WO2013005375A1 - 整流器及び無線電力伝送システム - Google Patents

Abstract

　整流器は、入力されたＲＦ電力を整流するダイオードと、ＤＣ電力のＲＦ入力ポートへの漏洩を防ぐ入力回路と、入力されたＲＦ電力の周波数ｆ_０の偶数倍の周波数（２×ｎ×ｆ_０（ｎは正の整数））の一部又は全部に対して短絡状態となり、かつ、他の周波数に対しては開放状態となる周波数特性を有する高調波制御回路と、ＲＦ電力の通過を阻止するローパスフィルタとしての周波数特性を有し、当該ローパスフィルタを通過したＤＣ電力をＤＣ出力ポートへ送る出力回路と、を少なくとも備え、上記ダイオードのアノード端が接地され、上記ダイオードのカソード端に、上記出力回路と上記高調波制御回路とが並列に接続され、上記ＲＦ入力ポートと上記ダイオードのカソード端との間に上記入力回路と上記高調波制御回路とが接続される。

Description

整流器及び無線電力伝送システム

　本発明は、整流器及び整流器を用いる無線電力伝送システムに関する。

　従来、電磁誘導現象を利用して電力を無線で伝送するシステム（無線電力伝送システム）（下記特許文献１参照）や、マイクロ波を利用する無線電力伝送システム（下記特許文献２参照）が提案されていた。そして、近年には、磁界エネルギの共鳴現象（磁界共鳴）を利用する無線電力伝送システム（下記特許文献３参照）が提案されている。

　磁界共鳴方式は、従来の電磁誘導方式に比べ、送電可能距離及び送電効率が大きい。そのため、磁界共鳴方式は、電気自動車（ＥＶ（Electric Vehicle））等のような大電力を必要とする移動体や、テレビ、パソコン等のような比較的消費電力の大きい家電製品などへの充電技術として期待されている。

　これら無線電力伝送システムは、一般的に次のような周波数帯を使用する。電磁誘導現象を利用するシステムはキロヘルツ（ｋＨｚ）帯を使用し、マイクロ波を利用するシステムはギガヘルツ（ＧＨｚ）帯を使用し、磁界共鳴を利用するシステムはメガヘルツ（ＭＨｚ）帯を使用する。

　このような無線電力伝送システムにおいては、受電されたＲＦ（Radio Frequency）電力をＤＣ（Direct Current）電力に変換する整流器が必要となる。図８は、整流器の一般的な回路構成を示す図である。図８に示されるように、整流器は、入力回路２、ダイオード３、出力回路４等のようなコンポーネントから構成される。入力回路２は、ＲＦ入力ポート１のインピーダンスとダイオード３とのインピーダンスをマッチングする整合回路としての役割、ダイオード３で変換されたＤＣ電力を入力ポートに漏らさないＤＣブロック回路としての役割を持つ。ダイオード３は、ＲＦ電力を一方向に整流する役割を持つ。出力回路４は、ＲＦ電力をカットし、ＤＣ電力のみをＤＣ出力ポート５から取り出し負荷６に伝える役割を持つ。

　このような整流器の効率改善を目的として、熱損を低減する技術が提案されている。熱損とは、ダイオード３で消費される電力損失である。熱損は、ダイオード端において、電流成分及び電圧成分が同時刻に有限の値をとり、かつ、電流と電圧との積の時間積分値が有限であった場合に生じる。この熱損は、主に、整流器を流れる電流電圧波形を構成する高次高調波成分により発生する。

　下記特許文献４及び５には、高次高調波成分の発生を抑制するために、バンドパスフィルタ機能を出力回路４に持たせる技術がそれぞれ提案されている。

　下記特許文献４では、当該バンドパスフィルタ機能は、入力されたＲＦ電力の１／４波長の長さを持つスタブ（λ／４スタブ線路）と接地されたコンデンサとにより得られる。このバンドパスフィルタは、入力されたＲＦ電力の周波数をｆ_０とすると、奇数次（ｆ_０、３ｆ_０、５ｆ_０、・・・）の周波数に対しては開放となり、偶数次（２ｆ_０、４ｆ_０、６ｆ_０、・・・）の周波数に対しては短絡となる周波数特性を有する。

