WO2014061490A1 - 無線電力整流器及び無線電力伝送システム - Google Patents

無線電力整流器及び無線電力伝送システム Download PDF

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WO2014061490A1
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rectifier
harmonic
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周平 吉田
田能村　昌宏
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日本電気株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a radio frequency power transmission system including a power receiving device and a power transmitting device, and particularly to a radio frequency power rectifier applied to the power receiving device.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2012-230604 for which it applied to Japan on October 18, 2012, and uses the content here.
  • Patent Document 1 discloses a non-contact power supply device that can suppress the influence on objects other than the power receiving device.
  • Patent Document 2 discloses an inter-satellite power transmission system that supplies power to a satellite orbiting the earth.
  • Patent Document 3 discloses a wireless non-radiation type electromagnetic energy transfer device.
  • Patent Document 1 and Patent Document 2 disclose a technique using an electromagnetic induction phenomenon or microwave, and Patent Document 3 discloses a technique using magnetic field resonance.
  • Patent Document 4 discloses a high-power amplifier capable of independently setting impedances for the second harmonic and the third harmonic of the fundamental wavelength.
  • Patent Document 5 discloses a rectenna having an optimum conversion efficiency applied to a microwave power distribution circuit and a rectifier circuit.
  • Patent Document 6 discloses a high-frequency power amplifier.
  • Patent Document 7 discloses a small and wideband antenna circuit.
  • Non-Patent Document 1 discloses PWM (Pulse-Width Modulation) control applied to a high power converter.
  • the wireless power transmission system is a charging technology for electric vehicles (EV), home appliances (television receivers, personal computers), mobile devices (cell phones, smartphones), and RFID (Radio Frequency Identification) devices that require high power. It is expected to be utilized. On the other hand, when a wireless power transmission system is applied to consumer products, not only high power transmission efficiency but also miniaturization and cost reduction are required.
  • a rectifier that converts wirelessly transmitted power (RF power) into DC power is required.
  • RF power wirelessly transmitted power
  • FIG. 14 shows a general configuration of the rectifier 11 applied to the wireless power transmission system.
  • the rectifier 11 includes an RF input port 101, an input unit 102, a rectifying unit 103, an output unit 104, and a DC output port 105.
  • the RF input port 101 inputs external wireless power (RF power).
  • An antenna 12 is connected to the RF input port 101, and the antenna 12 receives wireless power (RF power) and sends it to the RF input port 101.
  • the input unit 102 operates as a matching circuit that matches the impedance of the RF input port 101 and the impedance of the rectifying unit 103, and efficiently transmits the RF power received from the outside via the RF input port 101 to the rectifying unit 103.
  • the input unit 102 serves as a DC block circuit that prevents the DC power obtained by the rectifying unit 103 and the output unit 104 from flowing back to the RF input port 101.
  • the rectifying unit 103 rectifies the RF power transmitted from the input unit 102 in one direction.
  • the output unit 104 extracts only DC power from the RF power rectified by the rectifying unit 103 and sends the DC power to the DC output port 105.
  • the DC output port 105 outputs the DC power of the output unit 104 to the outside.
  • a load 13 that consumes DC power is connected to the DC output port 105.
  • Non-Patent Document 1 discloses a rectification technique using PWM control. In PWM control, the duty ratio of the pulse width of the voltage and current used for modulation is changed.
  • Non-Patent Document 1 discloses a technique for obtaining high-efficiency rectification characteristics by applying PWM control to the gate terminal (or base terminal) of a three-terminal element such as an insulated gate bipolar transistor (IGBT). This technique is applied to rectification of system power at 50 Hz or 60 Hz. That is, the technique of Non-Patent Document 1 is used in a relatively low frequency region.
  • PWM control the duty ratio of the pulse width of the voltage and current used for modulation is changed.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • Patent Documents 4 and 5 disclose techniques for reducing “heat loss” disappearing as Joule heat in the rectifying unit 103 and increasing the efficiency. “Heat loss” occurs when the current and voltage take a finite value at the same time at the output end of the rectifying unit 103. The heat loss is mainly caused by the harmonic component of the current flowing through the rectifying unit 103 and the harmonic component of the voltage.
  • a non-linear element (for example, a diode element) used in the rectifying unit 103 generates heat loss due to harmonic components regardless of the configuration of the rectifying unit 103. Accordingly, the heat loss occurs regardless of the configuration of the rectifying unit 103.
  • a shunt type rectifier circuit full wave rectifier circuit
  • a bridge type rectifier circuit full wave rectifier circuit
  • a single-phase rectifier circuit having a simple configuration (half wave rectifier circuit) Circuit) or a parallel circuit of a plurality of rectifier circuits can be used to increase power.
  • Patent Document 4 discloses a stub ( ⁇ / 4 stub line) having a length of 1 ⁇ 4 of the wavelength ⁇ of RF power received from the outside in order to suppress generation of a high-frequency component which is a main cause of heat loss.
  • a technique is disclosed in which the output unit 104 has a band-pass filter function using a ground capacitor. Specifically, when the frequency of the RF power received at the RF input port 101 is f 0 , the bandpass filter is open for odd-order frequencies (f 0 , 3f 0 , 5f 0 , etc. And even frequency (2f 0 , 4f 0 , 6f 0 ,...) Has frequency characteristics that are short-circuited.
  • Patent Document 5 discloses a technique in which the output unit 104 has a band-pass filter function using a ⁇ / 4 open stub line and a ⁇ / 8 open stub line in order to suppress the generation of high-frequency components. Specifically, assuming that the frequency of the RF power received at the RF input port 101 is f 0 , the band-pass filter is a part of even-order frequencies (2f 0 , 6f 0 , 10f 0 , 14f 0 , so It has a frequency characteristic that is short-circuited with respect to the other and open with respect to other frequencies.
  • Patent Document 4 and Patent Document 5 the periodicity of the voltage-current characteristic of the stub line is used to obtain a desired frequency characteristic (for example, even-order short-circuit characteristics). For example, when a ⁇ / 4 stub line is used, the amplitude of the voltage and current at the end of the stub line has a periodicity of frequency 2f 0 , and therefore at frequencies of 2f 0 , 4f 0 , 6f 0 ,. It is possible to realize the characteristic of periodically short-circuiting.
  • Patent Literature 4 and Patent Literature 5 are mainly applied to a wireless power transmission system using a microwave in the GHz band. That is, the techniques of Patent Document 4 and Patent Document 5 are used at a relatively high frequency.
  • Non-Patent Document 1 a control circuit that operates at a frequency about 100 to 1000 times the frequency of the RF power is required. Therefore, in order to apply PWM control to a rectifier that rectifies a high frequency signal in the MHz band, a PWM control circuit that operates in the GHz band is required. It is very difficult to realize such a PWM control circuit, and even if it can be manufactured, the manufacturing cost greatly increases. Further, the PWM control circuit is an active circuit, and it is necessary to separately prepare a power source for driving the PWM control circuit. Therefore, it is difficult to apply the PWM control circuit to a system having no battery or power source such as an RFID device or a wake-up circuit for a wireless power transmission system.
  • the wavelength of an electromagnetic wave having a frequency of 1 GHz is 300 mm in a vacuum
  • the length of the ⁇ / 4 stub line is about 75 mm. This length is larger than the component size (about several mm 2 ) such as a chip transistor and a capacitor used in the GHz band, and increases the entire circuit scale and system size.
  • the problem of increased circuit scale and system size becomes significant in the frequency band below GHz.
  • the wavelength is about 20 m in vacuum. Therefore, the length of the ⁇ / 4 stub line is about 5 m, which is an unrealistic design value.
  • a stub line having the above length is formed on a dielectric substrate, the circuit scale can be reduced in principle. For example, when a ⁇ / 4 stub line of about 13 MHz is formed on a substrate formed of a PCB material (relative dielectric constant: about 4), the length can be shortened to about 2.5 m. This length of 2.5 m is a very large and still unrealistic design value. Moreover, since the rectifier using a stub line is a distributed constant circuit, three-dimensional electromagnetic field analysis is required to design the rectifier. As a result, circuit design is complicated and time consuming, resulting in increased design costs. If the above-described length of wiring is used, a wiring margin is required to prevent a parasitic component or a short-circuit portion between the wirings, and the circuit scale and system size increase.
  • patent document 1 patent document 2, and patent document 3 disclose a wireless power transmission system using electromagnetic induction, microwave, and magnetic field resonance phenomenon, a rectifier that is a main component of the wireless power transmission system There is no description of a technique for improving the structure of this to achieve high efficiency.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides a small and highly efficient wireless power rectifier that can be manufactured at low cost, and a wireless power transmission system in which the wireless power rectifier is applied to a power receiving device. For the purpose.
  • a first aspect of the present invention is a rectifier that rectifies wireless power having a predetermined fundamental frequency, and a harmonic that is in a short-circuit state for at least a second harmonic among even harmonics included in the wireless power after rectification.
  • a wireless power rectifier including a wave control unit.
  • the second aspect of the present invention is an input unit that receives wireless power having a predetermined fundamental frequency via an antenna, a rectifying unit that rectifies wireless power, and even harmonics included in the rectified wireless power.
