JP2698614B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用交流電圧を入力とし、放電灯を高周波
点灯させる放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、商用電源の交流電圧を整流平滑した直流電圧を
インバータに入力し、インバータによって高周波に変換
して放電灯に供給し、放電灯を高周波点灯させる放電灯
点灯装置が広く用いられている。この種の点灯装置にお
いて、商用交流電圧の整流出力を平滑しているのは、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期で
変動しないようにすることにより、放電灯の再点孤現象
を実質的に無くし、放電灯の発光効率を向上させて装置
の消費電力を少なくし、また光のちらつきも無くして、
照明装置としての性能を向上させるためである。

しかしながら、商用交流電圧を整流平滑すると、商用
電源から平滑コンデンサへ流入する電流が商用交流電圧
のピーク値付近でのみ流れることになり、商用交流電圧
の半サイクル毎に休止期間を持つピーク値の高い電流と
なるため、入力力率が悪く、また交流基本周波に対して
多くの高次高調波電流成分を含むことになり、同じ交流
配電系に継がれる他の機器への高周波ノイズの混入等の
悪影響があった。そのため、入力電流の力率を高くする
と共に、高調波成分を低減し、且つ可能な限り平坦な直
流平滑電圧をインバータを供給するために、以下に述べ
るように、各種の工夫がなされている。

従来例１ 第４図は従来例の回路図である。この従来例では、イ
ンバータINVとして、プッシュプル形のインバータを用
いている。全波整流器DB₁の正出力端子は、発振トラン
スＴの１次巻線N₁,N₂の各一端に接続されている。発振
トランスＴの１次巻線N₁,N₂の各他端は、夫々トランジ
スタQ₁₀,Q₂₀のコレクタ・エミッタ間とチョークL₁を介
して全波整流器DB₁の負出力端子に接続されている。発
振トランスＴの１次巻線N₁,N₂には、共振用のコンデン
サC₁₀が並列接続されている。トランジスタQ₁₀とトラン
ジスタQ₂₀の夫々のベースは、抵抗R₁₀,R₂₀を介して全波
整流器DB₁の正入力端子に接続されると共に、発振トラ
ンスＴの帰還巻線N₃の両端に夫々接続されている。発振
トランスＴの２次巻線N₄には放電灯Laが接続されてお
り、その両端には高周波電圧が得られる。

全波整流器DB₁の正出力端子と負出力端子との間に
は、逆方向のダイオードD₀を介して平滑コンデンサC₀が
接続されている。ダイオードD₀と平滑コンデンサC₀の接
続点は、チョークL₁₀とダイオードD₁₀,D₂₀を介して、発
振トランスＴの１次巻線N₁,N₂の中間タップに接続され
ている。

つまり、この従来例にあっては、プッシュプル形イン
バータINVにおける発振トランスＴの各１次巻線N₁,N₂に
中間タップを設け、各１次巻線N₁,N₂に発生する電圧の
一部を、入力側の平滑コンデンサC₀に帰還するものであ
る。この方式の特徴は、平滑コンデンサC₀の充電電流は
必ず発振トランスＴの１次巻線N₁,N₂を通る点にあり、
このため、商用電源Vsからの入力電流I inはパルス状の
波形ではなく、第５図に示すように、比較的滑らかな波
形となる。

この従来例にあっては、商用電源Vsの電圧がコンデン
サC₀の電圧Vc₀よりも高い期間は、インバータINVへは商
用電源Vsから直接に電流が流れ、１次巻線N₁,N₂の一部
を介して平滑コンデンサC₀を充電する。逆に、商用電源
Vsの電圧が平滑コンデンサC₀の電圧Vc₀よりも低い期間
は、インバータINVへはコンデンサC₀より電流が流れ、
商用電源Vsからは流れなくなる。したがって、インバー
タINVの入力電源は、コンデンサC₀の電圧Vc₀で脈流電圧
を谷埋めした波形となる。この方式は、入力力率が高
く、脈流電圧が低電圧の期間にも安定な出力が得られる
が、入力電流I inの波形に休止期間ができるため、入力
電流の歪率が大きいという欠点を有する。

