JPH0787729A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
- Publication number
- JPH0787729A JPH0787729A JP5228564A JP22856493A JPH0787729A JP H0787729 A JPH0787729 A JP H0787729A JP 5228564 A JP5228564 A JP 5228564A JP 22856493 A JP22856493 A JP 22856493A JP H0787729 A JPH0787729 A JP H0787729A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流入力電流の高調波歪による他の電子機
器、送電設備への障害が無く、交流入力電流の導通角を
広げた安価で効率の良い入力電圧切替型高調波歪対策の
電源装置を提供することを目的とする。 【構成】 トランス４に設けた第１の１次巻線４ｄと第
３の１次巻線４ｅを整流回路３と、第１のコンデンサ１
２と第２のコンデンサ１３との間に接続し、スイッチン
グ手段５のオフ時に電流を流すようにし、交流入力電源
１からみてインダクタインプットとすることにより交流
入力電流の高調波歪電流が小さく、力率が大きくなる。
器、送電設備への障害が無く、交流入力電流の導通角を
広げた安価で効率の良い入力電圧切替型高調波歪対策の
電源装置を提供することを目的とする。 【構成】 トランス４に設けた第１の１次巻線４ｄと第
３の１次巻線４ｅを整流回路３と、第１のコンデンサ１
２と第２のコンデンサ１３との間に接続し、スイッチン
グ手段５のオフ時に電流を流すようにし、交流入力電源
１からみてインダクタインプットとすることにより交流
入力電流の高調波歪電流が小さく、力率が大きくなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は交流入力電流に含まれる
高調波電流を抑制した入力電圧切替型高調波歪対策の電
源装置に関するものである。
高調波電流を抑制した入力電圧切替型高調波歪対策の電
源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来例の入力切替型高調波歪無対
策の電源装置の回路図を示す。図３において１は交流入
力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回路、４はト
ランス、５はスイッチング手段、６，７，１１はダイオ
ード、８はチョーク、９，１２，１３はコンデンサ、１
４は入力電圧切替スイッチである。図４（ａ），（ｂ）
は従来例の動作波形図である。
策の電源装置の回路図を示す。図３において１は交流入
力電源、２はローパスフィルタ、３は整流回路、４はト
ランス、５はスイッチング手段、６，７，１１はダイオ
ード、８はチョーク、９，１２，１３はコンデンサ、１
４は入力電圧切替スイッチである。図４（ａ），（ｂ）
は従来例の動作波形図である。
【０００３】以上のように構成した電源装置について、
以下その動作について説明する。交流入力電源１が１０
０Ｖ系の場合入力電圧切替スイッチ１４を１００Ｖ側に
設定すると、ローパスフィルタ２を介して整流回路３で
整流されコンデンサ１２，１３で平滑され入力電圧切替
スイッチ１４に電流が流れ全波倍電圧整流される。交流
入力電源１が２００Ｖ系の場合入力電圧切替スイッチ１
４を２００Ｖ側に設定すると、ローパスフィルタ２を介
して整流回路３で整流されコンデンサ１２，１３で平滑
され入力電圧切替スイッチ１４には電流が流れず全波整
流される。
以下その動作について説明する。交流入力電源１が１０
０Ｖ系の場合入力電圧切替スイッチ１４を１００Ｖ側に
設定すると、ローパスフィルタ２を介して整流回路３で
整流されコンデンサ１２，１３で平滑され入力電圧切替
スイッチ１４に電流が流れ全波倍電圧整流される。交流
入力電源１が２００Ｖ系の場合入力電圧切替スイッチ１
４を２００Ｖ側に設定すると、ローパスフィルタ２を介
して整流回路３で整流されコンデンサ１２，１３で平滑
され入力電圧切替スイッチ１４には電流が流れず全波整
流される。
【０００４】高周波スイッチングしているスイッチング
