JP2831069B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、商用の交流電源を入力として、その交流電
圧を整流し、チョッパー回路によ平滑な直流電圧に変換
し、インバータ回路により高周波電圧に変換して負荷に
供給する電源装置に関するものであり、例えば放電灯を
高周波点灯させる用途に利用されるものである。

［従来の技術］ 従来例１ 第14図は従来の自励式プッシュプル型インバータ装置
の回路図である。以下、その回路構成について説明す
る。交流電源Vsには、ダイオードD₁〜D₄よりなる全波整
流回路の交流入力端子が接続されている。この全波整流
回路の直流出力端子には、平滑用のコンデンサC₂が並列
接続されており、このコンデンサC₂の両端には、平滑な
直流電圧が得られる。コンデンサC₂の正極側は、インダ
クタンス素子L₃を介して発振トランスTrの一対の１次巻
線n₁,n₂の一端（中間タップ）に接続されている。発振
トランスTrの１次巻線n₁,n₂の各他端は、夫々トランジ
スタQ₁,Q₂のコレクタ・エミッタ間を介してコンデンサC
₂の負極側に接続されている。発振トランスTrの１次巻
線n₁,n₂の上記他端間には、共振用のコンデンサC₃が並
列接続されている。トランジスタQ₁とトランジスタQ₂の
夫々のベースは、抵抗R₁と抵抗R₂を夫々介して、コンデ
ンサC₂の正極側に接続されると共に、発振トランスTrの
帰還巻線n₄の両端に夫々接続されている。発振トランス
Trの２次巻線n₃には放電灯よりなる負荷Ｚが接続されて
いる。発振トランスTrは磁気漏れ変圧器よりなり、その
漏洩インダクタンスが放電灯の限流要素となっている。

交流電源Vsの投入によりコンデンサC₂に直流電圧V_DC
が得られると、抵抗R₁及び抵抗R₂の夫々を介して、トラ
ンジスタQ₁及びトランジスタQ₂のベースに電流が流れ、
トランジスタQ₁又はQ₂のいずれかが先にオン状態とな
る。今、仮にトランジスタQ₁がトランジスタQ₂よりも先
にオン状態になったとすると、インダクタンス素子L₃を
流れる電流は発振トランスTrの１次巻線n₁を通り、トラ
ンジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間に流れる。発振トラ
ンスTrの１次巻線n₁に電流が流れたことにより、トラン
ジスタQ₁には順バイアスを、トランジスタQ₂には逆バイ
アスを印加する向きに、発振トランスTrの帰還巻線n₄に
は電圧が誘起される。次に、コンデンサC₃と発振トラン
スTrの１次巻線n₁,n₂との共振により帰還巻線n₄には今
までと逆方向の電圧が誘起され、この帰還巻線n₄に誘起
された電圧により、トランジスタQ₁は逆バイアスされ、
トランジスタQ₂は順バイアスされて、トランジスタQ₁は
オフ状態に、トランジスタQ₂はオン状態にされる。以
下、同じ動作を繰り返して、発振トランスTrの２次巻線
n₃に高周波電圧が誘起され、この高周波電圧が放電灯よ
りなる負荷Ｚに印加されて、放電灯は点灯する。

第15図は上記回路の高周波的な動作を示す動作波形図
である。図中、I_C1,I_C2はトランジスタQ₁,Q₂のコレクタ
電流、Vce₁,Vce₂はトランジスタQ₁,Q₂のコレクタ・エミ
ッタ間電圧をそれぞれ示している。

第16図は上記回路の低周波的な動作を示す動作波形図
である。図中、Vinは交流電源Vsからの入力電圧、Iinは
交流電源Vsからの入力電流、V_DCは平滑用のコンデンサC
₂に得られる直流電圧、Ｉは負荷Ｚに流れる負荷電流を
それぞれ示している。