従来例２ 第６図は他の従来例の回路図である。この回路にあっ
ては、全波整流器DB₁と平滑コンデンサC₀の間に、昇圧
形チョッパーCHPを挿入したものである。昇圧形チョッ
パーCHPは、全波整流器DB₁の整流出力端に、スイッチン
グ用のトランジスタQ₀を介してチョークL₀を接続して、
トランジスタQ₀の両端に逆流阻止用のダイオードD₀を介
して平滑コンデンサC₀を接続してなるものであり、駆動
回路A₁によりスイッチング用のトランジスタQ₀を高周波
でスイッチングすることにより、全波整流器DB₁の整流
出力端に得られるピーク電圧よりも高い電圧が平滑コン
デンサC₀に得られる。すなわち、トランジスタQ₀のオン
期間でチョークL₀にエネルギーを蓄え、トランジスタQ₀
のオフ期間でチョークL₀の自己誘導起電力を商用電源Vs
の全波整流出力に重畳して平滑コンデンサC₀を充電する
ものである。したがって、商用電源Vsの瞬時電圧値が低
い期間でも、チョークL₀の起電力が加わるため、商用電
源Vsからの入力電源I inには休止期間がほとんど発生し
ないという利点を持ち、入力力率が高く、しかも入力電
流の高調波成分を低く抑えることが可能である。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例１では、インバータINV内の発振トラン
スＴの１次巻線に生じる自己誘導電圧で平滑コンデンサ
C₀を充電することによって、商用電源Vsから直接平滑コ
ンデンサC₀へ充電することを避けて、商用電源Vs、イン
バータINV、平滑コンデンサC₀の充電経路を取らせるこ
とにより、商用電源Vsから平滑コンデンサC₀への電流導
通期間を広げ、入力電流I inのピーク値を低減しようと
するものである。しかしながら、この従来例にあって
は、全波整流器DB₁の出力と並列に平滑コンデンサC₀を
設けているために、商用電源Vsの瞬時電圧値が低い期間
において、第５図に示すように、商用電源Vsからの入力
電流I inに休止期間Ｔが発生し、入力力率としては90％
以上を達成することが可能であるが、入力電流I inに奇
数次の高調波成分が多く含まれるという欠点があった。

また、上述の従来例２では、昇圧形チョッパーCHPの
チョークL₀へエネルギーを蓄えるための電源はあくまで
も全波整流出力であるので、商用電源Vsの瞬時電圧値が
低い期間では蓄積エネルギーが小さく、高い期間では蓄
積エネルギーが大きくなる。このため、商用電源Vsの瞬
時電圧値がピーク値に達したときには、チョークL₀の蓄
積エネルギーも大きくなり、したがって、自己誘導起電
力も高くなってしまう。それ故、平滑コンデンサC₀の電
圧も商用電源Vsのピーク電圧に比べて２倍以上の高い値
となってしまうため、チョッパーCHPやインバータINVに
用いるトランジスタとして高耐圧のものが必要となり、
装置コストが高価になるという欠点があった。また、チ
ョッパー動作に基づき全波整流器DB₁を介して流れるチ
ョッパー電流は高周波の三角波となるため、これが商用
電源Vsに流れることを防止するための高周波除去フィル
タ回路FTを大きく、高価なものになるという欠点を有し
ていた。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、商用電源からの入力電流の高
調波成分を少なくするとともに、入力力率を改善し、放
電灯に供給される高周波電流の包絡線が商用交流周期に
おいて略一定となる放電灯点灯装置を提供することにあ
る。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、商用電源Vsの交流電圧を整流し、第
１の平滑コンデンサC₁により平滑してインバータINVに
入力し、インバータINVの高周波出力にて放電灯Laを点
灯する装置において、インバータINVの一部から帰還し
た電流にて充電される第２の平滑コンデンサC₂を設け、
第２の平滑コンデンサC₂の電圧を商用電源Vsの整流出力
と第１の平滑コンデンサC₁の同極間に接続されるチョー
クL₀に断続的に印加すると共に、第２の平滑コンデンサ
C₂の電圧を商用電源Vsのピーク電圧よりも低く設定した
ことを特徴とするものである。

