JPH06217537A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH06217537A JPH06217537A JP5003784A JP378493A JPH06217537A JP H06217537 A JPH06217537 A JP H06217537A JP 5003784 A JP5003784 A JP 5003784A JP 378493 A JP378493 A JP 378493A JP H06217537 A JPH06217537 A JP H06217537A
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- Japan
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- converter
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4275—Arrangements for improving power factor of AC input by adding an auxiliary output voltage in series to the input
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Rectifiers (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 各種電子機器に使用されるスイッチング式直
流安定化電源において、突入電流、力率、高調波歪電流
による他の電子機器、送電設備への障害が無く、交流入
力電流波形をほぼ正弦波にすることができる安価な高調
波歪対策の電源装置を提供することを目的とする。 【構成】 昇圧コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータで構
成されている昇圧コンバータ部のチョークとスイッチを
ＤＣ−ＤＣコンバータ部のチョーク８とスイッチ５で共
用している。従来例の２コンバータが本発明の昇圧兼Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバータになり、
従来例とほぼ同等な特性が得られながら部品点数が減少
し、回路が簡素化し、コストダウンが図れる。
流安定化電源において、突入電流、力率、高調波歪電流
による他の電子機器、送電設備への障害が無く、交流入
力電流波形をほぼ正弦波にすることができる安価な高調
波歪対策の電源装置を提供することを目的とする。 【構成】 昇圧コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータで構
成されている昇圧コンバータ部のチョークとスイッチを
ＤＣ−ＤＣコンバータ部のチョーク８とスイッチ５で共
用している。従来例の２コンバータが本発明の昇圧兼Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバータになり、
従来例とほぼ同等な特性が得られながら部品点数が減少
し、回路が簡素化し、コストダウンが図れる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流入力電流に含まれる
高調波電流を抑制した高調波歪対策の電源装置に関する
ものである。
高調波電流を抑制した高調波歪対策の電源装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のフィードフォワード型高調
波歪対策の電源装置の回路図を示す。図５において、１
は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回
路、４はトランス、５，１５はスイッチ、６，７，１
０，１３はダイオード、８，１４はチョーク、９，１２
はコンデンサである。
波歪対策の電源装置の回路図を示す。図５において、１
は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回
路、４はトランス、５，１５はスイッチ、６，７，１
０，１３はダイオード、８，１４はチョーク、９，１２
はコンデンサである。
【０００３】以上のように構成した高調波歪対策の電源
装置について、以下その動作について説明する。交流入
力電源１がローパスフィルタ２を介して整流回路３によ
り全波整流される。高周波スイッチングしているスイッ
チ１５のオン期間にチョーク１４に電流が流れ励磁エネ
ルギーが蓄積され、スイッチ１５のオフ期間に発生する
チョーク１４の逆電圧と整流回路３の出力電圧の加算電
圧がダイオード１０を介してコンデンサ１２に印加され
直流電圧を得る。
装置について、以下その動作について説明する。交流入
力電源１がローパスフィルタ２を介して整流回路３によ
り全波整流される。高周波スイッチングしているスイッ
チ１５のオン期間にチョーク１４に電流が流れ励磁エネ
ルギーが蓄積され、スイッチ１５のオフ期間に発生する
チョーク１４の逆電圧と整流回路３の出力電圧の加算電
圧がダイオード１０を介してコンデンサ１２に印加され
直流電圧を得る。
【０００４】スイッチ５の高周波スイッチング動作によ
りトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１２両端の電