この第16図から明らかなように、平滑用のコンデンサ
C₂に得られる直流電圧V_DCは、低周波リップルの少ない
平滑された直流電圧となる。そして、この直流電圧を入
力電圧としてインバータ回路が動作するので、インバー
タ回路から負荷Ｚに供給される負荷電流Ｉの包絡線は脈
流成分の少ない安定した波形となる。しかしながら、平
滑用のコンデンサC₂を充電するための入力電流Iinは、
入力電圧Vinのピーク値付近でしか流れず、パルス状の
電流となる。このため、入力電流Iinには高周波成分が
多く含まれ、入力力率も悪くなるという欠点がある。

従来例２ 第17図は他の従来例（特開昭60−134776号公報参照）
の回路図である。この回路では、第14図に示す自励式プ
ッシュプル型インバータ装置において、一方のトランジ
スタQ₁を利用して、整流回路とインバータ回路の間にチ
ョッパー回路を構成したものである。まず、ダイオード
D₁〜D₄よりなる整流回路の直流出力端子には、電磁エネ
ルギー蓄積用のインダクタンス素子L₂を介してトランジ
スタQ₁を接続し、トランジスタQ₁の両端には、逆流阻止
用のダイオードD₅を介して平滑用のコンデンサC₂を接続
している。また、整流回路の交流入力端子と交流電源Vs
の間には、インダクタンス素子L₁とコンデンサC₁よりな
るローパスフィルター回路が設けられている。自励式プ
ッシュプル型インバータ回路の構成及び動作について
は、従来例１と同じである。ただし、起動用の抵抗R₁,R
₂は図示を省略してある。

この回路にあっては、トランジスタQ₁がオンのときに
は、トランジスタQ₁を介して整流回路からインダクタン
ス素子L₂に漸増電流が流れ、インダクタンス素子L₂に電
磁エネルギーが蓄えられる。次に、トランジスタQ₁がオ
フすると、インダクタンス素子L₂はその両端に電圧を発
生し、整流回路の出力電圧にインダクタンス素子L₂の両
端電圧を加えた電圧が、ダイオードD₅を介して平滑用の
コンデンサC₂に印加される。これにより、コンデンサC₂
には交流電源Vsのピーク電圧値よりも高い直流電圧を得
ることができ、その直流電圧の平滑度も良好なものとな
る。また、交流電源Vsから入力電流が流れている期間が
長くなるので、入力力率が改善され、入力電流の高調波
歪みも少なくなる。

ところが、この回路にあっては、プッシュプル型のイ
ンバータ回路を構成する一対のトランジスタQ₁,Q₂のう
ち、一方のトランジスタQ₁のみをチョッパー回路のスイ
ッチング手段として兼用しているので、２個のトランジ
スタQ₁,Q₂に加わるストレスがアンバランスになるとい
う欠点がある。このため、トランジスタQ₁,Q₂の放熱設
計が困難となる。

従来例３ 第18図は別の従来例（実開昭64−50686号公報参照）
の回路図である。以下、その回路構成について説明す
る。交流電源Vsには、インダクタンス素子L₁とコンデン
サC₁よりなるローパスフィルター回路３と、電磁エネル
ギー蓄積用のインダクタンス素子L₂とを介して、ダイオ
ードD₁〜D₄よりなる全波整流回路の交流入力端子が接続
されている。この全波整流回路の直流出力端子間には、
平滑用のコンデンサC₂と負荷１とが並列接続されてい
る。全波整流回路のダイオードD₁,D₂には、トランジス
タQ₁,Q₂がそれぞれ図示された極性で並列接続されてお
り、各トランジスタQ₁,Q₂は制御回路２からの駆動信号S
₁,S₂によりそれぞれ高周波的にオン・オフ駆動される。

第19図は上記回路の動作波形図である。図中、Vinは
交流電源Vsからの入力電圧、Iinは交流電源Vsからの入
力電流、I_L2はインダクタンス素子L₂に流れる電流、V_DC
は平滑用のコンデンサC₂に得られる直流電圧である。

