JP2018533274A - Ｒｆ−ｄｃ変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】第１周波数帯域内の第１ＲＦ信号と第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２ＲＦ信号とを負荷に給電するＤＣ信号に変換する二帯域用変換器を提供する。【解決手段】二帯域用変換器は、同変換器の作動時に第１および第２ＲＦ信号に基づきＤＣ信号と第１および第２ＲＦ信号それぞれの２以上の高調波を生成するように配設される整流器、第１および第２ＲＦ信号を整流器に案内し同変換器の作動時に整流器により生成された高調波それぞれの成分を受信するように配設される平面伝送路、平面伝送線路に接続されており同変換器の作動時に整流器から受信した第１ＲＦ信号の第１および第２高調波の成分をそれぞれ反射するように配設される第１スタブと第２スタブ、平面伝送線路に接続されており二帯域用変換器の作動時に整流器から受信した第２ＲＦ信号の第１および第２高調波の成分をそれぞれ反射するように配設される第３スタブと第４スタブ、を有する。【選択図】図１

Description

本発明は、概して無線環境発電分野に関し、より具体的には、無線環境発電に用いられ、互いに離れた各周波数帯域内の無線周波数（ＲＦ（Radio Frequency））信号を効率的に整流するように構成された二帯域用変換器に関する。

１８００年代末にニコラ・テスラが無線送電の理論を提案してから１世紀の間、無線送電は、大きな関心を集めてきた。無線送電は、無線電力伝送（ＷＥＴ（Wireless Energy Transfer））と無線環境発電（ＷＥＨ（Wireless Energy Harvesting））との２分野に大別できる。前者は、高いＲＦ電力密度の場合に（通常は、専用ＲＦ源からの短距離電力伝送のため）使用されるものであり、一方、後者は、都市環境では一般的である相当低いＲＦ電力密度での（例えば、ＷｉＦｉ（Wireless Fidelity）や携帯電話ネットワークからの）発電に関連する。ＷＥＨシステムは、一般的に、高効率なＲＦ−ＤＣ（Direct Current（直流））変換により低電力機器に給電することで、自由に利用可能なＲＦ送信を活用するために設計される。

ＲＦ−ＤＣ変換器の効率ηは、以下のように定義される。

（式１）

ここで、Ｐ_ＩＮは入力されたＲＦ電力、Ｐ_ＯＵＴは出力されたＤＣ電力である。

英国特許出願第１５１３５６５．０号

周囲のＲＦ送信が非常に低いレベル（Ρ_ＩＮが一般的に０ｄＢｍ以下）であると、可能な限り効率的に作動することがＲＦ−ＤＣ変換器にとって極めて望ましく、異なるＲＦ電力源および／またはＤＣ負荷にとって好ましい。異なる各周波数帯域内からのＲＦ信号を整流できる実用的な二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器はいくつか開発されてきたが、いずれの二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器も、対応する１つのＲＦ信号をアンテナから各整流器に案内する専用の導波路がそれぞれに設けられる２つの整流器（例えば、ダイオード）を備えるため比較的複雑であり、通常は複数の集中素子を有するため、効率性に限界がある。

本発明は、第１周波数帯域内の第１ＲＦ信号と、第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２ＲＦ信号と、を、負荷に給電するＤＣ信号に変換する二帯域用変換器を提供する。同二帯域用変換器は、同二帯域用変換器の作動時に、第１および第２ＲＦ信号に基づいて、ＤＣ信号と、第１および第２ＲＦ信号それぞれの２つ以上の高調波と、を生成するように配設される整流器と、を有してなる。同二帯域用変換器は、さらに、第１および第２ＲＦ信号を整流器に案内し、二帯域用変換器の作動時に整流器によって生成された高調波のそれぞれの成分を受信するように配設される平面伝送線路と、を有してなる。二帯域用変換器は、いずれも平面伝送線路に接続されて、整流器から受信された第１ＲＦ信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、二帯域用変換器の作動時に反射するように配設される第１スタブと第２スタブとを有してなり、さらに、いずれも平面伝送線路に接続されて、整流器から受信された第２ＲＦ信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、二帯域用変換器の作動時に反射するように配設される第３スタブと第４スタブとを有してなる。

本発明はまた、第１周波数帯域内の第１ＲＦ信号と、第１周波数帯域から離れた第２周波数帯域内の第２ＲＦ信号とを受信するＲＦアンテナと、ＲＦアンテナにより受信された第１および第２ＲＦ信号と、を、負荷に給電するＤＣ信号に変換するように配設される上記に規定した二帯域用変換器と、を有してなる二帯域用ＲＦ環境発電装置を提供する。

ここで本発明の実施形態を、以下の添付の図面を参照しながら、例示としてのみ詳細に説明する。
図１は、ＲＦアンテナと負荷とに接続される、本発明の実施形態にかかる二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器を備えるＲＦ環境発電装置の概略説明図である。 図２は、図１の本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器の概略平面図であり、変換器の導電配線などの構成要素の形状を示す。 図３は、図２に示される出力フィルタ２５０の拡大図である。 図４は、図１の本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器の部分Ｐ１からＰ４に設けられる構成要素に対応する種々の寸法パラメータを示す概略図である。 図５Ａは、図４に示される幅Ｗ３が複数の異なる値をとる場合に第１周波数帯域にわたって測定されたＳ_１１周波数応答曲線を示す。 図５Ｂは、図４に示される幅Ｗ３が複数の異なる値をとる場合に第２周波数帯域にわたって測定されたＳ_１１周波数応答曲線を示す。 図６は、本発明の別の実施形態において反射係数Ｓ_１１が第２平面伝送線路２３０の長さの関数として変化する様子を示す。 図７は、図６の本実施形態における変換器のＲＦ−ＤＣ変換効率が、第２平面伝送線路２３０の長さの関数として変化する様子を示す。 図８は、本発明のさらに別の実施形態において反射係数Ｓ_１１が第２平面伝送線路２３０の幅の関数として変化する様子を示す。 図９は、図８の本実施形態における変換器のＲＦ−ＤＣ変換効率が、第２平面伝送線路２３０の幅の関数として変化する様子を示す。 図１０は、本発明のさらに別の実施形態において反射係数Ｓ_１１が第３平面伝送線路２５４の幅に依存することを示す。 図１１は、ローパスフィルタ２５０を有する図１０の本実施形態におけるＲＦ−ＤＣ変換器の出力電圧の周波数スペクトルであり、２．４ＧＨｚのＲＦ信号が−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給された場合の周波数スペクトルを示す。 図１２は、ローパスフィルタ２５０を有する図１０の本実施形態におけるＲＦ−ＤＣ変換器の出力電圧の周波数スペクトルであり、１．８ＧＨｚのＲＦ信号が−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給された場合の周波数スペクトルを示す。 図１３は、ローパスフィルタ２５０を有しないＲＦ−ＤＣ変換器の出力電圧の周波数スペクトルであり、２．４ＧＨｚのＲＦ信号が−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給された場合の周波数スペクトルを示す。 図１４は、１．８ＧＨｚ（２．４ＧＨｚではなく）のＲＦ信号が変換器の入力に供給された場合に検出される、図１３と同様の結果を示す。

ＷＥＨで一般的に使用される、受信したＲＦ信号を整流する整流器は、ＲＦ−ＤＣ変換器の入力において受信された各ＲＦ信号の種々の高調波（すなわち、基本周波数がｆ_０のＲＦ信号に対し２ｆ_０の第１高調波、３ｆ_０の第２高調波など）と共に、負荷回路（例えば、電力管理モジュールまたはバッテリ充電回路）への給電に必要なＤＣ成分を生成する非線形装置である。これらの高調波の持つ相当程度の信号電力は、通常、整流器からＲＦ−ＤＣ変換器の入力に向けて出射されると共に、ＲＦ−ＤＣ変換器の出力に向けても出射される。従来、これらの高調波は、整流器により反射された受信されたＲＦ信号の基本波の成分と共に、これらの高周波数信号の接地経路を提供する簡単なフィルタ回路によって、整流器から変換器の入力に戻らないようにされていた。本願発明者は、この従来手法には、その電力が利用できるかもしれないＲＦ信号を事実上破棄してしまう点で二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器の効率を不要に低下させるという欠点があることを認識している。