圧レベルの矩形波を印加し、トランス４の２次巻線４ｂ
に所望の電圧に降圧又は昇圧された矩形波出力を得、ダ
イオード６，７、チョーク８、コンデンサ９により整流
平滑して所望の直流出力を得る。
りトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１２両端の電
圧レベルの矩形波を印加し、トランス４の２次巻線４ｂ
に所望の電圧に降圧又は昇圧された矩形波出力を得、ダ
イオード６，７、チョーク８、コンデンサ９により整流
平滑して所望の直流出力を得る。
【０００５】ここで、スイッチ１５はコンデンサ１２両
端の直流電圧を安定化しつつ、交流入力電流波形が正弦
波になるように制御しながらスイッチングする。また、
スイッチ５はコンデンサ９両端の直流出力が安定化する
ように制御しながらスイッチングする。また、トランス
４の巻線４ｃとダイオード１３によりスイッチ５のオン
期間でのトランス４の励磁エネルギーをオフ期間にコン
デンサ１２へ帰還させている。
端の直流電圧を安定化しつつ、交流入力電流波形が正弦
波になるように制御しながらスイッチングする。また、
スイッチ５はコンデンサ９両端の直流出力が安定化する
ように制御しながらスイッチングする。また、トランス
４の巻線４ｃとダイオード１３によりスイッチ５のオン
期間でのトランス４の励磁エネルギーをオフ期間にコン
デンサ１２へ帰還させている。
【０００６】このような動作により安定化された直流出
力を得ながら交流入力電流に含まれる高調波電流を抑制
している。
力を得ながら交流入力電流に含まれる高調波電流を抑制
している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】しかし上記の従来の構
成では、インダクタ３個、スイッチ２個を必要とし、ま
た１次側コンデンサより前段の昇圧コンバータと後段の
ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのコンバータのの部品点数
となり、回路が複雑でコスト高になるという課題があっ
た。
成では、インダクタ３個、スイッチ２個を必要とし、ま
た１次側コンデンサより前段の昇圧コンバータと後段の
ＤＣ−ＤＣコンバータの２つのコンバータのの部品点数
となり、回路が複雑でコスト高になるという課題があっ
た。
【０００８】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、部品点数が少なく安価でありながらほぼ同等な特性
が得られる高調波歪対策の電源装置を提供することを目
的とする。
で、部品点数が少なく安価でありながらほぼ同等な特性
が得られる高調波歪対策の電源装置を提供することを目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの２次側回路に接続するチ
ョークに磁気結合させた１次巻線と第１のダイオードと
スイッチ手段とからなる直列回路と、前記第１のダイオ
ードに並列に接続されかつ第２のダイオードと前記トラ
ンスの１次巻線とからなる直列回路と、前記第２のダイ
オードとトランスの１次巻線との接続点と前記整流回路
の出力端子間に接続したコンデンサと、前記トランスの
２次巻線に接続されかつダイオードと前記チョークとコ
ンデンサとからなる整流平滑回路とで構成したものであ
る。また、前記チョークに磁気結合させた１次巻線の替
わりにトランスに磁気結合させた１次巻線とし、チョー
クを省略し、第２のダイオードとトランスの１次巻線と
の接続点にダイオードを挿入した構成としたものであ
る。
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの２次側回路に接続するチ
ョークに磁気結合させた１次巻線と第１のダイオードと
スイッチ手段とからなる直列回路と、前記第１のダイオ
ードに並列に接続されかつ第２のダイオードと前記トラ
ンスの１次巻線とからなる直列回路と、前記第２のダイ
オードとトランスの１次巻線との接続点と前記整流回路
の出力端子間に接続したコンデンサと、前記トランスの
２次巻線に接続されかつダイオードと前記チョークとコ
ンデンサとからなる整流平滑回路とで構成したものであ
る。また、前記チョークに磁気結合させた１次巻線の替
わりにトランスに磁気結合させた１次巻線とし、チョー
クを省略し、第２のダイオードとトランスの１次巻線と
の接続点にダイオードを挿入した構成としたものであ
る。
【００１０】
【作用】本発明においては、トランスの２次巻線に接続
するチョーク、またはトランスに磁気結合させた１次巻
線と、高周波スイッチングしているスイッチにより交流
入力電圧を昇圧した電圧をコンデンサに印加し直流出力
を得、前記スイッチによりトランスの１次巻線にこのコ
ンデンサの両端電圧を印加し、トランスの２次巻線出力
を整流平滑して直流出力を得ている。
するチョーク、またはトランスに磁気結合させた１次巻
線と、高周波スイッチングしているスイッチにより交流
入力電圧を昇圧した電圧をコンデンサに印加し直流出力
を得、前記スイッチによりトランスの１次巻線にこのコ
ンデンサの両端電圧を印加し、トランスの２次巻線出力
を整流平滑して直流出力を得ている。
【００１１】このようにすると図５の従来例の昇圧コン
バータ部の構成部品で昇圧コンバータ用チョークはＤＣ
−ＤＣコンバータ用のチョークと共用し、昇圧コンバー
