JP3175756B2 - 高力率コンバータ - Google Patents

高力率コンバータ

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JP3175756B2 JP26453195A JP26453195A JP3175756B2 JP 3175756 B2 JP3175756 B2 JP 3175756B2 JP 26453195 A JP26453195 A JP 26453195A JP 26453195 A JP26453195 A JP 26453195A JP 3175756 B2 JP3175756 B2 JP 3175756B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は高力率コンバータに
関するもので、さらに詳しく言えば、その直流出力電圧
のリップルが低減でき、それによって直流出力側のチョ
ークコイル、コンデンサを小型、軽量化することができ
るとともに、交流入力電源からの交流入力電流を正弦波
状にすることができる高力率コンバータに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】高力率コンバータは、交流入力電源から
の交流電力を直流電力に変換する交流−直流変換回路の
直流側に接続され、その交流入力電流を正弦波状にする
とともに、その直流側の直流出力を定電圧制御するため
のものである。
【０００３】上記した高力率コンバータの従来例として
は、特開平２−１１９５７４号公報の第３図および第４
図に記載されたものが知られている。
【０００４】すなわち、前記公報に記載された高力率コ
ンバータは、図８に示したようなもので、交流入力電源
１からの交流電力を直流電力に変換する交流−直流変換
回路２は交流電力を直接整流する整流回路２１と、この
整流回路２１の直流端子間に直列に接続された主スイッ
チング素子２２およびダイオード２３からなり、前記ダ
イオード２３と並列にチョークコイル５とコンデンサ６
とを直列に接続し、前記主スイッチング素子２２のオ
ン、オフ比を交流入力電圧の変化に対応させて制御する
ことによって前記整流回路２１の交流側に流れる電流を
正弦波状にし、前記交流−直流変換回路２の交流側に接
続された高周波フィルタ７によってその交流入力電流か
ら高周波成分が除去されて正弦波化するものである。
【０００５】前記高力率コンバータの制御回路は１０′
で、以下にその動作について説明する。
【０００６】前記制御回路１０′は、変圧器８の２次側
に出力される交流入力対応電圧ＶACを絶対値に変換する
絶対値回路１１と、前記絶対値回路１１の出力電圧と交
流入力電源の周波数に対して十分高い数十ｋＨｚの一定
の周波数の三角波電圧とを比較する比較回路１５と、前
記比較回路１５の出力を前記主スイッチング素子２２の
駆動信号に変換する駆動回路１７とからなり、前記絶対
値回路１１の出力電圧が前記三角波電圧より大である区
間で主スイッチング素子２２をオンさせるような駆動信
号を駆動回路１７によって作成するものである。
【０００７】従って、主スイッチング素子２２には、図
９に示したように、交流入力電圧の波高値が高い区間ほ
ど長い期間電流が流れ、前記高周波フィルタ７によって
交流入力電流から高周波成分が除去され、交流入力電流
を交流入力電圧と同位相の完全な正弦波にすることがで
きる。
【０００８】上記した従来の高力率コンバータでは、交
流入力電源からの交流電力を直流電力に変換する交流−
直流変換回路として、交流入力電源１からの交流電力を
直接整流する整流回路２１と、この整流回路２１の直流
端子間に直列に接続された、主スイッチング素子２２お
よびダイオード２３からなるものを用いているが、前記
整流回路２１の直流側に少なくとも１個の、高周波でス
イッチングする主スイッチング素子、高周波トランスお
よびこの高周波トランスの２次側出力を整流するダイオ
ードからなる直流−直流変換回路を介在させたものも知
られている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来の高力率
コンバータでは、交流入力電流を完全な正弦波にするこ
とができるが、その前提としてチョークコイル５のイン
ダクタンスを大きくして交流入力電源１の周波数の２倍
の周波数のリップルを抑制し、図９のように、主スイッ
チング素子２２に流れる電流のピーク値を一定にする必
要がある。すなわち、上記した交流入力電源１の周波数
の２倍の周波数のリップルを抑制しないと、図１０のよ
うに、コンデンサ６の電圧にも同様にリップルが含まれ