　一方、下記特許文献５では、当該バンドパスフィルタ機能は、λ／４オープンスタブ線路とλ／８オープンスタブとを直列に接続することにより得られる。このバンドパスフィルタは、入力されたＲＦ電力の周波数をｆ_０とすると、偶数次の周波数の一部（２ｆ_０、６ｆ_０、１０ｆ_０、１４ｆ_０、・・・）に対して短絡となり、その他の周波数に対して開放となる周波数特性を有する。

特開２００６－２３０１２９号公報 特開２０００－２７８８８８号公報 特表２００９－５０１５１０号公報 特開２０１０－２６３４８号公報 特開２００２－８４６８５号公報

　しかしながら、上述のような、出力回路４に高次高調波制御機能を持たせた整流器には、出力回路４に対する寄生容量、寄生インダクタンスの影響により、所望の高次高調波制御特性が得られなくなり、効率が悪化するという問題が生じる。

　この問題は、ダイオード３や負荷６を実装するための金属半田等による接続部、回路コンポーネントに付随するリード線、及び、隣接している配線に起因する。例えば、出力回路４内のバンドパスフィルタは、遮断周波数の帯域が非常に狭いため、上記接続部に起因したわずかな長さの変化が、高次高調波の制御特性の大幅な悪化を招く。高次高調波の制御特性が悪化すると、例えば、短絡させたい高次高調波が短絡とならず、熱損が生じるため、結果、効率が悪化する。

　このような問題は、ＧＨｚ帯等の高周波帯を用いる無線電力伝送システムにおいて一層顕著になる。高周波帯においては、金属半田サイズやリード線の長さが入力されたＲＦ電力の波長に対して無視できないサイズとなるためである。例えば、マイクロ波を利用する無線電力伝送システムにおいて一般的に使用される５．８ＧＨｚ帯においては、その波長は、真空中では約５ｃｍ程度である。一方、金属半田サイズは５ｍｍ程度、リード線の長さは数ｃｍ程度であるので、金属半田及びリード線は、波長に対してそれぞれ、λ／１０程度、λ／２程度のサイズを持つこととなる。よって、金属半田サイズやリード線の長さは、λ／４線路を用いたバンドパスフィルタの周波数特性に大きな影響を与える。この問題は、金属半田等により形成される接続部のサイズに、一定のばらつきが出ることから、解決することが難しい。

　一方、前述の磁界共鳴方式など、ＭＨｚ帯以下の低周波帯を使用する無線電力伝送システムにおいては、高次高調波制御回路のサイズが増加することにより、システムサイズが増加するという問題が生じる。

　この問題は、上述のような、λ／４スタブ線路を用いたバンドパスフィルタにおいてより顕著になる。例えば、磁界エネルギの共鳴現象を利用する無線電力伝送システムにおいて一般的に使用される１３ＭＨｚ帯においては、その波長は、真空中で２０ｍ程度である。そのため、λ／４スタブ線路の長さは５ｍ程度と大きくなる。

　また、この問題は、大電力用途向けの整流器の場合にもより顕著になる。整流器が整流できるＲＦ電力の上限は、ダイオードの耐圧によって決まる。そのため、大電力化のために、整流器を並列接続し、分配及び合成する手法が採られる。一般的には分配及び合成回路にはλ／４線路が用いられる。よって、例えば、１３ＭＨｚ帯において、整流器の並列構成を２つ設けた場合、それとλ／４スタブ線路を用いたバンドパスフィルタとを合わせて、１０ｍ程度の長さの伝送線路が必要となる。

　このサイズは、三次元的な配線や、誘電体基板上に形成された配線を整流器に適用すれば、小型化することは原理的には可能かもしれない。しかしながら、このような配線の設計は複雑であり、これらを用いない場合と比較して、その設計コストが増大するという問題がある。また、仮にこのような配線を用いた場合においても、配線間に、寄生成分や短絡を生じさせないための配線マージンが必要となるため、そのシステムサイズは、数ｍ程度になる。