以下、上記回路の動作について説明する。まず、交流
電源Vsからの入力電圧Vinが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₁がオンすると、交流電源Vsからローパスフィ
ルター回路３、インダクタンス素子L₂、トランジスタ
Q₁、ダイオードD₂を通る経路で電流I_L2が流れて、イン
ダクタンス素子L₂に電磁エネルギーが蓄積される。この
ときの電流I_L2は、入力電圧Vinの瞬時値に比例した傾き
で増加して行く。トランジスタQ₁がオフすると、インダ
クタンス素子L₂が電圧を発生し、ダイオードD₃、コンデ
ンサC₂、ダイオードD₂を通る経路で電流I_L2が流れて、
インダクタンス素子L₂に蓄積されていた電磁エネルギー
が放出され、コンデンサC₂が充電される。このとき、イ
ンダクタンス素子L₂には、コンデンサC₂の電圧V_DCと、
交流電源Vsの入力電圧Vinとの差の電圧が印加され、電
流I_L2は減少して行く。次に、交流電源Vsからの入力電
圧Vinが負の半サイクルでは、トランジスタQ₂がオンす
ると、交流電源VsからトランジスタQ₂、ダイオードD₁、
インダクタンス素子L₂、ローパスフィルター回路３を通
る経路で電流I_L2が流れて、インダクタンス素子L₂に電
磁エネルギーが蓄積される。このときの電流I_L2は、入
力電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで上記とは逆向きに
増加して行く。トランジスタQ₂がオフすると、インダク
タンス素子L₂が電圧を発生し、ダイオードD₄、コンデン
サC₂、ダイオードD₁を通る経路で電流I_L2が流れて、イ
ンダクタンス素子L₂に蓄積されていた電磁エネルギーが
放出され、コンデンサC₂が充電される。このとき、イン
ダクタンス素子L₂には、コンデンサC₂の電圧V_DCと、交
流電源Vsの入力電圧Vinとの差の電圧が印加され、電流I
_L2は減少して行く。

以上の過程を交流電源Vsの周波数に比べて高周波的に
行えば、チョッパー回路のインダクタンス素子L₂に流れ
る電流I_L2のピーク値は、第19図に示すように、入力電
圧Vinに比例した波形となる。したがって、この電流I_L2
をローパスフィルター回路３で平均化した入力電流Iin
は、入力電圧Vinと同相で同波形とすることができる。
これにより、入力電流の高周波成分を低減することがで
き、入力力率を高くすることができる。

この回路にあっては、トランスQ₁,Q₂のオン時、オフ
時を問わず、インダクタンス素子L₂を流れる電流I_L2が
通過する半導体素子の個数は常に２個である。これに対
して、第20図に示すような一般的なチョッパー回路で
は、全波整流回路のダイオード２個と、トランジスタQ₁
又はダイオードD₅の合計３個の半導体素子を通過する。
したがって、第18図に示す回路では、半導体素子での損
失が少なく、効率が改善される。その反面、チョッパー
回路に２個のトランジスタQ₁,Q₂が必要であり、駆動用
の制御回路２の構成が複雑となる。そして、回路全体と
しても複雑化し、コスト上昇を招くという欠点があっ
た。

［発明が解決しようとする課題］ 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであ
り、その目的とするところは、入力電流の高周波含有率
が少なく、入力力率が高い電源装置を簡単な回路構成で
実現することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明の電源装置にあっては、上記の課題を解決する
ために、第１図に示すように、交流電源Vsをインダクタ
ンス素子L₂を介して全波整流回路の交流入力端子間に接
続し、全波整流回路の直流出力端子間に平滑用のコンデ
ンサC₂を並列接続し、全波整流回路の直流出力端子のう
ち正極側に接続された２個のダイオードD₃,D₄又は負極
側に接続された２個のダイオードD₁,D₂のそれぞれにダ
イオードの順方向とは逆向きに導通可能なスイッチング
要素（トランジスタQ₁,Q₂）を並列的に接続してチョッ
パー回路を構成し、上記平滑用のコンデンサC₂の両端間
に上記スイッチング要素を介して負荷１を接続したこと
を特徴とするものである。