  • a wireless power receiving apparatus including a harmonic control unit that at least short-circuits the second harmonic, and an output unit that extracts DC power from the wireless power that has passed through the harmonic control unit.
  • a third aspect of the present invention is a wireless power transmission system including a wireless power transmission device that transmits wireless power, a wireless power reception device that receives wireless power, and a predetermined load.
  • the wireless power receiving apparatus has the above-described configuration, and the load operates based on DC power supplied from the wireless power receiving apparatus.
  • a wireless power rectification method for rectifying wireless power having a predetermined fundamental frequency and short-circuiting at least a second harmonic among even harmonics included in the rectified wireless power. It is.
  • a harmonic control unit that introduces a short circuit to at least the second harmonic among the even harmonics of the wireless power in the rectifier applied to the power receiving device of the wireless power transmission system is introduced.
  • the wireless power is received using an electromagnetic induction phenomenon or a magnetic resonance phenomenon, then rectified, harmonic control is performed on the rectified wireless power, and then DC power is extracted from the wireless power.
  • the harmonic control unit is composed of a passive element having a lumped constant and an LC series resonance circuit.
  • FIG. 3 is a block diagram illustrating a specific example of components of the rectifier according to the first embodiment. It is a graph which shows the simulation result which compared the rectification efficiency about the rectifier of Example 1, and another rectifier. It is a block diagram which shows the detailed structure of the rectifier which concerns on Example 2 of this invention. In the rectifier of Example 2, it is a graph which shows the transmission characteristic of the harmonic control part comprised by LC series resonance circuit. It is a block diagram which shows the detailed structure of the rectifier which concerns on Example 3 of this invention.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a minimum configuration of a wireless power rectifier (ie, rectifier 1) according to the present invention.
  • the rectifier 1 includes a rectifying unit 103 that receives RF power and a harmonic control unit 106 that sends out DC power.
  • the rectifying unit 103 rectifies the RF power having the frequency f 0 and sends it to the harmonic control unit 106.
  • the harmonic control unit 106 is in a short circuit state with respect to at least the second harmonic among the even harmonics of the frequency f 0 of the rectified RF power. Note that “being in a short circuit state with respect to the harmonic” means a state in which the harmonic component is discharged to the ground through an element having a sufficiently low impedance, or the harmonic component is discharged.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the rectifier 1 according to the first embodiment of the present invention.
  • the rectifier 1 includes an RF input port 101, an input unit 102, a rectifying unit 103, an output unit 104, a DC output port 105, and a harmonic control unit 106.
  • the antenna 12 is connected to the RF input port 101
  • the load 13 is connected to the DC output port 105.
  • the input unit 102, the rectifier unit 103, and the output unit 104 have the same functions. Compared to the rectifier 11 of FIG.
  • the rectifier 1 is characterized by including a harmonic control unit 106, and the harmonic control unit 106 has an even harmonic of the frequency f 0 of the RF power input to the rectification unit 103.
  • a short circuit is established with respect to a finite number of even harmonics including at least the second harmonic.
  • the antenna 12 various antennas that conform to the form of wireless power transmission using electromagnetic induction or radio waves can be employed.
  • the antenna 12 in the case of wireless power transmission using electromagnetic induction, can be realized by a coil in which a conducting wire is wound a plurality of times.
  • the antenna 12 in the case of wireless power transmission using radio waves, can be realized by a dipole antenna or a helical antenna that matches the radio frequency.
  • the load 13 is a device or a circuit that operates using DC power sent from the DC output port 105 of the rectifier 1.
  • the load 13 may be, for example, an electric vehicle, an electric bicycle, a flying device, a robot, a home appliance such as a personal computer or a vacuum cleaner, a mobile device, a storage battery, a sensor device, and a combination thereof.
  • the sensor device is configured by combining a sensor having a monitoring function, a foreign object detection function, an abnormality detection function, and a notification function, and various sensors.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a specific example of the components of the rectifier 1.
  • the input unit 102 includes a capacitor C ⁇ b> 1 that is directly connected to the load 13.
  • the rectifying unit 103 is a shunt-type full-wave rectifier, and includes, for example, a Schottky diode D1 having a maximum forward current of 10A. Schottky diode D1 is connected to load 13 in parallel.
  • the output unit 104 includes a lumped constant inductor L1 connected in series to the load 13 and a lumped constant capacitor C2 connected in parallel to the load 13.
  • the harmonic control unit 106 is a band pass filter including inductors L2 and L3 and a capacitor C3. This is a wiring connector generally used as the RF input port 101 and the DC output port 105.
  • the rectifier 1 in FIG. 3 employs a Butterworth filter, but other bandpass filters may be employed as long as they have equivalent characteristics.
  • the RF input port 101 receives RF power via the antenna 12.
  • the RF power is sent to the rectifying unit 103 via the input unit 102.
  • the value of the capacitor C1 of the input unit 102 is selected so as to match the impedance of the RF input port 101 and the impedance of the rectifying unit 103, and the input unit 102 efficiently supplies the rectifying unit 103 while suppressing reflection of RF power. Send it out.
  • the rectifier 103 rectifies the RF power in one direction and sends it to the harmonic controller 106. Since the diode D1 of the rectifying unit 103 is a non-linear element, when the RF power is rectified, the waveform is distorted and a harmonic is generated. When the frequency of the RF power received by the RF input port 101 and f 0, harmonics generated by the nonlinear element is 2f 0, 3f 0, 4f 0 , the ....
  • the harmonic control unit 106 When the RF power rectified by the rectifying unit 103 is input, the harmonic control unit 106 is short-circuited with respect to the harmonic component of 2f 0 among the harmonics generated by the diode D1. That is, the value of the components L2, L3, C3 harmonic controller 106 selected to act as a resistive element equivalent circuit elements connected in parallel resistance value zero load 13 with respect to the harmonic component of 2f 0 Has been. Thus, the harmonic component of 2f 0 generated in the rectifier unit 103 is lost at the harmonic controlling unit 106 without causing heat loss in the rectifier 103. It will be described later mechanism inhibits heat loss in the rectifying portion 103 by a short-circuit state with respect to even-order harmonics such as frequencies 2f 0 in the harmonic controlling unit 106.
  • the harmonic control unit 106 functions as a band-pass filter that filters only the 2f0 harmonic component of the RF power rectified by the rectifying unit 103.
  • the harmonic control unit 106 is in an open state for harmonic components other than 2f0 in the RF power rectified by the rectifying unit 103. That is, the harmonic control unit 106 transmits the main frequency component of the RF power rectified by the rectifier 103 to the output unit 104 as it is.
  • the output unit 104 inputs the RF power rectified by the rectification unit 103 via the harmonic control unit 106, and extracts DC power therefrom.
  • the values of the components L1 and C2 of the output unit 104 are selected so as to function as a low-pass filter that efficiently extracts DC power from the rectified RF power.
  • the output unit 104 sends DC power to the DC output port 105.
  • the capacitor C1 of the input unit 102 functions as a DC block circuit that prevents the DC power of the output unit 104 from flowing back to the input port 101. Finally, DC power is transmitted to the load 13 via the DC output port 105.
  • FIG. 4 is a graph showing a simulation result of the rectification efficiency of the rectifier 1.
  • the rectification efficiency when the harmonic control unit 106 is applied in the rectifier 1 is compared with the rectification efficiency when the harmonic control unit 106 is not applied.
  • the rectification efficiency when the harmonic control unit 106 is applied to the rectifier 1 is improved by up to 10% compared to the rectification efficiency when the harmonic control unit 106 is not applied.
  • the rectification efficiency of the rectifier 1 to which the harmonic control unit 106 is applied is compared with the rectification efficiency of a rectifier (not shown) to which the ⁇ / 4 stub line is applied.
  • the graph of FIG. 4 has shown the simulation result which made the frequency of RF electric power (input electric power) 13.56MHz.
  • the harmonic control unit 106 of the rectifier 1 according to the present embodiment can be configured using a lumped constant element, it can be realized with a size of several centimeters regardless of the operating frequency. That is, the rectifier 1 according to the present embodiment can be reduced in size as compared with the rectifier using the ⁇ / 4 stub line. Further, since the rectifier 1 according to this embodiment can configure the harmonic control unit 106 with a lumped constant element, it is easier to design than a rectifier using a ⁇ / 4 stub line, and as a result, the design cost can be reduced. . As described above, this embodiment can realize a highly efficient wireless power rectifier that can be made small and at low cost.
  • the harmonic control unit 106 of the rectifier 1 is composed of passive elements, no power source is required. Therefore, there are two effects compared to a rectifier using a conventional PWM control circuit. The first effect can be realized at a low cost because a high-frequency active circuit is unnecessary. The second effect is applicable to a wake-up circuit for an RFID device or a wireless power transmission system because a power source is unnecessary.
  • the components 101 to 106 of the rectifier 1 shown in FIG. 3 may be realized in the following forms, respectively.
  • the RF input port 101 and the DC output port 105 may be configured by connecting points using metal solder, metal wiring formed by a semiconductor manufacturing process, part of lead wires, or a combination thereof.