［作用］ 本発明にあっては、このように、商用交流電圧の整流
平滑電圧にて駆動されるインバータINVの一部から帰還
した電流にて充電される第２の平滑コンデンサC₂の電圧
を商用電源Vsの整流出力と第１の平滑コンデンサC₁の同
極間に接続されるチョークL₀に断続的に印加するように
したから、チョークL₀に断続的に印加される電圧値が略
一定となり、チョッパーCHPを用いる従来例に比べる
と、チョークL₀に蓄積されるエネルギーが安定化され
る。しかも、第２の平滑コンデンサC₂の電圧を商用電源
Vsのピーク電圧よりも低く設定したから、チョークL₀を
小形化でき、使用する回路素子の耐圧も低く設計するこ
とができるものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の一実施例の回路図であり、第２図は
上記回路の動作波形図である。全波整流器DB₁の交流入
力端は商用電源Vsに接続されている。商用電源Vsと全波
整流器DB₁の間には、高周波除去用のフィルタコンデン
サC₃が配されている。全波整流器DB₁の正出力端子は、
チョークL₀を介して第１の平滑コンデンサC₁の正端子に
接続されている。全波整流器DB₁の負出力端子は、第１
の平滑コンデンサC₁の負端子に接続されている。この平
滑コンデンサC₁の両端電圧は、インバータINVの入力電
圧とされている。インバータINVの高周波出力は、放電
灯Laのような負荷に印加されている。インバータINVの
一部から帰還された電流は、全波整流器DB₂にて全波整
流され、第２の平滑コンデンサC₂を充電させる。第２の
平滑コンデンサC₂はトランジスタQ₀を介してチョークL₀
の両端に接続されている。トランジスタQ₀は駆動回路A₁
にて高速でオンオフされる。第２の平滑コンデンサC₂の
電圧は、第１の平滑コンデンサC₁の電圧よりも低く、且
つ全波整流器DB₁による整流出力のピーク電圧よりも低
く設定されており、トランジスタQ₀のオン期間には、全
波整流器DB₁から第１の平滑コンデンサC₁に流れる充電
電流と同じ方向に、第２の平滑コンデンサC₂からチョー
クL₀に電流が流れるように、その極性が設定されてい
る。

このように、第１図の回路ではインバータINVの入力
端子に接続される第１の平滑コンデンサC₁の他に、この
コンデンサC₁の電圧Vc₁よりも低い電圧で、且つ商用電
源Vsのピーク電圧よりも低い電圧に充電される第２のコ
ンデンサC₂を設け、コンデンサC₂の電圧Vc₂をトランジ
スタQ₀を介して全波整流器DBの整流出力端の一端と第１
のコンデンサC₁の一端間に接続されたチョークL₀に断続
的に印加せしめることにより、トランジスタQ₀のオン期
間では第２のコンデンサC₂の電圧がチョークL₀に加わ
り、チョークL₀にエネルギーが蓄積され、トランジスタ
Q₀のオフ期間ではチョークL₀の自己誘電電圧が全波整流
出力に重畳され、第１の平滑コンデンサC₁に充電される
ようにしたものである。第２のコンデンサC₂の電圧が商
用電源Vsのピーク電圧に対して低く、且つ略一定値であ
るため、チョークL₀の自己誘導電圧は商用電源Vsの瞬時
電圧値が低い期間では有効に重畳され、第１の平滑コン
デンサC₁へ商用電源Vsからの入力電圧I inを流し、逆に
商用電源Vsの瞬時電圧値の方が高い期間においては、ト
ランジスタQ₀のオンオフによるチョークL₀の電流変化が
少ないので、チョークL₀の自己誘導電圧そのものが小さ
くなり、その重畳効果は少なくなる。その結果、商用電
源Vsの瞬時電圧値の低い期間において、商用電源Vsから
の入力電流I inの休止期間が無くなり、放電灯Laに流れ
る電流I_Laが安定すると共に、入力力率が高くなり、入
力電流の高調波成分が低減されるものであり、且つ第１
のコンデンサC₁の電圧Vc₁も商用電源Vsのピーク電圧の
約1.2倍〜1.5倍程度にすることができるものである。

