JPH09271166A - 高調波電流抑制回路 - Google Patents
高調波電流抑制回路Info
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- JPH09271166A JPH09271166A JP8075777A JP7577796A JPH09271166A JP H09271166 A JPH09271166 A JP H09271166A JP 8075777 A JP8075777 A JP 8075777A JP 7577796 A JP7577796 A JP 7577796A JP H09271166 A JPH09271166 A JP H09271166A
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- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
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Abstract
(57)【要約】
【課題】コンデンサインプット型のスイッチング電源に
おいて、入力電流の高調波を抑制し、力率を改善するた
めの、高調波電流抑制回路を提供する。 【解決手段】電源整流器Ｒと入力コンデンサＣ1 とから
なるコンデンサインプット型電源回路の入力コンデンサ
Ｃ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイッチ
Ｑを接続し、主スイッチＱをオン，オフしたとき主トラ
ンスＴの二次側に伝送される電力を整流して直流出力を
得るスイッチング電源回路において、電源整流器Ｒの出
力端と入力コンデンサＣ1 間に昇圧用コンデンサＣ3 を
挿入し、主トランスＴに設けたクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続し
他端を入力コンデンサＣ1 に接続して、コンデンサＣ3
の充電電圧ｖc2が入力コンデンサＣ1 の電圧ｖc1と逆極
性になるようにし、さらにコンデンサＣ3 の両端に電源
整流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8 を接続す
る。
おいて、入力電流の高調波を抑制し、力率を改善するた
めの、高調波電流抑制回路を提供する。 【解決手段】電源整流器Ｒと入力コンデンサＣ1 とから
なるコンデンサインプット型電源回路の入力コンデンサ
Ｃ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイッチ
Ｑを接続し、主スイッチＱをオン，オフしたとき主トラ
ンスＴの二次側に伝送される電力を整流して直流出力を
得るスイッチング電源回路において、電源整流器Ｒの出
力端と入力コンデンサＣ1 間に昇圧用コンデンサＣ3 を
挿入し、主トランスＴに設けたクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続し
他端を入力コンデンサＣ1 に接続して、コンデンサＣ3
の充電電圧ｖc2が入力コンデンサＣ1 の電圧ｖc1と逆極
性になるようにし、さらにコンデンサＣ3 の両端に電源
整流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8 を接続す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、コンデンサインプ
ット型のスイッチング電源に関し、特に入力電流の高調
波を抑制し、力率を改善するための高調波電流抑制回路
に関するものである。
ット型のスイッチング電源に関し、特に入力電流の高調
波を抑制し、力率を改善するための高調波電流抑制回路
に関するものである。
【０００２】コンデンサインプット型のスイッチング電
源回路は、コンデンサインプット型の整流回路と、スイ
ッチング電源とを組み合わせて、交流電源から所望の直
流出力を得るものである。
源回路は、コンデンサインプット型の整流回路と、スイ
ッチング電源とを組み合わせて、交流電源から所望の直
流出力を得るものである。
【０００３】このようなコンデンサインプット型のスイ
ッチング電源においては、入力電流の導通角が狭いこと
に基づく、入力電流の高調波を抑制するとともに、電源
の力率を向上できることが必要である。
ッチング電源においては、入力電流の導通角が狭いこと
に基づく、入力電流の高調波を抑制するとともに、電源
の力率を向上できることが必要である。
【０００４】
【従来の技術】図４は、従来のスイッチング電源回路を
示したものであって、フォワードコンバータ型のスイッ
チング電源回路の場合を例示している。図中において、
