CN102280995A - 开关电源集成电路 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种开关电源集成电路。所述开关电源集成电路包括：原边控制器；与所述原边控制器相连的功率开关管；输入端与外部电源相连，输出端与功率开关管基极相连的启动电阻；其中，在该开关电源集成电路启动时，所述功率开关管将从启动电阻输出端流出的电流放大，然后提供给原边控制器。本发明提供的开关电源集成电路，利用功率开关管的放大作用，对原边控制器进行充电，从而实现了在不改变其他性能的条件下，将启动电流放大β倍(β大于10)，进而减少启动时间，加快开关电源集成电路的启动速度。

Description

开关电源集成电路

技术领域

本发明涉及集成电路制造技术领域，尤其涉及一种开关电源集成电路。

背景技术

1955年美国罗耶(GH.Roger)发明的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛(Jen Sen)发明了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。

目前，开关电源产品以其体积小、重量轻、电能转换效率高等特点而被广泛应用于工业自动化控制、军工设备、科研设备、LED照明、工控设备、通讯设备、电力设备、仪器仪表、医疗设备、半导体制冷制热、空气净化器、电子冰箱、液晶显示器、LED灯具、通讯设备、视听产品、安防、电脑机箱、数码产品和仪器类等领域。

对于开关电源来说，启动时间是它的一个重要参数。伴随着开关电源的广泛应用，快速完成开关电源的启动过程越来越成为电源应用者所追求的目标。

发明内容

有鉴于此，本发明实施例提供了一种开关电源集成电路，以提高开关电源的启动速度。

为解决上述问题，本发明实施例提供了如下技术方案：

一种开关电源集成电路，包括：

原边控制器；

与所述原边控制器相连的功率开关管；

输入端与外部电源相连，输出端与功率开关管基极相连的启动电阻；

其中，在该开关电源集成电路启动时，所述功率开关管将从启动电阻输出端流出的电流放大，然后提供给原边控制器。

优选的，所述原边控制器包括：

第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极、源极和漏极分别与偏置电压、参考地和功率开关管的基极相连；

第二NMOS管，所述第二NMOS管的栅极和漏极分别与原边控制器的内部电源和功率开关管的发射极相连，其源极通过第一电阻与参考地相连；

第三NMOS管，所述第三NMOS管的栅极与原边控制器的内部电源相连，其源极与所述第一NMOS管和功率开关管的公共端相连；

与所述第三NMOS管的漏极相连的电流镜。

优选的，所述第一NMOS管与第二NMOS管的衬底分别与自身的源极相连；所述第三NMOS管的衬底接地。

优选的，所述电流镜包括：第一PMOS管和第二PMOS管；

其中，所述第一PMOS管的栅极和源极分别与所述第二PMOS管的栅极和源极相连；

所述第一PMOS管和第二PMOS管的源极均与其对应的衬底相连、并通过第一电容与参考地相连；

所述第一PMOS管的栅极和漏极相连并连接一电流源；

所述第二PMOS管的漏极与所述第三NMOS管的漏极相连。

优选的，所述功率开关管的发射极通过一单向导通二极管与原边控制器中的第一电容相连。

优选的，所述原边控制器还包括：设置在所述第三NMOS管的栅极与原边控制器的内部电源之间的电流放大电路。

优选的，所述电流放大电路包括：

串接于所述原边控制器的内部电源与第三NMOS管的栅极之间的第二电阻；

一端与所述第二电阻和第三NMOS管栅极的公共端相连，另一端与一脉冲宽度调制信号相连的第二电容。

优选的，所述第三NMOS管为对称、耐高压NMOS管。

与现有技术相比，本发明提供的开关电源集成电路，改变了集成电路启动时，外部电源通过启动电阻直接给原边控制器提供电压的工作方式，而是利用功率开关管的放大作用，将启动电阻输出端流出的电流进行放大，然后再提供给原边控制器，对原边控制器进行充电。充电完成后，启动电路自动不工作，功率开关管作为开关管正常工作。因此，本发明提供的集成电路，在不改变其他性能的条件下，将启动电流放大了β倍(β大于10)，从而减少了启动时间，加快了开关电源集成电路的启动速度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中常见的反激应用电路；