　本発明は、上述の事項に鑑みてなされたものであり、小型かつ高効率の整流器を提供する。

　本発明の態様では、上述した課題を解決するために以下の構成を採用する。即ち、本態様は、ＲＦ入力ポートにＲＦ電力が入力され、ＤＣ出力ポートから整流されたＤＣ電力が取り出される整流器に関する。本態様に係る整流器は、入力されたＲＦ電力を整流するダイオードと、上記ＤＣ電力のＲＦ入力ポートへの漏洩を防ぐ入力回路と、入力されたＲＦ電力の周波数ｆ_０の偶数倍の周波数（２×ｎ×ｆ_０（ｎは正の整数））の一部又は全部に対して短絡状態となり、かつ、他の周波数に対しては開放状態となる周波数特性を有する高調波制御回路と、ＲＦ電力の通過を阻止するローパスフィルタとしての周波数特性を有し、当該ローパスフィルタを通過したＤＣ電力をＤＣ出力ポートへ送る出力回路と、を少なくとも備え、上記ダイオードのアノード端が接地され、上記ダイオードのカソード端に、上記出力回路と上記高調波制御回路とが並列に接続され、上記ＲＦ入力ポートと上記ダイオードのカソード端との間に上記入力回路と上記高調波制御回路とが接続される。

　上記態様によれば、小型かつ高効率の整流器を提供することができる。

　上述した目的、およびその他の目的、特徴および利点は、以下に述べる好適な実施の形態、およびそれに付随する以下の図面によってさらに明らかになる。

図１は、本発明の実施形態としての整流器の構成の概要を示す図である。 図２Ａは、負荷抵抗に接続されたダイオード端から出力される電流特性の時間変化を示す図である。 図２Ｂは、負荷抵抗に接続されたダイオード端から出力される電圧特性の時間変化を示す図である。 図３は、図２Ａ及び図２Ｂを得るための対象回路を示す図である。 図４は、直列共振回路のフィルタ特性を示した図である。 図５Ａは、本実施形態における整流器の効率のシミュレーション結果を示す図である。 図５Ｂは、本実施形態における整流器の効率のシミュレーション結果を示す図である。 図６は、磁界共鳴方式の無線電力伝送システムに適用された、第１実施例における整流器の構成例を示す図である。 図７は、磁界共鳴方式の無線電力伝送システムに適用された、第２実施例における整流器の構成例を示す図である。 図８は、整流器の一般的な回路構成を示す図である。

　以下、本発明の実施の形態について説明する。なお、以下に挙げる実施形態は例示であり、本発明は以下の実施形態の構成に限定されない。

　図１は、本発明の実施形態としての整流器の構成の概要を示す図である。本実施形態における整流器１０は、図１に示されるように、ＲＦ入力ポート１、入力回路２、ダイオード３、出力回路４、ＤＣ出力ポート５、高調波制御回路７等から構成される。整流器１０は、ＤＣ出力ポート５を介して負荷６に接続される。

　ダイオード３のアノード端は接地されている。ダイオード３のカソード端には、出力回路４及び高調波制御回路７が並列に接続されている。高調波制御回路７のダイオード接続端の他端に入力回路２が接続されている。入力回路２の高調波制御回路７の接続端の他端にＲＦ入力ポート１が接続されている。出力回路４のダイオード接続端の他端にＤＣ出力ポート５が接続されている。

　整流器１０は、次のように動作する。なお、以下の説明では、入力されたＲＦ電力の周波数をｆ_０で示す。

　入力回路２は、ダイオード３で変換されたＤＣ電力をＲＦ入力ポート１へ漏れないようブロックする。また、入力回路２は、ＲＦ入力ポート１のインピーダンスとダイオード３とのインピーダンスをマッチングさせる機能を有していてもよい。

　ダイオード３では、入力されたＲＦ電力が一方向に整流される。このとき、入力されたＲＦ電力の周波数をｆ_０とすると、高次の高調波（２ｆ_０、３ｆ_０、４ｆ_０、・・・）が生じる。

　高調波制御回路７は、周波数ｆ_０の偶数倍となる周波数（２×ｎ×ｆ_０（ｎは正の整数）；２ｆ_０、４ｆ_０、６ｆ_０、・・・）の一部、又は、全部を短絡させ、その他の周波数を開放する。

