JP2677402B2 - インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、放電灯点灯装置などに用いられるインバー
タ装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来例１ 第８図は従来のインバータ装置の回路図である。以
下、その構成について説明する。交流電源Vsの交流電圧
は、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆よりなるダイオードブリッジ回
路３にて全波整流され、チョッパー回路２を介して平滑
用のコンデンサＣ₄にて平滑されて、直流電圧となる。
コンデンサＣ₄の両端には、トランジスタＱ₁,Q₂の直列
回路が並列的に接続されている。各トランジスタＱ₁,Q₂
には、ダイオードＤ₁,D₂が逆並列接続されている。トラ
ンジスタＱ₁の両端には、直流カット用のコンデンサＣ₃
と、限流及び共振用のインダクタＬ₃を介して放電灯ｌ
が接続されており、放電灯ｌの両端には共振用のコンデ
ンサＣ₂が並列接続されている。トランジスタＱ₁,Q₂は
高速度で交互にオン・オフするように駆動される。ま
ず、トランジスタＱ₁がオフ状態、トランジスタＱ₂がオ
ン状態になると、コンデンサＣ₄から直流カット用のコ
ンデンサＣ₃、放電灯ｌ及びコンデンサＣ₂、インダクタ
Ｌ₃、トランジスタＱ₂を介して電流が流れる。次に、ト
ランジスタＱ₁がオン状態、トランジスタＱ₂がオフ状態
になると、ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₃、放電灯ｌ及
びコンデンサＣ₂を介してインダクタＬ₃の残留エネルギ
ーが放出された後、コンデンサＣ₃を電源として、トラ
ンジスタＱ₁、インダクタＬ₃、放電灯ｌ及びコンデンサ
Ｃ₂を介して電流が流れる。次に、再びトランジスタＱ₁
がオフ状態、トランジスタＱ₂がオン状態になると、放
電灯ｌ及びコンデンサＣ₂、コンデンサＣ₃、コンデンサ
Ｃ₄、ダイオードＤ₂を介してインダクタＬ₃の残留エネ
ルギーが放出された後、コンデンサＣ₄から直流カット
用のコンデンサＣ₃、放電灯ｌ及びコンデンサＣ₂、イン
ダクタＬ₃、トランジスタＱ₂を介して電流が流れる。以
下、上記の過程を繰り返して、インバータ回路１は発振
動作を継続する。インダクタＬ₃とコンデンサＣ₂はLC直
列共振回路を構成しており、放電灯ｌにはコンデンサＣ
₂の両端に発生する高周波の高電圧が印加される。これ
により直列共振型のインバータ回路１が構成されてい
る。

この従来例にあっては、入力力率を改善するために、
ダイオードＤ₃〜Ｄ₆よりなるダイオードブリッジ回路３
の直流出力端とインバータ回路１の入力端との間に、チ
ョッパー回路２を挿入してある。このチョッパー回路２
は昇圧型のチョッパー回路であり、ダイオードブリッジ
回路３の直流出力端にインダクタＬ₂とトランジスタＱ₃
の直列回路を接続し、トランジスタＱ₃の両端に逆流阻
止用のダイオードＤ₇を介して平滑用コンデンサＣ₄を接
続したものである。チョッパー回路２のトランジスタＱ
₃は高速度でスイッチングされる。まず、トランジスタ
Ｑ₃がオンされると、ダイオードブリッジ回路３の直流
出力端をインダクタＬ₂で短絡することになる。これに
より、インダクタＬ₂に流れる電流は、ダイオードブリ
ッジ回路３の直流出力電圧の大きさに比例した傾きで増
加し、インダクタＬ₂にエネルギーが蓄えられて行く。
次に、トランジスタＱ₃がオフされると、インダクタＬ₂
のエネルギーは放出され、ダイオードＤ₇を介してコン
デンサＣ₄を充電する。このとき、コンデンサＣ₄には、
ダイオードブリッジ回路３の直流出力電圧にインダクタ
Ｌ₂の両端に生じる電圧を加えた電圧が充電されるの
で、コンデンサＣ₄には交流電源Vsのピーク値よりも高
い直流電圧を得ることができる。また、コンデンサＣ₄
に充電電流が流れている期間が長いので、コンデンサＣ
₄の電圧は、十分に平滑化される。