Ｒは電源整流器であって、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 からな
っている。Ｃ1 は入力コンデンサ、Ｔは主トランスであ
る。Ｎ1,Ｎ2 はそれぞれ主トランスＴの巻線であって、
Ｎ1 は一次巻線、Ｎ2 は二次巻線である。Ｑは主スイッ
チ、Ｄ5,Ｄ6 は出力整流器、Ｌ2 は出力平滑チョーク、
Ｃ2 は出力平滑コンデンサ、Ｌは負荷である。またｖin
は交流入力電圧、ｉinは入力電流、ｖc1は入力コンデン
サＣ1 の電圧である。
示したものであって、フォワードコンバータ型のスイッ
チング電源回路の場合を例示している。図中において、
Ｒは電源整流器であって、ダイオードＤ1 〜Ｄ4 からな
っている。Ｃ1 は入力コンデンサ、Ｔは主トランスであ
る。Ｎ1,Ｎ2 はそれぞれ主トランスＴの巻線であって、
Ｎ1 は一次巻線、Ｎ2 は二次巻線である。Ｑは主スイッ
チ、Ｄ5,Ｄ6 は出力整流器、Ｌ2 は出力平滑チョーク、
Ｃ2 は出力平滑コンデンサ、Ｌは負荷である。またｖin
は交流入力電圧、ｉinは入力電流、ｖc1は入力コンデン
サＣ1 の電圧である。
【０００５】図５は、従来回路における入力電圧と入力
電流の関係を示す図である。以下、図４および図５に基
づいて、従来のコンデンサインプット型のスイッチング
電源回路の動作を説明する。
電流の関係を示す図である。以下、図４および図５に基
づいて、従来のコンデンサインプット型のスイッチング
電源回路の動作を説明する。
【０００６】交流入力電圧ｖinをブリッジ回路からなる
電源整流器Ｄ1 〜Ｄ4 で全波整流して得た整流出力を、
入力コンデンサＣ1 に加えて平滑することによって、入
力コンデンサＣ1 に電圧ｖc1を得る。この電圧ｖc1を、
主スイッチＱを経て主トランスＴの一次巻線Ｎ1 に加
え、主スイッチＱを図示されない励振回路からの励振パ
ルスに応じてスイッチングする。
電源整流器Ｄ1 〜Ｄ4 で全波整流して得た整流出力を、
入力コンデンサＣ1 に加えて平滑することによって、入
力コンデンサＣ1 に電圧ｖc1を得る。この電圧ｖc1を、
主スイッチＱを経て主トランスＴの一次巻線Ｎ1 に加
え、主スイッチＱを図示されない励振回路からの励振パ
ルスに応じてスイッチングする。
【０００７】これによって、主スイッチＱのオン時に、
主トランスＴの一次巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスにエ
ネルギーを蓄えるとともに、二次側に直流エネルギーを
伝送して、二次巻線Ｎ2 に発生した電圧を出力整流器Ｄ
5,Ｄ6 で整流し、出力平滑チョークＬ2 と出力平滑コン
デンサＣ2 とで平滑化することによって、負荷Ｌに直流
出力電圧を得る。
主トランスＴの一次巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスにエ
ネルギーを蓄えるとともに、二次側に直流エネルギーを
伝送して、二次巻線Ｎ2 に発生した電圧を出力整流器Ｄ
5,Ｄ6 で整流し、出力平滑チョークＬ2 と出力平滑コン
デンサＣ2 とで平滑化することによって、負荷Ｌに直流
出力電圧を得る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】コンデンサインプット
型の整流回路では、交流入力電圧ｖinが、入力コンデン
サＣ1 における電圧ｖc1より高い期間のみ入力電流ｉin
が流れ、それ以外の期間には、入力電流は流れない。
型の整流回路では、交流入力電圧ｖinが、入力コンデン
サＣ1 における電圧ｖc1より高い期間のみ入力電流ｉin
が流れ、それ以外の期間には、入力電流は流れない。
【０００９】この場合、入力電流ｉinの導通角が狭いの
でパルス的になり、入力電流にかなりの高調波を含むこ
とになる。このような高調波は、通信機器やその他の電
子機器等に対して、高周波性の雑音となって種々の障害
を引き起こす原因となる。
でパルス的になり、入力電流にかなりの高調波を含むこ
とになる。このような高調波は、通信機器やその他の電
子機器等に対して、高周波性の雑音となって種々の障害
を引き起こす原因となる。
【００１０】このような高調波障害に対して法的規制が
行われる趨勢にあり、従って、コンデンサインプット型
のスイッチング電源回路においても、高調波電流を抑制
することが必要となっているが、従来このような高調波
抑制対策を行ったスイッチング電源回路は提案されてい
ないという問題があった。
行われる趨勢にあり、従って、コンデンサインプット型
のスイッチング電源回路においても、高調波電流を抑制
することが必要となっているが、従来このような高調波
抑制対策を行ったスイッチング電源回路は提案されてい
ないという問題があった。