［作 用］ 本発明は、上記のように構成されているので、チョッ
パー回路とインバータ回路とでスイッチング要素を兼用
することができ、簡単な回路構成でありながら、入力電
流の高周波含有率が少なく、入力力率が高く、出力高周
波電圧の低周波リップルが少ない電源装置を実現するこ
とができ、また、２個のスイッチング素子を使用する場
合でも、２個のスイッチング素子に均等にストレスが分
散されることになるので、放熱設計や駆動回路は２つの
スイッチング素子について同等で良く、設計が容易にな
るものである。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。交流電
源Vsには、インダクタンス素子L₁とコンデンサC₁よりな
るローパスフィルター回路と、電磁エネルギー蓄積用の
インダクタンス素子L₂とを介して、ダイオードD₁〜D₄よ
りなる全波整流回路の交流入力端子が接続されている。
この全波整流回路の直流出力端子間には、平滑用のコン
デンサC₂が並列接続されている。全波整流回路のダイオ
ードD₁,D₂には、トランジスタQ₁,Q₂がそれぞれ図示され
た極性で並列接続されており、各トランジスタQ₁,Q₂は
制御回路２からの駆動信号S₁,S₂により高周波的に相互
にオン・オフされる。また、全波整流回路のダイオード
D₃,D₄には、高周波変換回路のような負荷１が並列接続
されている。つまり、本実施例にあっては、第18図に示
す従来例において、負荷１をコンデンサC₂の両端に直接
的に接続するのではなく、負荷１をトランジスタQ₁,Q₂
を介してコンデンサC₂の両端に接続したものである。し
たがって、負荷１には、トランジスタQ₁,Q₂により高周
波的にスイッチングされた電流が流れることになるが、
この負荷１が高周波変換回路（例えば、第14図に示すよ
うなプッシュプル型のインバータ回路）である場合に
は、チョッパー回路のトランジスタQ₁,Q₂をインバータ
回路のスイッチング手段として兼用することができるの
で、かえって好都合である。

第２図及び第３図は本実施例の高周波的な動作を示す
動作波形図である。図中、I_L2はインダクタンス素子L₂
に流れる電流、I_C1,I_C2はそれぞれトランジスタQ₁,Q₂に
流れるコレクタ電流、Vce₁,Vce₂はそれぞれトランジス
タQ₁,Q₂の両端電圧である。

本実施例にあっては、トランジスタQ₁,Q₂がチョッパ
ー回路を構成しているため、交流電源Vsの極性に従って
一方のトランジスタが交流電源Vsをチョッピングする。
入力電圧Vinが正の半サイクル（第２図参照）では、ト
ランジスタQ₁がオンすると、トランジスタQ₁、ダイオー
ドD₂を通してインダクタンス素子L₂に交流電源Vsから電
流I_L2が流れて、インダクタンス素子L₂に電磁エネルギ
ーが蓄積される。トランジスタQ₁がオフすると、ダイオ
ードD₃がオンして、ダイオードD₃,D₂を介してインダク
タンス素子L₂の電磁エネルギーが放出され、コンデンサ
C₂が充電される。次に、入力電圧Vinが負の半サイクル
（第３図参照）では、トランジスタQ₂がオンしたとき
に、トランジスタQ₂、ダイオードD₁を介してインダクタ
ンス素子L₂に交流電源Vsから電流I_L2が流れて、インダ
クタンス素子L₂に電磁エネルギーが蓄積される。このと
きのインダクタンス素子L₂の電流I_L2は、第２図に示す
極性とは逆極性である。トランジスタQ₂がオフすると、
ダイオードD₄がオンして、ダイオードD₄,D₁を介してイ
ンダクタンス素子L₂の電磁エネルギーが放出され、コン
デンサC₂が充電される。