このように、トランジスタＱ₃を高速でオンオフさせ
ることで、インダクタＬ₂を介して交流電源Vsから常に
入力電流を流すことができ、インダクタＬ₂の電流波形
は包絡線が正弦波状となる。これをACフィルタ４で電流
が連続的になるようにフィルタリングすれば、交流電源
Vsからの入力電流は商用交流電圧と同相の正弦波とな
り、入力力率はほぼ１となる。また、入力電流の歪率は
小さくなり、高調波成分が少なくなる。ここで、ACフィ
ルタ４はインダクタＬ₁とコンデンサＣ₁よりなるローパ
スフィルタにて構成され、商用交流周波数に対しては低
インピーダンスを呈し、トランジスタＱ₃のスイッチン
グ周波数に対しては高インピーダンスを呈するように回
路定数を設定してある。なお、コンデンサＣ₄に得られ
る電圧はほぼ完全に平滑された直流電圧となるので、イ
ンバータ回路１から出力される高周波電圧の包絡線もフ
ラットになる。したがって、放電灯ｌが負荷である場合
には、光出力を一定として、ちらつきを低減することが
できる。

ところが、この従来例では、チョッパー回路２で一旦
直流電圧を得て、その後、別途設けたインバータ回路１
で交流に変換しているので、使用素子数が多くなり、電
力損失が大きくなったり、構成が複雑になるという問題
がある。

従来例２ 第９図は他の従来例（例えば特開昭60-134776号公報
参照）の回路図である。この回路にあっては、インバー
タ回路１とチョッパー回路２とで、トランジスタＱ₂及
びダイオードＤ₁を共用したものである。トランジスタ
Ｑ₁,Q₂は交互にオン・オフしてインバータ負荷に高周波
電力を供給するが、トランジスタＱ₂はチョッパー回路
２のスイッチング要素としても働く。すなわち、まず、
トランジスタＱ₂がオンされると、ダイオードブリッジ
回路３の直流出力端がインダクタＬ₂にて短絡され、イ
ンダクタＬ₂にエネルギーが蓄積される。次に、トラン
ジスタＱ₂がオフされると、ダイオードＤ₁を介してコン
デンサＣ₄へインダクタＬ₂のエネルギーが放出される。
つまり、トランジスタＱ₂が第８図のトランジスタＱ₃の
働きを兼ねると共に、ダイオードＤ₁が第８図のダイオ
ードＤ₇の働きを兼ねており、したがって、トランジス
タＱ₃とダイオードＤ₇を省略できる分、使用素子数が減
るという利点がある。また、トランジスタＱ₃のドライ
ブ回路も不要となる。

ところが、この回路にあっては、ダイオードＤ₃〜Ｄ₆
を含むダイオードブリッジ回路３とインバータ回路１は
分離されているので、ダイオードの数も多く未だ構成が
複雑である。また、インバータ回路１とチョッパー回路
２とで共用されるトランジスタＱ₂及びダイオードＤ₁の
みに、チョッパー電流とインバータ電流が同時に流れる
ため、インバータ回路１における片方のトランジスタＱ
₂のみにストレスが集中するという問題があった。