【００１１】また、従来のコンデンサインプット型のス
イッチング電源回路では、入力電流の導通角が狭いた
め、皮相電力が大きく力率が低い。そのため電源設備が
大きくなって設備コストが増大するという問題があっ
た。
イッチング電源回路では、入力電流の導通角が狭いた
め、皮相電力が大きく力率が低い。そのため電源設備が
大きくなって設備コストが増大するという問題があっ
た。
【００１２】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、コンデンサインプット型
のスイッチング電源回路において、入力電流の導通角を
広げることによって、高調波電流を有効に抑制するとと
もに、電源回路の力率を向上できるようにするための、
高調波電流抑制回路を提供することを目的としている。
決しようとするものであって、コンデンサインプット型
のスイッチング電源回路において、入力電流の導通角を
広げることによって、高調波電流を有効に抑制するとと
もに、電源回路の力率を向上できるようにするための、
高調波電流抑制回路を提供することを目的としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】以下、本発明の課題を解
決するための手段を掲げる。
決するための手段を掲げる。
【００１４】(1) 交流電源を整流する電源整流器Ｒと、
この整流出力を平滑する入力コンデンサＣ1 とからなる
コンデンサインプット型電源回路に対して、入力コンデ
ンサＣ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイ
ッチＱとを接続してなり、主スイッチＱをオン，オフし
たとき主トランスＴの二次側に伝送される電力を整流し
て直流出力を得るスイッチング電源回路において、電源
整流器Ｒの出力端と入力コンデンサＣ1 との間に昇圧用
コンデンサＣ3 を挿入するとともに、主トランスＴにク
ランプ巻線Ｎ3 を設けて、このクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ 7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続
し、他端を入力コンデンサＣ1 に接続して、昇圧用コン
デンサＣ3 の充電電圧ｖc2が、電源整流器Ｒの出力に対
して、入力コンデンサＣ1 の電圧ｖc1と逆極性になるよ
うにし、さらに昇圧用コンデンサＣ 3 の両端に、電源整
流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8 を接続す
る。
この整流出力を平滑する入力コンデンサＣ1 とからなる
コンデンサインプット型電源回路に対して、入力コンデ
ンサＣ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイ
ッチＱとを接続してなり、主スイッチＱをオン，オフし
たとき主トランスＴの二次側に伝送される電力を整流し
て直流出力を得るスイッチング電源回路において、電源
整流器Ｒの出力端と入力コンデンサＣ1 との間に昇圧用
コンデンサＣ3 を挿入するとともに、主トランスＴにク
ランプ巻線Ｎ3 を設けて、このクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ 7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続
し、他端を入力コンデンサＣ1 に接続して、昇圧用コン
デンサＣ3 の充電電圧ｖc2が、電源整流器Ｒの出力に対
して、入力コンデンサＣ1 の電圧ｖc1と逆極性になるよ
うにし、さらに昇圧用コンデンサＣ 3 の両端に、電源整
流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8 を接続す
る。
【００１５】(2) 交流電源を整流する電源整流器Ｒと、
この整流出力を平滑する入力コンデンサＣ1 とからなる
コンデンサインプット型電源回路に対して、入力コンデ
ンサＣ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイ
ッチＱとを接続してなり、主スイッチＱをオン，オフし
たとき主トランスＴの二次側に伝送される電力を整流し
て直流出力を得るスイッチング電源回路において、電源
整流器Ｒの出力端と入力コンデンサＣ1 との間に昇圧用
コンデンサＣ3 を挿入するとともに、主トランスＴにク
ランプ巻線Ｎ3 を設けて、このクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ 7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続