图2为本发明实施例提供的开关电源集成电路的结构示意图；

图3为本发明实施例提供的开关电源集成电路中加速启动电路的结构示意图；

图4为本发明实施例提供的开关电源集成电路工作时PWM，MN3栅端电压VG以及基极驱动电流Isource波形。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参考图1，图1是现有技术中常见的反激应用电路。其中U1为原边控制器，输入电压Vin(即外部电源)通过启动电阻Rst给控制原边控制器U1内电压VCC的电容C1充电，当原边控制器U1的电压VCC达到原边控制器U1的开启电压时，原边控制器U1便开始正常工作，输出开关控制信号驱动外部功率开关管Q1。二极管D3、电容C4和电阻R4共同组成RCD缓冲电路来降低变压器T1的漏感尖峰电压，防止功率开关管Q1被击穿而损坏。电阻Rcs串联在功率开关管Q1的发射极，控制变压器T1原边的电感峰值电流，从而控制电路的最大输出功率。电容C2和电阻R3组成缓冲器来消除当整流二极管D1关断的时候引起的振荡。辅助边电阻R1和R2分压，与原边控制器U1的FB相接形成反馈网络，并通过反馈网络的控制，改变开关控制信号的周期或占空比，从而自动调整输出电压。

图1中所提供的集成电路的启动时间为：

$t=-R_{\mathrm{st}}\×C_1\×\ln (1-\frac{V_{\mathrm{CC}}}{V_{\mathrm{in}}})$

或 $t=\frac{C_1\×V_{\mathrm{CC}}}{I_{\mathrm{st}}}$

其中，I_st是启动电流，其值为启动电阻Rst两端的电压差除以启动电阻Rst的阻值。

由上式分析可知，由于启动电压值Vcc是一定的，所以，若想减少启动时间，加速集成电路的启动，可以通过减小启动电阻Rst(增大启动电流I_st)或减小电容C₁来实现。

但是，在实际应用中，减小原边控制器U1的电容C₁是不可取的。因为，如果减小原边控制器U1的电容C₁，会使原边控制器U1的电源电压Vcc变化增大，进而导致集成电路容易进入UVLO。其中，UVLO又称低压锁定，即当供电电压低于集成电路的开启门限电压时的一种保护模式，可保证集成电路在供电电压不足时不致于被损坏。而且，通过单纯地减小启动电阻Rst的阻值来提高启动速度也是不可取的。这是因为无论在集成电路启动时还是正常工作时，启动电阻Rst上的功耗都是一直存在的。如果单纯的减小集成电路中启动电阻Rst的阻值，虽然会提高电路的启动速度，但是同时会增加集成电路正常工作时的功耗，从而降低集成电路的工作效率。因此，如何在不改变现有集成电路其他性能的条件下，提高集成电路的启动速度成为本发明实施例所要解决的一个问题。

考虑到功率开关管Q1在集成电路启动时没有工作，同时功率开关管Q1本身又具有电流放大的作用，因此，本发明提供了一种开关电源集成电路，利用功率开关管Q1的电流放大功能来放大启动电流，从而加速集成电路的启动。

参考图2，本发明所提供的开关电源集成电路包括原边控制器U1′；与所述原边控制器U1′相连的功率开关管Q1；输入端与外部电源Vin相连，输出端与功率开关管Q1基极相连的启动电阻Rst；所述功率开关管Q1的发射极与原边控制器U1′的EM端相连。在原边控制器U1′内，所述EM端通过一单向导通二极管与原边控制器U1′的电压Vcc(或电容C1)相连，在集成电路启动时，所述单向导通二极管导通，由启动电阻Rst输出端流出的电流经功率开关管Q1被放大后给原边控制器U1′的电压Vcc充电；当集成电路启动完成(即原边控制器U1′的电压Vcc充电完成)后，所述单向导通二极管截止，原边控制器U1′内的EM端与CS端连通，所述功率开关管Q1正常工作。