本実施例では、このように、トランジスタQ₁,Q₂がイ
ンバータ回路のスイッチング手段として働くと同時にチ
ョッパー回路のスイッチング手段としても働くものであ
る。このため、回路構成が簡単になるという利点があ
る。また、チョッパー回路のスイッリング手段が、交流
電源Vsの極性反転に伴って交互に切替わるので、２個の
スイッチング手段に加わるストレスは均等に分散され、
１個当たりのスイッチング手段に加わるストレスは軽減
される。したがって、各スイッチング手段の放熱設計や
駆動回路は同等のものでよく、設計が容易となる。ま
た、入力側にチョッパー回路が存在するので、入力電流
Iinの高周波含有率が低減され、入力力率が高くなるこ
とは言うまでもない。本実施例における入力電流Iinの
波形は、第18図に示す従来例３と同様に、第19図に示す
ような正弦波状の電流波形となる。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第１図に示す基本構成において、負荷１
として、他励式プッシュプル型インバータ回路を用いた
ものである。このインバータ回路は、１次巻線n₁,n₂と
２次巻線n₃を備える発振トランスTrと、１次巻線n₁,n₂
の各一端（中間タップ）と電源側の間に挿入された定電
流用のインダクタンス素子L₃と、１次巻線n₁,n₂の他端
間に並列接続された共振用のコンデンサC₃と、１次巻線
n₁,n₂の各他端をスイッチング用のトランジスタQ₁,Q₂に
接続するダイオードD₅,D₆よりなる。このインバータ回
路の負荷としては、蛍光灯のような熱陰極型の放電灯la
と、その予熱用のコンデンサC₄が接続されている。

トランジスタQ₁がオン、トランジスタQ₂がオフのとき
には、コンデンサC₂からインダクタンス素子L₃、１次巻
線n₁、ダイオードD₅、トランジスタQ₁を介して電流が流
れる。また、トランスQ₁がオフ、トランジスタQ₂がオン
のときには、コンデンサC₂からインダクタンス素子L₃、
１次巻線n₂、ダイオードD₆、トランジスタQ₂を介して電
流が流れる。この電流は、共振用のコンデンサC₃と１次
巻線n₁,n₂の共振作用により正弦波状の電流となり、２
次巻線n₃には正弦波電圧が誘起される。この２次巻線n₃
の電圧により放電灯laが点灯する。放電灯laのフィラメ
ント予熱電流は、コンデンサC₄を介して流れる。

なお、ダイオードD₅,D₆は、交流電源Vsからの入力電
圧Vinが、インダクタンス素子L₁,L₂を介して、発振トラ
ンスTrの１次巻線n₁,n₂に直接印加されることを防止し
ている。

［実施例３］ 第５図は本発明の第３実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第４図に示す回路とはトランジスタQ₁,Q
₂の接続箇所と、ダイオードD₅,D₆の極性が異なり、ダイ
オードD₁の両端にダイオードD₅を介してトランジスタQ₁
を並列接続し、ダイオードD₂の両端にダイオードオD₆を
介してトランジスタQ₂を並列接続している。つまり、第
４図に示す回路では、トランジスタQ₁,Q₂は回路構成上
はチョッパー回路のスイッチング手段であり、これをダ
イオードD₅,D₆を介して発振トランスTrの１次巻線n₁,n₂
に接続することによりインバータ回路のスイッチング手
段として流用しているが、第５図に示す回路では、トラ
ンジスタQ₁,Q₂は回路構成上はインバータ回路のスイッ
チング手段であり、これをダイオードD₅,D₆を介してダ
イオードD₁,D₂の両端に接続することによりチョッパー
回路のスイッチング手段として流用していることにな
る。なお、ダイオードD₅,D₆の働きは、実施例２と同様
であり、交流電源Vsからの入力電圧Vinがインダクタン
ス素子L₁,L₂を介して発振トランスTrの１次巻線n₁,n₂に
直接印加されることを防止している。

［実施例４］ 第６図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第５図に示す回路において、トランジス
タQ₁,Q₂を他励駆動に代えて、自励駆動としたものであ
る。つまり、第14図に示す従来例１と同様に、発振トラ
ンスTrに帰還巻線n₄を設けて、この帰還巻線n₄を各トラ
ンジスタQ₁,Q₂のベースに接続すると共に、各トランジ
スタQ₁,Q₂のベースを起動用の抵抗R₁,R₂を介してコンデ
ンサC₂の正極に接続している。このように構成すれば、
インバーター回路の自励発振動作によりチョッパー回路
のスイッチング手段の駆動手段を兼用することができ
る。

［実施例５］ 第７図は本発明の第５実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第５図に示す他励式のプッシュプル型イ
ンバータ回路において、トランジスタQ₁,Q₂を共通化し
たものであり、発振トランスTrとコンデンサC₃、負荷Ｚ
及びトランジスタQ₁により一石他励式のインバータ回路
が構成されている。また、トランジスタQ₁はダイオード
D₅,D₆を介してダイオードD₁,D₂に並列に接続されている
ので、チョッパー回路のスンイッチング手段としても働
くことが可能である。