以下に説明するのは、単一の整流器の入力側に接続され、整流器により出射された高調波成分を反射して整流器に戻す複数の反射スタブが設けられ、これらの反射スタブにより、高調波成分が、整流器により出力されるＤＣ信号に寄与してＲＦ−ＤＣ変換器の効率を向上させることができる平面伝送線路を有する二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器である。

図１は、本発明の実施形態にかかる二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器を備える二帯域用ＲＦ環境発電装置が備える構成要素の概略説明図である。

図１に示されるように、二帯域用ＲＦ環境発電装置は、無線周波数アンテナ１００と、アンテナ１００により受信された複数のＲＦ信号をＤＣ信号に変換するように配設される二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００と、を有してなる。ＲＦ環境発電装置は、本実施形態のように、さらに、ＲＦ−ＤＣ変換器２００のＤＣ出力により給電される負荷回路３００（例えば、電力管理モジュール（ＰＭＭ（Power Management Module））、または、バッテリ充電回路など）を備えてもよい。二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、単一の第１平面伝送線路２１０と、単一の整流器２２０と、を備える。二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、本実施形態のように、さらに、単一の第２平面伝送線路２３０と、連結モジュール２４０と、ローパスフィルタ２５０と、を備えてもよい。ローパスフィルタ２５０は、単一の第３平面伝送線路２５４と、誘導性要素２５６と、を備える。

本実施形態において、ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、極超短波（ＵＨＦ（Ultra High Frequency））周波数帯域（３００ＭＨｚ−３ＧＨｚ）のＲＦ信号を効率的に整流するように構成されるが、当業者に周知の設計留意事項に基づいて、より一般的に、超短波（ＶＨＦ（Very High Frequency））帯域（３０ＭＨｚ−３００ＭＨｚ）と、極超短波周波数帯域と、超高周波（ＳＨＦ（Super High Frequency））帯域（３ＧＨｚ−３０ＧＨｚ）と、のうち１帯域以上において作動するように構成されてもよい。

二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、第１周波数帯域内の第１ＲＦ信号と、第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２ＲＦ信号と、をＤＣ信号に効率的に変換するように構成される。換言すれば、ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、重なり合わない周波数範囲（すなわち、共通の値を持たない範囲）をとる２つの異なる周波数帯域内のＲＦ信号を変換してＤＣ信号を生成するように構成される。一例として、本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器２００は、ＷｉＦｉ帯域（２．４ＧＨｚ−２．４９５ＧＨｚ）内の周波数２．４５ＧＨｚの第１ＲＦ信号と、ＧＳＭ（Global System for Mobile communications）帯域（１８０５ＭＨｚ−１８８０ＭＨｚ）内の周波数１８４０ＭＨｚの第２ＲＦ信号とを、負荷３００に給電するためのＤＣ信号に変換するように最適化される。これらのＲＦ周波数帯域内の信号は、無線通信に広く使用され、多くの人口集中地域ではある程度の電力レベルで存在するため、特に注目される。そのため、これらの信号は、ＲＦ電力の確実な供給源を実現しやすい。本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器２００は、前述のＲＦ信号の両方を、多くの実用的な応用分野で生じると予想される約−２０ｄＢｍの電力レベルで受信された場合に、効率的に変換するように最適化されているが、０ｄＢｍ以下の電力レベルで同様のＲＦ信号の変換も可能である。

アンテナ１００は、第１および第２ＲＦ信号を受信するのに適したアンテナであればよく、ＲＦ−ＤＣ変換器２００に伝送する電力を最大化するために、ＲＦ−ＤＣ変換器２００の入力インピーダンスに対してインピーダンス整合されていることが好ましい。本実施形態において、アンテナ１００は、前述の周波数帯域（すなわち、２．４ＧＨｚのＷｉＦｉ帯域（２．４ＧＨｚ−２．４９５ＧＨｚの範囲）と、１８０５ＭＨｚ−１８８０ＭＨｚの範囲である１８００ＭＨｚのＧＳＭ帯域）それぞれのＲＦ信号を受信するように配設される二帯域用アンテナである。これらの周波数の両方において、アンテナのインピーダンスは、約５０Ωである。アンテナ１００は、全体が参照されることにより本明細書に組み込まれる特許文献１に記載された要素であることが好ましい。

第１平面伝送線路２１０は、アンテナ１００からＲＦ信号を受信し、受信したＲＦ信号を整流器２２０に案内するように配設される。整流器２２０は、それらのＲＦ信号に基づいて、ＤＣ信号と、ＲＦ信号の１つ以上の高調波と、を生成し、生成した信号を、ＲＦ信号の基本波成分と共に第２平面伝送線路２３０に出力するように配設される。本実施形態のように整流器２２０が第１ＲＦ帯域内の第１ＲＦ信号と、第２帯域内の第２ＲＦ信号と、をアンテナ１００と第１平面伝送線路２１０とを介して受信する場合、整流器２２０は、ＲＦ−ＤＣ変換器２００の作動時に、第１および第２ＲＦ信号に基づいて、ＤＣ信号と、第１および第２ＲＦ信号それぞれの２つ以上の高調波と、を生成するように配設される。よって、第１平面伝送線路２１０は、ＲＦ−ＤＣ変換器の作動時に整流器２２０により生成された各高調波の成分を受信するように配設される。

第１伝送線路２１０および第２伝送線路２３０の両方は、整流器２２０から入射する受信ＲＦ信号の高調波を受信し、整流器２２０に向けて反射して戻すように配設される。第１伝送線路２１０と、整流器２２０と、第２伝送線路２３０と、の構成と配設とによれば、最初に整流器２２０を通過した際にＤＣ変換されない受信ＲＦ信号の成分は、次に、整流器２２０の入力に向けて反射された後にＤＣ変換の対象となり、その結果、変換器２００のＲＦ−ＤＣ変換効率は、本実施形態の反射構造を有さない従来のＲＦ−ＤＣ変換器に対して向上する。なお、第１平面伝送線路２１０は単独でも整流器２２０により出力されたＤＣ信号に寄与する高調波を反射できるため、高調波に対する反射体として構成される第２平面伝送線路２３０を備えずに電力変換効率の向上は、実現されてもよい。

第１、第２、および第３平面伝送線路は、当業者に周知の数多くの異なる形態のいずれかであってよい。例えば、第１、第２、および第３平面伝送線路のそれぞれは、ストリップライン、マイクロストリップ、スロットライン、共平面導波路、共平面ストリップライン伝送線路のいずれかでよく、これらの伝送線路のうち２つ以上を組み合わせたものでもよい。ただし、本実施形態では、第１、第２、および第３平面伝送線路のそれぞれは、絶縁基板の第１面上に形成される導電配線を備えるマイクロストリップ伝送線路の形態をとり、これら３つの伝送線路すべてに共通の接地平面を提供する導電層が、基板の反対側に形成される。

マイクロストリップ伝送線路における電磁波の誘導波長λ_ｇは、次式のとおり、空気中の同じ信号の波長λ_０とは異なる。

（式２）

ここで、ε_ｅｆｆは、マイクロストリップ伝送線路の有効絶縁定数であり、ここでは単純化のため、本開示の基板材料の比誘電率であるとする。誘導波長は、マイクロストリップの幾何学的形状の関数である有効絶縁定数を用いて次の式で表されてもよい。

（式３）

ここで、εは基板の比誘電率であり、ｈは基板の厚さであり、Ｗは基板上に形成される導電配線の幅である。以下、本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器の各寸法は、ミリメータとλ_ｇとの両方の単位により表現される。λ_ｇを単位として寸法を表現することは、記載された周波数以外の周波数で作動するＲＦ−ＤＣ変換器の設計に本願の内容を適用可能にする。基板材料の比誘電率が既知である場合、本明細書に記載の構造を有するＲＦ−ＤＣ変換器の各構成要素のλ_ｇを単位とする寸法は、当業者に周知の技術を使用して各高調波が変換器内でどのように伝搬するかを測定、あるいは、シミュレーションすることで推論されてもよい。

より詳細には、本実施形態において、基板材料は、アイソラ社（Ｉｓｏｌａ Ｃｏｒｐ．（登録商標））製のＩＳ６８０−３４５（関心周波数での比誘電率３．４５、損失正接０．００３５）である。基板の厚さは、０．７６ｍｍである。当然ながら、この材料選択は例示に過ぎず、他の基板材料、例えば、ロジャース社（Ｒｏｇｅｒｓ Ｃｏｒｐ．（登録商標））製のＲＯ４００３（登録商標）（関心周波数での比誘電率３．５５、損失正接０．００２７）、または、ＲＯ３０００（登録商標）シリーズの高周波用積層板が代わりに使用されてもよいことが理解されよう。基板材料の比誘電率は、２．１７−１０．２であることが好ましく、本実施形態のように３．４５であることがより好ましい。さらに、基板の厚さは、最も好ましい値である０．７６ｍｍでなくてもよく、０．１２５ｍｍ−１．５２ｍｍであればよい。