本发明所提供的开关电源集成电路，改变了输入电源Vin通过启动电阻Rst直接给原边控制器U1′的电容C1提供启动电流的供电模式，而是采用将输入电源Vin通过启动电阻Rst给电路提供的启动电流，输入功率开关管Q1的基极，经由功率开关管Q1本身的放大作用，即从功率开关管Q1的发射极流出电流为从功率开关管Q1的基极流入电流的β倍(本实施例中所述β为十以上)，从功率开关管Q1的发射极流出后，再对原边控制器U1′的电容C1进行充电，这样，为原边控制器U1′的电容C1进行充电的启动电流就放大了β倍，而在不改变电路其他条件的前提下，电路的启动电压是一定的，从而减少了原边控制器U1′的电压Vcc达到启动电压的时间，进而提高了集成电路的启动速度，最终加快了集成电路的启动。

下面结合图3，对本发明实施例中所提供的集成电路具体启动过程加以清楚、完整的描述。如图3所示，原边控制器包括：

第一NMOS管MN1，所述第一NMOS管MN1的栅极、源极和漏极分别与偏置电压、参考地和功率开关管Q1的基极相连；

第二NMOS管MN2，所述第二NMOS管MN2的栅极和漏极分别与原边控制器U1′的内部电源Vdd和功率开关管Q1的发射极相连，其源极通过第一电阻Rcs与参考地相连；

第三NMOS管MN3，所述第三NMOS管MN3的栅极与原边控制器U1′的内部电源Vdd相连，其源极与所述第一NMOS管MN1和功率开关管Q1的公共端相连；

与所述第三NMOS管MN3的漏极相连的电流镜；

所述第一NMOS管MN1与第二NMOS管MN2的衬底分别与自身的源极相连；所述第三NMOS管MN3的衬底接地；所述功率开关管Q1的发射极通过一单向导通二极管D4与控制原边控制器U1′启动电压的电容Cvcc(即图1和图2中的C1)相连。

结合图2和图3可知，原边控制器U1′内的EM端与CS端通过第二NMOS管MN2相连。

电路启动时，输入电压Vin通过启动电阻Rst给电路提供启动电流，从启动电阻Rst输出端流出的启动电流流入功率开关管Q1的基极，然后从功率开关管Q1的发射极流出，经由单向导通二极管D4给原边控制器U1′的电容Cvcc充电。在电容Cvcc充电过程中，由于原边控制器U1′的电压Vcc还未达到原边控制器U1′的开启电压，原边控制器U1′的内部电源Vdd也就未建立，因此，第一NMOS管MN1、第二NMOS管MN2以及第三NMOS管MN3均不导通，从而使得与功率开关管Q1的基极和发射极相连的电路都不存在漏电电流，此时，原边控制器U1′内的EM端与CS端之间为断开状态(参考图2)。

如图3所示，本发明实施例提供的原边控制器U1′中的电流镜包括第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2。

其中，所述第一PMOS管MP1的栅极和源极分别与所述第二PMOS管MP2的栅极和源极相连；

所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的源极均与其对应的衬底相连、并通过第一电容Cvcc与参考地相连；

所述第一PMOS管MP1的栅极和漏极相连并连接一电流源；

所述第二PMOS管MP2的漏极与所述第三NMOS管MN3的漏极相连。

需要说明的是，功率开关管Q1的基极不能直接与第二PMOS管MP2的漏极相连。因为，如果功率开关管Q1的基极直接与第二PMOS管MP2的漏极相连，从启动电阻Rst输出端流出的启动电流就会经过第二PMOS管MP2的体二极管直接给原边控制器U1′的电容Cvcc进行充电，而不会流入功率开关管Q1的基极，经功率开关管Q1放大后，再对原边控制器U1′的电容Cvcc进行充电，从而不能起到电流放大作用，进而不能提高电路的启动速度，达到电路加速启动的目的。因此，在功率开关管Q1的基极与第二PMOS管MP2的漏极之间需要一个衬底接地的第三NMOS管MN3来阻隔一下。