以下、本実施例の動作について説明する。交流電源Vs
の入力電圧Vinが正の半サイクルでは、交流電源Vsから
インダクタンス素子L₁とコンデンサC₁よりなるローパス
フィルター回路を介して、インダクタンス素子L₂、ダイ
オードD₅、トランジスタQ₁、ダイオードD₂の経路で電流
が流れて、インダクタンス素子L₂に電磁エネルギーが蓄
積される。トランジスタQ₁がオフすると、インダクタン
ス素子L₂の電磁エネルギーがダイオードD₃,D₂を介して
コンデンサC₂に放出され、コンデンサ_２が充電される。
交流電源Vsの入力電圧Vinが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₁がオンすると、交流電源Vsからローパスフィ
ルター回路を介して、ダイオードD₆、トランジスタQ₁、
ダイオードD₁,インダクタンス素子L₂の経路で電流が流
れて、インダクタンス素子L₂に電磁エネルギーが蓄積さ
れる。トランジスタQ₁がオフすると、ダイオードD₄,D₁
を介してインダクタンス素子L₂の電磁エネルギーがコン
デンサC₂に放出され、コンデンサC₂が充電される。以上
の説明から明らかなように、交流電源Vsの入力電圧Vin
の極性に応じて、ダイオードD₅,D₆のいずれか一方がオ
ンして、トランジスタQ₁のオン時の電流経路が形成され
るものである。

トランジスタQ₁はインバータ回路のスイッチング手段
としても働いており、コンデンサC₂に充電された直流電
圧をスイッチングして発振トランスTrの１次巻線n₁に印
加し、この１次巻線n₁とコンデンサC₃の共振作用により
正弦波状の電圧を発生する。この電圧は２次巻線n₃に誘
起され、負荷Ｚに高周波電圧が印加される。

第８図は本実施例の動作波形図であり、交流電源Vsの
入力電圧Vinが正の半サイクルにおける高周波的な動作
を示している。図中、I_L2はインダクタンス素子L₂に流
れる電流、IcはトランジスタQ₁のコレクタ電流、Vceは
トランジスタQ₁のコレクタ・エミッタ間電圧、Ilaは負
荷Ｚに流れる電流である。この動作波形図を見れば、ト
ランジスタQ₁には、インバータ回路の電流（破線で示
す）とチョッパー回路の電流が同時に流れていることが
分かる。

［実施例６］ 第９図は本発明の第６実施例の回路図である。本実施
例にあっては、上述のトランス式の一石インバータ回路
を変形して、チョーク式の一石インバータ回路としたも
のである。発振トランスTrの１次巻線n₁に代えて、発振
チョークとしてのインダクタンス素子L₃が接続され、こ
のインダクタンス素子L₃の両端に限流用のインダクタン
ス素子L₄を介して放電灯laとその予熱用のコンデンサC₄
の並列回路が接続されている。この回路は、第７図に示
すトランス式の一石インバータ回路における発振トラン
スTrの励磁インダクタンス成分をインダクタンス素子L₃
で置換し、且つ漏洩インダンクタンス成分をインダクタ
ンス素子L₄で置換したものであるから、第７図に示す回
路と等価であり、その動作は同じである。

［実施例７］ 第10図は本発明の第７実施例の回路図である。本実施
例にあっては、第９図に示す回路において、共振用のコ
ンデンサC₃をトランジスタQ₁の両端に並列接続し、この
コンデンサC₃の両端に、直流成分カット用のコンデンサ
C₅と限流用のインダクタンス素子L₄を介して、放電灯la
とその予熱用のコンデンサC₄の並列回路を接続したもの
である。チョーク式の一石インバータ回路は、第９図又
は第10図に示すいずれの回路でも実現でき、その動作は
同じである。

なお、一石インバータ回路では、共振回路の回生電流
を流すために、スイッチング用のトランジスタQ₁に逆向
きのダイオードを並列接続する必要があるが、第７図、
第９図、第10図に示す回路では、ダイオードD₁,D₅ある
いはダイオードD₂,D₆がこの逆並列ダイオードとして働
くので、別途ダイオードを逆並列接続する必要はない。