　出力回路４は、ダイオード３で変換されたＤＣ電力以外の基本波ｆ_０及び高次高調波（２ｆ_０、３ｆ_０、４ｆ_０、・・・）を反射し、当該ＤＣ電力のみをＤＣ出力ポート５に伝達する。即ち、出力回路４は、ＤＣ電力以外の基本波ｆ_０、及び、高次高調波（２ｆ_０、３ｆ_０、４ｆ_０、・・・）を反射するローパスフィルタ機能を有する。

　これにより、ＤＣ出力ポート５から当該ＤＣ電力が取り出される。

　次に、本実施形態における整流器１０の作用及び効果について説明する。

　上述のように、本実施形態では、図１のように配置された高調波制御回路７により、ダイオード３により変換されたＲＦ電力に含まれる偶数次高調波の一部又は全部が短絡されるため、以下に述べるように、熱損を低減することができる。

　図２Ａ及び図２Ｂは、負荷抵抗に接続されたダイオード端から出力される電流特性及び電圧特性の時間変化を示す図である。図３は、図２Ａ及び図２Ｂを得るための対象回路を示す図である。ここで、ＲＦｉｎで示される周波数ｆ_０のＲＦ電力の周期をｔで示す。

　図２Ａに示される電流特性をフーリエ変換すると、以下の（式１）が得られる。ここでは、ダイオード３から出力される電流特性の最大値がＩ_０で示される。（式１）から、電流Ｉ（ｔ）は、基本波ｆ_０、及び、ｆ_０の偶数倍となる周波数（２ｆ_０、４ｆ_０、６ｆ_０、・・・）で構成されていることが分かる。

　　（式１）

　図２Ｂに示される電圧特性については、以下の（式２）が得られる。電圧は、矩形波及び半波の正弦波で構成される。ここでは、電圧特性の最大値がＶ_０で示される。（式２）から、電圧Ｖ（ｔ）は、基本波ｆ_０及びｆ_０の高次高調波（２ｆ_０、３ｆ_０、４ｆ_０、・・・）で構成されていることが分かる。なお、（式２）におけるｃ_１、ｃ_２、・・・は、定数である。

　　（式２）

　この電圧波形に対し、ｆ_０の偶数倍となる周波数（２ｆ_０、４ｆ_０、６ｆ_０、・・・）を短絡すると、以下の（式３）が得られる。なお、（式３）におけるｃ_１、ｃ_２、・・・も定数である。

　　（式３）

　ここで、三角関数の直交性から、電流・電圧特性を構成する異なる周波数を持つ高調波は積を生じない。そのため、上記（式１）に示される周波数特性を有する電流と、上記（式３）に示される周波数特性を有する電圧とは積を生じない（積がゼロである）。すなわち、上記（式１）及び上記（式３）のような周波数特性を有する高調波成分では熱損は生じない。

　更に、上記（式１）から、電流を構成する高次高調波成分のうち、二次高調波が支配的なことが分かる。例えば、二次高調波と四次高調波とを比較すると、上記（式１）から、二次高調波の係数が２／３であるのに対し、四次高調波の係数が２／１５であるため、二次高調波の成分が四次高調波の成分の５倍程度大きいことが分かる。この点からも、ダイオード３において生じる高次高調波のうちの一部として、二次高調波のみを高調波制御回路７により短絡させることにより、大部分の熱損が低減され得ることが分かる。このように、高調波制御回路７により短絡させる周波数は、基本周波数ｆ_０の偶数倍の周波数２×ｎ×ｆ_０（ｎは正の整数）の全部であることが最も好ましいが、二次高調波２ｆ_０のみであってもよいし、二次高調波２ｆ_０を含む偶数倍の周波数の一部であってもよいし、二次高調波２ｆ_０を含まない偶数倍の周波数の一部であってもよい。

　高調波制御回路７は、例えば、共振特性を有する回路を用いて実現することができる。図４は、直列共振回路のフィルタ特性を示した図である。図４で示されるように、直列共振回路を用いれば、特定の周波数、例えば２ｆ_０のみを短絡することができる。ｆ_０及び３ｆ_０に影響を与えない範囲で、２ｆ_０を短絡すればよいので、遮断周波数の帯域を狭くする必要は無い。この直列共振回路は、例えば、インダクタンスとキャパシタンスとを直列に接続すれば実現できる。即ち、このような直列共振回路は、集中定数素子で実現可能である。そのため、本実施形態によれば、高調波制御回路７を小型化することができる。