し、他端をインダクタＬ3 を経て入力コンデンサＣ1 に
接続して、昇圧用コンデンサＣ3 の充電電圧ｖc2が、電
源整流器Ｒの出力に対して、入力コンデンサＣ1 の電圧
ｖc1と逆極性になるようにし、さらに電源整流器Ｒの出
力端とクランプ巻線Ｎ3 とインダクタＬ3 との接続点間
に、電源整流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8
を接続する。
この整流出力を平滑する入力コンデンサＣ1 とからなる
コンデンサインプット型電源回路に対して、入力コンデ
ンサＣ1 の両端に主トランスＴの一次巻線Ｎ1 と主スイ
ッチＱとを接続してなり、主スイッチＱをオン，オフし
たとき主トランスＴの二次側に伝送される電力を整流し
て直流出力を得るスイッチング電源回路において、電源
整流器Ｒの出力端と入力コンデンサＣ1 との間に昇圧用
コンデンサＣ3 を挿入するとともに、主トランスＴにク
ランプ巻線Ｎ3 を設けて、このクランプ巻線Ｎ3 の一端
をダイオードＤ 7 を経て電源整流器Ｒの出力端に接続
し、他端をインダクタＬ3 を経て入力コンデンサＣ1 に
接続して、昇圧用コンデンサＣ3 の充電電圧ｖc2が、電
源整流器Ｒの出力に対して、入力コンデンサＣ1 の電圧
ｖc1と逆極性になるようにし、さらに電源整流器Ｒの出
力端とクランプ巻線Ｎ3 とインダクタＬ3 との接続点間
に、電源整流器Ｒの出力電流を伝送するダイオードＤ8
を接続する。
【００１６】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態(1) を
示したものであって、フォワードコンバータ型のスイッ
チング電源の場合を例示している。図４の場合と同じも
のを同じ番号で示し、図中、Ｎ1,Ｎ2,Ｎ3 はそれぞれ主
トランスＴの巻線であって、Ｎ1 は一次巻線、Ｎ2 は二
次巻線、Ｎ3 はクランプ巻線である。また、Ｃ3 は昇圧
用コンデンサ、Ｄ7,Ｄ8 はダイオード、Ｌ1 はインダク
タである。
示したものであって、フォワードコンバータ型のスイッ
チング電源の場合を例示している。図４の場合と同じも
のを同じ番号で示し、図中、Ｎ1,Ｎ2,Ｎ3 はそれぞれ主
トランスＴの巻線であって、Ｎ1 は一次巻線、Ｎ2 は二
次巻線、Ｎ3 はクランプ巻線である。また、Ｃ3 は昇圧
用コンデンサ、Ｄ7,Ｄ8 はダイオード、Ｌ1 はインダク
タである。
【００１７】図１の回路における電源整流器Ｒ、入力コ
ンデンサＣ1 、主トランスＴの巻線Ｎ1,Ｎ2 、主スイッ
チＱ、出力整流器Ｄ5,Ｄ6 、出力平滑チョークＬ2 、出
力平滑コンデンサＣ2 に係わる、コンデンサインプット
型スイッチング電源回路としての動作は、図４に示され
た従来回路の場合と同様なので、詳細な説明を省略す
る。
ンデンサＣ1 、主トランスＴの巻線Ｎ1,Ｎ2 、主スイッ
チＱ、出力整流器Ｄ5,Ｄ6 、出力平滑チョークＬ2 、出
力平滑コンデンサＣ2 に係わる、コンデンサインプット
型スイッチング電源回路としての動作は、図４に示され
た従来回路の場合と同様なので、詳細な説明を省略す
る。
【００１８】図１に示されたスイッチング電源回路にお
いて、主スイッチＱのオン時に、主トランスＴの一次巻
線Ｎ1 の励磁インダクタンスにエネルギーを蓄えるとと
もに、二次側に直流エネルギーを伝送する。そして主ス
イッチＱのオフ時に、主トランスＴの励磁エネルギーに
基づいてクランプ巻線Ｎ3 に発生した電圧によって、ダ
イオードＤ7 を経て昇圧用コンデンサＣ2 に充電するこ
とによって、コンデンサＣ2 に充電電圧ｖc2を発生す
る。
いて、主スイッチＱのオン時に、主トランスＴの一次巻
線Ｎ1 の励磁インダクタンスにエネルギーを蓄えるとと
もに、二次側に直流エネルギーを伝送する。そして主ス
イッチＱのオフ時に、主トランスＴの励磁エネルギーに
基づいてクランプ巻線Ｎ3 に発生した電圧によって、ダ
イオードＤ7 を経て昇圧用コンデンサＣ2 に充電するこ
とによって、コンデンサＣ2 に充電電圧ｖc2を発生す
る。
【００１９】昇圧用コンデンサＣ2 の充電電圧ｖc2の極
性は、電源整流器Ｒ側に対して、入力コンデンサＣ1 の
電圧ｖc1と逆方向である。従って、入力コンデンサＣ1
の電圧ｖc1よりも、電源整流器Ｒの整流出力電圧が低い
期間でも、電源整流器Ｒから電流が流れるので、導通角
を広くすることができる。
性は、電源整流器Ｒ側に対して、入力コンデンサＣ1 の
電圧ｖc1と逆方向である。従って、入力コンデンサＣ1
の電圧ｖc1よりも、電源整流器Ｒの整流出力電圧が低い
期間でも、電源整流器Ｒから電流が流れるので、導通角
を広くすることができる。
【００２０】図１において、ダイオードＤ8 は、電源の
立ち上がり時に、電源整流器ＲからのコンデンサＣ1 を
充電する電流が、コンデンサＣ3 によって遮断されるの