第１、第２、および第３伝送線路の各マイクロストリップの一部を成す導電配線は、本実施形態のように、基板上に形成された厚さ３５μｍの銅層として設けられてよい。当然ながら、銅以外に金属などの導電材料が代わりに使用されてもよく、導電配線の厚さは９μｍ−７０μｍの好ましい範囲で異なってもよい。

ここで、本明細書に記載の機能を実現するために採用してもよい、ＲＦ−ＤＣ変換器における第１、第２、および第３伝送線路の各導電配線の形状を決定する方法の一例を、図２から図４を参照して説明する。

図２は、本実施形態のＲＦ−ＤＣ変換器２００を平面図で示す。説明の明確化のため、図２では変換器の基板と接地平面とは省略されており、第１、第２、および第３伝送線路（図１では符号２１０、２３０、および２５４で示す）の各導電配線の形状と、後述する構成要素との配置関係と、は、より容易に理解されるであろう。

第１平面伝送線路２１０には、整流器２２０により出射された上記第１および第２ＲＦ信号それぞれの第１および第２高調波成分を反射して整流器２２０に戻すスタブの配列が設けられる。より詳細には、二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、いずれも第１平面伝送線路２１０に接続されて、整流器２２０から受信した第１ＲＦ信号（すなわち、上記のＷｉＦｉ帯域におけるＲＦ信号）の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００の作動時に反射するように配設される第１スタブと第２スタブとを備え、さらに、いずれも第１平面伝送線路２１０に接続されて、整流器２２０によって受信された第２ＲＦ信号（すなわち、上記のＧＳＭ帯域におけるＲＦ信号）の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、変換器２００の作動時に反射するように配設される第３スタブと第４スタブとを備える。なお、第１および第３スタブは、各ＲＦ信号の第１高調波だけでなく第３高調波、第５高調波、なども反射するように作用して、一方、第２および第４スタブは、各ＲＦ信号の第２高調波だけでなく第５高調波、第８高調波、なども反射するように作用する。

アンテナ１００と整流器２２０とは、それぞれのインピーダンスが、第１平面伝送線路２１０と、４つの反射スタブと、から形成される反射構造のインピーダンス（すなわち、約５０Ω）と整合するように設計されてもよい。しかしながら、アンテナ１００と整流器２２０とのインピーダンスがこれらの構成要素の能力の最適化に必要な設計上の制約に影響される場合には、二帯域用ＲＦ−ＤＣ変換器２００は、第１および第２ＲＦ信号それぞれの基本周波数成分に対して、略等しいインピーダンスが確実に提供されるインピーダンス整合構造を備えてもよい。この場合、このインピーダンスは、整流器２２０のインピーダンスと略等しく、好ましくは、アンテナ１００のインピーダンスとも略等しい（「略等しい」とは、２０％、１５％、１０％、５%、または２%などの許容誤差内で等しいことを意味する）。このインピーダンス整合構造は、いずれも第１平面伝送線路２１０に接続される短絡スタブと第５スタブとを備えると共に、第１平面伝送線路２１０に接続されるコンデンサを備える。短絡スタブと、第１−第５スタブと、コンデンサとは、第１平面伝送線路２１０が整流器２２０と接続する部分における第１平面伝送線路２１０のインピーダンスが、第１および第２ＲＦ信号それぞれの基本周波数について整流器２２０のインピーダンス（本実施形態では約５０Ω）と実質的に整合するように構成されて、第１平面伝送線路２１０に沿って配設される。

ここで、図２を参照して、短絡スタブと、５つのスタブと、コンデンサと、を第１平面伝送線路２１０に沿って配設することができる方法の一例を、さらに詳細に説明する。

図２に示されるように、便宜的に、第１平面伝送線路２１０は、銅層の形状をとる連続する導電配線における４つの部分Ｐ１からＰ４により構成されるものと考えられてよい。第１部分Ｐ１はアンテナ１００から第１および第２ＲＦ信号を受信するように配設され、短絡スタブ２１１と第５スタブ２１２とは第１部分Ｐ１に接続され、第１平面伝送線路２１０に沿って互いに離間する。短絡スタブ２１１は、その遠位端に設けられるビア２１８を介して、接地平面に接続される。第２部分Ｐ２は第１部分Ｐ１に接続され、第１および第２スタブ（それぞれ符号２１３と２１４とで示される）は第２部分Ｐ２に接続され、第１平面伝送線路２１０に沿って互いに離間する。第３部分Ｐ３は第２部分Ｐ２に接続され、コンデンサ２１５は第１平面伝送線路２１０の第３部分Ｐ３に接続される。第４部分Ｐ４は第３部分Ｐ３と整流器２２０との間に位置し、第３および第４スタブ（それぞれ符号２１６および２１７で示される）は第４部分Ｐ４に接続され、第１平面伝送線路２１０に沿って互いに離間する。短絡スタブ２１１と、第１から第４スタブ（それぞれ２１３、２１４、２１６、および２１７）と、コンデンサ２１５のそれぞれは、マイクロストリップ伝送線路２１０の導電配線と合流する導電配線を備え、基板の上面に導電材料（すなわち、本実施形態では銅）の連続する層を形成することが理解されよう。

コンデンサ２１５の導電配線の形状は、円内の扇形の一部分であり、この扇形のうち、コンデンサ２１５の導電配線を形成しない残りの部分は、上記円の中心に位置する頂点と、扇形の直線辺に沿って延在する辺と、を有する二等辺三角形である。以下、この扇形の各直線辺の長さを、この扇形の「半径」という。上記三角形の残りの辺は、この扇形の上記一部分のうち、マイクロストリップ伝送線路２１０の第３部分における導電配線に接する縁部を画定する。コンデンサ２１５の導電配線は、図２に示されるように、第１平面伝送線路２１０に直交する軸に対して対称になるように配設される。また、短絡スタブ２１１と、第１−第５スタブ２１２，２１３，２１４，２１６，２１７それぞれの形状は、平面視で、長辺が伝送線路２１０に直交する矩形である。

伝送線路２１０の各部分と、短絡スタブ２１１と、第１−第５スタブ２１２，２１３，２１４，２１６，２１７と、コンデンサ２１５と、の好ましい寸法は、本願発明者が判定し、以下のように設定される。

整流器２２０は、第１平面伝送線路２１０を介して受信したＲＦ信号を整流してＤＣ信号を生成することができる非線形の電気的構成要素であればよい。整流器の非線形性により、ダイオードにより出力された信号は、整流されたＤＣ信号のほか、ＲＦ信号成分（基本周波数ｆ_０、高調波２ｆ_０，３ｆ_０，４ｆ_０など）を含むこととなる。例えば、整流器２２０は、ダイオードでもよい。整流器は、本実施形態のように、ショットキーダイオード、例えば、アジレント（登録商標）社製のＨＳＭＳ−２８５０ゼロバイアスショットキーダイオードとして設けられてもよい。ゼロバイアスダイオードは、比較的低いバリア（高い飽和電流）を有する。その結果、外部バイアス検波用ダイオードに比べて低い電力入力レベルの効率は、高くなる。

ＤＣ信号と、第１および第２ＲＦ信号それぞれの基本波成分と、整流器２２０により出力された第１および第２ＲＦ信号それぞれの高調波と、は、全て、整流器２２０からこれらの信号を受信して、高調波を反射して整流器２２０に戻すように配設される第２平面伝送線路２３０へ伝わる。第２平面伝送線路２３０において、反射された各高調波は、λ_ｇ／ｎの誘導波長（ｎは２以上の整数）を有することになる。

上記のとおり、従来のＲＦ−ＤＣ変換器における整流器の出力はフィルタに伝えられ、フィルタが高調波をグラウンドに送ることで除去する。その結果、高調波のエネルギーは、失われる。これに対し、本発明の実施形態において、高調波の電力の一部が整流器２２０によりＤＣ変換されるように、高調波が反射されて整流器２２０に戻されることにより、ＲＦ−ＤＣ変換器２００の効率をさらに向上させてもよい。高調波の反射は集中素子配列を使用しても実施可能であるが、本願発明者は、集中素子は入射する電力の一部を放散することを鑑みて、好適に構成された第２平面伝送線路２３０を採用してエネルギー効率を高めた、集中素子を必要としない解決策を考案した。