［実施例２］ 第３図は本発明の他の実施例の回路図である。この実
施例はインバータINVとして、自励式インバータを用い
た回路励である。インバータINVの電源となる第１の平
滑コンデンサC₁における正出力端子は、発振トランスＴ
の１次巻線n₁の一端に接続されている。１次巻線n₁の他
端は、スイッチング用のトランジスタQ₁とダイオードD₁
を介して、第１の平滑コンデンサC₁における負出力端子
に接続されている。１次巻線n₁の両端には、共振用のコ
ンデンサC₄が並列接続されている。発振トランスＴの２
次巻線n₂には、放電灯Laよりなる負荷が接続されてい
る。トランジスタQ₁のベースには、チョークL₄と抵抗R₄
の並列回路の一端が接続され、該並列回路の他端は起動
抵抗R₅を介して平滑コンデンサC₁の正出力端子に接続さ
れるとともに、コンデンサC₅を介して帰還巻線n₃の一端
に接続されている。帰還巻線n₃の他端は、平滑コンデン
サC₁の負出力端子に接続されている。発振トランスＴの
１次巻線n₁には、チョークL₂とダイオードD₂の直列回路
よりなる帰還充電回路Ｂを介して、第２の平滑コンデン
サC₂が接続されている。トランジスタQ₁のオフ時には、
発振トランスＴの１次巻線n₁に誘起される振動電圧が、
帰還充電回路Ｂを介して第２の平滑コンデンサC₂に印加
され、第２の平滑コンデンサC₂を図示された極性に充電
するものである。第２の平滑コンデンサC₂はトランジス
タQ₀を介してチョークL₀の両端に接続されている。トラ
ンジスタQ₀は駆動回路A₁にて高速でオンオフされる。こ
れによって、チョークL₀には断続的に平滑コンデンサC₂
の電圧が印加される。平滑コンデンサC₂の電圧は、上述
の実施例１と同様に、全波整流器DB₁による整流出力の
ピーク電圧よりも低く設定されている。

電源が投入されると、起動抵抗R₅を介してトランジス
タQ₁にベース電流が流れてトランジスタQ₁がオンとな
り、以後、リンギングチョーク形インバータの発振原理
により、トランジスタQ₁が高周波でオンオフし、放電灯
Laには高周波電流が流れる。その包絡線は第１の平滑コ
ンデンサC₁の電圧に応じて決まり、商用交流周期に対し
て変動しない。トランジスタQ₁のオフ時には帰還充電回
路Ｂを介して第２の平滑コンデンサC₂が充電される。そ
の他の動作については、実施例１と同様である。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、商用交流電圧の整流平滑電圧
にて駆動されるインバータの一部から帰還した電流にて
充電される第２の平滑コンデンサの電圧を商用電源の整
流出力と第１の平滑コンデンサの同極間に接続されるチ
ョークに断続的に印加するようにしたから、チョークに
断続的に印加される電圧値が一定となり、昇圧形チョッ
パーを用いる従来例に比べると、チョークに蓄積される
エネルギーが安定化されるという効果がある。しかも、
第２の平滑コンデンサの電圧を商用電源のピーク電圧よ
りも低く設定したから、チョークを小さくすることがで
き、インバータを構成する部品、特にスイッチング素子
の耐圧を低く設計することができるとともに、装置を小
形で安価なものとすることができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は従来例の回路図、第５図は同上の動作波形図、第
６図は他の従来例の回路図である。 Vsは商用電源、C₁は第１の平滑コンデンサ、C₂は第２の
平滑コンデンサ、INVはインバータ、Laは放電灯、Q₀は
トランジスタ、L₀はチョークである。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】商用電源の交流電圧を整流し、第１の平滑
   コンデンサにより平滑してインバータに入力し、インバ
   ータの高周波出力にて放電灯を点灯する装置において、
   インバータの一部から帰還した電流にて充電される第２
   の平滑コンデンサを設け、第２の平滑コンデンサの電圧
   を商用電源の整流出力と第１の平滑コンデンサの同極間
   に接続されるチョークに断続的に印加すると共に、第２
   の平滑コンデンサの電圧を商用電源のピーク電圧よりも
   低く設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。