  • the input unit 102 may be configured by a lumped constant inductor, a lumped constant capacitor, a semiconductor element, a metal wiring formed by a semiconductor manufacturing process, or a combination thereof. However, it is preferable that the input unit 102 includes a matching circuit that matches impedance so that reflection of RF power between the rectifying unit 103 and the RF input port 101 is minimized.
  • the rectifier 103 is a full-wave rectifier circuit (for example, a bridge) composed of a semiconductor material such as silicon, gallium, arsenic, indium, or phosphorus, a metal material such as gold, aluminum, or platinum, or a non-linear element formed by combining them. Rectifier circuit) or a half-wave rectifier circuit.
  • the rectifier 103 may be configured by a PN connection diode, a quantum tunnel diode, a Zener diode, or a combination thereof.
  • the rectifying unit 103 may be configured using a three-terminal nonlinear element such as a field effect transistor.
  • the output unit 104 may be configured by a lumped constant inductor, a lumped constant capacitor, a semiconductor element, a metal wiring formed by a semiconductor manufacturing process, or a combination thereof. However, the output unit 104 preferably includes a low-pass filter that can extract DC power from the rectified RF power.
  • the harmonic control unit 106 may be configured using a plurality of bandpass filters. For example, the harmonic control unit 106 is configured by combining a plurality of band-pass filters that are short-circuited with respect to higher-order even-order harmonics such as second-order harmonics, fourth-order harmonics, and sixth-order harmonics of RF power. May be.
  • the harmonic control unit 106 may be configured by a coil, a capacitor, a resistor, a lead wire, a connection point using metal solder, a part of metal wiring formed by a semiconductor manufacturing process, or a combination thereof.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the rectifier 1 according to the second embodiment of the present invention.
  • the harmonic control unit 106 is configured by an LC series resonance circuit including lumped constant elements L4 and C5.
  • the parameter L4, C5 are determined so as to achieve a resonance characteristic such that a short circuit state with respect to the second harmonic 2f 0.
  • FIG. 6 is a graph showing the transmission characteristics of the harmonic control unit 106 composed of an LC series resonance circuit.
  • the parameter L4, LC series resonant circuit C5 was set to a predetermined value becomes short-circuited with respect to the second harmonic 2f 0, transmits the second harmonic component of 2f 0 of the RF power It has a frequency characteristic that does not occur.
  • the harmonic control circuit 106 becomes short-circuited with respect to only the secondary harmonic component 2f 0 of the RF power, for the main frequency component of the RF power can be transmitted without loss.
  • the rectifier 1 FIG. 6
  • the second embodiment can obtain the same harmonic suppression effect as that of the rectifier 1 (FIG. 3) according to the first embodiment. Design can be performed easily.
  • components other than the harmonic control unit 106 are the same as those of the rectifier 1 of the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration of the rectifier 1 according to the third embodiment of the present invention.
  • the rectifier 103 is configured by a shunt rectifier circuit in which a plurality of circuit elements (for example, diodes D1 and D2) are connected in parallel.
  • a plurality of circuit elements for example, diodes D1 and D2
  • two circuit elements are connected in parallel, but three or more circuit elements may be connected in parallel.
  • the components other than the rectifier 103 are the same as those of the rectifier 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a specific configuration of the rectifier 1 according to the fourth embodiment of the present invention.
  • the rectifying unit 103 is configured by connecting a plurality of bridge-type rectifier circuits 103a and 103b in parallel.
  • the components other than the rectifier 103 are the same as those of the rectifier 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a specific configuration of the rectifier 1 according to the fifth embodiment of the present invention.
  • the rectifying unit 103 is configured by connecting a plurality of half-wave rectifier circuits (for example, diodes D3 and D4) in parallel.
  • the components other than the rectifier 103 are the same as those of the rectifier 1 of the first embodiment.
  • the present invention is not limited to the configurations of FIGS. 7 to 9, and the rectifier 103 may be configured by connecting a plurality of rectifier circuits having arbitrary configurations in parallel.
  • the same effect as that of the rectifier 1 of the first embodiment can be obtained, and a large current can be rectified in the rectifier 103.
  • the rectifier 103 is configured by connecting a plurality of rectifier circuits in parallel, the number of circuit elements included in the rectifier 1 increases, and the heat loss generated in the rectifier 103 increases accordingly.
  • the heat loss can be effectively reduced by using the harmonic control unit 106 described above.
  • FIG. 10 shows a rectifier circuit having a simplified circuit configuration of the rectifier 1, and includes an input unit 102 and a rectifier unit 103.
  • the rectifying unit 103 is composed only of the diode D1.
  • FIG. 11 is a graph showing temporal changes in current characteristics and voltage characteristics of the rectifier circuit.
  • the harmonic control unit 106 is short-circuited with respect to a finite number of even harmonics including at least the second harmonic among the even harmonics included in the RF power rectified by the rectifier 103.
  • the heat loss generated in the rectification unit 103 can be reduced, and highly efficient rectification characteristics can be realized.
  • the mechanism for suppressing heat loss of the rectification unit 103 will be described with reference to FIGS. 10 and 11 for the rectification unit 103 including only the diode D1.
  • RF power supplied from the RF power source 14 is transmitted to the rectifier 103 via the input unit 102.
  • the rectifier 103 rectifies the RF power and sends it to the load 13.
  • the RF power source 14 supplies RF power (RFin) having a frequency f0 to the rectifier circuit.
  • RFin RF power
  • FIG. 11A the time change of the current characteristic flowing from the anode of the diode D1 to the cathode
  • FIG. 11A the time change of the voltage characteristic on the anode side with respect to the cathode of the diode D1 is shown in FIG.
  • “t” indicates a period corresponding to the frequency f0 of the RF power (RFin).
  • I 0 is the maximum value of the current output from the rectifying unit 103.
  • the current flowing in the diode D1 is configured with a frequency (2f 0 , 4f 0 , 6f 0 ,%) That is an even multiple of the fundamental waves f 0 and f 0 .
  • the voltage characteristic applied between the terminals of the diode D1 has a waveform composed of a half-wave rectangular wave and a half-wave sine wave. That is, when a forward bias is applied to the diode D1, the rectifier circuit converts the sinusoidal RF power into a half-wave rectangular wave whose maximum value is the threshold value of the diode D1. On the other hand, when reverse bias is applied to the diode D1, the rectifier circuit outputs the same waveform as the RF power. Therefore, a half-wave sine wave voltage is output from the rectifier circuit.
  • the voltage characteristic between the terminals of the diode D1 shown in FIG. 11B can be described by adding the Fourier transform results of the half-wave rectangular wave and the half-wave sine wave. That is, when the voltage characteristic shown in FIG.
  • Voltage characteristics can be described as described above.
  • a half-wave rectangular wave can be described by a fundamental wave and odd-order harmonics, and a half-wave sine wave can be described by a fundamental wave and even-order harmonics as shown in Equation 1. This is because it can.
  • Equation 2 c 1 , c 2 ,... Represent constants.
  • the power consumption of the diode D1 that is, “heat loss”
  • the frequency component of Equation 1 and the frequency component of Equation 2 the frequency component contributing to heat loss is only the frequency component common to both. This is because the result of time integration of the product of voltage and current at different frequencies is zero due to the orthogonality of the trigonometric function. Therefore, the frequency components contributing to the product of Equation 1 and Equation 2 are only the fundamental wave component (f 0 ) and the even-order harmonic components (2f 0 , 4f 0 , 6f 0 ,).
  • Equation 3 In the waveform of the voltage characteristic of FIG. 11B, when the short circuit state is established for the frequency (2f 0 , 4f 0 , 6f 0 ,...) That is an even multiple of f 0 , Equation 2 is expressed as Equation 3. Can be transformed into In Equation 3, c ′ 1 , c ′ 2 ,... Represent constants.
  • the lower the harmonic components of current and voltage the larger the amplitude.
  • the coefficient of the second harmonic is “2/3” while the coefficient of the fourth harmonic is “2/15”.
  • the second harmonic component is about five times larger than the fourth harmonic component. Since the even harmonic component of the voltage shown in Formula 2 is composed of a half sine wave, the ratio of the second harmonic component to the fourth harmonic component is “5: 1”. Therefore, most of the heat loss can be reduced by short-circuiting only the second harmonic component in the rectifier circuit. That is, most of the heat loss can be reduced by setting a short circuit state in the harmonic control circuit for only the second harmonic as a part of the harmonic generated in the diode D1 of the rectifying unit 103.
  • Equations 1 and 2 show the frequency characteristics of current and voltage in the rectifier circuit (FIG. 10) in which only the load (resistor) 13 is connected to the diode D1, and show the frequency characteristics of the rectifier 1 according to the above-described embodiment. is not.
  • the output unit 104 exists between the rectification unit 103 (for example, the diode D ⁇ b> 1) and the load 13. Therefore, the frequency characteristics of the output current and output voltage of the rectifier 103 cannot be expressed by simple equations such as Equation 1 and Equation 2, but are expressed by complex equations. For this reason, it is uncertain whether most of the heat loss can be reduced by setting a short circuit state only to the second harmonic among the harmonics generated in the rectifying unit 103.