ることになり、低リップルであることが条件である通信
用の直流電源装置には適さないという問題があった。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明は、交流入力電源からの交流電力を直流電力
に変換する交流−直流変換回路と、この交流−直流変換
回路一方の直流端子と他方の直流端子との間にチョーク
コイルおよびコンデンサを直列に接続し、このコンデン
サの端子間に定電圧制御された直流出力を得る高力率コ
ンバータにおいて、前記交流−直流変換回路が高周波で
スイッチングする主スイッチング素子を少なくとも１個
有してなり、かつ前記チョークコイルと並列に補助スイ
ッチング素子および補助ダイオードが直列に接続されて
なり、前記各スイッチング素子のオン、オフを制御して
交流入力電流を正弦波状に制御するとともに、前記コン
デンサの端子間に得られる直流出力を定電圧制御するた
めの制御回路が、前記チョークコイルを流れる電流に対
応するチョークコイル電流対応電圧を出力するチョーク
コイル電流検出器と、このチョークコイル電流対応電圧
を積分し、これを一定の周波数で出力されるリセット信
号でリセットすることによってパルス面積変調信号とす
る機能を有する積分回路と、交流入力電圧に対応する交
流入力対応電圧を絶対値に変換する絶対値回路と、前記
コンデンサの電圧と第１基準電圧とを差動増幅して誤差
電圧を得る誤差増幅器と、この誤差電圧と前記絶対値と
を乗算して乗算信号を得る乗算器と、この乗算信号を前
記パルス面積変調信号と比較して主スイッチング素子の
ＰＷＭ変調信号を得る第１比較回路と、前記パルス面積
変調信号を第２基準電圧と比較して補助スイッチング素
子のＰＷＭ変調信号を得る第２比較回路とを有したこと
を特徴とするものである。
【００１１】また、本発明は、前記高力率コンバータに
おいて、交流−直流変換回路が１個の主スイッチング素
子と１個のダイオードとを直列に接続した回路を含み、
前記１個の主スイッチング素子と１個のダイオードとの
直列接続点を一方の直流端子とし、１個のダイオードの
他端を他方の直流端子としたことを特徴とするものであ
る。
【００１２】また、本発明は、前記高力率コンバータに
おいて、交流−直流変換回路が１個の主スイッチング素
子と高周波トランスの１次巻線とを直列に接続するとと
もに前記高周波トランスの２次巻線間に２個のダイオー
ドを直列に接続した回路を含み、このダイオードの直列
接続点を一方の直流端子とし、前記高周波トランスの２
次巻線の一端を他方の直流端子としたことを特徴とする
ものである。
【００１３】また、本発明は、前記高力率コンバータに
おいて、交流−直流変換回路がそれぞれにダイオードを
直列に接続した４個の主スイッチング素子を２個ずつ直
列に接続したブリッジ回路であり、直列に接続した両端
をそれぞれ一方の直流端子および他方の直流端子とした
ことを特徴とするものである。
【００１４】また、本発明は、前記高力率コンバータに
おいて、交流−直流変換回路が４個の主スイッチング素
子を２個ずつ直列に接続したブリッジ回路を含み、各直
列接続点間に高周波トランスの１次巻線を接続するとと
もに前記高周波トランスの２次巻線間に２個のダイオー
ドを直列に接続し、このダイオードの直列接続点を一方
の直流端子とし、前記高周波トランスの２次巻線のセン
タータップを他方の直流端子としたことを特徴とするも
のである。
【００１５】
【発明の実施の形態】以下、本発明をその実施の形態に
基づいて説明する。
【００１６】図１は本発明の高力率コンバータの第１の
実施の形態を示す回路図で、図８と同じ機能を有する部
分にはそれぞれ同じ符号を付している。
【００１７】本発明の特徴は、図１に示した如く、交流
−直流変換回路２内の整流回路２１の直流端子ｔ１と他
方の直流端子ｔ２との間に、主スイッチング素子２２お
よびダイオード２３を直列に接続するとともに、前記ダ
イオード２３と並列にチョークコイル５とコンデンサ６
とを直列に接続し、かつ前記チョークコイル５と並列に
補助スイッチング素子３および補助ダイオード４を直列
に接続し、前記コンデンサ６の端子間に定電圧制御され
た直流出力を得るようにしたものである。
【００１８】また、上記した本発明の高力率コンバータ
には、交流入力電圧に対応する交流入力対応電圧ＶACを
２次側に出力する変圧器８と、前記チョークコイル５を
流れる電流Ｉ5 に対応するチョークコイル電流対応電圧
Ｖ5 を出力するチョークコイル電流検出器９とが設けら
れ、各出力が図１の制御回路１０に入力されるように構
成されてなる。