手段５によりトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１
２，１３の直列電圧レベルの矩形波を印加すると、トラ
ンス４の２次巻線４ｂに矩形波が誘起されダイオード
６，７、チョーク８、コンデンサ９により整流平滑して
所望の直流出力を得る。ここでスイッチング手段５は直
流出力が安定化するように制御しながらスイッチングす
る。またトランス４の１次巻線４ｃとダイオード１１に
よりスイッチング手段５のオン期間でのトランス４の励
磁エネルギーをオフ期間にコンデンサ１２，１３へ帰還
させている。
手段５によりトランス４の１次巻線４ａにコンデンサ１
２，１３の直列電圧レベルの矩形波を印加すると、トラ
ンス４の２次巻線４ｂに矩形波が誘起されダイオード
６，７、チョーク８、コンデンサ９により整流平滑して
所望の直流出力を得る。ここでスイッチング手段５は直
流出力が安定化するように制御しながらスイッチングす
る。またトランス４の１次巻線４ｃとダイオード１１に
よりスイッチング手段５のオン期間でのトランス４の励
磁エネルギーをオフ期間にコンデンサ１２，１３へ帰還
させている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし上記の従来の構
成ではコンデンサ１２，１３によるコンデンサインプッ
ト回路になっているため図４（ｂ）に示すように交流入
力電流は図４（ａ）の交流入力電圧波形のピーク値付近
のみコンデンサ１２，１３への充電電流として流れてい
るので交流入力電流のピーク値が大きく、力率が小さ
く、入力電流に含まれる高調波歪電流も大きく他の電子
機器や送電設備に障害を与えていた。
成ではコンデンサ１２，１３によるコンデンサインプッ
ト回路になっているため図４（ｂ）に示すように交流入
力電流は図４（ａ）の交流入力電圧波形のピーク値付近
のみコンデンサ１２，１３への充電電流として流れてい
るので交流入力電流のピーク値が大きく、力率が小さ
く、入力電流に含まれる高調波歪電流も大きく他の電子
機器や送電設備に障害を与えていた。
【０００６】本発明は上記従来の課題を解決するもの
で、交流入力電流に含まれる高調波歪電流を小さくでき
る入力電圧切替型高調波歪対策の電源装置を提供するこ
とを目的とする。
で、交流入力電流に含まれる高調波歪電流を小さくでき
る入力電圧切替型高調波歪対策の電源装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの第１の１次巻線と第１の
ダイオードと前記トランスの第２の１次巻線とスイッチ
ング手段と前記トランスの第３の１次巻線とからなる直
列回路と、前記第１のダイオードと前記トランスの第２
の１次巻線と前記スイッチング手段とからなる直列回路
に並列に接続されかつ前記トランスの第４の１次巻線と
第２のダイオードとからなる直列回路と、同じく並列接
続される第１のコンデンサと第２のコンデンサとからな
る直列回路と、前記第１のコンデンサと第２のコンデン
サの接続点と前記ローパスフィルタの出力端子間に接続
した入力電圧切替スイッチと、前記トランスの２次巻線
に接続される整流平滑回路とで構成したものである。
に本発明の電源装置は、交流入力電源にローパスフィル
タを介して接続した整流回路と、この整流回路の出力端
子間に接続されかつトランスの第１の１次巻線と第１の
ダイオードと前記トランスの第２の１次巻線とスイッチ
ング手段と前記トランスの第３の１次巻線とからなる直
列回路と、前記第１のダイオードと前記トランスの第２
の１次巻線と前記スイッチング手段とからなる直列回路
に並列に接続されかつ前記トランスの第４の１次巻線と
第２のダイオードとからなる直列回路と、同じく並列接
続される第１のコンデンサと第２のコンデンサとからな
る直列回路と、前記第１のコンデンサと第２のコンデン
サの接続点と前記ローパスフィルタの出力端子間に接続
した入力電圧切替スイッチと、前記トランスの２次巻線
に接続される整流平滑回路とで構成したものである。
【０００８】
【作用】上記構成とすることによりあらかじめ充電され
たコンデンサの両端に接続しているトランスの１次巻線
と高周波スイッチングしているスイッチング手段の直列
回路によりトランスの２次巻線に誘起された矩形波を整