  • the rectifier 1 can realize a rectifying effect equivalent to that of a rectifier using a stub line.
  • the harmonic control unit 106 can obtain a sufficient effect with a simple configuration in which only the second harmonic is short-circuited.
  • the harmonic control unit 106 may change the design so that not only the second harmonic but also the fourth harmonic or the sixth harmonic are short-circuited. Thereby, it is possible to further reduce the heat loss and further improve the rectification efficiency.
  • FIG. 12 is a block diagram showing the configuration of the wireless power transmission system 2 according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the wireless power transmission system 2 includes a power transmission device 21 that transmits wireless power (RF power), a power reception device 22 that receives wireless power, and a load 13 driven by the wireless power.
  • the power receiving device 22 includes the rectifier 1 and the antenna 12.
  • the antenna 12 includes a secondary coil 121 that receives RF power using a magnetic field resonance phenomenon, and a primary coil that transmits RF power from the secondary coil 121 to the RF input port 101 of the rectifier 1 using an electromagnetic induction phenomenon. 122.
  • the shapes and materials of the primary coil 122 and the secondary coil 121 can be arbitrarily selected according to a desired power amount and a power transmission / reception distance.
  • the wireless power transmission system 2 according to the sixth embodiment uses the magnetic field resonance phenomenon, it is also possible to design a wireless power transmission system using electromagnetic induction or radio waves. In that case, instead of the primary coil 122 and the secondary coil 121, an antenna using electromagnetic induction or radio waves may be used.
  • the power transmission device 21 transmits wireless power (RF power) to the power reception device 22.
  • the secondary coil 121 receives the RF power
  • the primary coil 122 transmits the RF power to the RF input port 101 of the rectifier 101.
  • the rectifier 1 receives and rectifies the RF power via the RF input port 101, extracts DC power from the rectified RF power, and sends it to the load 13 via the DC output port 105. Since the rectifier 1 according to the above-described embodiment is applied to the power receiving device 22 of the wireless power transmission system 2 according to the sixth embodiment, it is possible to achieve downsizing and high rectification efficiency and at a low cost.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a configuration of the wireless power transmission system 2 according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the wireless power transmission system 2 according to the seventh embodiment includes a power transmission device 21 that transmits wireless power (RF power), a power reception device 22 that receives wireless power, and a wakeup circuit 131.
  • the wake-up circuit 131 activates a load device (not shown) in a dormant state (that is, a state where no power supply voltage is supplied) when a predetermined signal (power) is received.
  • a load device not shown
  • a dormant state that is, a state where no power supply voltage is supplied
  • a predetermined signal (power) is received.
  • the rectifier 1 applied to the power receiving device 22 is composed of passive elements, the rectifier 1 is also applied to a load device that does not have a battery or a power source or is in a dormant state. can do.
  • a desired diode is mounted on a dielectric substrate using metal solder or metal wiring.
  • the RF input port 101, the output unit 104, and the harmonic control unit 106 are formed, and these elements and the rectifying unit 103 are connected using metal solder or metal wiring.
  • a desired connector is attached to the dielectric substrate using metal solder or metal wiring, and the RF input port 101 and the DC output port 105 are formed.
  • the RF input port 101 and the primary coil 122 are connected with a desired cable.
  • the secondary coil 121 and the primary coil 122 are attached to a support material fixed using, for example, cement or an adhesive.
  • the DC output port 105 and the load 13 are connected with a desired cable.
  • rectifier 1 and the wireless power transmission system 2 are not limited to the above-described embodiments, and various modifications are embodied within the scope of the invention defined by the appended claims. It is also possible.