【００１９】上記制御回路１０の特徴は、前記交流入力
対応電圧ＶACを絶対値ＶACR に変換する絶対値回路１１
と、前記チョークコイル電流対応電圧Ｖ5 を積分し、こ
れを一定の周波数で出力されるリセット信号Ｒでリセッ
トすることによってパルス面積変調信号ＶPSとする機能
を有する積分回路１２と、前記コンデンサ６の電圧Ｖ6
の分圧電圧Ｖ6dと第１基準電圧ＶREF1とを差動増幅して
誤差電圧ＶERを得る誤差増幅器１３と、この誤差電圧Ｖ
ERと前記絶対値ＶACR とを乗算して乗算信号ＶMLを得る
乗算器１４と、この乗算信号ＶMLを前記パルス面積変調
信号ＶPSと比較して前記主スイッチング素子３のＰＷＭ
変調信号ＶPWM1を得る第１比較回路１５と、前記パルス
面積変調信号ＶPSを第２基準電圧ＶREF2と比較して前記
補助スイッチング素子３のＰＷＭ変調信号ＶPWM2を得る
第２比較回路１６とを有したことである。なお、１７−
１，１７−２はＰＷＭ変調信号ＶPWM1，ＶPWM2を駆動信
号に変換するための駆動回路である。
【００２０】次に、上記した本発明の高力率コンバータ
の動作について説明する。
【００２１】（モード１）主スイッチング素子２２がオ
ンし、補助スイッチング素子３がオフしている場合で、
整流回路２１の一方の直流端子ｔ１→主スイッチング素
子２２→チョークコイル５→コンデンサ６および負荷２
０→チョークコイル電流検出器９→整流回路２１の他方
の直流端子ｔ２なる経路で電流が流れてチョークコイル
５には整流回路２１の直流電圧ＶINからコンデンサ６の
電圧Ｖ6 を減じた電圧が印加され、整流回路２１の直流
電圧ＶINがコンデンサ６の電圧Ｖ6 より大であるときは
チョークコイル５に流れる電流Ｉ5 は増加し、整流回路
２１の直流電圧ＶINがコンデンサ６の電圧Ｖ6 より小で
あるときはチョークコイル５に流れる電流Ｉ5 は減少す
る。
【００２２】（モード２）主スイッチング素子２２がオ
フし、補助スイッチング素子３がオフしている場合で、
チョークコイル５にはコンデンサ６の電圧Ｖ6 が逆極性
に印加され、チョークコイル５→負荷２０→チョークコ
イル電流検出器９→ダイオード２３→チョークコイル５
なる経路と、コンデンサ６→負荷２０→コンデンサ６な
る経路とで電流が循環してチョークコイル５に印加され
る電圧の低下とともにチョークコイル５に流れる電流Ｉ
5 は減少し、コンデンサ６の電圧Ｖ6 は下降する。
【００２３】（モード３）主スイッチング素子２２がオ
フし、補助スイッチング素子３がオンしている場合で、
チョークコイル５に印加される電圧が一定値以下になる
とこのモードに移行し、チョークコイル５→補助ダイオ
ード４→補助スイッチング素子３→チョークコイル５な
る経路で電流が循環してチョークコイル５に流れる電流
Ｉ5 はほぼ一定のままである。
【００２４】次に、上記した本発明の高力率コンバータ
の制御回路１０の動作について説明する。
【００２５】前記積分回路１２は、シャントなどからな
るチョークコイル電流検出器９からのチョークコイル電
流対応電圧Ｖ5 が入力され、交流入力電源１の周波数に
対して十分高い数十ｋＨｚの一定の周波数のリセット信
号Ｒによってリセットされることにより、図２に示した
ような、交流入力電源１の周波数の２倍の周波数の包絡
線を有した鋸歯状のパルス面積変調信号ＶPSを出力する
機能を有している。
【００２６】また、前記乗算器１４は、コンデンサ６の
電圧Ｖ6 の分圧電圧Ｖ6dと第１基準電圧ＶREF1とを差動
増幅する誤差増幅器１３からの誤差電圧ＶERと、絶対値
回路１１からの交流入力対応電圧ＶACの絶対値ＶACR と
を乗じ、図２に示したような、交流入力電源１からの交
流電力を全波整流したような乗算信号ＶMLを得る機能を
有している。
【００２７】上記したパルス面積変調信号ＶPSと乗算信
号ＶMLとは第１比較回路１５に入力され、パルス面積変
調信号ＶPSが乗算信号ＶMLより小である区間で主スイッ
チング素子２２をオンさせるような主スイッチング素子
２２のＰＷＭ変調信号ＶPWM1を得ている。
【００２８】従って、主スイッチング素子２２には、図
２に示したような、ピークが交流入力電源１の周波数の
２倍の周波数の包絡線状で、パルス幅変調された電流が
流れる。
【００２９】一方、前記パルス面積変調信号ＶPSと第２
基準電圧ＶREF2とは第２比較回路１６に入力され、図３
に示したような、パルス面積変調信号ＶPSが第２基準電
圧ＶREF2より大である区間で補助スイッチング素子３を
オンさせるような補助スイッチング素子３のＰＷＭ変調
信号ＶPWM2を得ている。
【００３０】従って、補助スイッチング素子３には、図