以上の実施例では、チョッパー用のスイッチング素子
が低電位側のダイオードD₁,D₂に並列に接続されている
が、高電位側のダイオードD₃,D₄に並列に接続しても同
様の効果がある。

［実施例８〜10］ 第11図は本発明の第８実施例の回路図であり、第４図
に示す回路において、トランジスタQ₁,Q₂に代えてトラ
ンジスタQ₃,Q₄を高電位側のダイオードD₃,D₄に並列に接
続したものである。

第12図は本発明の第９実施例の回路図であり、第５図
に示す回路において、トランジスタQ₁,Q₂に代えてトラ
ンジスタQ₃,Q₄を、ダイオードD₅,D₆を介して高電位側の
ダイオードD₃,D₄に並列に接続したものである。

第13図は本発明の第10実施例の回路図であり、第９図
に示す回路において、トランジスタQ₁に代えてトランジ
スタQ₃を、ダイオードD₅,D₆を介して高電位側のダイオ
ードD₃,D₄に並列に接続したものである。

なお、第１図、第４図において、トランジスタQ₁,Q₂
として、パワーMOSFETを使用した場合には、その逆並列
ダイオードD₁,D₂を省略できる。同様に、第11図におい
て、トランジスタQ₃,Q₄として、パワーMOSFETを使用し
た場合には、その逆並列ダイオードD₃,D₄を省略でき
る。

［発明の効果］ 本発明の電源装置にあっては、上述のように、全波整
流回路の交流入力側にインダクタンス素子を接続し、全
波整流回路の２個のダイオードにスイッチング要素を逆
並列接続したチョッパー回路において、全波整流回路の
直流出力側に接続された平滑用のコンデンサの両端に、
上記スイッチング要素を介して負荷を接続したものであ
るから、チョッパー回路とインバータ回路とでスイッチ
ング要素を兼用でき、入力電流の高周波含有率が少な
く、入力力率が高く、出力高周波電圧の低周波リップル
成分が少ない電源装置を簡単な回路構成で実現できると
いう効果がある。

なお、２個のダイオードの各々にそれぞれ別のスイッ
チング要素を並列接続した場合には、２個のスイッチン
グ要素にストレスが均等に分散され、設計が容易になる
という効果がある。また、２個のダイオードの各々に別
のダイオードを介して１個のスイッチング要素を共通に
並列接続した場合には、回路構成が更に簡単になるとい
う効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図及び第３
図は同上の動作波形図、第４図は本発明の第２実施例の
回路図、第５図は本発明の第３実施例の回路図、第６図
は本発明の第４実施例の回路図、第７図は本発明の第５
実施例の回路図、第８図は同上の動作波形図、第９図は
本発明の第６実施例の回路図、第10図は本発明の第７実
施例の回路図、第11図は本発明の第８実施例の回路図、
第12図は本発明の第９実施例の回路図、第13図は本発明
の第10実施例の回路図、第14図は第１の従来例の回路
図、第15図及び第16図は同上の動作波形図、第17図は第
２の従来例の回路図、第18図は第３の従来例の回路図、
第19図は同上の動作波形図、第20図は第４の従来例の回
路図である。 Vsは交流電源、C₁,C₂はコンデンサ、D₁〜D₄はダイオー
ド、L₁,L₂はインダクタンス素子、Q₁,Q₂はトランジス
タ、１は負荷、２は制御回路である。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源をインダクタンス素子を介して全
   波整流回路の交流入力端子間に接続し、全波整流回路の
   直流出力端子間に平滑用のコンデンサを並列接続し、全
   波整流回路の直流出力端子のうち正極側に接続された２
   個のダイオード又は負極側に接続された２個のダイオー
   ドのそれぞれにダイオードの順方向とは逆向きに導通可
   能なスイッチング要素を並列的に接続してチョッパー回
   路を構成し、上記平滑用のコンデンサの両端間に上記ス
   イッチング要素を介して負荷を接続したことを特徴とす
   る電源装置。