  • the present invention provides a rectifier applied to a power receiving device of a wireless power transmission system, reduces heat loss due to harmonics generated during rectification by a simple configuration using passive elements, and is low in cost. Since it can be manufactured, can be miniaturized, and achieves high rectification efficiency, it can be suitably applied to various electronic devices using wireless power.

Abstract

　所定の基本周波数を有する無線電力（ＲＦ電力）を整流すると高調波を発生するが、電流及び電圧の周波数特性を示す数式の積の時間積分では奇数次高調波成分はゼロになる。また、無線電力の偶数次高調波において少なくとも二次高調波を抑制できれば、整流器で発生する熱損の大幅に低減できる。この観点から、無線電力伝送システムの受電装置に適用される整流器において無線電力の偶数次高調波のうち少なくとも二次高調波に対して短絡状態とする高調波制御部を導入した。無線電力は電磁誘導現象又は磁気共鳴現象を利用して受電した後、整流し、整流後の無線電力について高調波制御を行ない、その後、当該無線電力から直流電力を抽出する。

Description

無線電力整流器及び無線電力伝送システム
　本発明は、受電装置及び送電装置からなる無線周波電力伝送システムに関し、特に、受電装置に適用される無線周波電力整流器に関する。
　本願は、２０１２年１０月１８日に日本国に出願された特願２０１２－２３０６０４号に基づき優先権を主張し、その内容をここに援用する。
　従来、電磁誘導現象を利用して電力を無線で伝送するシステム（即ち、無線周波電力伝送システム）やマイクロ波を利用する無線電力伝送システムが開発されている。近年、磁界エネルギーの共鳴現象（磁界共鳴）を利用する無線電力伝送システムも開発されている。磁界共鳴方式は電磁誘導方式に比べて電力伝送可能距離が大きく、電力伝送効率が高いことが特徴である。
　無線電力伝送システム及び関連機器に関して種々の文献が存在している。特許文献１は受電装置以外の物体への影響を抑制することができる非接触電力供給装置を開示している。特許文献２は地球を周回する衛星に電力を供給する衛星間電力伝送システムを開示している。特許文献３は無線非放射型の電磁エネルギー転送装置を開示している。ここで、特許文献１及び特許文献２は電磁誘導現象やマイクロ波を利用する技術を開示しており、特許文献３は磁界共鳴を利用する技術を開示している。特許文献４は基本波長の２倍高調波、３倍高調波に対するインピーダンスを独立に設定することができる高出力増幅器を開示している。特許文献５はマイクロ波の電力分配回路及び整流回路に適用される変換効率の最適なレクテナを開示している。特許文献６は高周波電力増幅器を開示している。特許文献７は小型で広帯域のアンテナ回路を開示している。また、非特許文献１は高電力変換器に適用されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ－Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御について開示している。
　無線電力伝送システムは、大電力を必要とする電気自動車（ＥＶ）、家電製品（テレビジョン受信機、パーソナルコンピュータ）、モバイル機器（携帯電話、スマートフォン）、ＲＦＩＤ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ）機器における充電技術として活用されることが期待されている。一方、民生用品に無線電力伝送システムを適用する場合、高い電力伝送効率だけでなく小型化や低価格化が求められる。
　無線電力伝送システムにおいて種々のアプリケーションを駆動するために、無線伝送された電力（ＲＦ電力）を直流電力に変換する整流器が必要である。無線電力伝送システムの全体の効率を高めるためには、整流器の効率を高めることが重要課題となっている。
　図１４は、無線電力伝送システムに適用される整流器１１の一般的な構成を示す。整流器１１は、ＲＦ入力ポート１０１、入力部１０２、整流部１０３、出力部１０４、ＤＣ出力ポート１０５を具備する。ＲＦ入力ポート１０１は外部からの無線電力（ＲＦ電力）を入力する。ＲＦ入力ポート１０１にはアンテナ１２が接続され、当該アンテナ１２が無線電力（ＲＦ電力）を受電してＲＦ入力ポート１０１へ送出する。入力部１０２はＲＦ入力ポート１０１のインピーダンスと整流部１０３のインピーダンスとのマッチングを行なう整合回路として作動し、ＲＦ入力ポート１０１を介して外部から受電したＲＦ電力を効率よく整流部１０３へ伝送する。入力部１０２は整流部１０３及び出力部１０４によって得られたＤＣ電力をＲＦ入力ポート１０１に逆流させないＤＣブロック回路としての役割を有する。整流部１０３は入力部１０２から送出されたＲＦ電力を一方向に整流する。出力部１０４は整流部１０３が整流したＲＦ電力からＤＣ電力のみを抽出し、当該ＤＣ電力をＤＣ出力ポート１０５へ送出する。ＤＣ出力ポート１０５は出力部１０４のＤＣ電力を外部へ出力する。ＤＣ出力ポート１０５にはＤＣ電力を消費する負荷１３が接続されている。
　上述の整流器の高効率化を目的とする種々の技術が開発されている。例えば、非特許文献１にはＰＷＭ制御を用いた整流技術が開示されている。ＰＷＭ制御では、変調に用いる電圧及び電流のパルス幅のデューティ比を変化させるものである。非特許文献１は、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）などの三端子素子のゲート端子（又は、ベース端子）にＰＷＭ制御を適用して高効率な整流特性を得る技術を公開している。この技術は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの系統電力の整流に適用される。つまり、非特許文献１の技術は比較的低い周波数領域で用いられる。
　特許文献４及び特許文献５は整流部１０３においてジュール熱として消失する「熱損」を低減し、高効率化する技術を開示している。「熱損」は、整流部１０３の出力端において電流と電圧が同時刻に有限値をとった場合に発生する。主として、熱損は整流部１０３を流れる電流の高調波成分と電圧の高調波成分とにより発生する。
　整流部１０３に用いられる非線形素子（例えば、ダイオード素子）は整流部１０３の構成によらず高調波成分に起因した熱損を発生させる。従って、熱損は整流部１０３の構成とは無関係に発生する。整流部１０３として、理論整流効率が最も高いシャント型整流回路（全波整流回路）、負荷依存性が小さいブリッジ型整流回路（全波整流回路）、簡易な構成の単相整流回路（半波整流回路）、又は大電力化のために複数の整流回路の並列回路を用いることができる。
　特許文献４は、熱損が生じる主要因である高周波成分の発生を抑制するために、外部より受電したＲＦ電力の波長λの１／４の長さを持つスタブ（λ／４スタブ線路）と対地コンデンサによるバンドパスフィルタ機能を出力部１０４に持たせた技術を開示している。具体的には、ＲＦ入力ポート１０１にて受電したＲＦ電力の周波数をｆ０とすると、バンドパスフィルタは奇数次周波数（ｆ０、３ｆ０、５ｆ０、・・・）に対しては開放状態となり、偶数次周波数（２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・）に対しては短絡状態となる周波数特性を有する。
　特許文献５は、高周波成分の発生を抑制するために、λ／４オープンスタブ線路とλ／８オープンスタブ線路とを用いたバンドパスフィルタ機能を出力部１０４に持たせる技術を開示している。具体的には、ＲＦ入力ポート１０１にて受電したＲＦ電力の周波数をｆ０とすると、バンドパスフィルタは偶数次周波数の一部（２ｆ０、６ｆ０、１０ｆ０、１４ｆ０、・・・）に対して短絡状態となり、その他の周波数に対して開放状態となる周波数特性を有する。
　特許文献４及び特許文献５では、所望の周波数特性（例えば、偶数次短絡特性）を得るためにスタブ線路の電圧電流特性の周期性を利用している。例えば、λ／４スタブ線路を用いた場合、当該スタブ線路の端部における電圧及び電流の振幅は周波数２ｆ０の周期性を持つため、２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・の周波数において周期的に短絡状態となる特性を実現することができる。特許文献４及び特許文献５は主としてＧＨｚ帯のマイクロ波を用いた無線電力伝送システムに適用される。つまり、特許文献４及び特許文献５の技術は比較的高い周波数において用いられる。
特開２００６－２３０１２９号公報 特開２０００－２７８８８８号公報 特表２００９－５０１５１０号公報 特開２０００－７７９５７号公報 特開２００２－８４６８５号公報 特開２００９－６５６３７号公報 特開２００９－２６８１４５号公報
Ｓｔｅｆｆｅｎ　Ｂｅｒｎｅｔ、"Ｒｅｃｅｎｔ　Ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ　ｏｆ　Ｈｉｇｈ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｉｎｄｕｓｔｒｙ　ａｎｄ　Ｔｒａｃｔｉｏｎ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ"　Ｎｏｖ．２０００　ＩＥＥＥ　ＴＲＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＰＯＷＥＲ　ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ、Ｖｏｌ．１５、Ｎｏ．６、ｐｐ．１１０２－１１１７
　上述の整流器に係る技術には種々の問題がある。非特許文献１に記載されたようなＰＷＭ制御を行なうためにはＲＦ電力の周波数に対して１００倍～１０００倍程度の周波数で動作する制御回路が必要になる。従って、ＭＨｚ帯の高周波信号を整流する整流器にＰＷＭ制御を適用するためには、ＧＨｚ帯で動作するＰＷＭ制御回路が必要になる。このようなＰＷＭ制御回路を実現するのは非常に困難であり、仮に作製できたとしても、製作コストが大幅に増加する。また、ＰＷＭ制御回路はアクティブ回路であり、ＰＷＭ制御回路を駆動するための電源を別途準備する必要がある。そのため、ＰＷＭ制御回路をＲＦＩＤ機器や無線電力伝送システム用ウェイクアップ回路などの電池や電源を持たないシステムへ適用することが困難である。
　一方、λ／４スタブ線路を低周波信号を整流する整流器に用いた場合、その回路規模が増大するという問題がある。例えば、周波数１ＧＨｚの電磁波の波長は真空中で３００ｍｍであり、λ／４スタブ線路の長さは７５ｍｍ程度となる。この長さは、ＧＨｚ帯で用いられるチップトランジスタやコンデンサなどのコンポーネントサイズ（数ｍｍ２程度）に比較して大きく、全体の回路規模やシステムサイズを増加させてしまう。