３に示したような、ピークが交流入力電源１の周波数の
２倍の周波数の包絡線状で、パルス幅変調された電流が
主スイッチング素子２２に電流が流れない区間のうちの
一部の区間だけ流れ、コンデンサ６に一定の直流電力を
供給するように制御する。
【００３１】このような制御を行うことにより、チョー
クコイル５に流れる電流Ｉ5 に図４に示したような、交
流入力電源１の周波数の２倍の周波数のリップルが含ま
れていても、図４に示したように、コンデンサ６の電圧
Ｖ6 にはそのようなリップルがほとんど含まれないよう
にすることができる。
【００３２】また、上記した制御を行うことにより、コ
ンデンサ６の電圧Ｖ6 が大になると誤差電圧ＶERが小に
なって乗算信号ＶMLも小になり、第１比較回路１５から
出力される主スイッチング素子２２のＰＷＭ変調信号Ｖ
PWM1のＬレベルの期間が長くなり、主スイッチング素子
２２がオンする期間が短くなってコンデンサ６の電圧Ｖ
6 が小になり、同様にコンデンサ６の電圧Ｖ6 が小にな
ると誤差電圧ＶERが大にになって乗算信号ＶMLも大にな
り、第１比較回路１５から出力される主スイッチング素
子２２のＰＷＭ変調信号ＶPWM1のＬレベルの期間が短く
なり、主スイッチング素子２２がオンする期間が長くな
ってコンデンサ６の電圧Ｖ6 が大になるから、コンデン
サ６の電圧Ｖ6 を定電圧化することができる。
【００３３】図５は本発明の高力率コンバータの第２の
実施の形態を示す回路図で、図１と同じ機能を有する部
分にはそれぞれ同じ符号を付している。
【００３４】図５の高力率コンバータの特徴は、交流−
直流変換回路２が１個の主スイッチング素子２２と高周
波トランス２４の１次巻線とを直列に接続するとともに
前記高周波トランス２４の２次巻線間に２個のダイオー
ド２３Ａ，２３Ｂを直列に接続した回路を含んだことで
あり、絶縁形の小容量の高力率コンバータに適してい
る。
【００３５】図６は本発明の高力率コンバータの第３の
実施の形態を示す回路図で、図１と同じ機能を有する部
分にはそれぞれ同じ符号を付している。
【００３６】図６の高力率コンバータの特徴は、交流−
直流変換回路２がそれぞれにダイオード２３Ａ，２３
Ｂ，２３Ｃ，２３Ｄを直列に接続した４個の主スイッチ
ング素子２２Ａ，２２Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄを２個ずつ直
列に接続したブリッジ回路としたことであり、非絶縁形
の大容量の高力率コンバータに適している。
【００３７】図７は本発明の高力率コンバータの第４の
実施の形態を示す回路図で、図１と同じ機能を有する部
分にはそれぞれ同じ符号を付している。
【００３８】図７の高力率コンバータの特徴は、交流−
直流変換回路が４個の主スイッチング素子２２Ａ，２２
Ｂ，２２Ｃ，２２Ｄを２個ずつ直列に接続したブリッジ
回路を含んだことであり、絶縁形の大容量の高力率コン
バータに適している。
【００３９】
【発明の効果】上記した如く、本発明の高力率コンバー
タは、直流出力電圧のリップルが低減でき、それによっ
て直流出力側のチョークコイル、コンデンサを小型、軽
量化することができるとともに、交流入力電源からの交
流入力電流を正弦波状にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る高力率コンバ
ータの回路図である。
【図２】前記高力率コンバータにおける主スイッチング
素子のＰＷＭ変調信号ＶPWM1を得る過程の各部の波形図
である。
【図３】前記高力率コンバータにおける補助スイッチン
グ素子のＰＷＭ変調信号ＶPWM2を得る過程の各部の波形
図である。
【図４】チョークコイル５に流れる電流Ｉ5 の波形図お
よびコンデンサ６の電圧Ｖ6 の波形図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態に係る高力率コンバ
ータの回路図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態に係る高力率コンバ
ータの回路図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態に係る高力率コンバ
ータの回路図である。
【図８】従来の高力率コンバータの回路図である。
【図９】従来の高力率コンバータにおける主スイッチン
グ素子のＰＷＭ変調信号ＶPWMを得る過程の各部の波形
図である。
【図１０】従来の高力率コンバータにおけるチョークコ
イル５に流れる電流Ｉ5 の波形図およびコンデンサ６の
電圧Ｖ6 の波形図である。
【符号の説明】
