压时，LLC开始切换并开始提供VCC电压。这分别通过对应于通道C1、C2、C3和C4的缩放图Z1、Z2、Z3和Z4更容易地示出。如图所示，在启动阶段，通过缩放图Z1示出的PFCGate信号首先开始切换并且充电PFC总线。在通过充电PFC总线引起的时间延迟之后，由缩放图Z2示出的LLCGate信号开始驱动LLC转换器。在LLCGate信号没有被有效切换的时间期间内，启动单元处于导通状态，将电源输入传导到VCC电容器C_VCC。该示例性控制方案防止VCC电压下降得过快。

当LLC转换器被有效切换时，如缩放图Z3开始交替示出，启动单元被无效，这对应于HV管脚与VCC电容器C_VCC分离并开始浮置连接。如图11波形所示，通道C3或缩放图Z3中的HC电压跳动，表明启动单元失效。当启动单元失效时，LLC转换器经由LLC变压器辅助绕组提供VCC电压。

一些示例性启动单元还在从正常操作转变为待机操作期间进行操作。如图10在HV管脚电压和VCC管脚电压处的虚线所示，在时间t5处开始的从正常操作转变为待机或突发模式操作时，控制器IC启动单元被激活处于导通状态，从而充电VCC电压直到时间t6。因此，可以确保时间t5和时间t6之间的时间段内的稳定转变。

在各个实施例中，在时间t5和时间t6之间的转变周期期间，控制器IC监控VCC电压，并且如果VCC电压达到Vcc_max阈值，则启动单元被截止。当在时间t6处发生第一LLC突发切换脉冲时，控制器IC启动单元失效，因此在待机或突发模式操作的剩余时间期间，通过LLC转换器的突发切换来提供控制器ICVCC电压。在这些实施例中，由于启动单元无效，所以待机功耗不受启动单元的影响。

为了进一步理解启动单元(诸如图2和图3中的启动单元124或者图6中的启动单元206)从正常操作转变为待机操作，图12示出了进入待机或突发模式操作时启动单元操作的波形。如图12所示，通道C1表示LLC输出电压Vout2(例如在转变为待机操作期间从12V目标电平转变为8V目标电平)，通道C2表示LLC门驱动电压，通道C3表示HV管脚电压，以及通道C4表示ICVCC电压。进入突发模式或待机操作的转变阶段可以具有延伸的持续时间，因为LLC输出调节目标电压可以与正常操作模式目标电压明显不同。

在该转变阶段期间，如果不保持VCC电压，则VCC电压降低并且可以达到VCCUVLO阈值(例如控制器IC被重置)。当重置是无意时，在操作期间重置控制器IC是尤其不期望的。作为另一示例，在转变阶段期间，如果VCC电压降低到V_HSVCCon阈值之下，则控制器IC高侧门驱动器不能驱动高侧开关的驱动切换来用于随后的切换突发。因此，如果高侧开关在切换突发期间不被驱动，则没有电能被传递以供应待机负载并且控制器ICVCC电压不被提供，这导致VCC电压达到Vcc_off阈值并且控制器IC被重置。

在各个实施例中，在该转变阶段期间激活启动单元，这保持VCC电压并且甚至如图12中的通道C4所示改变VCC电压。因此，实施例可以显示出非常强健的操作用于进入突发模式或待机操作。如图12所示，在转变到待机或突发模式操作期间拉低HV管脚电压，这表明启动单元被激活来充电VCC电容器C_VCC。

在各个实施例中，启动单元可以包括任何种类的切换元件，诸如MOSFET或其他晶体管。在具体实施例中，启动单元是耗尽MOSFET。启动单元可以被控制器IC(例如参照图2和图3描述的控制器IC116或者参照图6描述的控制器IC202)控制，并且可以集成到控制器IC内。当被控制以进入导通状态时，启动单元的导电路径可以将HV管脚(接收整流输入电能)耦合至VCC电容器C_VCC。例如，图6示出了集成在控制器IC内的启动单元的一个示例性结构。