　また、本実施形態では、出力回路４が、ＤＣ電力以外の基本波ｆ_０及び高次高調波（２ｆ_０、３ｆ_０、４ｆ_０、・・・）を反射するローパスフィルタ機能を有する。これにより、金属半田等による接続部のサイズにばらつきが生じたとしても、整流器１０の効率が悪化することはない。ローパスフィルタにおいても、寄生成分でカットオフ周波数がずれれば、効率の悪化を起こす可能性がある。しかしながら、上述の従来技術の出力回路に設けられたバンドパスフィルタに比べれば、本実施形態は、単にカットオフ周波数を低めに設計しておけばよいため、寄生成分に対するトレランスは断然高くなる。

　また、ローパスフィルタは、一般的に高周波を反射する直列のインダクタンスと、高周波を短絡する並列のキャパシタンスとの組み合わせで実現することができる。即ち、ローパスフィルタ特性を有する出力回路４は集中定数素子で実現可能である。このため、本実施形態によれば、出力回路４を小型化することができる。

　更に、本実施形態は、大電力用途のために、整流機能の並列構成を設けた場合にも、有効である。即ち、本実施形態によれば、大電力用途のために複数のダイオード３（整流機能）を並列接続する場合においても、整流効率の低下を抑制しつつ、システムの小型化を実現することができる。これは、高調波制御回路７をダイオード３毎に配置する必要がないからである。例えば、各ダイオード３から出力された高次高調波成分のうち、偶数次高調波の一部又は全てが、１つの高調波制御回路７により短絡されるように構成されればよい。

　整流器１０を並列構成とした場合において、周波数ｆ_０のＲＦ電力入力時の、各ダイオード３から出力される電流特性の時間変化は、以下の（式４）で示される。なお、周波数ｆ_０のＲＦ電力の周期はｔで示される。また、各ダイオード３から出力される電流特性の最大値がＩ_０、Ｉ_１、Ｉ_２、・・・で示される。

　　（式４）

　上記（式４）から、並列構成を持たない場合（上記（式１））と同様に、電圧特性を構成するｆ_０の偶数倍となる周波数（２ｆ_０、４ｆ_０、６ｆ_０、・・・）を短絡すれば、熱損が低減することが分かる。従って、上述したように、本実施形態によれば、各ダイオード３が一つの高調波制御回路７に対して並列に接続されているため、高調波制御回路７を複数用いなくても、熱損を低減させ、効率の低下を抑制することができる。

　図５Ａ及び図５Ｂは、本実施形態における整流器１０の効率のシミュレーション結果を示す図である。シミュレーションでは、高調波制御回路７が集中定数素子を用いた一つの直列共振回路で実現され、出力回路４が集中定数素子を用いたローパスフィルタ回路で実現された場合を想定した。また、図５Ａには、本実施形態における整流器１０の効率として、ディスクリート素子を用いた共振回路を高調波制御回路７に適用し、かつ、ディスクリート素子を用いたローパスフィルタを出力回路４に適用した場合の整流効率（三角記号）と、高調波制御回路７を用いずディスクリート素子を用いたローパスフィルタを出力回路４に適用した場合の整流効率（丸記号）とが示される。図５Ｂには、本実施形態における整流器１０の効率として、ディスクリート素子を用いた共振回路を高調波制御回路７に適用し、かつ、ディスクリート素子を用いたローパスフィルタを出力回路４に適用した場合の整流効率（丸記号）と、高調波制御回路７を用いずλ／４スタブ線路を用いたバンドパスフィルタを出力回路４に適用した場合の整流効率（四角記号）とが示される。シミュレーション周波数は１３．５６（ＭＨｚ）である。

　図５Ａによれば、本実施形態における整流器１０は、高調波制御回路７を用いることにより、高調波制御回路７を用いない場合と比較して効率が改善していることが分かる。また、図５Ｂによれば、本実施形態における整流器１０は、従来技術のようにλ／４スタブ線路を用いた整流器と同等の効率が得られていることが分かる。但し、本実施形態によれば、λ／４スタブ線路を用いた整流器と比較して、システムサイズを大幅に小型化可能である。また、本実施形態によれば、大電力用途のために並列構成を採用したとしても、一つの高調波制御回路７を用いることにより、上述のような作用及び効果を得ることができる。