　回路規模やシステムサイズが増加するという問題はＧＨｚ未満の周波数帯において顕著になる。例えば、磁界エネルギーの共鳴現象を利用する無線電力伝送システムにおいて使用されている周波数である約１３ＨＭｚにおいて、その波長は真空中で２０ｍ程度となる。そのため、λ／４スタブ線路の長さは５ｍ程度となり、非現実的な設計値である。
　上述の長さを有するスタブ線路を誘電体基板上に形成すれば、原理的に回路規模を小型化することができる。例えば、約１３ＭＨｚのλ／４スタブ線路をＰＣＢ材料（比誘電率：約４）により形成した基板上に形成した場合、その長さは２．５ｍ程度まで短くできる。この２．５ｍという長さは非常に大きく依然として非現実的な設計値である。また、スタブ線路を用いた整流器は分布定数型回路なので、当該整流器を設計するために三次元電磁界解析が必要となる。そのため、回路設計が複雑で時間がかかり、その結果、設計コストが増大する。仮に上述の長さの配線を用いた場合、配線間に寄生成分や短絡箇所を生じないための配線マージンが必要となり、回路規模やシステムサイズが増大する。
　尚、特許文献１、特許文献２、特許文献３には電磁誘導、マイクロ波、磁界共鳴現象を利用した無線電力伝送システムについて開示されているものの、無線電力伝送システムの主要な構成要素である整流器の構造を改良して高効率を達成する手法については記載されていない。
　本発明は上述の問題点を解決するためになされたものであり、低コストで作製可能な小型で高効率の無線電力整流器、及び無線電力整流器を受電装置に適用した無線電力伝送システムを提供することを目的とする。
　本発明の第一の形態は、所定の基本周波数を有する無線電力を整流する整流部と、整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする高調波制御部とを具備する無線電力整流器である。
　本発明の第二の形態は、アンテナを介して所定の基本周波数を有する無線電力を受電する入力部と、無線電力を整流する整流部と、整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする高調波制御部と、高調波制御部を経た無線電力から直流電力を抽出する出力部とを具備する無線電力受電装置である。
　本発明の第三の形態は、無線電力を送電する無線電力送電装置と、無線電力を受電する無線電力受電装置と、所定の負荷より構成される無線電力伝送システムである。無線電力受電装置は上記の構成を具備し、負荷は無線電力受電装置から供給される直流電力に基づいて作動する。
　本発明の第四の形態は、所定の基本周波数を有する無線電力を整流し、整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする無線電力整流方法である。
　所定の基本周波数を有する無線電力（ＲＦ電力）を整流すると高調波を発生するが、電流及び電圧の周波数特性を示す数式の積の時間積分では奇数次高調波成分はゼロになる。また、無線電力の偶数次高調波において少なくとも二次高調波を抑制できれば、整流器で発生する熱損の大幅に低減できる。この観点から、無線電力伝送システムの受電装置に適用される整流器において無線電力の偶数次高調波のうち少なくとも二次高調波に対して短絡状態とする高調波制御部を導入した。無線電力は電磁誘導現象又は磁気共鳴現象を利用して受電した後、整流し、整流後の無線電力について高調波制御を行ない、その後、当該無線電力から直流電力を抽出する。また、高調波制御部は集中定数を有する受動素子やＬＣ直列共振回路より構成される。これにより、小型化でき、かつ、低コストで作製できる高整流効率の無線整流器を実現することができる。
本発明に係る無線電力整流器の最小構成を示すブロック図である。 本発明の実施例１に係る整流器の詳細構成を示すブロック図である。 実施例１の整流器の構成要素の具体例を示したブロック図である。 実施例１の整流器と他の整流器について整流効率を比較したシミュレーション結果を示すグラフである。 本発明の実施例２に係る整流器の詳細構成を示すブロック図である。 実施例２の整流器において、ＬＣ直列共振回路で構成される高調波制御部の透過特性を示すグラフである。 本発明の実施例３に係る整流器の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施例４に係る整流器の詳細構成を示すブロック図である。 本発明の実施例５に係る整流器の詳細構成を示すブロック図である。 整流回路の簡略構成を示す回路図である。 整流回路の電流特性及び電圧特性の時間変化を示すグラフである。 本発明の実施例６に係る無線電力伝送システムの構成を示すブロック図である。 本発明の実施例７に係る無線電力伝送システムの構成を示すブロック図である。 無線電力伝送システムに適用される整流器の一般的な構成を示すブロック図である。
　本発明に係る無線電力整流器及び無線電力伝送システムについて実施例とともに添付図面を参照して詳細に説明する。無線電力整流器の構成に係る図面において図１４と同一の構成要素には同一の符号を付すものとする。
　図１は、本発明に係る無線電力整流器（即ち、整流器１）の最小構成を示すブロック図である。整流器１は、ＲＦ電力を受電する整流部１０３とＤＣ電力を送出する高調波制御部１０６より構成される。整流部１０３は周波数ｆ０のＲＦ電力を整流して高調波制御部１０６へ送出する。高調波制御部１０６は整流後のＲＦ電力の周波数ｆ０の偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波に対して短絡状態となる。尚、「高調波に対して短絡状態となる」とは高調波成分をインピーダンスが十分に低い素子を介してグランドへ放出すること、或いは、高調波成分を放電するような状態を意味する。
　図２は、本発明の実施例１に係る整流器１の詳細構成を示すブロック図である。整流器１は、ＲＦ入力ポート１０１、入力部１０２、整流部１０３、出力部１０４、ＤＣ出力ポート１０５、及び高調波制御部１０６を具備する。図１４に示した整流器１１と同様に、ＲＦ入力ポート１０１にはアンテナ１２が接続され、ＤＣ出力ポート１０５には負荷１３が接続される。整流器１と整流器１１において、入力部１０２、整流部１０３、及び出力部１０４は同等の機能を有している。図１４の整流器１１に比べて、整流器１は高調波制御部１０６を具備することを特徴としており、高調波制御部１０６は整流部１０３に入力されたＲＦ電力の周波数ｆ０の偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波を含む有限個数の偶数次高調波に対して短絡状態となる。
　アンテナ１２として、電磁誘導や電波を利用する無線電力伝送の形態に合致する各種のアンテナを採用することができる。例えば、電磁誘導を利用する無線電力伝送の場合、アンテナ１２は導線を複数回巻いたコイルで実現することができる。電波を利用する無線電力伝送の場合、アンテナ１２は電波周波数に合わせたダイポールアンテナやヘリカルアンテナで実現することができる。
　負荷１３は、整流器１のＤＣ出力ポート１０５から送出されるＤＣ電力を利用して作動する装置又は回路である。負荷１３は、例えば、電気自動車、電動自転車、飛行装置、ロボット、パーソナルコンピュータや掃除機などの家電製品、モバイル機器、蓄電池、センサ装置、並びにそれらの組合せであってもよい。センサ装置は、監視機能、異物探知機能、異常探知機能、報知機能を有するセンサや、種々のセンサを組み合わせて構成される。
　図３は、整流器１の構成要素の具体例を示したブロック図である。図３に示す整流器１において、入力部１０２は負荷１３に直接に接続されるキャパシタＣ１で構成される。整流部１０３はシャント型全波整流器であり、例えば、最大順方向電流が１０ＡのショットキーダイオードＤ１構成される。ショットキーダイオードＤ１は負荷１３に並列に接続される。出力部１０４は、負荷１３に直列に接続される集中定数型インダクタＬ１と、負荷１３に並列に接続される集中定数型キャパシタＣ２とで構成される。高調波制御部１０６は、インダクタＬ２、Ｌ３とキャパシタＣ３より構成されるバンドパスフィルタである。ＲＦ入力ポート１０１及びＤＣ出力ポート１０５として一般的に使用される配線用コネクタである。図３の整流器１ではバターワース型フィルタを採用しているが、同等の特性を有するのであれば他のバンドパスフィルタを採用してもよい。
　図３の整流器１の動作について説明する。先ず、アンテナ１２を介してＲＦ入力ポート１０１がＲＦ電力を受電する。ＲＦ電力は入力部１０２を介して整流部１０３へ送出される。入力部１０２のキャパシタＣ１の値はＲＦ入力ポート１０１のインピーダンスと整流部１０３のインピーダンスとを整合させるように選択されており、入力部１０２はＲＦ電力の反射を抑制しながら整流部１０３へ効率よく送出する。整流部１０３はＲＦ電力を一方向に整流して高調波制御部１０６へ送出する。整流部１０３のダイオードＤ１は非線形素子であるため、ＲＦ電力を整流する際にその波形が歪んで高調波が発生する。ＲＦ入力ポート１０１で受電したＲＦ電力の周波数をｆ０とすると、非線形素子により発生する高調波は２ｆ０、３ｆ０、４ｆ０、・・・となる。
　高調波制御部１０６は、整流部１０３により整流されたＲＦ電力を入力すると、ダイオードＤ１で発生する高調波のうち２ｆ０の高調波成分に対して短絡状態となる。つまり、高調波制御部１０６の構成要素Ｌ２、Ｌ３、Ｃ３の値は２ｆ０の高調波成分に対して負荷１３に並列接続された抵抗値ゼロの抵抗素子と等価な回路素子として振舞うように選択されている。これにより、整流部１０３において発生する２ｆ０の高調波成分は整流部１０３に熱損を生じさせることなく高調波制御部１０６にて消失する。尚、高調波制御部１０６において周波数２ｆ０などの偶数次高調波成分に対して短絡状態となることにより整流部１０３での熱損を抑制するメカニズムについては後述する。高調波制御部１０６は、整流部１０３により整流されたＲＦ電力のうち、２ｆ０の高調波成分についてのみフィルタリングするバンドパスフィルタとして機能する。一方、高調波制御部１０６は整流部１０３により整流されたＲＦ電力のうち、２ｆ０以外の高調波成分に対しては開放状態となる。即ち、高調波制御部１０６は整流器１０３により整流されたＲＦ電力の主要周波数成分についてはそのまま出力部１０４へ送出する。
　出力部１０４は、整流部１０３で整流されたＲＦ電力を高調波制御部１０６を介して入力して、そこからＤＣ電力を抽出する。出力部１０４の構成要素Ｌ１、Ｃ２の値は整流後のＲＦ電力から効率よくＤＣ電力を抽出するローパスフィルタとして機能するよう選択される。出力部１０４はＤＣ電力をＤＣ出力ポート１０５へ送出する。入力部１０２のキャパシタＣ１は、出力部１０４のＤＣ電力が入力ポート１０１へ逆流させないようなＤＣブロック回路として機能する。最後に、ＤＣ電力はＤＣ出力ポート１０５を介して負荷１３へ伝送される。