図２に示されるように、第２平面伝送線路２３０は、向かい合う２辺が残りの向かい合う２辺よりも長い矩形の導電配線である。長辺は導波方向に沿って伝送線路２３０の第１端部（整流器２２０に接続される）から向かい合う伝送線路２３０の第２端部まで延在し、短辺は伝送線路２３０の導波方向に直交する。第２平面伝送線路２３０の幅と長さとは、それぞれ、整流器２２０の出力において、ＲＦ信号成分のインピーダンス整合と、位相整合と、が得られるように選択される。第２平面伝送線路２３０の幅と長さとを適切に選択し、第２平面伝送線路２３０とグラウンドとの連結を連結モジュール２４０を介して適切に構成することにより、整流器２２０の出力上には高調波の周波数で「開回路」が現出される結果、高調波は、ＲＦ−ＤＣ変換器２００の作動時に反射されて整流器２２０に戻される。

第２平面伝送線路２３０と、連結モジュール２４０と、ローパスフィルタ２５０と、の拡大平面図が図３に示される。連結モジュール２４０は、サイズが適切に設定された第２平面伝送線路２３０が高調波反射体として機能するように構成し得る方法の一例を実現し、本実施形態では、第２平面伝送線路２３０の第２端部とグラウンドとの間にビア２４１を介して接続されるコンデンサ（本実施形態では、例として、１０ｐＦの容量を有する）という単純な形態である。上述のコンデンサ以外の構成要素は、連結モジュール２４０には必要なく、それにより設計が単純化され損失が解消される。

本願発明者は、負荷（マルチメータ、抵抗器、電力管理モジュール、ＤＣ回路モジュールなど）が第２平面伝送線路２３０の第２端部に直接接続される場合、ＲＦ−ＤＣ変換器のＲＦ入力インピーダンスは変化し、ＲＦ電力は負荷インピーダンスを介して放散され（例えば、負荷回路内のどこかでグラウンドへと失われ）、結果として、ＲＦ−ＤＣ変換器の変換効率が低下することを認識した。また、電力変換効率の低下は、ＲＦ入力電力と、ＤＣ負荷のインピーダンスと、の関数となる。

ＲＦ−ＤＣ変換器２００はＲＦ−ＤＣ変換器２００が接続されるＤＣ負荷３００のインピーダンスに関係なく高いＲＦ−ＤＣ変換効率を維持することが望ましいため、変換器２００が負荷３００と接続する部分である変換器２００の出力において、ＲＦ成分（受信信号とその高調波）は、ＤＣ信号と比較して相当程度低減されている必要がある。この課題に対応するため、本発明の実施形態は、ＤＣ信号を負荷３００に供給するローパスフィルタ２５０を備えてもよい。それにより、ＲＦ成分におけるエネルギーを無駄にすることなく、かつ、第２伝送線路２３０による高調波の反射を妨げることなく、ＤＣ信号は、変換器２００により出力されるようになる。ローパスフィルタ２５０は、変換器２００による異なる負荷（または可変負荷）への給電が、変換器の電力変換効率を損なうことなく実行されるように、接続された負荷３００のインピーダンスから変換器２００の入力ＲＦインピーダンスを効果的に「分離」する。

上記のとおり、ローパスフィルタ２５０は、誘導性要素２５６と、第２伝送線路２３０を誘導性要素２５６に接続する第３平面伝送線路２５４と、を備える。より具体的には、本実施形態において、第３平面伝送線路２３０は、平面視で矩形であり、その矩形の向かい合う２辺が残りの向かい合う２辺より長い導電配線を有するマイクロストリップ伝送線路である。図３に示されるように、２つの長辺は、第２伝送線路２３０の第２端部から第２伝送線路２３０の導波方向と直交する方向に延在する。したがって、第３平面伝送線路２５４の第１端部が第２平面伝送線路２３０の第２端部に接続され、第３平面伝送線路２５４の第２端部（第３平面伝送線路２５４の第１端部と向かい合う）が誘導性要素２５６の一端部に接続される。出力パッド２５８が誘導性要素２５６の他方の端部に接続され、ＲＦ−ＤＣ変換器２００を負荷３００に接続する手段を提供する。第３平面伝送線路２５４と誘導性要素２５６とは、ＤＣ信号を送信すると共に、受信した各ＲＦ信号の成分や、その受信したＲＦ信号の各高調波の成分を含む、変換器のこの部分まで到達するいかなるＲＦ信号も実質的に遮断するように配設される。

誘導性要素２５６は、例えば、所定のインダクタンスを示すように構成されるインダクタでもよい。本実施形態において、誘導性要素２５６は１０μΗのインダクタであるが、本実施形態において１０μＨより大きいインダクタンスを有するインダクタが代替として使用されてもよい。誘導性要素のインピーダンスは、次の周知の関係で与えられる。

（式４）

ここで、Ｘ_Ｌはインピーダンスの無効分であり、ｆは誘導性要素を通過する信号の周波数であり、Ｌは誘導性要素のインダクタンスである。式４を用いると、１０μΗインダクタのインピーダンスは、２．４ＧＨｚにおいて約１５０ｋΩであり、本実施形態の用途には十分に大きい。

●実験結果●
本願発明者は、前述したＲＦ−ＤＣ変換器２００を特徴づける種々のパラメータを変動させることによる変換器効率ηへの影響を検証し、各パラメータの好ましい範囲、ならびに、−２０ｄＢｍの電力レベルで受信された１．８４ＧＨｚと２．４５ＧＨｚとのＲＦ信号について効率を最大化する最適値を、以下に述べるとおり特定した。以下、前述したＲＦ−ＤＣ変換器２００の各種構成要素の寸法についての好ましい範囲および最適値はλ_ｇを単位として表現される。λ_ｇは、上記式２により、ＲＦ信号の周波数が２．４５ＧＨｚであり、基板の比誘電率が３．４５の場合６５．８８ｍｍである。便宜上の理由から、これらの好ましい範囲および最適値のミリメートル単位の表現は、括弧内に与えられる。

先ず、本願発明者は、図２に示される第１平面伝送線路２１０と、スタブ２１２，２１３，２１４，２１６，２１７と、短絡スタブ２１１と、コンデンサ２１５と、の構成に注目し、これら各構成要素の寸法について好ましい範囲と最適値を決定した。その結果を図４に示す。

第１スタブ２１３は、第１スタブ２１３が上述の約２．４５ＧＨｚの基本周波数を持つ第１信号の第１高調波を反射するように選択された長さＬ９を有する。第１スタブ２１３は、次の条件が満たされた場合に反射体として機能することになる。

（式５）

ここで、ｋ_ｇ＝２π／λ_ｇである。本実施形態では、Ｌ９の値として８．２ｍｍが得られる。残りのスタブの長さの値（すなわち、Ｌ７と、Ｌ１３と、Ｌ１５と、の値）も同様の方法で計算された。Ｌ７と、Ｌ９と、Ｌ１３と、Ｌ１５と、の好ましい値を判定するために、Ｌ７と、Ｌ９と、Ｌ１３と、Ｌ１５と、の上記値を出発点として、スタブ２１３と、２１４と、２１６と、２１７と、を定位置に設けた状態で第１平面伝送線路２１０のＳ_２１伝送係数応答が、シミュレーションソフトウェアを用いて評価された。

これにより、Ｌ９は、好ましくは０．１４６λ_ｇ−０．１５２λ_ｇ（すなわち、９．６５ｍｍ−１０．０３ｍｍ）であり、より好ましくは０．１４９λ_ｇ（すなわち、９．８２ｍｍ）であると判定された。