还需要说明的是，第三NMOS管MN3之所以衬底接地，是因为第三NMOS管MN3内部存在一个寄生二极管。如果第三NMOS管MN3的衬底与它的源极相连，从启动电阻Rst输出端流出的启动电流就会经过第三NMOS管MN3和第二PMOS管MP2，直接对原边控制器U1′的电容Cvcc进行充电，也不会流入功率开关管Q1的基极，经功率开关管Q1放大后，再对原边控制器U1′的电容Cvcc进行充电，从而不能起到电流放大作用，进而不能提高电路的启动速度，加速电路的启动。

启动完成后，原边控制器U1′内的电源电压Vdd建立，第二NMOS管MN2和第三NMOS管MN3导通。由于第二NMOS管MN2本身的导通电阻很小，此时，原边控制器U1′的EM端与CS端连通，而与原边控制器U1′的CS端相连的第一电阻Rcs阻值也很小。因此，启动完成后，功率开关管Q1发射极的电压被第一电阻Rcs拉低，从而使得功率开关管Q1发射极的电压小于原边控制器U1′的电压Vcc，此时，功率开关管Q1发射极与电容Cvcc之间的单向导通二极管D4截止，启动电路自动不工作，功率开关管Q1的基极电流驱动功率开关管Q1的开通关断，功率开关管Q1正常工作，并由第一电阻Rcs来控制电路的最大输出功率。

在启动完成后，由于原边控制器U1′内的电源电压Vdd已经建立，第二NMOS管MN2和第三NMOS管MN3始终导通。当原边控制器U1′内的PWM信号(脉冲宽度调制信号)为低电平时，第二PMOS管MP2截止，受偏置电压控制的第一NMOS管MN1导通，功率开关管Q1的基极通过第一NMOS管MN1与地相连。由于第一NMOS管MN1的导通电阻很小，所以功率开关管Q1基极的电压很低，功率开关管Q1关断。当原边控制器U1′内的PWM信号为高电平时，受偏置电压控制的第一NMOS管MN1截止，第二PMOS管MP2导通，电流源通过第二PMOS管MP2和第三NMOS管MN3，给功率开关管Q1的基极提供电流Isource，驱动功率开关管Q1导通。

如图4所示，当原边控制器U1′内的PWM信号为低电平时，VG处的电压值等于Vdd的电压值，此时，第二PMOS管MP2截止，功率开关管Q1基极的驱动电流Isource为零；当原边控制器U1′内的PWM信号为高电平时，VG处的电压值等于Vdd的电压值与PWM信号的电压值Vpwm之和，此时，第二PMOS管MP2导通，功率开关管Q1基极的驱动电流Isource为与电流镜相接的电流源所提供的电流。

由于当原边控制器U1′内的PWM信号为高电平时，第二PMOS管MP2和第三NMOS管MN3驱动功率开关管Q1的基极，通常需要很大的电流，故本发明实施例中在第三NMOS管MN3的栅极增加了一个电流放大电路，即RC pump电路。参考图3，所述RC pump电路包括：串接于所述原边控制器U1′的内部电源Vdd与第三NMOS管MN3的栅极之间的第二电阻R5；一端与所述第二电阻R5和第三NMOS管MN3栅极的公共端相连，另一端与脉冲宽度调制信号(即PWM信号)相连的第二电容C5。增加的RC pump电路能够将驱动电流提高若干倍，从而大大减小了第三NMOS管MN3的尺寸，进而减小了原边控制器U1′的版图面积。