　図４は、整流器１の整流効率のシミュレーション結果を示すグラフである。図４（ａ）では、整流器１において高調波制御部１０６を適用した場合の整流効率と、高調波制御部１０６を適用しない場合の整流効率とを比較している。図４（ａ）に示すように、整流器１に高調波制御部１０６を適用した場合の整流効率は、高調波制御部１０６を適用しない場合の整流効率に比べて最大１０％向上する。図４（ｂ）では、高調波制御部１０６を適用した整流器１の整流効率と、λ／４スタブ線路を適用した整流器（不図示）の整流効率とを比較している。図４（ｂ）に示すように、両者は同等の整流効率を示している。尚、図４のグラフはＲＦ電力（入力電力）の周波数を１３．５６ＭＨｚとしたシミュレーション結果を示している。
　本実施例に係る整流器１の高調波制御部１０６は集中定数素子を用いて構成できるため、動作周波数に拘らず数センチ程度の大きさで実現可能である。つまり、本実施例に係る整流器１はλ／４スタブ線路を用いた整流器に比べて小型化できる。また、本実施例に係る整流器１は高調波制御部１０６を集中定数素子で構成できるため、λ／４スタブ線路を用いた整流器に比べて設計が容易であり、その結果、設計コストを低減できる。以上のように、本実施例により小型かつ低コストで作成できる高効率の無線電力整流器を実現できる。
　また、整流器１の高調波制御部１０６が受動素子より構成されるので、電源が不要である。そのため、従来のＰＷＭ制御回路を用いた整流器に比べて二つの効果がある。第一の効果は、高周波のアクティブ回路が不要なので、低コストで実現することができる。第二の効果は、電源が不要なので、ＲＦＩＤ機器や無線電力伝送システム用のウェイクアップ回路にも適用できる。
　図３に示した整流器１の構成要素１０１～１０６を夫々下記のような形態で実現してもよい。
　ＲＦ入力ポート１０１及びＤＣ出力ポート１０５は、金属半田による接続点、半導体製造プロセスにより形成した金属配線、リード線の一部、またはそれらを組み合わせて構成してもよい。
　入力部１０２は、集中定数型インダクタ、集中定数型キャパシタ、半導体素子、半導体製造プロセスにより形成した金属配線、またはそれらを組み合わせて構成してもよい。但し、入力部１０２は整流部１０３とＲＦ入力ポート１０１間でのＲＦ電力の反射が極力少なくなるように、インピーダンスを整合する整合回路を含めることが好ましい。
　整流部１０３は、シリコン、ガリウム、砒素、インジウム、リンなどの半導体材料、金、アルミニウム、プラチナなどの金属材料、またはそれらを組み合わせて形成した非線形素子より構成される全波整流回路（例えば、ブリッジ整流回路）又は半波整流回路としてもよい。或いは、ＰＮ接続ダイオード、量子トンネルダイオード、ツェナーダイオード、またはそれらを組み合わせて整流部１０３を構成してもよい。更に、整流部１０３は電界効果トランジスタなどの三端子の非線形素子を用いて構成してもよい。
　出力部１０４は、集中定数型インダクタ、集中定数型キャパシタ、半導体素子、半導体製造プロセスにより形成した金属配線、またはそれらを組み合わせて構成してもよい。但し、出力部１０４は整流後のＲＦ電力からＤＣ電力を抽出できるローパスフィルタを含めることが好ましい。
　高調波制御部１０６は、複数のバンドパスフィルタを用いて構成してもよい。例えば、高調波制御部１０６はＲＦ電力の二次高調波、四次高調波、六次高調波などの高次の偶数次高調波に対して短絡状態となる複数のバンドパスフィルタを組み合わせて構成してもよい。これにより、ＲＦ電力の二次高調波のみについて短絡状態とするよりも更なる高効率化を図ることができる。或いは、高調波制御部１０６はコイル、キャパシタ、抵抗、リード線、金属半田による接続点、半導体製造プロセスにより形成した金属配線の一部、またはそれらを組み合わせて構成してもよい。
　図５は、本発明の実施例２に係る整流器１の詳細構成を示すブロック図である。実施例２の整流器１では、高調波制御部１０６を集中定数素子Ｌ４、Ｃ５からなるＬＣ直列共振回路で構成している。ここで、パラメータＬ４、Ｃ５は二次高調波２ｆ０に対して短絡状態となるような共振特性を実現するように決定される。
　図６は、ＬＣ直列共振回路で構成される高調波制御部１０６の透過特性を示すグラフである。図６に示すように、パラメータＬ４、Ｃ５を所定の値に設定したＬＣ直列共振回路は二次高調波２ｆ０に対して短絡状態となり、ＲＦ電力のうち２ｆ０の二次高調波成分を透過させない周波数特性を有している。一方、基本周波数成分ｆ０についてはそのまま透過する。従って、高調波制御回路１０６はＲＦ電力のうち二次高調波成分２ｆ０のみに対して短絡状態となり、ＲＦ電力の主要周波数成分については損失無く伝送することができる。これにより、実施例２の整流器１（図６）では実施例１の整流器１（図３）と同様の高調波抑制効果を得ることができるとともに、実施例１にくらべて高調波制御部１０６の設計を容易に行なうことができる。尚、実施例２の整流器１において高調波制御部１０６以外の構成要素については実施例１の整流器１と同一である。
　図７は、本発明の実施例３に係る整流器１の具体的構成を示すブロック図である。実施例３の整流器１では、整流部１０３を複数の回路要素（例えば、ダイオードＤ１、Ｄ２）を並列接続したシャント型整流回路で構成している。ここで、二個の回路要素を並列接続しているが、三個以上の回路要素を並列接続してもよい。尚、実施例３の整流器１において整流部１０３以外の構成要素は実施例１の整流器１と同一である。
　図８は、本発明の実施例４に係る整流器１の具体的構成を示すブロック図である。実施例４の整流器１では、整流部１０３を複数のブリッジ型整流回路１０３ａ、１０３ｂを並列接続して構成している。尚、実施例４の整流器１において整流部１０３以外の構成要素は実施例１の整流器１と同一である。
　図９は、本発明の実施例５に係る整流器１の具体的構成を示すブロック図である。実施例５の整流器１では、整流部１０３を複数の半波整流回路（例えば、ダイオードＤ３、Ｄ４）を並列接続して構成している。尚、実施例５の整流器１において整流部１０３以外の構成要素は実施例１の整流器１と同一である。
　本発明は、図７乃至図９の構成に限定されるものではなく、整流部１０３を任意構成の整流回路を複数並列接続して構成するようにしてもよい。これにより、実施例１の整流器１と同様の効果が得られるとともに、整流部１０３において大電流を整流することが可能となる。一方、整流部１０３を複数の整流回路を並列接続して構成すると、整流器１に含まれる回路素子の数が増大し、その分だけ整流部１０３で発生する熱損も増大することとなる。しかし、前述の高調波制御部１０６を用いて効果的に熱損を低減させることができる。
　次に、上述の実施例において整流器１に高調波制御部１０６を具備することにより整流部１０３で発生する熱損を低減し、整流器１の整流効率を向上させることができるメカニズムについて説明する。
　図１０は、整流器１を簡略化した回路構成を有する整流回路を示しており、入力部１０２と整流部１０３より構成される。整流部１０３は、ダイオードＤ１のみより構成される。図１１は、整流回路の電流特性及び電圧特性の時間変化を示すグラフである。
　前述の整流器１では、整流部１０３で整流されたＲＦ電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波を含む有限個の偶数次高調波に対して高調波制御部１０６が短絡状態となり、整流部１０３で発生する熱損を低減することができ、高効率の整流特性を実現することができる。以下、ダイオードＤ１のみからなる整流部１０３について図１０及び図１１を参照して整流部１０３の熱損抑制のメカニズムについて説明する。
　図１０の整流回路において、ＲＦ電力源１４から供給されたＲＦ電力が入力部１０２を介して整流部１０３へ伝送される。整流部１０３は、ＲＦ電力を整流して負荷１３へ送出する。ＲＦ電力源１４は、周波数ｆ０のＲＦ電力（ＲＦｉｎ）を整流回路に供給する。このとき、ダイオードＤ１のアノードからカソードに流れる電流特性の時間変化を図１１（ａ）に示し、ダイオードＤ１のカソードに対するアノード側の電圧特性の時間変化を図１１（ｂ）に示す。図１１において、「ｔ」はＲＦ電力（ＲＦｉｎ）の周波数ｆ０に対応する周期を示す。図１１に示すように、ダイオードＤ１に逆バイアスが印加される期間（０～ｔ／２、ｔ～３ｔ／２、・・・）では、ダイオードＤ１は電流を流さないので、ダイオードＤ１の端子間にはＲＦ電圧（ＲＦｉｎ）がそのまま印加される。一方、ダイオードＤ１に順バイアスが印加される期間（ｔ／２～ｔ、３ｔ／２～２ｔ、・・・）では、ダイオードＤ１は電流を流すので、ダイオードＤ１の端子間に印加される電圧は低下する。但し、ダイオードＤ１は印加電圧が固有の閾値に到達するまでは電流を流さないので、順バイアス印加時にもダイオードＤ１の端子間の電圧が閾値を超えるまでは上昇する（図１１（ｂ）参照）。ここで、図１１（ａ）に示す電流特性をフーリエ変換すると数式１に表されるようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　数式１において、Ｉ０は整流部１０３から出力される電流の最大値である。数式１に示す通り、ダイオードＤ１で流れる電流は基本波ｆ０及びｆ０の偶数倍の周波数（２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・）で構成されている。
　図１１（ｂ）に示すように、ダイオードＤ１が閾値を有するため、ダイオードＤ１の端子間に印加される電圧特性は半波の矩形波及び半波の正弦波からなる波形となる。即ち、ダイオードＤ１の順バイアス印加時には、整流回路は正弦波のＲＦ電力をダイオードＤ１の閾値を最大値とする半波の矩形波に変換する。一方、ダイオードＤ１の逆バイアス印加時には、整流回路はＲＦ電力と同じ波形を出力する。そのため、整流回路より半波の正弦波電圧が出力される。ここで、図１１（ｂ）に示されるダイオードＤ１の端子間の電圧特性は、半波の矩形波及び半波の正弦波のフーリエ変換結果を足し合わせて記述することができる。即ち、図１１（ｂ）に示す電圧特性をフーリエ変換すると数式２に表されるようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　上記のように電圧特性を記述できるのは、半波の矩形波は基本波及び奇数次高調波で記述でき、半波の正弦波は数式１に示すような基本波及び偶数次高調波で記述できるためである。尚、数式２においてｃ１、ｃ２、・・・は定数を示す。