同様に、第２スタブ２１４と、第３スタブ２１６と、第４スタブ２１７と、の長さ（それぞれＬ７、Ｌ１５、Ｌ１３）は、それぞれ、上記で特定したＷｉＦｉ帯域の第２高調波と、上記で特定したＧＳＭ帯域の第１高調波と、第２高調波と、を反射するように選択された。Ｌ７は、好ましくは０．０９８λ_ｇ−０．１００λ_ｇ（すなわち、６．４７ｍｍ−６．７３ｍｍ）であり、より好ましくは０．１０λ_ｇ（すなわち、６．５９ｍｍ）であると判定された。また、Ｌ１３は、好ましくは０．１３０λ_ｇ−０．１３５λ_ｇ（すなわち、８．５４ｍｍ−８．９０ｍｍ）であり、より好ましくは０．１３３λ_ｇ（すなわち、８．７３ｍｍ）であると判定された。また、Ｌ１５は、好ましくは０．１９３λ_ｇ−０．２０１λ_ｇ（すなわち、１２．７２ｍｍ−１３．２５ｍｍ）であり、より好ましくは０．１９７λ_ｇ（すなわち、１３ｍｍ）であると判定された。

次に、図２に示される部分Ｐ１と部分Ｐ３それぞれのインピーダンス整合構造に関連する変換器構成要素の寸法に対する好ましい範囲および最適値は、２．４５ＧＨｚのＲＦ信号と、１．８４ＧＨｚのＲＦ信号と、の両方について５０Ωのインピーダンスを得ることを目標にして判定された。この最適化の主要パラメータは、ＷＭ１、コンデンサの半径、コンデンサの扇形中心角、ＷＭ３、ＬＭ１、ＬＭ２である。

スタブ２１３，２１４，２１６，２１７の長さ以外の図４に示される各パラメータについて、好ましいパラメータ範囲は、第１平面伝送線路２１０のＳ_１１反射係数の周波数応答がパラメータ値によってどのように変化するかを探索することにより判定された。そのような探索では、第１周波数帯域（すなわち、上記で特定した２．４５ＧＨｚのＷｉＦｉ帯域）については、第１周波数帯域において少なくとも１つの−５ｄＢ未満の値を有する各Ｓ_１１周波数応答曲線を生じさせるパラメータ値が選択され、パラメータの第１範囲を画定するのに使用された。同様に、第２周波数帯域（すなわち、上記で特定したＧＳＭ帯域）については、第２周波数帯域において少なくとも１つの−５ｄＢ未満の値を持つ各Ｓ_１１周波数応答曲線を生じさせるパラメータ値が選択され、パラメータの第２範囲を画定するのに使用された。パラメータの好ましい範囲は、パラメータの第１範囲と第２範囲との重複部分として画定される。

一例として、図５Ａと５Ｂとは、それぞれ、図４に示される幅Ｗ３が複数の異なる値である場合に第１および第２周波数帯域にわたって得られたＳ_１１周波数応答曲線である。これらの図面において、幅Ｗ３の値は、好ましい幅Ｗ３の範囲内である１．３ｍｍから４．３ｍｍまで変化される。Ｗ３を好ましい範囲外の値に設定して得られた曲線は、図５Ａおよび５Ｂには図示されない。Ｗ３を異なる値に設定して得た曲線を分析することで、好ましいＷ３の範囲は０．０２０λ_ｇ−０．０６５λ_ｇ（すなわち、１．３ｍｍ−４．３ｍｍ）であり、より好ましくは０．０２２λ_ｇ（１．４３ｍｍ）であることを見出した。

図４に示される残りのパラメータ（上記で考察したスタブの長さ以外）の好ましい値はＷ３の値を得た方法と同じ方法で得られ、それらパラメータの好ましい範囲と最適値は次の表１に示される。

さらに探索を行い、第２平面伝送線路２３０の好ましい寸法を判定した。

第２平面伝送線路２３０の長さＬ１６について好ましい範囲を判定するため、ＲＦ−ＤＣ変換器２００への入力において、反射係数Ｓ_１１が、測定された。図６は、反射係数Ｓ_１１が第２平面伝送線路２３０の長さＬ１６（λ_ｇを単位として表現される）の関数として変化する様子を、５つの異なる入力ＲＦ電力値（−４０ｄＢｍから０ｄＢｍ）について示す。信号の周波数は、２．４５ＧＨｚである。図６に示されるように、第２平面伝送線路２３０の長さＬ１６が０．０４９λ_ｇ−０．２２５λ_ｇ（すなわち、３．２ｍｍ−１４．８ｍｍ）の好ましい範囲にある場合、Ｓ_１１は、−５ｄＢを下回ることを見出した。

図７は、周波数２．４５ＧＨｚの入力ＲＦ信号と、−４０ｄＢｍから０ｄＢｍの範囲で変化させた電力レベルと、について、変換器２００のＲＦ−ＤＣ変換効率が第２平面伝送線路２３０の長さ（導波方向に沿う）の関数として変化する様子を示す。図７に示されるように、−２０ｄＢｍの入力電力レベルで、第２平面伝送線路２３０の長さＬ１６が０．１３９λ_ｇ（９．２ｍｍ）である場合に、変換効率は、最も高い。

第２平面伝送線路２３０の長さについて既述した方法と同じ方法で、第２平面伝送線路２３０の幅Ｗ１６の好ましい範囲とより好ましい値とが判定された。図８は、反射係数Ｓ_１１が第２平面伝送線路２３０の幅Ｗ１６（λ_ｇを単位として表現される）の関数として変化する様子を、５つの異なる入力ＲＦ電力値（−４０ｄＢｍから０ｄＢｍ）について示す。信号の周波数は、ここでも２．４５ＧＨｚである。図８に示されるように、第２平面伝送線路２３０の幅Ｗ１６が０．００２０λ_ｇ−０．１４０λ_ｇ（すなわち、０．１ｍｍ−９．５ｍｍ）の好ましい範囲にある場合、Ｓ_１１は、−５ｄＢを下回ることを見出した。

図９は、周波数２．４５ＧＨｚの入力ＲＦ信号と、−４０ｄＢｍから０ｄＢｍの範囲で変化させた電力レベルと、について、変換器２００のＲＦ−ＤＣ変換効率が第２平面伝送線路２３０の幅Ｗ１６の関数として変化する様子を示す。図９に示されるように、−２０ｄＢｍの入力電力レベルでは、第２平面伝送線路２３０の幅Ｗ１６が０．０２７λ_ｇ（１．８ｍｍ）である場合に、変換効率は、最も高い。

さらに探索を行い、第３平面伝送線路２５４の好ましい寸法を判定した。

本願発明者は、ＲＦ−ＤＣ変換効率は、第３平面伝送線路２５４の幅Ｗ１７の弱い関数でしかないことを見出した。しかしながら、第３平面伝送線路の幅Ｗ１７を変化させた場合の影響は、反射係数Ｓ_１１においてより明確に現れたことが見出されたため、この幅の好ましい範囲を判定するために、反射係数Ｓ_１１が幅の関数として検討された。図１０は、２．４ＧＨｚのＲＦ信号周波数について、反射係数Ｓ_１１が第３平面伝送線路２５４の幅Ｗ１７に依存することを示す。図９に示されるように、−２０ｄＢｍの入力電力において、第３平面伝送線路２５４によるＲＦ成分の反射は、第３平面伝送線路２５４の幅が０．００２λ_ｇ−０．００５λ_ｇ（すなわち、０．１ｍｍ−０．３ｍｍ）である場合に最適化される。

第３平面伝送線路２５４の長さＬ１７は、ローパスフィルタ２５０の性能にはほとんど影響を与えないことが見出され、本実施形態において、３ｍｍの値になるように選択された。第３平面伝送線路２５４の回線インピーダンスは、２．４ＧＨｚで約１１０Ωである。

ローパスフィルタ２５０がＲＦ−ＤＣ変換器２００の出力における高調波を抑制する上でどの程度効果的かを明示するため、そのようなローパスフィルタを有する変換器の出力のスペクトル成分は、負荷３００が第２平面伝送線路２３０に直接接続された変換器のスペクトル成分と比較された。

図１１は、ローパスフィルタ２５０を有する本実施形態におけるＲＦ−ＤＣ変換器２００の出力電圧の周波数スペクトルであって、２．４ＧＨｚのＲＦ信号が−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給された場合の周波数スペクトルを示す。図１１に示される３つのスペクトルは、それぞれ異なる負荷３００について測定される。これらの実験において、各負荷３００は、１０ｐＦのコンデンサと、それぞれ１ｋΩ、１０ｋΩ、１ΜΩの抵抗を有する抵抗器のいずれか１つと、を並列に組み合わせて作成された。図１１の各スペクトルにおける点は、ＤＣ信号と、ＲＦ信号の基本波成分と、より高い周波数のいくつかの高調波と、に対応する。図１１に示されるように、基本波成分と全ての高調波の振幅とは、ＤＣ出力の振幅と比べ、大幅に抑制される。さらに、ＲＦ信号の振幅は全て−１００ｄＢｍ（すなわち、０．１ｐＷ）に満たず、よって、無視できる程度と考えることができる。このように、負荷３００は、変換器２００の出力からＤＣ成分のみを効果的に受信する。したがって、負荷の入力インピーダンスは、入力ＲＦインピーダンスに対してほとんど影響がなく、結果的に、変換器２００のＲＦ−ＤＣ変換性能に対してもほとんど影響がない。