タ用スイッチはＤＣ−ＤＣコンバータ用のチョークと共
用したことになり、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータ動作を
する１つのコンバータとなる。
バータ部の構成部品で昇圧コンバータ用チョークはＤＣ
−ＤＣコンバータ用のチョークと共用し、昇圧コンバー
タ用スイッチはＤＣ−ＤＣコンバータ用のチョークと共
用したことになり、昇圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータ動作を
する１つのコンバータとなる。
【００１２】そして、コストに大きく影響する主部品で
あるインダクタは２個、スイッチは１個となり、図５の
従来例に比べてインダクタとスイッチが共に１個減少
し、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られながら部品
点数が減少し、回路が簡素化し、コストダウンが可能と
なる。
あるインダクタは２個、スイッチは１個となり、図５の
従来例に比べてインダクタとスイッチが共に１個減少
し、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られながら部品
点数が減少し、回路が簡素化し、コストダウンが可能と
なる。
【００１３】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照しな
がら説明する。図１は本発明の第１の実施例における高
調波歪対策電源装置の回路図を示すものである。図１に
おいて１は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は
整流回路、４はトランス、５はスイッチ、６，７，１
０，１１，１３はダイオード、８はチョーク、９，１２
はコンデンサである。図２は第１の実施例の動作説明図
である。
がら説明する。図１は本発明の第１の実施例における高
調波歪対策電源装置の回路図を示すものである。図１に
おいて１は交流入力電源、２はローパスフィルタ、３は
整流回路、４はトランス、５はスイッチ、６，７，１
０，１１，１３はダイオード、８はチョーク、９，１２
はコンデンサである。図２は第１の実施例の動作説明図
である。
【００１４】以上のように構成した高調波歪対策の電源
装置の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入力
は、ローパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対値正
弦波電圧に変換される。高周波スイッチングしているス
イッチ５のオン期間にダイオード１１を介してチョーク
８の１次巻線８ａに絶対値正弦波電圧を印加すると、チ
ョーク８の１次巻線８ａに励磁電流が流れ、チョーク８
にエネルギーが蓄積され、スイッチ５のオフ期間にチョ
ーク８の１次巻線８ａに発生する逆電圧と、整流回路３
の出力である絶対値正弦波電圧との加算電圧がダイオー
ド１０を介してコンデンサ１２に印加され、直流出力が
得られる。
装置の動作を説明する。交流入力電源１からの交流入力
は、ローパスフィルタ２を介して整流回路３で絶対値正
弦波電圧に変換される。高周波スイッチングしているス
イッチ５のオン期間にダイオード１１を介してチョーク
８の１次巻線８ａに絶対値正弦波電圧を印加すると、チ
ョーク８の１次巻線８ａに励磁電流が流れ、チョーク８
にエネルギーが蓄積され、スイッチ５のオフ期間にチョ
ーク８の１次巻線８ａに発生する逆電圧と、整流回路３
の出力である絶対値正弦波電圧との加算電圧がダイオー
ド１０を介してコンデンサ１２に印加され、直流出力が
得られる。
【００１５】つまりチョーク８、スイッチ５により絶対
値正弦波電圧を、それより高い直流電圧に昇圧したこと
になる。
値正弦波電圧を、それより高い直流電圧に昇圧したこと
になる。
【００１６】また、スイッチ５のオン期間にトランス４
の１次巻線４ａにコンデンサ１２の両端電圧が印加さ
れ、トランス４により昇圧又は降圧されて２次巻線４ｂ
に誘起された電圧がダイオード６で整流され、チョーク
８の２次巻線８ｂに電圧印加されて励磁電流が流れ、同
時に２次巻線８ｂとコンデンサ９で平滑されて直流出力
となる。
の１次巻線４ａにコンデンサ１２の両端電圧が印加さ
れ、トランス４により昇圧又は降圧されて２次巻線４ｂ
に誘起された電圧がダイオード６で整流され、チョーク
８の２次巻線８ｂに電圧印加されて励磁電流が流れ、同
時に２次巻線８ｂとコンデンサ９で平滑されて直流出力
となる。
【００１７】一方、スイッチ５のオフ期間はチョーク８
の２次巻線８ｂに誘起された逆電圧が２次巻線８ｂ、ダ
イオード７、コンデンサ９で整流平滑され所望の直流出
力が得られている。
の２次巻線８ｂに誘起された逆電圧が２次巻線８ｂ、ダ
イオード７、コンデンサ９で整流平滑され所望の直流出
力が得られている。
【００１８】スイッチ５のオン期間にトランス４に励磁
されたエネルギーをスイッチ５のオフ期間に帰還巻線４
ｃ、ダイオード１３によりコンデンサ１２に帰還させて
いる。
されたエネルギーをスイッチ５のオフ期間に帰還巻線４
ｃ、ダイオード１３によりコンデンサ１２に帰還させて
いる。
【００１９】つまりトランス４、スイッチ５、ダイオー
ド６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコンデンサ
１２両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換されたこと
になる。
ド６，７、チョーク８、コンデンサ９によりコンデンサ
１２両端の直流電圧が所望の直流電圧に変換されたこと
になる。
【００２０】この動作により図５の従来例と比較して、
チョーク８は昇圧コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの
共用チョークとなり、スイッチ５も昇圧コンバータとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの共用スイッチとなることにより昇
圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１つのコンバー
タとなる。
チョーク８は昇圧コンバータとＤＣ−ＤＣコンバータの
共用チョークとなり、スイッチ５も昇圧コンバータとＤ
Ｃ−ＤＣコンバータの共用スイッチとなることにより昇
圧兼ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１つのコンバー
タとなる。
【００２１】以上述べた動作は図２（ｃ）に示すように
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜Ｖｉ｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間であり、Ｖ１より低い期
間は昇圧コンバータ動作はなくＤＣ−ＤＣコンバータ動
作だけである。コンデンサ１２の両端電圧は整流回路３
の出力である絶対値正弦波電圧波形のピーク値とスイッ
チ５の時比率で決まる昇圧電圧となり、電圧レベルＶ１
はスイッチ５のオフ期間にチョーク８の１次巻線８ａに
２次巻線８ｂ間の電圧から変換、誘起される電圧をコン
デンサ１２の両端電圧より差し引いた電圧となる。
整流回路３の出力である絶対値正弦波電圧｜Ｖｉ｜があ
る電圧レベルＶ１より高い期間であり、Ｖ１より低い期
間は昇圧コンバータ動作はなくＤＣ−ＤＣコンバータ動
作だけである。コンデンサ１２の両端電圧は整流回路３
の出力である絶対値正弦波電圧波形のピーク値とスイッ
チ５の時比率で決まる昇圧電圧となり、電圧レベルＶ１
はスイッチ５のオフ期間にチョーク８の１次巻線８ａに
２次巻線８ｂ間の電圧から変換、誘起される電圧をコン
デンサ１２の両端電圧より差し引いた電圧となる。
【００２２】つまり、出力電圧にチョーク８の巻数比
（１次巻線数／２次巻線数）乗じた電圧に絶対値正弦波
電圧を加算した電圧がコンデンサ１２の両端電圧より高
くないと、チョーク８の１次巻線８ａに電流は流れず昇
圧コンバータ動作はせずＤＣ−ＤＣコンバータ動作のみ
となる。
（１次巻線数／２次巻線数）乗じた電圧に絶対値正弦波
電圧を加算した電圧がコンデンサ１２の両端電圧より高
くないと、チョーク８の１次巻線８ａに電流は流れず昇
圧コンバータ動作はせずＤＣ−ＤＣコンバータ動作のみ
となる。
【００２３】絶対値正弦波電圧がＶ１より高い期間は、
絶対値正弦波電圧とチョーク８の１次巻線８ａの電圧と
の加算電圧がコンデンサ１２の両端電圧より高くなり、
１次巻線８ａに電流が流れ昇圧コンバータ動作となる。
絶対値正弦波電圧とチョーク８の１次巻線８ａの電圧と
の加算電圧がコンデンサ１２の両端電圧より高くなり、
１次巻線８ａに電流が流れ昇圧コンバータ動作となる。
【００２４】昇圧コンバータ動作中、スイッチ５のオン
期間に１次巻線８ａに印加される電圧は絶対値正弦波電
圧となる。スイッチ５の時比率は、コンデンサ１２両端
の直流電圧とコンデンサ９両端の安定化した直流出力電
圧で決まる値となり、スイッチ５のオン期間は一定とな
る。ゆえにチョーク８の１次巻線８ａに流れる電流をロ
ーパスフィルタ２で平均化した交流入力電源１の電流は
１次巻線８ａの電圧に比例し、図２（ａ）の交流入力電
圧波形に対し図２（ｂ）に示すように正弦波にほぼ近い
高調波歪の少ない波形となる。
期間に１次巻線８ａに印加される電圧は絶対値正弦波電
圧となる。スイッチ５の時比率は、コンデンサ１２両端
の直流電圧とコンデンサ９両端の安定化した直流出力電
圧で決まる値となり、スイッチ５のオン期間は一定とな
る。ゆえにチョーク８の１次巻線８ａに流れる電流をロ
ーパスフィルタ２で平均化した交流入力電源１の電流は
１次巻線８ａの電圧に比例し、図２（ａ）の交流入力電
圧波形に対し図２（ｂ）に示すように正弦波にほぼ近い
高調波歪の少ない波形となる。
【００２５】図３は本発明の第２の実施例における高調
波歪対策の電源装置の回路図を示すものである。図３に
おいてトランス４の１次巻線４ｄは昇圧コンバータ動作
用のチョークの役目をする巻線であり、図１と同一動作
をするもので、その動作説明は省略する。
波歪対策の電源装置の回路図を示すものである。図３に
おいてトランス４の１次巻線４ｄは昇圧コンバータ動作
用のチョークの役目をする巻線であり、図１と同一動作
をするもので、その動作説明は省略する。
【００２６】図４は第２の実施例の動作波形図であり、
図４（ａ）は交流入力電源１の電圧波形、図４（ｂ）は
その電流波形である。
図４（ａ）は交流入力電源１の電圧波形、図４（ｂ）は
その電流波形である。
【００２７】なお本実施例ではコンバータをフィードフ