１ 交流入力電源 ２ 交流−直流変換回路 ２２ 主スイッチング素子 ３ 補助スイッチング素子 ４ 補助ダイオード ５ チョークコイル ６ コンデンサ ９ チョークコイル電流検出器 １０，１０’ 制御回路 １１ 絶対値回路 １２ 積分回路 １３ 誤差増幅器 １４ 乗算器 １５，１６ 比較回路 １７，１７−１，１７−２ 駆動回路

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流入力電源からの交流電力を直流電力
    に変換する交流−直流変換回路と、この交流−直流変換
    回路の一方の直流端子と他方の直流端子との間にチョー
    クコイルおよびコンデンサを直列に接続し、このコンデ
    ンサの端子間に定電圧制御された直流出力を得る高力率
    コンバータにおいて、前記交流−直流変換回路が高周波
    でスイッチングする主スイッチング素子を少なくとも１
    個有してなり、かつ前記チョークコイルと並列に補助ス
    イッチング素子および補助ダイオードが直列に接続され
    てなり、前記各スイッチング素子のオン、オフを制御し
    て交流入力電流を正弦波状に制御するとともに、前記コ
    ンデンサの端子間に得られる直流出力を定電圧制御する
    ための制御回路が、前記チョークコイルを流れる電流に
    対応するチョークコイル電流対応電圧を出力するチョー
    クコイル電流検出器と、このチョークコイル電流対応電
    圧を積分し、これを一定の周波数で出力されるリセット
    信号でリセットすることによってパルス面積変調信号と
    する機能を有する積分回路と、交流入力電圧に対応する
    交流入力対応電圧を絶対値に変換する絶対値回路と、前
    記コンデンサの電圧と第１基準電圧とを差動増幅して誤
    差電圧を得る誤差増幅器と、この誤差電圧と前記絶対値
    とを乗算して乗算信号を得る乗算器と、この乗算信号を
    前記パルス面積変調信号と比較して主スイッチング素子
    のＰＷＭ変調信号を得る第１比較回路と、前記パルス面
    積変調信号を第２基準電圧と比較して補助スイッチング
    素子のＰＷＭ変調信号を得る第２比較回路とを有したこ
    とを特徴とする高力率コンバータ。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の高力率コンバータにおい
    て、交流−直流変換回路が１個の主スイッチング素子と
    １個のダイオードとを直列に接続した回路を含み、前記
    １個の主スイッチング素子と１個のダイオードとの直列
    接続点を一方の直流端子とし、１個のダイオードの他端
    を他方の直流端子としたことを特徴とする高力率コンバ
    ータ。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の高力率コンバータにおい
    て、交流−直流変換回路が１個の主スイッチング素子と
    高周波トランスの１次巻線とを直列に接続するとともに
    前記高周波トランスの２次巻線間に２個のダイオードを
    直列に接続した回路を含み、このダイオードの直列接続
    点を一方の直流端子とし、前記高周波トランスの２次巻
    線の一端を他方の直流端子としたことを特徴とする高力
    率コンバータ。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の高力率コンバータにおい
    て、交流−直流変換回路がそれぞれにダイオードを直列
    に接続した４個の主スイッチング素子を２個ずつ直列に
    接続したブリッジ回路であり、直列に接続した両端をそ
    れぞれ一方の直流端子および他方の直流端子としたこと
    を特徴とする高力率コンバータ。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の高力率コンバータにおい
    て、交流−直流変換回路が４個の主スイッチング素子を
    ２個ずつ直列に接続したブリッジ回路を含み、各直列接
    続点間に高周波トランスの１次巻線を接続するとともに
    前記高周波トランスの２次巻線間に２個のダイオードを
    直列に接続し、このダイオードの直列接続点を一方の直
    流端子とし、前記高周波トランスの２次巻線のセンター
    タップを他方の直流端子としたことを特徴とする高力率
    コンバータ。
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