このように、ローパスフィルタ２５０は、変換器２００が高いＲＦ−ＤＣ変換効率で作動しつつ、より多くのＤＣ電力を負荷３００に供給することを可能にする。要約すると、ローパスフィルタ２５０は、変換器２００において、ＤＣ信号とＲＦ信号とが混在する状態から、第２平面伝送線路２３０によるＲＦ信号の反射を妨げることなく、ＤＣ電力を効率的に分離して抽出するように機能する。

図１２は、ローパスフィルタ２５０を有する本実施形態におけるＲＦ−ＤＣ変換器２００の出力電圧の周波数スペクトルであって、１．８ＧＨｚのＲＦ信号が−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給された場合の周波数スペクトルを示す。図１１と同様に、それぞれ異なる負荷３００について測定された３つのスペクトルが示される。これらの実験においても、各負荷３００は、１０ｐＦのコンデンサと、それぞれ１ｋΩ，１０ｋΩ，１ΜΩの抵抗を有する抵抗器のいずれか１つと、を並列に組み合わせて作成された。図１２の各スペクトルにおける点は、ＤＣ信号と、ＲＦ信号の基本波成分と、より高い周波数のいくつかの高調波と、に対応する。図１２に示されるように、出力のＲＦ成分は、上記のＧＳＭ周波数帯域においても抑制され、少なくとも１０桁小さい値になる。

比較のため、図１３は、ローパスフィルタ２５０を有しないＲＦ−ＤＣ変換器の出力電圧の周波数スペクトルであって、２．４ＧＨｚのＲＦ信号を−１５ｄＢｍの電力レベルで変換器の入力に供給した場合の周波数スペクトルを示す。この場合、ＲＦ信号の基本波成分と、第１および第２高調波と、は、各負荷の値それぞれについて、−４０ｄＢｍから−５０ｄＢｍの範囲で測定可能な振幅を持つ。本明細書の文脈では−１００ｄＢｍ未満の成分のみが無視できる程度と考えることができ、第１高調波から第５高調波のそれぞれは、この閾値よりも高い出力電力を持つ。そのため、この代替的な変換器の出力部分において、ＲＦ−ＤＣ変換効率を損ない得るであろうかなり大きなＲＦ電力が存在する。図１４の同様の結果に示されるように、１．８ＧＨｚ（２．４ＧＨｚではなく）のＲＦ信号が変換器の入力に供給される場合にも同様の観察がなされる。

このように、ローパスフィルタ２５０は、ＲＦ電力を大幅に損なうことなく、変換器２００からのＤＣ電力の効果的な分離と抽出とを可能にする。したがって、ローパスフィルタ２５０を備える変換器は、効率が安定し、変換器の入力インピーダンス（および効率）に影響を与えずに、入手できる最大限のＤＣ電力をＤＣ負荷に伝えることができる。

上記のとおり、本開示の態様は、第１周波数帯域内の第１無線周波数信号と、第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２無線周波数信号と、を、負荷に給電するＤＣ信号に変換するように作動可能な二帯域用変換器を提供する。この二帯域用変換器は、二帯域用変換器の作動時に、第１および第２無線周波数信号に基づいて、ＤＣ信号と、第１および第２無線周波数信号それぞれの２つ以上の高調波と、を生成するように配設される整流器と、第１および第２無線周波数信号を整流器に案内し、二帯域用変換器の作動時に整流器によって生成された高調波のそれぞれの成分を受信するように配設される平面伝送線路と、いずれも平面伝送線路に接続されて、整流器から受信される第１無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、二帯域用変換器の作動時に反射する第１スタブと第２スタブと、いずれも平面伝送線路に接続されて、整流器から受信される第２無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とを、二帯域用変換器の作動時に反射するように配設される第３スタブと第４スタブと、を有してなる。

しかしながら、当業者には、スタブは、同等の機能を提供するものであればどのような構成要素により代替されてもよいことが本開示に照らして理解されよう。

第１スタブと第２スタブとは、平面伝送線路のインピーダンスに寄与するフィルタの一例に過ぎない。このインピーダンスへの寄与により、整流器から受信される第１無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とが反射されるようになる。この効果は、伝送線路に沿って互いに離間して、空間的に離れた２つのインピーダンス変遷部を提供する適切な電子的構成要素であれば、どのような構成要素により実現されてもよい。したがって、この一連のインピーダンス変遷部を提供するため、第１反応性インピーダンスが第１位置で平面伝送線路に接続されてもよく、第２反応性インピーダンスが第２位置で平面伝送線路に接続されてもよいことが、本開示に照らして理解されよう。

例えば、上記の第１スタブは、第１位置で平面伝送線路に接続される第１反応性インピーダンスを提供してもよい。さらに、または代替として、上記の第２スタブは、第２位置で平面伝送線路に接続されてもよい。これら２つの反応性インピーダンスは、それぞれ、伝送線路と基準電位（グラウンドまたは実質的なグラウンドなど）との間で１つの容量性または誘電性要素、あるいは、２つ以上の並列および／または直列に接続された容量性および／または誘電性要素を備えてもよい。

同様に、さらに、またはさらなる代替として、各スタブは、同等の機能を提供するどのような構成要素で代替されてもよいことが理解されよう。第３スタブと第４スタブとは、同様に、平面伝送線路のインピーダンスに寄与するフィルタの一例に過ぎない。このインピーダンスへの寄与により、整流器から受信される第２無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とが、反射されるようになる。

上記のとおり、この効果も、伝送線路に沿って互いに離間して、空間的に離れた２つのインピーダンス変遷部を提供する適切な電子的構成要素であれば、どのような構成要素によって実現されてもよい。さらに上記のとおり、この効果も、この一連のインピーダンス変遷部を提供するために、第３位置で平面伝送線路に接続された第３反応性インピーダンスと、第４位置で平面伝送線路に接続された第４反応性インピーダンスと、により実現されてもよい。

上記の第３スタブが、第３位置で平面伝送線路に接続される第３反応性インピーダンスを提供してもよいことが理解されよう。さらに、または代替として、上記の第４スタブが、第４位置で平面伝送線路に接続されてもよい。これら２つの反応性インピーダンスは、それぞれ、伝送線路と基準電位（グラウンドまたは実質的なグラウンドなど）との間で１つの容量性または誘電性要素、あるいは、２つ以上の並列および／または直列に接続された容量性および／または誘電性要素を備えてもよい。

Claims (40)