需要说明的是，原边控制器U1′的电压Vcc通常很高，能达到十几伏。在电路启动时，功率开关管Q1的基极电压为V_CC+2×V_Df，此电压也很高，为十几～二十几伏，所以，第三NMOS管MN3的源极要能耐高压。其中，2*V_Df的值为二极管D4的压降与功率开关管Q1基极和发射极之间的压降之和。启动结束后，第三NMOS管MN3的漏极通过电流镜直接与原边控制器U1′的电压Vcc相连，故要求第三NMOS管MN3的漏极也要能耐高压，因此，本发明实施例提供的原边控制器U1′内的第三NMOS管MN3为对称高压管。

当然，本发明所提供的开关电源集成电路还包括(参考图2)：用于降低变压器T1的漏感尖峰电压从而避免功率开关管Q1被击穿的缓冲电路。所述缓冲电路包括：相互并联的电阻R4和电容C4；与并联后的电阻R4和电容C4相串联的二极管D3，且二极管D3的负极与并联后的电阻R4和电容C4的一端相连，二极管D3的正极与变压器T1的原边和功率开关管Q1的集电极均相连，并联后的电阻R4和电容C4的另一端与输入电源Vin相连。

所述开关电源集成电路还包括：由辅助边电阻R1和R2与原边控制器U1′的FB相连接而形成的反馈网络。通过所述反馈网络的控制，可改变开关控制信号的周期或占空比，从而自动调整输出电压。

本发明所提供的开关电源集成电路，其上的缓冲电路和反馈网络均与现有技术中的相同，对于其他未进行描述的部件(例如变压器T1、二极管D1等)及部件之间的连接关系，由于与图1中所示相同，故不再赘述。

本说明书中各个部分采用递进的方式描述，每个部分重点说明的都是与其他部分的不同之处，各个部分之间相同相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (8)

1.一种开关电源集成电路，其特征在于，包括：

原边控制器；

与所述原边控制器相连的功率开关管；

输入端与外部电源相连，输出端与功率开关管基极相连的启动电阻；

其中，在该开关电源集成电路启动时，所述功率开关管将从启动电阻输出端流出的电流放大，然后提供给原边控制器。

2.根据权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述原边控制器包括：

第一NMOS管，所述第一NMOS管的栅极、源极和漏极分别与偏置电压、参考地和功率开关管的基极相连；

第二NMOS管，所述第二NMOS管的栅极和漏极分别与原边控制器的内部电源和功率开关管的发射极相连，其源极通过第一电阻与参考地相连；

第三NMOS管，所述第三NMOS管的栅极与原边控制器的内部电源相连，其源极与所述第一NMOS管和功率开关管的公共端相连；

与所述第三NMOS管的漏极相连的电流镜。

3.根据权利要求2所述的集成电路，其特征在于，所述第一NMOS管与第二NMOS管的衬底分别与自身的源极相连；所述第三NMOS管的衬底接地。

4.根据权利要求3所述的集成电路，其特征在于，所述电流镜包括：第一PMOS管和第二PMOS管；

其中，所述第一PMOS管的栅极和源极分别与所述第二PMOS管的栅极和源极相连；

所述第一PMOS管和第二PMOS管的源极均与其对应的衬底相连、并通过第一电容与参考地相连；

所述第一PMOS管的栅极和漏极相连并连接一电流源；

所述第二PMOS管的漏极与所述第三NMOS管的漏极相连。

5.根据权利要求4所述的集成电路，其特征在于，所述功率开关管的发射极通过一单向导通二极管与原边控制器中的第一电容相连。

6.根据权利要求1所述的集成电路，其特征在于，所述原边控制器还包括：设置在所述第三NMOS管的栅极与原边控制器的内部电源之间的电流放大电路。

7.根据权利要求6所述的集成电路，其特征在于，所述电流放大电路包括：

串接于所述原边控制器的内部电源与第三NMOS管的栅极之间的第二电阻；

一端与所述第二电阻和第三NMOS管栅极的公共端相连，另一端与一脉冲宽度调制信号相连的第二电容。

8.根据权利要求7所述的集成电路，其特征在于，所述第三NMOS管为对称、耐高压NMOS管。

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