根据一些实施例，在启动或转变周期期间操作启动单元，使得可以降低用于组合IC的VCC电容器的电容。例如，用于串联的PFC和LLC转换器的控制器IC可以接收通过VCC电容器稳定的VCC电源电压。在各个实施例中，启动单元在PFC+LLC启动阶段期间持续进行直到LLC转换器开始切换为止。只要启动单元在进行，整流输入电能就通过启动单元供应控制器ICVCC电容器C_VCC。因此，由于通过启动单元供应的扩展持续时间，可以减小VCC电容器C_VCC的电容。根据一些方法，启动单元仅用于在启动阶段充电VCC直到VCC电压达到Vcc_on阈值。在这种方法中，大VCC电容通常用于确保VCC电压保持为HSVCCon阈值和VCC_off阈值之上直到LCC开始切换为止。作为这些方法的结果，大VCC电容可以增加控制器IC启动时间。本文描述的实施例提供了启动单元操作的较小VCC电容器，这防止VCC电压无意地降到最小操作电压以下。

在各个实施例中，启动单元在用于进入突发模式的转变阶段期间被使能。正常操作和待机或突发模式操作之前的转变阶段可以持续延伸的时间段，因为LLC输出调节目标电压可以在正常操作模式和待机操作模式之间不同。在该转变周期期间，VCC电压可以降到最小操作电压阈值之下，引起控制器IC的不期望操作和重置。根据各个实施例，启动单元在这些转变阶段期间被激活并且向VCC电容器提供整流输入电能以在从正常操作到待机或突发模式操作的转变期间保持或充电VCC电压。因此，本文描述的实施例可以显示出用于进入突发模式的强健操作。

图13示出了用于启动单元和控制器IC的操作的示例性方法。操作300的方法包括步骤305和310。在各个实施例中，操作300的方法是操作包括第一切换电路(诸如PFC转换器)、耦合至第一切换电路的输出的第二切换电路(诸如谐振转换器)和源电容器的切换电路的方法。步骤305包括在第一模式期间激活启动单元以将输入电能提供给源电容器。第一模式可以是当第二切换电路无效时(诸如在启动阶段或者正常和待机操作模式之间的转变阶段)。步骤310包括在第二模式期间使启动单元无效以将输入电能与源电容器隔离。第二模式可以是当第二切换电路有效时(诸如在切换电路的正常操作期间)。

根据一个实施例，一种电路包括：第一切换电路，耦合至电源输入端；第二切换电路，耦合至第一切换电路的输出端；源电容器，耦合至第二切换电路；以及启动单元，耦合至电源输入端和源电容器。启动单元被配置为：当第二切换电路不被有效切换时，将电源输入端电耦合至源电容器；并且当第二切换电路被有效切换时，使电源输入端与源电容器电去耦。其他实施例包括对应的系统和装置，每一个都被配置为执行各种示例性方法。

在各个实施例中，第二切换电路包括变压器，变压器包括初级侧绕组、辅助绕组和次级侧绕组。辅助绕组可耦合至源电容器。在一些实施例中，第一切换电路是功率因子校正转换器，并且第二切换电路是谐振转换器或脉宽调制(PWM)转换器。在一些实施例中，谐振转换器包括LLC转换电路。

在各个实施例中，该电路还包括耦合在电源输入端和启动单元之间的整流器，其中电源输入端被配置为接收交流信号。在一些实施例中，启动单元包括具有将电源输入端耦合至源电容器的导电路径的晶体管。

根据一个实施例，一种转换器系统包括控制器，控制器包括启动单元。控制器被配置为耦合至第一切换电路、第二切换电路和源电容器，第二切换电路耦合至第一切换电路的输出端。控制器还被配置为：当第二切换电路无效时，激活启动单元以将输入电能提供给源电容器；以及当第二切换电路有效时，使启动单元失效以将输入电能与源电容器隔离。其他实施例包括对应的系统和装置，每一个都被配置为执行各种示例性方法。

在各个实施例中，转换器系统还包括第一切换电路和第二切换电路。第一切换电路包括功率因子校准转换器，并且第二切换电路包括LLC谐振转换器。在一些实施例中，该转换器系统还包括第二切换电路。在这种实施例中，第二切换电路可包括LLC谐振转换器、反激转换器和正向转换器中的一种。

在各个实施例中，转换器系统包括具有有源钳位的PWM转换器。在这种实施例中，含有有源钳位的PWM转换器包括有源钳位反激转换器和有源钳位正向转换器中的至少一种。在一些实施例中，转换器系统还包括第二切换电路和源电容器。在这种实施例中，第二切换电路包括变压器，变压器包括初级侧绕组、辅助绕组和次级侧绕组。在附加实施例中，辅助绕组耦合至源电容器。