1. 第１周波数帯域内の第１無線周波数信号と、前記第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２無線周波数信号と、を、前記負荷に給電するＤＣ信号に変換するように作動可能である二帯域用変換器であって、
   前記二帯域用変換器の作動時に、前記第１および第２無線周波数信号に基づいて、前記ＤＣ信号と、前記第１および第２無線周波数信号それぞれの２つ以上の高調波と、を生成するように配設される整流器と、
   前記第１および第２無線周波数信号を前記整流器に案内し、前記二帯域用変換器の作動時に前記整流器により生成される前記高調波のそれぞれの成分を受信するように配設される平面伝送線路と、
   いずれも前記平面伝送線路に接続されており、前記二帯域用変換器の作動時に前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とをそれぞれ反射するように配設される第１スタブと第２スタブと、
   いずれも前記平面伝送線路に接続されており、前記二帯域用変換器の作動時に前記整流器から受信した前記第２無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とをそれぞれ反射するように配設される第３スタブと第４スタブと、
   を有してなる、
   ことを特徴とする二帯域用変換器。
2. いずれも前記平面伝送線路に接続された短絡スタブと第５スタブと、
   前記平面伝送線路に接続されたコンデンサと、
   を有してなり、
   前記短絡スタブと、前記第１から第５スタブと、前記コンデンサとは、前記平面伝送線路が前記整流器と接続する部分における前記平面伝送線路のインピーダンスが、前記第１および第２無線周波数信号それぞれの基本周波数について前記整流器のインピーダンスと実質的に整合するように構成されて、前記平面伝送線路に沿って配設される、
   請求項１記載の二帯域用変換器。
3. 前記平面伝送線路は、
   前記第１および第２無線周波数信号を受信する第１部分と、
   前記第１部分に接続される第２部分と、
   前記第２部分に接続される第３部分と、
   前記第３部分と前記整流器の間にある第４部分と、
   を備え、
   前記短絡スタブと前記第５スタブとは、前記第１部分に接続されて、前記平面伝送線路に沿って互いに離間し、
   前記第１スタブと前記第２スタブとは、前記第２部分に接続されて、前記平面伝送線路に沿って互いに離間し、
   前記コンデンサは、前記第３部分に接続され、
   前記第３スタブと前記第４スタブとは、前記第４部分に接続されて、前記平面伝送線路に沿って互いに離間する、
   請求項２記載の二帯域用変換器。
4. 前記第平面伝送線路は、ストリップラインと、マイクロストリップと、スロットラインと、共平面導波路と、共平面ストリップライン伝送線路と、のうちの少なくとも１つである、
   請求項１乃至３のいずれかに記載の二帯域用変換器。
5. 前記平面伝送線路は、導電配線を有するマイクロストリップ伝送線路であり、
   前記短絡スタブと、前記第１から第５スタブと、前記コンデンサとは、
   それぞれ、前記マイクロストリップ伝送線路における前記導電配線と接する導電配線、を備える、
   請求項２または３記載の二帯域用変換器。
6. 前記第１スタブは、前記二帯域用変換器の作動時に、前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分として、誘導波長がλ_ｇ／２である第１高調波を反射するように配設され、
   前記第１スタブは、長さが０．１４６λ_ｇ−０．１５２λ_ｇであり、幅が０．００７６λ_ｇ−０．０１７λ_ｇであり、
   前記第２スタブは、長さが０．０９８λ_ｇ−０．１０λ_ｇであり、幅が０．００７６λ_ｇ−０．０１７λ_ｇであり、
   前記第１スタブと前記第２スタブとは、０．０３０λ_ｇ−０．１３１λ_ｇの距離で互いに離間し、
   前記第３スタブは、長さが０．１９３λ_ｇ−０．２０１λ_ｇであり、幅が０．００７６λ_ｇ−０．０１７λ_ｇであり、
   前記第４スタブは、長さが０．１３０λ_ｇ−０．１３５λ_ｇであり、幅が０．００７６λ_ｇ−０．０３５λ_ｇであり、
   前記第３スタブと前記第４スタブとは、０．０６７λ_ｇ−０．０９９λ_ｇの距離で互いに離間する、
   請求項５記載の二帯域用変換器。
7. 前記第１スタブは、長さが０．１５λ_ｇであり、幅が０．０１１λ_ｇであり、
   前記第２スタブは、長さが０．１０λ_ｇであり、幅が０．０１１λ_ｇであり、
   前記第１スタブと前記第２スタブとは、０．０９０λ_ｇの距離で互いに離間し、
   前記第３スタブは、長さが０．２０λ_ｇであり、幅が０．０１１λ_ｇであり、
   前記第４スタブは、長さが０．１３λ_ｇであり、幅が０．０１１λ_ｇであり、
   前記第３スタブと前記第４スタブとは、０．０８４λ_ｇの距離で互いに離間する、
   請求項６記載の二帯域用変換器。
8. 前記第１スタブは、長さが９．６５ｍｍ−１０．０３ｍｍであり、幅が０．５ｍｍ−１．１ｍｍであり、
   前記第２スタブは、長さが６．４７ｍｍ−６．７３ｍｍであり、幅が０．５ｍｍ−１．１ｍｍであり、
   前記第１スタブと前記第２スタブとは、２．０ｍｍ−８．６ｍｍの距離で互いに離間し、
   前記第３スタブは、長さが１２．７２ｍｍ−１３．２５ｍｍであり、幅が０．５ｍｍ−１．１ｍｍであり、
   前記第４スタブは、長さが８．５４ｍｍ−８．９ｍｍであり、幅が０．５ｍｍ−２．３ｍｍであり、
   前記第３スタブと前記第４スタブとは、４．４ｍｍ−６．５ｍｍの距離で互いに離間する、
   請求項５記載の二帯域用変換器。
9. 前記第１スタブは、長さが９．８２ｍｍであり、幅が０．７５ｍｍであり、
   前記第２スタブは、長さが６．５９ｍｍであり、幅が０．７５ｍｍであり、
   前記第１スタブと前記第２スタブとは、５．９ｍｍの距離で互いに離間し、
   前記第３スタブは、長さが１３．０ｍｍであり、幅が０．７５ｍｍであり、
   前記第４スタブは、長さが８．７３ｍｍであり、幅が０．７５ｍｍであり、
   前記第３スタブと前記第４スタブとは、５．６ｍｍの距離で互いに離間する、
   請求項８記載の二帯域用変換器。
10. 前記第１スタブは、前記二帯域用変換器の作動時に、前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分として、誘導波長がλ_ｇ／２である第１高調波を反射するように配設され、
    前記短絡スタブは、長さが０．０２０λ_ｇ−０．０５２λ_ｇであり、幅が０．０２０λ_ｇ−０．０６５λ_ｇであり、
    前記第５スタブは、長さが０．０１５２λ_ｇ−０．１６１λ_ｇであり、幅が０．００４６λ_ｇ−０．０４６λ_ｇであり、
    前記短絡スタブと前記第５スタブとは、０．０２４λ_ｇ−０．０６１λ_ｇの距離で互いに離間し、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第１部分における前記導電配線は、幅が０．０１０６λ_ｇ−０．０５０λ_ｇであり、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線は、幅が０．０２０λ_ｇ−０．０５６λ_ｇであり、長さが０．２３λ_ｇ−０．３６λ_ｇであり、
    前記コンデンサは、
    円における４２度−８５度の角度により規定される円弧を有する扇形の一部分としての形状を有する導電配線であって、前記扇形において前記コンデンサの前記導電配線を構成しない残りの部分は前記円の中心に頂点を有して前記扇形の直線辺に沿って辺が延在する二等辺三角形であり、前記三角形の残りの１辺は前記扇形の前記一部分において前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線と接する縁部を画定し、前記扇形の前記直線辺の長さは０．０８８λ_ｇ−０．１０６λ_ｇである導電配線、
    を備え、
    前記コンデンサの前記導電配線は、前記第１平面伝送線路に直交する軸に対して対称となるように配設され、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線の辺に沿った、前記第４部分側の前記第３部分の端部から前記コンデンサの前記導電配線までの距離は、０．００３０λ_ｇ−０．０３０λ_ｇである、
    請求項５乃至９のいずれかに記載の二帯域用変換器。
11. 前記短絡スタブは、長さが０．０３λ_ｇであり、幅が０．０２２λ_ｇであり、
    前記第５スタブは、長さが０．１１７λ_ｇであり、幅が０．０３１λ_ｇであり、
    前記短絡スタブと前記第５スタブとは、０．０４３λ_ｇの距離で互いに離間し、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第１部分における前記導電配線は、幅が０．０２６λ_ｇであり、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線は、幅が０．０２５λ_ｇであり、長さが０．２５４λ_ｇであり、
    前記コンデンサは、
    円における５８．１度の角度により規定される円弧を有する扇形の一部分としての形状を有する導電配線であって、前記扇形の前記直線辺の長さは０．１０３λ_ｇである導電配線、
    を備え、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線の前記縁部に沿った、前記第４部分側の前記第３部分の端部から前記コンデンサの前記導電配線までの距離は、０．００８λ_ｇである、
    請求項１０記載の二帯域用変換器。
12. 前記短絡スタブは、長さが１．３ｍｍ−３．４ｍｍであり、幅が１．３ｍｍ−４．３ｍｍであり、
    前記第５スタブは、長さが１．０ｍｍ−１０．６ｍｍであり、幅が０．３ｍｍ−３．０ｍｍであり、