流平滑して直流出力を得る。高周波スイッチングしてい
る前記スイッチング手段のオン期間にトランスに励磁さ
れ、オフ期間に前記トランスの別の１次巻線に誘起され
た電圧と交流入力電圧の加算分、すなわち交流入力電圧
を昇圧した電圧が前記コンデンサに印加され充電電流が
流れ交流入力電流となる。ここで前記コンデンサを２個
直列接続したコンデンサとし、前記トランスの別の１次
巻線を２巻線設けることにより交流入力電源が１００Ｖ
系の場合全波倍電圧整流として働かせ、交流入力電源が
２００Ｖ系の場合全波整流として働かせる。交流入力電
源に前記トランスの別の１次巻線を直列に接続してお
り、スイッチング手段のオフ期間に交流入力電流として
流れるので交流入力電源からみるとコンデンサインプッ
トとはならずインダクタインプットとなり交流入力電流
の導通角が広く、高調波歪が小さくなる。これにより入
力電圧切替型電源装置で高調波歪電流を小さくすること
ができる。
たコンデンサの両端に接続しているトランスの１次巻線
と高周波スイッチングしているスイッチング手段の直列
回路によりトランスの２次巻線に誘起された矩形波を整
流平滑して直流出力を得る。高周波スイッチングしてい
る前記スイッチング手段のオン期間にトランスに励磁さ
れ、オフ期間に前記トランスの別の１次巻線に誘起され
た電圧と交流入力電圧の加算分、すなわち交流入力電圧
を昇圧した電圧が前記コンデンサに印加され充電電流が
流れ交流入力電流となる。ここで前記コンデンサを２個
直列接続したコンデンサとし、前記トランスの別の１次
巻線を２巻線設けることにより交流入力電源が１００Ｖ
系の場合全波倍電圧整流として働かせ、交流入力電源が
２００Ｖ系の場合全波整流として働かせる。交流入力電
源に前記トランスの別の１次巻線を直列に接続してお
り、スイッチング手段のオフ期間に交流入力電流として
流れるので交流入力電源からみるとコンデンサインプッ
トとはならずインダクタインプットとなり交流入力電流
の導通角が広く、高調波歪が小さくなる。これにより入
力電圧切替型電源装置で高調波歪電流を小さくすること
ができる。
【０００９】
【実施例】以下本発明の一実施例について図面を参照し
ながら説明する。図１は本発明の一実施例における入力
電圧切替型高調波歪対策の電源装置の回路図を示すもの
である。図１において１は交流入力電源、２はローパス
フィルタ、３は整流回路、４はトランス、４ａはトラン
ス４の第２の１次巻線、４ｂは同じく２次巻線、４ｃは
同じく第４の１次巻線、４ｄは同じく第１の１次巻線、
５はスイッチング手段、６，７はダイオード、８はチョ
ーク、９はコンデンサ、１０は第１のダイオード、１１
は第２のダイオード、１２は第１のコンデンサ、１３は
第２のコンデンサ、１４は入力電圧切替スイッチであ
る。図２（ａ）〜（ｃ）は実施例の動作説明図である。
ながら説明する。図１は本発明の一実施例における入力
電圧切替型高調波歪対策の電源装置の回路図を示すもの
である。図１において１は交流入力電源、２はローパス
フィルタ、３は整流回路、４はトランス、４ａはトラン
ス４の第２の１次巻線、４ｂは同じく２次巻線、４ｃは
同じく第４の１次巻線、４ｄは同じく第１の１次巻線、
５はスイッチング手段、６，７はダイオード、８はチョ
ーク、９はコンデンサ、１０は第１のダイオード、１１
は第２のダイオード、１２は第１のコンデンサ、１３は
第２のコンデンサ、１４は入力電圧切替スイッチであ
る。図２（ａ）〜（ｃ）は実施例の動作説明図である。
【００１０】以上のように構成した入力電圧切替型高調
波歪対策の電源装置の動作を説明する。図２（ａ）に示
す交流入力電源１からの交流入力電圧ｖiはローパスフ
ィルタ２を介して整流回路３で絶対値正弦波電圧｜ｖi
｜に変換される。高周波スイッチングしているスイッチ
ング手段５によりトランス４の第２の１次巻線４ａにあ
らかじめ充電された第１のコンデンサ１２と第２のコン
デンサ１３の直列電圧レベルの矩形波を第１のダイオー
ド１０を介して印加するとトランス４の２次巻線４ｂに
矩形波が誘起されダイオード６，７、チョーク８、コン
デンサ９で整流平滑されて所望の直流出力となる。
波歪対策の電源装置の動作を説明する。図２（ａ）に示
す交流入力電源１からの交流入力電圧ｖiはローパスフ