を防止するために設けられている。これによって、電源
投入時、入力コンデンサＣ1を迅速に充電することがで
きる。
立ち上がり時に、電源整流器ＲからのコンデンサＣ1 を
充電する電流が、コンデンサＣ3 によって遮断されるの
を防止するために設けられている。これによって、電源
投入時、入力コンデンサＣ1を迅速に充電することがで
きる。
【００２１】また電源整流器Ｒにおいて、交流入力電源
ｖinとの間に挿入されたインダクタＬ1 およびコンデン
サＣ4 からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、主スイ
ッチＱのスイッチングに伴って発生する、スイッチング
周波数付近の高周波電流が、交流入力電源側に流出する
ことを防止するために設けられている。
ｖinとの間に挿入されたインダクタＬ1 およびコンデン
サＣ4 からなるローパスフィルタ（ＬＰＦ）は、主スイ
ッチＱのスイッチングに伴って発生する、スイッチング
周波数付近の高周波電流が、交流入力電源側に流出する
ことを防止するために設けられている。
【００２２】図１に示されたスイッチング電源回路は、
クランプ巻線の発生電圧に基づいて主トランスＴの二次
側出力電圧が低下することがあるという問題がある。
クランプ巻線の発生電圧に基づいて主トランスＴの二次
側出力電圧が低下することがあるという問題がある。
【００２３】図２は、本発明の実施形態(2) を示したも
のであって、フライバック型のスイッチング電源回路の
場合を例示している。図１の場合と同じものを同じ記号
で示し、図中において、Ｌ3 はインダクタである。
のであって、フライバック型のスイッチング電源回路の
場合を例示している。図１の場合と同じものを同じ記号
で示し、図中において、Ｌ3 はインダクタである。
【００２４】図２に示された実施形態(2) においては、
主スイッチＱのオン時、入力コンデンサＣ1 から一次巻
線Ｎ1 に電流が流れるとともに、ダイオードＤ8 および
インダクタＬ3 を経て一次巻線Ｎ1 に電流が流れ、一次
巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスとインダクタＬ3 にエネ
ルギーが蓄えられる。主スイッチＱのオフ時、一次巻線
Ｎ1 の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーによ
って、二次巻線Ｎ2 に発生した電圧をダイオードＤ5 を
経て整流し、コンデンサＣ2 によって平滑化して負荷Ｌ
に直流出力電圧を得るとともに、クランプ巻線Ｎ3 に発
生した電圧と、インダクタＬ3 の逆電圧とによって、ダ
イオードＤ7 を経て昇圧用コンデンサＣ 3 が電圧ｖc2に
充電される。
主スイッチＱのオン時、入力コンデンサＣ1 から一次巻
線Ｎ1 に電流が流れるとともに、ダイオードＤ8 および
インダクタＬ3 を経て一次巻線Ｎ1 に電流が流れ、一次
巻線Ｎ1 の励磁インダクタンスとインダクタＬ3 にエネ
ルギーが蓄えられる。主スイッチＱのオフ時、一次巻線
Ｎ1 の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーによ
って、二次巻線Ｎ2 に発生した電圧をダイオードＤ5 を
経て整流し、コンデンサＣ2 によって平滑化して負荷Ｌ
に直流出力電圧を得るとともに、クランプ巻線Ｎ3 に発
生した電圧と、インダクタＬ3 の逆電圧とによって、ダ
イオードＤ7 を経て昇圧用コンデンサＣ 3 が電圧ｖc2に
充電される。
【００２５】昇圧用コンデンサＣ3 の充電電圧ｖc2の極
性は、電源整流器Ｒ側に対して、入力コンデンサＣ1 の
電圧ｖc1と逆方向である。従って、入力コンデンサＣ1
の電圧ｖc1よりも、電源整流器Ｒの整流出力電圧が低い
期間でも、電源整流器Ｒから電流が流れるので、導通角
を広くすることができる。
性は、電源整流器Ｒ側に対して、入力コンデンサＣ1 の
電圧ｖc1と逆方向である。従って、入力コンデンサＣ1
の電圧ｖc1よりも、電源整流器Ｒの整流出力電圧が低い
期間でも、電源整流器Ｒから電流が流れるので、導通角
を広くすることができる。
【００２６】図２において、主スイッチＱのオフ時、二
次巻線Ｎ2 に発生する電圧は、クランプ巻線Ｎ3 の電圧
と、巻数比に応じて比例する。従って、入力電圧が高く
なって、コンデンサＣ3 の電圧が下がり、クランプ巻線
Ｎ3 の発生電圧が低下すると、二次側の巻線Ｎ2 の発生
電圧も低下することになる。
次巻線Ｎ2 に発生する電圧は、クランプ巻線Ｎ3 の電圧
と、巻数比に応じて比例する。従って、入力電圧が高く
なって、コンデンサＣ3 の電圧が下がり、クランプ巻線
Ｎ3 の発生電圧が低下すると、二次側の巻線Ｎ2 の発生
電圧も低下することになる。