ォワードまたはフライバックとしたが、プッシュプル，
フルブリッジ，ハーフブリッジ，ダブルフィードフォワ
ードとしてもよい。この場合は直流出力が大きくとれる
効果がある。
ォワードまたはフライバックとしたが、プッシュプル，
フルブリッジ，ハーフブリッジ，ダブルフィードフォワ
ードとしてもよい。この場合は直流出力が大きくとれる
効果がある。
【００２８】
【発明の効果】以上のように本発明は、昇圧コンバータ
とＤＣ−ＤＣコンバータで構成される従来例に比べ、部
品を共用することによりコストに大きく影響する主部品
であるインダクタとスイッチを１個ずつ削減し、昇圧兼
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバータとする
ことができ、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られな
がら部品点数が減少するので回路が簡素化し、コストダ
ウンとなる効果がある。また高周波スイッチングしてい
るスイッチを制御するのに必要な機能として、直流出力
の安定化と交流入力電流の正弦波化の必要はなく、直流
出力の安定化のみでよく、制御回路が簡素化する効果も
ある。
とＤＣ−ＤＣコンバータで構成される従来例に比べ、部
品を共用することによりコストに大きく影響する主部品
であるインダクタとスイッチを１個ずつ削減し、昇圧兼
ＤＣ−ＤＣコンバータの動作をする１コンバータとする
ことができ、従来例の特性とほぼ同等な特性が得られな
がら部品点数が減少するので回路が簡素化し、コストダ
ウンとなる効果がある。また高周波スイッチングしてい
るスイッチを制御するのに必要な機能として、直流出力
の安定化と交流入力電流の正弦波化の必要はなく、直流
出力の安定化のみでよく、制御回路が簡素化する効果も
ある。
【図１】本発明の第１の実施例における電源装置の回路
図
図
【図２】（ａ），（ｂ），（ｃ）は第１の実施例におけ
る電源装置の動作波形図
る電源装置の動作波形図
【図３】本発明の第２の実施例における電源装置の回路
図
図
【図４】（ａ），（ｂ）は第２の実施例における電源装
置の動作波形図
置の動作波形図
【図５】従来のフィードフォワード型高調波歪対策の電
源装置の回路図
源装置の回路図
１ 交流入力電源 ２ ローパスフィルタ ３ 整流回路 ４ トランス ４ａ，４ｄ １次巻線 ４ｂ ２次巻線 ５ スイッチ ６，７，１０，１１，１３ ダイオード ８ チョーク ８ａ １次巻線 ８ｂ ２次巻線 ９，１２ コンデンサ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流入力電源にローパスフィルタを介し
て接続した整流回路と、この整流回路の出力端子間に接
続されかつトランスの２次側回路に２次巻線を接続した
チョークの１次巻線と第１のダイオードとスイッチ手段
とからなる直列回路と、前記第１のダイオードに並列に
接続されかつ第２のダイオードと前記トランスの１次巻
線とからなる直列回路と、前記第２のダイオードとトラ
ンスの１次巻線との接続点と前記整流回路の出力端子間
に接続したコンデンサと、前記トランスの２次巻線に接
続されかつダイオードと前記チョークとコンデンサとか
らなる整流平滑回路とで構成した電源装置。 - 【請求項２】 チョークの替わりにトランスに別途１次
巻線を設け、第２のダイオードとトランスの１次巻線と
の接続点に第１のダイオードを挿入接続した請求項１記
載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5003784A JPH06217537A (ja) | 1993-01-13 | 1993-01-13 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5003784A JPH06217537A (ja) | 1993-01-13 | 1993-01-13 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06217537A true JPH06217537A (ja) | 1994-08-05 |
Family
ID=11566817
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5003784A Pending JPH06217537A (ja) | 1993-01-13 | 1993-01-13 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06217537A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020120561A (ja) * | 2019-01-28 | 2020-08-06 | Ntn株式会社 | 絶縁型スイッチング電源 |
-
1993
- 1993-01-13 JP JP5003784A patent/JPH06217537A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2020120561A (ja) * | 2019-01-28 | 2020-08-06 | Ntn株式会社 | 絶縁型スイッチング電源 |
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