ィルタ２を介して整流回路３で絶対値正弦波電圧｜ｖi
｜に変換される。高周波スイッチングしているスイッチ
ング手段５によりトランス４の第２の１次巻線４ａにあ
らかじめ充電された第１のコンデンサ１２と第２のコン
デンサ１３の直列電圧レベルの矩形波を第１のダイオー
ド１０を介して印加するとトランス４の２次巻線４ｂに
矩形波が誘起されダイオード６，７、チョーク８、コン
デンサ９で整流平滑されて所望の直流出力となる。
【００１１】第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ
１３を直列接続した直流電圧Ｖcをスイッチングするの
でスイッチング手段５は時比率一定で直流出力が安定化
するように制御しながらスイッチングする。
１３を直列接続した直流電圧Ｖcをスイッチングするの
でスイッチング手段５は時比率一定で直流出力が安定化
するように制御しながらスイッチングする。
【００１２】交流入力電源１が１００Ｖ系の場合、入力
電圧切替スイッチ１４を１００Ｖ側に設定すると交流入
力電圧が図２（ｃ）のｔ１期間中ある電圧Ｖ１以上の期
間ではスイッチング手段５のオン期間にトランス４に励
磁エネルギーが蓄積され、オフ期間にトランス４の第１
の１次巻線４ｄに誘起された電圧と絶対値正弦波電圧と
の加算分が第１のコンデンサ１２に印加され、交流入力
電源１からローパスフィルタ２、整流回路３、トランス
４の第１の１次巻線４ｄ、第１のコンデンサ１２、入力
電圧切替スイッチ１４を通り充電電流が流れ交流入力電
流となる。
電圧切替スイッチ１４を１００Ｖ側に設定すると交流入
力電圧が図２（ｃ）のｔ１期間中ある電圧Ｖ１以上の期
間ではスイッチング手段５のオン期間にトランス４に励
磁エネルギーが蓄積され、オフ期間にトランス４の第１
の１次巻線４ｄに誘起された電圧と絶対値正弦波電圧と
の加算分が第１のコンデンサ１２に印加され、交流入力
電源１からローパスフィルタ２、整流回路３、トランス
４の第１の１次巻線４ｄ、第１のコンデンサ１２、入力
電圧切替スイッチ１４を通り充電電流が流れ交流入力電
流となる。
【００１３】同様に交流入力電圧が図２（ｃ）のｔ２期
間中ある電圧Ｖ１以上の期間ではスイッチング手段５の
オン期間にトランス４に励磁エネルギーが蓄積され、オ
フ期間にトランス４の第３の１次巻線４ｅに誘起された
電圧と絶対値正弦波電圧との加算分が第２のコンデンサ
１３に印加され、交流入力電源１からローパスフィルタ
２、入力電圧切替スイッチ１４、第２のコンデンサ１
３、トランス４の第３の１次巻線４ｅ、整流回路３を通
り充電電流が流れ交流入力電流となる。
間中ある電圧Ｖ１以上の期間ではスイッチング手段５の
オン期間にトランス４に励磁エネルギーが蓄積され、オ
フ期間にトランス４の第３の１次巻線４ｅに誘起された
電圧と絶対値正弦波電圧との加算分が第２のコンデンサ
１３に印加され、交流入力電源１からローパスフィルタ
２、入力電圧切替スイッチ１４、第２のコンデンサ１
３、トランス４の第３の１次巻線４ｅ、整流回路３を通
り充電電流が流れ交流入力電流となる。
【００１４】スイッチング手段５のオフ期間にトランス
４の第１の１次巻線４ｄ（巻線数Ｎ d）または第３の１
次巻線４ｅ（巻線数Ｎe、通常Ｎd＝Ｎe）に誘起される
１ターン当たりの逆電圧は（Ｖc／２−｜ｖi｜）／Ｎd
となり、第４の１次巻線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起され
る１ターン当たりの逆電圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc／
２−｜ｖi｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎcの条件が成立するような
絶対値正弦波電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
４の第１の１次巻線４ｄ（巻線数Ｎ d）または第３の１
次巻線４ｅ（巻線数Ｎe、通常Ｎd＝Ｎe）に誘起される
１ターン当たりの逆電圧は（Ｖc／２−｜ｖi｜）／Ｎd
となり、第４の１次巻線４ｃ（巻線数Ｎc）に誘起され
る１ターン当たりの逆電圧はＶc／Ｎcとなり、（Ｖc／
２−｜ｖi｜）／Ｎd＝Ｖc／Ｎcの条件が成立するような