【００２７】そのため、昇圧コンデンサＣ3 の電圧が低
下しても、クランプ巻線Ｎ3 に電圧が発生して、二次側
の出力電圧が低下しないようにするために、インダクタ
Ｌ3を挿入している。
下しても、クランプ巻線Ｎ3 に電圧が発生して、二次側
の出力電圧が低下しないようにするために、インダクタ
Ｌ3を挿入している。
【００２８】図３は、本発明回路における入力電圧と入
力電流の関係を示したものであって、図２の回路につい
てシミュレーションによって得られたものを示してい
る。図５に示された従来の場合と比較して、入力電流の
導通角が広くなったことが明らかである。
力電流の関係を示したものであって、図２の回路につい
てシミュレーションによって得られたものを示してい
る。図５に示された従来の場合と比較して、入力電流の
導通角が広くなったことが明らかである。
【００２９】なお、図１または図２に示された回路で
は、スイッチングに基づく高周波電流が交流電源側に漏
洩するのを防止するために、交流電源と電源整流器Ｒと
の間に、ローパスフィルタを挿入することが必要であ
る。
は、スイッチングに基づく高周波電流が交流電源側に漏
洩するのを防止するために、交流電源と電源整流器Ｒと
の間に、ローパスフィルタを挿入することが必要であ
る。
【００３０】スイッチング電源回路の力率改善の方法と
しては、従来、チョークインプット型整流回路とする方
法が知られている。しかしながら、チョークインプット
型整流回路の場合の力率改善には限度があるとともに、
部品形状が大きくなるので好ましくない。
しては、従来、チョークインプット型整流回路とする方
法が知られている。しかしながら、チョークインプット
型整流回路の場合の力率改善には限度があるとともに、
部品形状が大きくなるので好ましくない。
【００３１】スイッチング電源回路の力率改善の他の方
法としては、ブーストコンバータの形式にして、スイッ
チング電源を２段階にする方法がある。この場合は、力
率は十分に改善されるが効率が低下する。また回路規模
が増大し、コストが上昇するので好ましくない。
法としては、ブーストコンバータの形式にして、スイッ
チング電源を２段階にする方法がある。この場合は、力
率は十分に改善されるが効率が低下する。また回路規模
が増大し、コストが上昇するので好ましくない。
【００３２】これに対して本発明の高調波電流抑制回路
を適用したスイッチング電源回路では、入力電流の導通
角を広げることによって、力率を改善するようにしてい
るが、この際、ワンコンバータ形式であるため、効率の
低下を抑えることができるとともに、部品点数の増加が
少ないので、コストの上昇を防止することができる。
を適用したスイッチング電源回路では、入力電流の導通
角を広げることによって、力率を改善するようにしてい
るが、この際、ワンコンバータ形式であるため、効率の
低下を抑えることができるとともに、部品点数の増加が
少ないので、コストの上昇を防止することができる。
【００３３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、コ
ンデンサインプット整流型のスイッチング電源回路にお
いて、入力電流の導通角を広くするようにしたので、入
力電流の高調波成分を減少させるとともに、交流入力電
源の力率を改善することが可能になる。
ンデンサインプット整流型のスイッチング電源回路にお
いて、入力電流の導通角を広くするようにしたので、入
力電流の高調波成分を減少させるとともに、交流入力電
源の力率を改善することが可能になる。
【図１】本発明の実施形態(1) を示す図である。
【図２】本発明の実施形態(2) を示す図である。
【図３】本発明回路における入力電圧と入力電流の関係
を示す図である。
を示す図である。
【図４】従来のスイッチング電源回路を示す図である。
【図５】従来回路における入力電圧と入力電流の関係を
示す図である。
示す図である。
Ｒ 電源整流器 Ｃ1 入力コンデンサ Ｃ3 昇圧用コンデンサ Ｔ 主トランス Ｎ1 一次巻線 Ｎ3 クランプ巻線 Ｑ 主スイッチ Ｄ7 ダイオード Ｄ8 ダイオード Ｌ3 インダクタ
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源を整流する電源整流器と、該整
流出力を平滑する入力コンデンサとからなるコンデンサ
インプット型電源回路に対して、該入力コンデンサの両
端に主トランスの一次巻線と主スイッチとを接続してな
り、該主スイッチをオン，オフしたとき該主トランスの
二次側に伝送される電力を整流して直流出力を得るスイ
ッチング電源回路において、 前記電源整流器の出力端と入力コンデンサとの間に昇圧
用コンデンサを挿入するとともに、前記主トランスにク
ランプ巻線を設けて、該クランプ巻線の一端を第一のダ