　ここで、ダイオードＤ１の消費電力、即ち「熱損」、はダイオードＤ１に流れる電流及びダイオードＤ１に印加される電圧の積、つまり、数式１と数式２の時間積分により求めることができる。しかし、数式１の周波数成分と数式２の周波数成分のうち、熱損に寄与する周波数成分は両者に共通の周波数成分のみである。これは、三角関数の直交性により、異なる周波数の電圧と電流の積を時間積分した結果はゼロとなるためである。従って、数式１及び数式２の積に寄与する周波数成分は基本波成分（ｆ０）と偶数次高調波成分（２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・）のみである。
　図１１（ｂ）の電圧特性の波形において、ｆ０の偶数倍となる周波数（２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・）に対して短絡状態とした場合、数式２は数式３のように変形することができる。尚、数式３においてｃ´１、ｃ´２、・・・は定数を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　整流回路において、ＲＦ電力の基本周波数ｆ０の偶数倍となる偶数次高調波（２ｆ０、４ｆ０、６ｆ０、・・・）に対して短絡状態するため、ＲＦ電力の偶数次高調波成分は全てゼロになる。このため、数式３に示す電圧交流成分として基本波ｆ０と奇数次高調波（３ｆ０、５ｆ０、７ｆ０、・・・）しか含まれないこととなる。数式１に示す電流交流成分は基本波ｆ０と偶数次高調波しか含まれない。従って、数式１に示す電流の周波数特性と数式３に示す電圧の周波数特性との積を時間積分して電力を求めると、基本波以外の高調波成分の電力はゼロになる。すなわち、整流回路の出力が数式１に示す電流の周波数特性と数式３に示す電圧の周波数特性を有する場合、両者の積である高調波成分に基づく熱損が発生しないこととなる。
　数式１及び数式２に示すように、電流及び電圧の高調波成分は低次のものほど振幅が大きい。例えば、二次高調波と四次高調波とを比較すると、二次高調波の係数が「２／３」であるのに対して四次高調波の係数が「２／１５」であるため、二次高調波成分が四次高調波成分の５倍程度大きいこととなる。数式２に示す電圧の偶数次高調波成分は半波の正弦波から構成されることから、二次高調波成分と四次高調波成分との比は「５：１」となる。従って、整流回路において二次高調波成分のみに対して短絡状態となることにより熱損の大部分を低減することができる。即ち、整流部１０３のダイオードＤ１において発生する高調波の一部として二次高調波のみに対して高調波制御回路で短絡状態とすることにより大部分の熱損を低減することができる。
　数式１及び数式２はダイオードＤ１に負荷（抵抗）１３のみを接続した整流回路（図１０）における電流及び電圧の周波数特性を示しており、前述の実施例に係る整流器１の周波数特性を示すものではない。図３に示す整流器１では整流部１０３（例えば、ダイオードＤ１）と負荷１３との間に出力部１０４が存在する。従って、整流部１０３の出力電流及び出力電圧の周波数特性は数式１及び数式２のような簡単な数式で表すことはできず、複雑な数式で表されることとなる。このため、整流部１０３で発生する高調波のうち二次高調波のみに対して短絡状態とすることにより熱損の大部分を低減できるかどうかは未確定である。
　しかし、図４のシミュレーション結果により整流部１０３で発生する高調波のうち二次高調波のみに対して短絡状態とすることで熱損の大部分を低減することができ、かつ、本実施例に係る整流器１はスタブ線路を用いた整流器と同等の整流効果を実現できることが判明した。これにより、高調波制御部１０６として二次高調波のみに対して短絡状態とするような簡単な構成で十分な効果を得られることが判明した。尚、本実施例に係る整流器１において高調波制御部１０６により二次高調波のみならず四次高調波や六次高調波などに対して短絡状態とするように設計変更してもよい。これにより、更に熱損を低減し、更に整流効率を向上することが可能である。
　図１２は、本発明の実施例６に係る無線電力伝送システム２の構成を示すブロック図である。無線電力伝送システム２は、無線電力（ＲＦ電力）を送電する送電装置２１と、無線電力を受電する受電装置２２と、無線電力により駆動される負荷１３を具備する。
　受電装置２２は整流器１及びアンテナ１２を具備する。アンテナ１２は、磁界の共鳴現象を利用してＲＦ電力を受電する二次コイル１２１と、電磁誘導現象を利用して二次コイル１２１から整流器１のＲＦ入力ポート１０１へＲＦ電力を伝送する一次コイル１２２により構成される。一次コイル１２２及び二次コイル１２１の形状や材料は、所望の電力量や送受電距離に応じて任意に選択することができる。実施例６に係る無線電力伝送システム２は磁界共鳴現象を利用しているが、電磁誘導や電波などを利用した無線電力伝送システムを設計することも可能である。その場合、一次コイル１２２及び二次コイル１２１の代わりに、電磁誘導や電波を利用するようなアンテナを用いるようにしてもよい。
　実施例６に係る無線電力伝送システム２の動作について説明する。先ず、送電装置２１が受電装置２２に向けて無線電力（ＲＦ電力）を伝送する。受電装置２２において、二次コイル１２１がＲＦ電力を受電し、一次コイル１２２がＲＦ電力を整流器１０１のＲＦ入力ポート１０１に伝送する。整流器１はＲＦ入力ポート１０１を介してＲＦ電力を受電して整流し、整流後のＲＦ電力からＤＣ電力を抽出してＤＣ出力ポート１０５を介して負荷１３へ送出する。実施例６に係る無線電力伝送システム２の受電装置２２には前述の実施例に係る整流器１が適用されているため、小型化及び高整流効率を実現するとともに、低コストで作成できる。
　図１３は、本発明の実施例７に係る無線電力伝送システム２の構成を示すブロック図である。実施例７の無線電力伝送システム２は、無線電力（ＲＦ電力）を送電する送電装置２１と、無線電力を受電する受電装置２２と、ウェイクアップ回路１３１を具備する。ウェイクアップ回路１３１は、所定の信号（電力）を受信した場合に休止状態（即ち、電源電圧が供給されていない状態）の負荷装置（不図示）を起動させるものである。ウェイクアップ回路１３１にＲＦ電力を供給する際には、負荷装置には電源電圧が供給されていないため、電源電圧を必要とするＰＷＭ制御技術を用いた整流器を適用することができない。実施例７に係る無線電力伝送システム２では、受電装置２２に適用されている整流器１は受動素子で構成されているため、電池や電源を持たないか、または休止状態にある負荷装置にも適用することができる。
　次に、上述の整流器１及び整流器１を用いた無線電力伝送システム２の製造方法について説明する。例えば、金属半田や金属配線を用いて所望のダイオードを誘電体基板上に搭載する。集中定数素子を誘電体基板上に搭載することにより、ＲＦ入力ポート１０１、出力部１０４、高調波制御部１０６を形成し、それらの素子と整流部１０３とを金属半田や金属配線を用いて接続する。金属半田や金属配線を用いて所望のコネクタを誘電体基板に取り付けて、ＲＦ入力ポート１０１及びＤＣ出力ポート１０５を形成する。ＲＦ入力ポート１０１と一次コイル１２２とを所望のケーブルで接続する。その後、二次コイル１２１と一次コイル１２２とを、例えば、セメントや接着剤を用いて固定した支持材に取り付ける。最後に、ＤＣ出力ポート１０５と負荷１３とを所望のケーブルで接続する。
　最後に、本発明に係る整流器１及び無線電力伝送システム２は上述の実施例に限定されるものではなく、添付した請求の範囲により定義される発明の範囲内において種々の変形例を具現化することも可能である。
　本発明は、無線電力伝送システムの受電装置に適用される整流器を提供するものであり、受動素子を用いた簡単な構成により整流時に発生する高調波に起因する熱損を低減し、低コストで作製可能であり、小型化可能であり、高整流効率を実現するものであるため、無線電力を利用する種々の電子機器に好適に適用できるものである。
　１　　整流器
　２　　無線電力伝送システム
　１１　　整流器
　１２　　アンテナ
　１３　　負荷
　２１　　送電装置
　２２　　受電装置
　１０１　ＲＦ入力ポート
　１０２　入力部
　１０３　整流部
　１０４　出力部
　１０５　ＤＣ出力ポート
　１２１　二次コイル
　１２２　一次コイル
　１３１　ウェイクアップ回路

Claims (11)

  1. 　所定の基本周波数を有する無線電力を整流する整流部と、
    　整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする高調波制御部とを具備する無線電力整流器。
  2. 　整流後の無線電力から直流電力を抽出する出力部を更に具備した請求項１記載の無線電力整流器。
  3. 　前記高調波制御部を集中定数を有する受動素子より構成した請求項１記載の無線電力整流器。
  4. 　前記高調波制御部をＬＣ直列共振回路で構成した請求項１記載の無線電力整流器。
  5. 　前記整流部を複数の全波整流回路を並列接続することにより構成した請求項１記載の無線電力整流器。
  6. 　前記整流部を複数の半波整流回路を並列接続することにより構成した請求項１記載の無線電力整流器。
  7. 　アンテナを介して所定の基本周波数を有する無線電力を受電する入力部と、
    　無線電力を整流する整流部と、
    　整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする高調波制御部と、
    　前記高調波制御部を経た無線電力から直流電力を抽出する出力部とを具備する無線電力受電装置。
  8. 　前記アンテナは電磁界誘導現象により無線電力を受電するようにした請求項７記載の無線電力受電装置。
  9. 　前記アンテナは磁気共鳴現象により無線電力を受電するようにした請求項７記載の無線電力受電装置。
  10. 　無線電力を送電する無線電力送電装置と、無線電力を受電する無線電力受電装置と、所定の負荷より構成される無線電力伝送システムであって、
    　前記無線電力受電装置は、
    　前記無線電力送信装置から伝送される所定の基本周波数を有する無線電力をアンテナを介して受電する入力部と、
    　無線電力を整流する整流部と、
    　整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする高調波制御部と、
    　前記高調波制御部を経た無線電力から直流電力を抽出する出力部とを具備し、
    　前記負荷は前記無線電力受電装置から供給される直流電力に基づいて作動するようにした無線電力伝送システム。
  11. 　所定の基本周波数を有する無線電力を整流し、
    　整流後の無線電力に含まれる偶数次高調波のうち、少なくとも二次高調波について短絡状態とする無線電力整流方法。
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