根据一个实施例，一种切换电路包括第一切换电路、耦合至第一切换电路的输出端的第二切换电路以及源电容器。一种操作该切换电路的方法包括：在第一模式期间，激活启动单元以将输入电能提供给源电容器；以及在第二模式期间，使启动单元失效以将输入电能与所述源电容器隔离。第一模式包括当第二切换电路无效时，以及第二模式包括当第二切换电路有效时。其他实施例包括对应的系统和装置，每一个都被配置为执行各种示例性方法。

在各个实施例中，第一模式包括用于切换电路的启动模式。在一些实施例中，第一模式包括用于切换电路的待机模式。在附加实施例中，激活启动单元包括驱动启动晶体管处于导通状态，以及使启动单元无效包括驱动启动晶体管处于非导通状态。在这种实施例中，启动晶体管具有将源电容器耦合至电源输入端的导电路径。

虽然参照所示示例描述了本发明，但这种描述不用于限制的目的。基于这种描述，本领域技术人员可以进行所示实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例。因此，所附权利要求包括任何这些修改或实施例。

Claims (18)

1.一种电路，包括：

第一切换电路，耦合至电源输入端；

第二切换电路，耦合至所述第一切换电路的输出端；

源电容器，耦合至所述第二切换电路；以及

启动单元，耦合至所述电源输入端和所述源电容器，其中所述启动单元被配置为：

当所述第二切换电路不被有效切换时，将所述电源输入端电耦合至所述源电容器；并且

当所述第二切换电路被有效切换时，使所述电源输入端与所述源电容器电去耦。

2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二切换电路包括变压器，所述变压器包括初级侧绕组、辅助绕组和次级侧绕组。

3.根据权利要求2所述的电路，其中所述辅助绕组耦合至所述源电容器。

4.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一切换电路是功率因子校正转换器，并且所述第二切换电路是谐振转换器或脉宽调制(PWM)转换器。

5.根据权利要求4所述的电路，其中所述谐振转换器包括电感器-电感器-电容器(LLC)转换器电路。

6.根据权利要求1所述的电路，还包括耦合在所述电源输入端和所述启动单元之间的整流器，其中所述电源输入端被配置为接收交流信号。

7.根据权利要求1所述的电路，其中所述启动单元包括具有将所述电源输入端耦合至所述源电容器的导电路径的晶体管。

8.一种转换器系统，包括：

控制器，包括启动单元并且被配置为耦合至第一切换电路、第二切换电路和源电容器，所述第二切换电路耦合至所述第一切换电路的输出端，其中所述控制器被配置为：

当所述第二切换电路无效时，激活所述启动单元以将输入电能提供给所述源电容器；以及

当所述第二切换电路有效时，使所述启动单元失效以将输入电能与所述源电容器隔离。

9.根据权利要求8所述的转换器系统，还包括所述第一切换电路和所述第二切换电路，所述第一切换电路包括功率因子校正转换器，并且所述第二切换电路包括电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器。

10.根据权利要求8所述的转换器系统，还包括所述第二切换电路，其中所述第二切换电路包括电感器-电感器-电容器(LLC)谐振转换器、反激转换器和正向转换器中的一种。

11.根据权利要求8所述的转换器系统，其中所述转换器系统包括具有有源钳位的PWM转换器。

12.根据权利要求11所述的转换器系统，其中包含有源钳位的所述PWM转换器包括有源钳位反激转换器和有源钳位正向转换器中的至少一种。

13.根据权利要求8所述的转换器系统，还包括所述第二切换电路和所述源电容器，其中所述第二切换电路包括变压器，所述变压器包括初级侧绕组、辅助绕组和次级侧绕组。

14.根据权利要求13所述的转换器系统，其中所述辅助绕组耦合至所述源电容器。

15.一种操作包括第一切换电路、第二切换电路和源电容器的切换电路的方法，所述第二切换电路耦合至所述第一切换电路的输出端，所述方法包括：

在第一模式期间，激活启动单元以将输入电能提供给所述源电容器；以及

在第二模式期间，使所述启动单元失效以将输入电能与所述源电容器隔离，其中

所述第一模式包括当所述第二切换电路无效时，以及

所述第二模式包括当所述第二切换电路有效时。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述第一模式包括用于所述切换电路的启动模式。

17.根据权利要求15所述的方法，其中所述第一模式包括用于所述切换电路的待机模式。

18.根据权利要求15所述的方法，其中：

激活所述启动单元包括驱动启动晶体管处于导通状态，其中所述启动晶体管具有将所述源电容器耦合至电源输入端的导电路径，并且

使所述启动单元失效包括驱动所述启动晶体管处于非导通状态。