イオードを経て前記電源整流器の出力端に接続し、他端
を前記入力コンデンサに接続して、前記昇圧用コンデン
サの充電電圧が、前記電源整流器の出力に対して、前記
入力コンデンサの電圧と逆極性になるようにし、さらに
該昇圧用コンデンサの両端に該電源整流器の出力電流を
伝送する第二のダイオードを接続したことを特徴とする
高調波電流抑制回路。 - 【請求項２】 交流電源を整流する電源整流器と、該整
流出力を平滑する入力コンデンサとからなるコンデンサ
インプット型電源回路に対して、該入力コンデンサの両
端に主トランスの一次巻線と主スイッチとを接続してな
り、該主スイッチをオン，オフしたとき該主トランスの
二次側に伝送される電力を整流して直流出力を得るスイ
ッチング電源回路において、 前記電源整流器の出力端と入力コンデンサとの間に昇圧
用コンデンサを挿入するとともに、前記主トランスにク
ランプ巻線を設けて、該クランプ巻線の一端を第一のダ
イオードを経て前記電源整流器の出力端に接続し、他端
をインダクタを経て前記入力コンデンサに接続して、前
記昇圧用コンデンサの充電電圧が、前記電源整流器の出
力に対して、該入力コンデンサの電圧と逆極性になるよ
うにし、さらに前記電源整流器の出力端とクランプ巻線
とインダクタとの接続点間に該電源整流器の出力電流を
伝送する第二のダイオードを接続したことを特徴とする
高調波電流抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8075777A JP3066730B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 高調波電流抑制回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8075777A JP3066730B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 高調波電流抑制回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09271166A true JPH09271166A (ja) | 1997-10-14 |
| JP3066730B2 JP3066730B2 (ja) | 2000-07-17 |
Family
ID=13585993
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8075777A Expired - Fee Related JP3066730B2 (ja) | 1996-03-29 | 1996-03-29 | 高調波電流抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3066730B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013005375A1 (ja) * | 2011-07-01 | 2013-01-10 | 日本電気株式会社 | 整流器及び無線電力伝送システム |
| CN111551886A (zh) * | 2020-04-16 | 2020-08-18 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于cvt电容电流的谐波电压测量误差计算方法及装置 |
-
1996
- 1996-03-29 JP JP8075777A patent/JP3066730B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013005375A1 (ja) * | 2011-07-01 | 2013-01-10 | 日本電気株式会社 | 整流器及び無線電力伝送システム |
| CN111551886A (zh) * | 2020-04-16 | 2020-08-18 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于cvt电容电流的谐波电压测量误差计算方法及装置 |
| CN111551886B (zh) * | 2020-04-16 | 2022-04-22 | 国网河南省电力公司电力科学研究院 | 一种基于cvt电容电流的谐波电压测量误差计算方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3066730B2 (ja) | 2000-07-17 |
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Legal Events
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