絶対値正弦波電圧｜ｖi｜値がＶ１となる。
【００１５】第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ
１３を直列接続した直流電圧Ｖcは絶対値正弦波電圧を
昇圧した電圧となるのでスイッチング手段５のオン期間
に交流入力電源１からはトランス４の第１の１次巻線４
ｄ、または第３の１次巻線４ｅには流れない。絶対値正
弦波電圧波形中、ピーク部ではスイッチング手段５のオ
フ期間が最も長く、その期間に第１のコンデンサ１２と
第２のコンデンサ１３へ流れる充電電流をローパスフィ
ルタ２で平均化された交流入力電流が最大となり図２
（ｂ）に示すように高調波歪電流の小さい導通角の広い
波形となる。
１３を直列接続した直流電圧Ｖcは絶対値正弦波電圧を
昇圧した電圧となるのでスイッチング手段５のオン期間
に交流入力電源１からはトランス４の第１の１次巻線４
ｄ、または第３の１次巻線４ｅには流れない。絶対値正
弦波電圧波形中、ピーク部ではスイッチング手段５のオ
フ期間が最も長く、その期間に第１のコンデンサ１２と
第２のコンデンサ１３へ流れる充電電流をローパスフィ
ルタ２で平均化された交流入力電流が最大となり図２
（ｂ）に示すように高調波歪電流の小さい導通角の広い
波形となる。
【００１６】絶対値正弦波電圧がＶ１以下の期間はスイ
ッチング手段５のオン期間にトランス４に励磁エネルギ
ーが蓄積され、オフ期間に第４の１次巻線４ｃから第２
のダイオード１１を介して第１のコンデンサ１２と第２
のコンデンサ１３に帰還される。
ッチング手段５のオン期間にトランス４に励磁エネルギ
ーが蓄積され、オフ期間に第４の１次巻線４ｃから第２
のダイオード１１を介して第１のコンデンサ１２と第２
のコンデンサ１３に帰還される。
【００１７】交流入力電圧が２００Ｖ系の場合、入力電
圧切替スイッチ１４を２００Ｖ側に設定すると絶対値正
弦波電圧がＶ１以上の期間でスイッチング手段５のオン
期間にトランス４に励磁エネルギーが蓄積され、オフ期
間にトランス４の第１の１次巻線４ｄと第３の１次巻線
４ｅに誘起された電圧と絶対値正弦波電圧との加算分が
直列接続した第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ
１３に印加され交流入力電源１からローパスフィルタ
２、整流回路３、トランス４の第１の１次巻線４ｄ、第
１のコンデンサ１２、第２のコンデンサ１３、トランス
４の第３の１次巻線４ｅを通り充電電流が流れ交流入力
電流となる。他の動作は交流入力電圧が１００Ｖ系の場
合と同様で交流入力電流波形も図２（ｂ）の通りとな
る。
圧切替スイッチ１４を２００Ｖ側に設定すると絶対値正
弦波電圧がＶ１以上の期間でスイッチング手段５のオン
期間にトランス４に励磁エネルギーが蓄積され、オフ期
間にトランス４の第１の１次巻線４ｄと第３の１次巻線
４ｅに誘起された電圧と絶対値正弦波電圧との加算分が
直列接続した第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ
１３に印加され交流入力電源１からローパスフィルタ
２、整流回路３、トランス４の第１の１次巻線４ｄ、第
１のコンデンサ１２、第２のコンデンサ１３、トランス
４の第３の１次巻線４ｅを通り充電電流が流れ交流入力
電流となる。他の動作は交流入力電圧が１００Ｖ系の場
合と同様で交流入力電流波形も図２（ｂ）の通りとな
る。
【００１８】なお本実施例ではフィードフォワードコン
バータとしたが、トランス４の２次巻線以降をダイオー
ドとコンデンサで構成したフライバックコンバータとし
てもよい。
バータとしたが、トランス４の２次巻線以降をダイオー
ドとコンデンサで構成したフライバックコンバータとし
てもよい。
【００１９】
【発明の効果】以上のように本発明はコストに大きく影
響する部品を追加することなく入力電圧切替型高調波歪
対策の電源装置で交流入力電流の高調波歪電流を小さ
く、力率を大きくすることができる。高周波スイッチン
グしているスイッチング手段を制御するのに必要な機能
として直流出力の安定化のみでよく制御回路が簡素化
し、汎用のＩＣが使用できる。また必要最小限の交流入
力電流の導通角とすることにより効率が良くなるという
効果もある。
響する部品を追加することなく入力電圧切替型高調波歪