　このように、本実施形態によれば、良好な整流効率を保ちつつ、整流器を小型化することができる。更に、本実施形態によれば、金属半田等の接続部のサイズにばらつきがあった場合においても、整流効率の悪化を招き難くすることができる。更に、本実施形態によれば、大電力化のために整流機能を並列接続した場合においても、良好な整流効率を保ちつつ、システムサイズを小さくすることができる。

　以降、上述の実施形態の更なる具体例として、磁界共鳴方式の無線電力伝送システムに適用される整流器について説明する。

　［第１実施例］
　図６は、磁界共鳴方式の無線電力伝送システムに適用された、第１実施例における整流器１０の構成例を示す図である。図６では、上述の実施形態における整流器１０の各回路コンポーネントと同じものには図１と同じ符号が付されている。

　図６に示される無線電力伝送システム２０は、整流器１０、負荷６、一次コイル８、二次コイル９等を有する。整流器１０は、上述の実施形態で述べたように、ＲＦ入力ポート１、入力回路２、ダイオード３、出力回路４、ＤＣ出力ポート５、高調波制御回路７等から構成される。無線電力伝送システム２０は、二次コイル９でＲＦ電力を受信し、この受信されたＲＦ電力を一次コイル８を介して整流器１０に送る。整流器１０は、上述の実施形態で述べた動作により、ＲＦ入力ポート１に入力されたＲＦ電力を整流する。整流された電力は、ＤＣ出力ポート５から取り出され、負荷６に伝達される。

　一次コイル８及び二次コイル９は無線で電力を受信する装置又は回路である。二次コイル９は磁界の共鳴現象を利用して電力を受信する。一次コイル８は、電磁誘導現象を利用して二次コイル９からＲＦ入力ポート１に電力を伝達させる。

　負荷６は、整流器１０のＤＣ出力ポート５から得られたＤＣ電力を用いて動作する装置又は回路である。負荷６は、電気自動車や電気自転車などの移動体、飛行体、ロボット、パーソナルコンピュータや掃除機などの家電品、モバイル機器、電池、センサなどの一部、又はそれらの組み合わせであってもよい。上記センサは、監視機能、異物検知機能、異常検知機能、報知機能などを持つ種々のセンサであってもよいし、これらセンサと素子との組み合わせで実現されてもよい。

　第１実施例の各回路コンポーネントは、例えば、以下のような具体的構成により実現される。なお、以下に示す具体的構成及び具体的値は例であり、本実施形態は以下のような内容に限定されない。

　ＲＦ入力ポート１及びＤＣ出力ポート５は、一般的な配線用コネクタである。ＲＦ入力ポート１に入力されるＲＦ電力の周波数は例えば約１０ＭＨｚである。

　入力回路２は、回路に対して直列に接続されたディスクリート型のキャパシタを含む。各キャパシタは、例えば、１０マイクロファラッド（μＦ）程度の容量を持つ。入力回路２は、このようなキャパシタにより、ＤＣ成分のＲＦ入力ポート１への逆流を防止する。

　ダイオード３には、例えば、最大順方向電流が１０アンペア（Ａ）のショットキーダイオードが採用される。

　出力回路４は、回路に対して直列に接続されたディスクリート型のインダクタと、回路に並列に接続されたディスクリート型のキャパシタとを含む。そのインダクタは、１０マイクロヘンリ（μＨ）程度のインダクタンスを持つ。そのキャパシタは、１０（μＦ）程度の容量を持つ。

　高調波制御回路７は、回路に対して並列に接続されたディスクリート型のインダクタとキャパシタとから形成される直列共振回路を含む。この直列共振回路の共振周波数は、入力されたＲＦ信号の二次高調波を短絡させるために、例えば、２０ＭＨｚ近傍に設定される。そのインダクタは、１０（μＨ）のインダクタンスを持ち、そのキャパシタは、３．４ピコファラッド（ｐＦ）の容量を持つ。