    前記短絡スタブと前記第５スタブとは、１．６ｍｍ−４．０ｍｍの距離で互いに離間され、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第１部分における前記導電配線は、幅が０．７ｍｍ−３．３ｍｍであり、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線は、幅が１．３ｍｍ−３．７ｍｍであり、長さが１５．２ｍｍ−２４．０ｍｍであり、
    前記コンデンサは、
    円における４２度−８５度の角度により規定される円弧を有する扇形の一部分としての形状を有する導電配線であって、前記扇形において前記コンデンサの前記導電配線を構成しない残りの部分は前記円の中心に頂点を有して前記扇形の直線辺に沿って辺が延在する二等辺三角形であり、前記三角形の残りの１辺は前記扇形の前記一部分において前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線と接する縁部を画定し、前記扇形の前記直線辺の長さは５．８ｍｍ−７．０ｍｍである導電配線、
    を備え、
    前記コンデンサの前記導電配線は、前記第１平面伝送線路に直交する軸に対して対称となるように配設され、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線の辺に沿った、前記第４部分側の前記第３部分の端部から前記コンデンサの前記導電配線までの距離は、０．２ｍｍ−２．０ｍｍである、
    請求項５乃至９のいずれかに記載の二帯域用変換器。
13. 前記短絡スタブは、長さが２．０ｍｍであり、幅が１．４ｍｍであり、
    前記第５スタブは、長さが７．７ｍｍであり、幅が２．０ｍｍであり、
    前記短絡スタブと前記第５スタブとは、２．８ｍｍの距離で互いに離間し、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第１部分における前記導電配線は、幅が１．７ｍｍであり、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線は、幅が１．６ｍｍであり、長さが１６．７ｍｍであり、
    前記コンデンサは、
    円における５８．１度の角度により規定される円弧を有する扇形の一部分としての形状を有する導電配線であって、前記扇形の前記直線辺の長さは６．８ｍｍである導電配線、
    を備え、
    前記マイクロストリップ伝送線路の前記第３部分における前記導電配線の前記縁部に沿った、前記第４部分側の前記第３部分の端部から前記コンデンサの前記導電配線までの距離は、０．５１ｍｍである、
    請求項１２記載の二帯域用変換器。
14. 前記平面伝送線路は、厚さ９μｍ−７０μｍの導電配線を有するマイクロストリップ伝送線路である、
    請求項１乃至１３のいずれかに記載の二帯域用変換器。
15. 前記平面伝送線路は、厚さ３５μｍの導電配線を有するマイクロストリップ伝送線路である、
    請求項１４記載の二帯域用変換器。
16. 前記平面伝送線路の前記導電配線は、厚さ０．１２５ｍｍ−１．５２ｍｍの基板上に実装される、
    請求項１４または１５記載の二帯域用変換器。
17. 前記平面伝送線路の前記導電配線は、厚さ０．７６ｍｍの基板上に実装される、
    請求項１６記載の二帯域用変換器。
18. 前記基板は、２．１７−１０．２の絶縁定数を有する、
    請求項１４乃至１７のいずれかに記載の二帯域用変換器。
19. 前記基板は、３．４５の絶縁定数を有する、
    請求項１８記載の二帯域用変換器。
20. 前記整流器は、
    ダイオード、
    を備える、
    請求項１乃至１９のいずれかに記載の二帯域用変換器。
21. 前記ダイオードは、ショットキーダイオードである、
    請求項２０記載の二帯域用変換器。
22. 前記受信した無線周波数信号は、
    ＶＨＦ、ＵＨＦ、およびＳＨＦ周波数帯域のうち、いずれか１つ以上における周波数成分、
    を含む、
    請求項１乃至２１のいずれかに記載の二帯域用変換器。
23. 第１周波数帯域内の第１無線周波数信号と、前記第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２無線周波数信号と、を、負荷に給電するＤＣ信号に変換する二帯域用変換器であって、
    前記二帯域用変換器の作動時に、前記第１および第２無線周波数信号に基づいて、前記ＤＣ信号と、前記第１および第２無線周波数信号それぞれの２つ以上の高調波と、を生成するように配設される整流器と、
    前記第１および第２無線周波数信号を前記整流器に案内し、前記二帯域用変換器の作動時に、前記整流器により生成された前記高調波のそれぞれの成分を受信するように配設される平面伝送線路と、
    前記平面伝送線路に接続されて、前記二帯域用変換器の作動時に、前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とをそれぞれ反射する第１フィルタと、
    前記平面伝送線路に接続されており、前記二帯域用変換器の作動時に前記整流器から受信した前記第２無線周波数信号の第１高調波の成分と第２高調波の成分とをそれぞれ反射するように配設される第２フィルタと、
    を有してなる、
    ことを特徴とする二帯域用変換器。
24. 前記第１フィルタは、前記平面伝送線路のインピーダンスに寄与して、その寄与により前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分と前記第２高調波の前記成分とを反射するように選択される伝達機能を有する、
    請求項２３記載の二帯域用変換器。
25. 前記第１フィルタは、
    前記伝送線路に沿って空間的に離れた少なくとも２つのインピーダンス遷移部、
    を備える、
    請求項２３または２４記載の二帯域用変換器。
26. 前記第１フィルタは、前記インピーダンス遷移部を提供するために、
    第１位置で前記平面伝送線路に接続された第１反応性インピーダンスと、
    第２位置で前記平面伝送線路に接続された第２反応性インピーダンスと、
    を備える、
    請求項２５記載の二帯域用変換器。
27. 前記第１フィルタは、
    いずれも前記平面伝送線路に接続され、それぞれが前記整流器から受信した前記第１無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分と前記第２高調波の前記成分とを反射するように配設される第１スタブと第２スタブと、
    を備える、
    請求項２３乃至２６のいずれかに記載の二帯域用変換器。
28. 前記第１フィルタは、前記第１および第２スタブにより提供される、
    請求項２７記載の二帯域用変換器。
29. 前記第１スタブは、前記第１位置で前記平面伝送線路に接続され、
    前記第２スタブは、前記第２位置で前記平面伝送線路に接続される、
    請求項２６に従属する請求項２７または２８記載の二帯域用変換器。
30. 前記第１フィルタは、バンドパスフィルタである、
    請求項２３乃至２９のいずれかに記載の二帯域用変換器。
31. 前記第２フィルタは、前記平面伝送線路のインピーダンスに寄与して、その寄与により前記整流器から受信される前記第２無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分と、前記第２高調波の前記成分と、を反射するように選択される伝達機能を有する、
    請求項２３乃至３０のいずれかに記載の二帯域用変換器。
32. 前記第２フィルタは、
    前記伝送線路に沿って空間的に離れた少なくとも２つのインピーダンス遷移部、
    を備える、
    請求項３１記載の二帯域用変換器。
33. 前記第２フィルタは、前記インピーダンス遷移部を提供するために、
    第３位置で前記平面伝送線路に接続された第３反応性インピーダンスと、
    第４位置で前記平面伝送線路に接続された第４反応性インピーダンスと、
    を備える、
    請求項３２記載の二帯域用変換器。
34. 前記第２フィルタは、
    いずれも前記平面伝送線路に接続され、それぞれが前記整流器から受信される前記第２無線周波数信号の前記第１高調波の前記成分と前記第２高調波の前記成分とを反射するように配設される第３スタブと第４スタブと、
    を備える、
    請求項３３記載の二帯域用変換器。
35. 前記第２フィルタは、バンドパスフィルタである、
    請求項３４記載の二帯域用変換器。
36. 前記第１スタブは、前記第１反応性インピーダンスを提供する、
    請求項２７または２８もしくは請求項２７または２８に従属する請求項２９乃至３５のいずれかに記載の二帯域用変換器。
37. 前記第２スタブは、前記第２反応性インピーダンスを提供する、
    請求項２７または２８もしくは請求項２７または２８に従属する請求項２９乃至３６のいずれかに記載の二帯域用変換器。
38. 前記第３スタブは、前記第３反応性インピーダンスを提供する、
    請求項３３または３４もしくは請求項３３または３４に従属する請求項３５乃至３７のいずれかに記載の二帯域用変換器。
39. 前記第４スタブは、前記第４反応性インピーダンスを提供する、
    請求項３３または３４もしくは請求項３３または３４に従属する請求項３５乃至３８のいずれかに記載の二帯域用変換器。
40. 第１周波数帯域内の第１無線周波数信号と、前記第１周波数帯域と離れた第２周波数帯域内の第２無線周波数信号と、を受信する無線周波数アンテナと、
    前記アンテナが受信した前記第１および第２無線周波数信号を、負荷に給電するＤＣ信号に変換するように配設される請求項１乃至３９のいずれかに記載の二帯域用変換器と、
    を有してなる、
    二帯域用無線周波数環境発電装置。
    
    

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