対策の電源装置で交流入力電流の高調波歪電流を小さ
く、力率を大きくすることができる。高周波スイッチン
グしているスイッチング手段を制御するのに必要な機能
として直流出力の安定化のみでよく制御回路が簡素化
し、汎用のＩＣが使用できる。また必要最小限の交流入
力電流の導通角とすることにより効率が良くなるという
効果もある。
【図１】本発明の一実施例における電源装置の回路図
【図２】本発明の一実施例における電源装置の動作説明
図
図
【図３】従来例の入力切替型高調波歪無対策の電源装置
の回路図
の回路図
【図４】従来例における電源装置の動作波形図
１ 交流入力電源 ２ ローパスフィルタ ３ 整流回路 ４ トランス ４ａ 第２の１次巻線 ４ｂ ２次巻線 ４ｃ 第４の１次巻線 ４ｄ 第１の１次巻線 ５ スイッチング手段 ６，７ ダイオード ８ チョーク ９ コンデンサ １０ 第１のダイオード １１ 第２のダイオード １２ 第１のコンデンサ １３ 第２のコンデンサ １４ 入力電圧切替スイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/10 Ｚ 9180−5Ｈ
Claims (1)
- 【請求項１】 交流入力電源にローパスフィルタを介し
て接続した整流回路と、この整流回路の出力端子間に接
続されかつトランスの第１の１次巻線と第１のダイオー
ドと前記トランスの第２の１次巻線とスイッチング手段
と前記トランスの第３の１次巻線とからなる直列回路
と、前記第１のダイオードと前記トランスの第２の１次
巻線と前記スイッチング手段とからなる直列回路に並列
に接続されかつ前記トランスの第４の１次巻線と第２の
ダイオードとからなる直列回路と、同じく並列接続され
る第１のコンデンサと第２のコンデンサとからなる直列
回路と、前記第１のコンデンサと第２のコンデンサの接
続点と前記ローパスフィルタの出力端子間に接続した入
力電圧切替スイッチと、前記トランスの２次巻線に接続
される整流平滑回路とで構成した電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5228564A JPH0787729A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5228564A JPH0787729A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787729A true JPH0787729A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16878348
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5228564A Pending JPH0787729A (ja) | 1993-09-14 | 1993-09-14 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787729A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8634210B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-01-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter including switching frequency control circuit |
-
1993
- 1993-09-14 JP JP5228564A patent/JPH0787729A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8634210B2 (en) | 2010-09-03 | 2014-01-21 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | DC-DC converter including switching frequency control circuit |
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