　一次コイル８は、直径３（ｍｍ）の銅線で形成される半径２５０（ｍｍ）のループコイルである。二次コイル９は、直径３（ｍｍ）の銅線で形成される半径３００（ｍｍ）、巻き数５．２５のヘリカルコイルである。二次コイル９の共振周波数は１０ＭＨｚ近傍に設定される。

　［第１実施例の変形例］
　上述の各回路コンポーネントは、以下のような形態で実現されてもよい。

　ＲＦ入力ポート１及びＤＣ出力ポート５は、金属半田等による接続点、半導体プロセスを用いた金属配線、リード線の一部、又は、それらの組み合わせで実現されてもよい。

　入力回路２は、ディスクリート型インダクタ、半導体プロセスを用いた金属配線、又は、それらの組み合わせで構成されてもよい。更に、入力回路２は、ダイオード３のインピーダンスとＲＦ入力ポート１とのインピーダンスを整合する整合回路を含むようにしてもよい。例えば、ダイオード３のインピーダンスが１０ＭＨｚ近傍において１０Ωであり、ＲＦ入力ポート１のインピーダンスが１０ＭＨｚ近傍において５０Ωであった場合、入力回路２は、１０ＭＨｚ帯のインピーダンスを５０Ωから１０Ωに変換する。

　ダイオード３は、シリコン、ガリウム、砒素、インジウム、リンなどの半導体材料、金、アルミニウム、プラチナなどの金属材料、又は、それらの組み合わせにより構成されてもよい。また、ＰＮ接続、量子トンネル効果、ツェナー効果、又は、それらの組み合わせによりダイオード動作が実現されてもよい。

　出力回路４は、ディスクリート型のインダクタと、ディスクリート型のキャパシタと、半導体プロセスを用いた金属配線との組み合わせにより実現されてもよい。

　高調波制御回路７は、複数の直列共振回路を並列に接続した回路であってもよい。例えば、高調波制御回路７は、入力されたＲＦ電力の二次高調波だけでなく、四次高調波、六次高調波、・・・と更に高次の偶数次高調波を短絡させる直列共振回路の組み合わせで構成されていてもよい。このような形態であっても、集中定数素子を用いるため、λ／４スタブ線路を用いた従来技術と比較して、小型化することができる。

　また、高調波制御回路７は、コイル、リード線、金属半田等による接続点、半導体プロセスを用いた金属配線の一部、又はそれらの組み合わせで実現されてもよい。高調波制御回路７は、特性のチューニング作業の負担を軽減させるために、着脱式に構成されてもよい。高調波制御回路７を着脱式にすれば、共振周波数の設計が容易になる。

　また、高調波制御回路７は、入力回路２とＲＦ入力ポート１との間に配置されていてもよい。このような形態においても、入力回路２が、例えば、ＤＣ成分をカットするための容量が大きなコンデンサで構成されている場合、ＲＦ電力を短絡させることになるため、高調波制御回路７による熱損低減の効果を得ることができる。

　一次コイル８や二次コイル９の形状や材料は、必要な電力量や、送受電可能距離に応じて任意に選択できる。また、一次コイル８や二次コイル９は、電磁誘導現象や、電波などの、近接場、または、放射場、あるいはその両方を利用する無線電力伝送システムに使用される送受電部の一部であっても良い。

　［第２実施例］
　図７は、磁界共鳴方式の無線電力伝送システムに適用された、第２実施例における整流器１０の構成例を示す図である。図７では、上述の実施形態における整流器１０の各回路コンポーネントと同じものには図１と同じ符号が付されている。

　第２実施例における整流器１０は、上述の第１実施例の構成に加えて、並列化されたダイオード３（＃１）、３（＃２）、・・・を更に有する。第２実施例では、ダイオード３の並列接続点の前段に、１つの高調波制御回路７が設けられている。第２実施例における各回路コンポーネントは、上述の第１実施例及びその変形例と同じ構成としてもよい。

　このように、第２実施例によれば、整流機能を持つダイオードを並列接続したとしても、整流機能毎に高調波制御回路７をそれぞれ設ける必要がないため、回路規模を小さくすることができる。

　高調波制御回路７は、比誘電率εの誘電体上に形成され、入力されたＲＦ電力の、真空中での波長λ０に対して、０．９×λ０／（４×√ε）～１．１×λ０／（４×√ε）の長さを持つ伝送線路により構成されたバンドパスフィルタとして構成されるようにしてもよい。この形態においても、λ／４スタブ線路を用いた従来の整流器を並列化した場合と比較して、λ／４スタブ線路が一つで済むので、小型化の効果を得ることができる。

　［製造方法］
　以下、上述の各実施例における無線電力伝送システムの製造方法を説明する。

　ダイオード３を、金属半田、金属配線等を用いて、例えば市販の誘電体基板に接続する。

　次に、市販のディスクリート素子を誘電体基板上にマウントすることにより、入力回路２、ダイオード３、出力回路４及び高調波制御回路７を作成し、各素子を金属半田、金属配線等を用いてそれぞれ接続する。

　次に、市販のコネクタを誘電体基板に、金属半田、金属配線等を用いて取り付けることにより、ＲＦ入力ポート１及びＤＣ出力ポート５を作成する。

　次に、ＲＦ入力ポート１と一次コイル８とを市販のケーブルで接続する。

　次に、二次コイル９及び一次コイル８を、例えば、セメント、接着剤などの手段を用いて固定した支持材に取り付け、保持する。

　最後に、ＤＣ出力ポート５と負荷６とを市販のケーブルで接続する。

　なお、上述の各実施形態、各実施例及び各変形例は、内容が相反しない範囲で組み合わせることができる。

　この出願は、２０１１年７月１日に出願された日本出願特願２０１１－１４７２１７号を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (8)

1. 　ＲＦ（Radio Frequency）入力ポートにＲＦ電力が入力され、ＤＣ（Direct Current）出力ポートから整流されたＤＣ電力が取り出される整流器において、
   　入力されたＲＦ電力を整流するダイオードと、
   　前記ＤＣ電力の前記ＲＦ入力ポートへの漏洩を防ぐ入力回路と、
   　入力されたＲＦ電力の周波数ｆ_０の偶数倍の周波数（２×ｎ×ｆ_０（ｎは正の整数））の一部又は全部に対して短絡状態となり、かつ、他の周波数に対しては開放状態となる周波数特性を有する高調波制御回路と、
   　ＲＦ電力の通過を阻止するローパスフィルタとしての周波数特性を有し、該ローパスフィルタを通過したＤＣ電力を前記ＤＣ出力ポートへ送る出力回路と、
   　を少なくとも備え、
   　前記ダイオードのアノード端が接地され、
   　前記ダイオードのカソード端に、前記出力回路と前記高調波制御回路とが並列に接続され、
   　前記ＲＦ入力ポートと前記ダイオードのカソード端との間に前記入力回路と前記高調波制御回路とが接続される、
   　整流器。
2. 　前記高調波制御回路と前記ＲＦ入力ポートとの間に、前記入力回路が直列に接続される請求項１に記載の整流器。
3. 　前記ダイオードと並列に接続される他のダイオードを更に備える請求項１又は２に記載の整流器。
4. 　前記高調波制御回路は集中定数素子で構成されている請求項１から３のいずれか１項に記載の整流器。
5. 　前記高調波制御回路は、比誘電率εの誘電体上に形成され、入力されたＲＦ電力の、真空中での波長λ０に対して、０．９×λ０／（４×√ε）～１．１×λ０／（４×√ε）の長さを持つ伝送線路で構成されている、請求項１から４のいずれか１項に記載の整流器。
6. 　前記高調波制御回路は、周波数２ｆ_０のみを短絡し、他の周波数の特性には影響を与えない、請求項１から４のいずれか１項に記載の整流器。
7. 　前記高調波制御回路を構成する素子又は伝送線路が着脱可能に構成される請求項１から６のいずれか１項に記載の整流器。
8. 　前記ＤＣ出力ポートから得られるＤＣ電力を提供して負荷装置を稼働させる無線電力伝送システムにおいて、
   　請求項１から７のいずれか１項に記載の整流器と、
   　磁界の共鳴現象を利用して電力を受信する二次コイルと、
   　電磁誘導現象を利用して前記二次コイルから前記ＲＦ入力ポートに電力を送る一次コイルと、
   　を含む無線電力伝送システム。

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