従来例３ 第10図はさらに他の従来例（特願昭63-235982号出願
参照）の回路図である。以下、その回路構成について説
明する。トランジスタＱ₁,Q₂はバイポーラ型のトランジ
スタよりなり、トランジスタＱ₁のエミッタは、トラン
ジスタＱ₂のコレクタに接続されている。トランジスタ
Ｑ₁,Q₂のコレクタ及びエミッタには、ダイオードＤ₁,D₂
のカソード及びカノードが夫々接続されている。トラン
ジスタＱ₁のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信
号が入力されており、トランジスタＱ₂のベース・エミ
ッタ間には、第１の矩形波信号が高レベルのときに低レ
ベルとなり、第１の矩形波信号が低レベルのときに高レ
ベルとなる第２の矩形波信号が入力されている。これに
より、トランジスタＱ₁,Q₂は交互にオン・オフされる。
トランジスタＱ₁のコレクタにはダイオードＤ₃のカソー
ドが接続され、ダイオードＤ₃のアノードはダイオード
Ｄ₄のカソードに接続され、ダイオードＤ₄のアノードは
トランジスタＱ₂のエミッタに接続されている。トラン
ジスタＱ₁のコレクタには、平滑用のコンデンサＣ₄の一
端が接続され、コンデンサＣ₄の他端はトランジスタＱ₂
のエミッタに接続されている。トランジスタＱ₁の両端
には、直流カット用のコンデンサＣ₃と、限流及び共振
用のインダクタＬ₃を介して放電灯ｌが接続されてお
り、放電灯ｌの両端には共振用のコンデンサＣ₂が並列
接続されている。このインダクタＬ₃とコンデンサＣ₂,C
₃及び放電灯ｌを含む回路がインバータ負荷となってい
る。トランジスタＱ₁,Q₂の接続点は交流電源Vsの一端に
接続されている。交流電源Vsの他端は、インダクタＬ₁,
L₂を介して、ダイオードＤ₃,D₄の接続点に接続されてい
る。インダクタＬ₁,L₂の接続点と交流電源Vsの一端との
間には、コンデンサＣ₁が接続されている。インダクタ
Ｌ₁とコンデンサＣ₁はACフィルタ４を構成している。ま
た、トランジスＱ₁,Q₂とダイオードＤ₁,D₂及びコンデン
サＣ₄は、ダイオードＤ₃,D₄及びインダクタＬ₂と共にチ
ョッパー回路２を構成し、インダクタＬ₃、コンデンサ
Ｃ₂,C₃及び放電灯ｌを含むインバータ負荷と共にインバ
ータ回路１を構成している。

まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ₁がオンすると、インダクタＬ₂、ダイオードＤ
₃、トランジスタＱ₁を通る経路で交流電源Vsからインダ
クタＬ₂に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧の瞬
時値に比例した傾きで増加していく。このとき、トラン
ジスタＱ₁はインバータ用のスイッチング素子としても
機能し、コンデンサＣ₃からトランジスタＱ₁を介してイ
ンバータ負荷に電流を流す。

次に、トランジスタＱ₁がオフすると、インダクタ
Ｌ₂、ダイオードＤ₃、インバータ負荷、交流電源Vsを通
る経路、並びに、インダクタＬ₂、ダイオードＤ₃、コン
デンサＣ₄、ダイオードＤ₂、交流電源Vsを通る経路で、
インダクタＬ₂のエネルギーが放出され、コンデンサ
Ｃ₃,C₄を充電する。このとき、トランジスタＱ₂がオン
しており、コンデンサＣ₄からインバータ負荷、トラン
ジスタＱ₂を通る経路で、逆方向にインバータ負荷に電
流を流す。

このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ₁がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタＱ₂
はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能す
る。

次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタＱ₂がオンすると、交流電源Vs、トランジスタ
Ｑ₂、ダイオードＤ₄、インダクタＬ₂を通る経路で、イ
ンダクタＬ₂に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧
の瞬時値に比例した傾きで増加して行く。このとき、ト
ランジスタＱ₂はインバータ用のスイッチング素子とし
ても機能し、コンデンサＣ₄からインバータ負荷、トラ
ンジスタＱ₂を通る経路でインバータ負荷に電流を流
す。

次に、トランジスタＱ₂がオフすると、交流電源Vs、
ダイオードＤ₁、コンデンサＣ₄、ダイオードＤ₄、イン
ダクタＬ₂を通る経路で、インダクタＬ₂のエネルギーが
放出され、コンデンサＣ₄を充電する。このとき、トラ
ンジスタＱ₁がオンしており、コンデンサＣ₃からトラン
ジスタＱ₁を介して、逆方向にインバータ負荷に電流を
流す。

このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタＱ₂がチョッパー用のスイッチング素子とイン
バータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジ
スタＱ₁はインバータ用のスイッチング素子としてだけ
機能する。

したがって、この従来例にあっては、インバータ用ス
イッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼
ね、且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少
なく、回路構成も簡単になる。また、交流電源Vsの半サ
イクル毎に各トランジスタＱ₁,Q₂が交互にチョッパー用
のスイッチング素子として働くので、第９図の従来例に
比べて、スイッチング素子１個当たりのストレスが軽減
されるという利点があり、またスイッチング素子（トラ
ンジスタＱ₁,Q₂）の電力損失のバランスが取れている。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のいずれの従来例にあっても、インバータ回路１
とチョッパー回路２とで兼用されているスイッチング素
子には、チョッパーの電流とインバータの電流の合成電
流が流れる。例えば、第９図の従来例において、トラン
ジスタＱ₂の両端電圧Ｖ_Q2，トランジスタＱ₂及びダイオ
ードＤ₂の合成電流（Ｉ_Q2＋Ｉ_D2）、チョッパー回路２
に流れる電流Ich、インバータ回路１に流れる電流Iinv
及びインバータ回路１から出力される電圧Vinvの各波形
を例示すると、第11図に示すようになる。インバータ負
荷の固有共振周波数をfinvとすると、通常、インバータ
回路１のスイッチング周波数ｆは、ｆ＞finvとなるよう
に設定される。この場合、第11図に示すように、インバ
ータ電流Iinvはインバータ電圧Vinvよりも遅れ位相とな
るので、これを遅相モードと呼んでいる。ｆ＞finvとな
る周波数において、インバータ電流Iinvがインバータ電
圧Vinvよりも遅れ位相となるのは、インバータ負荷のイ
ンピーダンスが誘導性となっているからである。

この第11図から明らかなように、トランジスタＱ₂が
オンしている期間中、チョッパー電流Ichは右上りの三
角波となり、トランジスタＱ₂がオフするときの値がピ
ークとなる。一方、インバータ電流Iinvは共振波形であ
るが、電流ピークがトランジスタＱ₂のオン期間の後半
部分にあり、したがって、インバータ電流Iinvとチョッ
パー電流Ichのピークとなるタイミングが近い。このた
め、インバータ電流Iinvとチョッパー電流Ichは足し合
わされるように合成されることになり、両者の合成電流
としてトランジスタＱ₂に流れる電流のピーク値は高く
なる。このため、トランジスタＱ₂として電流容量の大
きな素子が必要である。また、トランジスタＱ₂がオフ
するときに遮断される電流も大きいため、スイッチング
損失も大きくなる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、チョッパー回路とインバータ
回路とでスイッチング素子を共用しているインバータ装
置において、共用されたスイッチング素子の電流容量を
小さくすると共に、スイッチング損失を低減することに
ある。

［課題を解決するための手段］ 本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題
を解決するために、チョッパー電流Ichのピークと、イ
ンバータ電流Iinvのピークのタイミングをずらして、一
方が大きいときには他方が小さくなるように、両電流Ic
h,Iinvを流すようにスイッチング周波数ｆを選定してい
る。これによって、インバータ回路１とチョッパー回路
２とで共用されているスイッチング素子の電流容量を小
さくすることができる。

また、スイッチング素子のオン・オフ時のスイッチン
グ損失を低減するために、チョッパー電流Ichとインバ
ータ電流Iinvの合成値が、スイッチング素子のオン・オ
フの瞬間に小さくなるようにスイッチング周波数ｆを選
定している。そのためには、オン・オフの瞬間に両電流
Ich,Iinvが逆向きで互いに打ち消し合うようにスイッチ
ング周波数ｆを選定すれば良い。

［作用］ 上述の第９図又は第10図に示したインバータ装置にお
いて、インダクタＬ₃とコンデンサＣ₂,C₃及び放電灯ｌ
を含む共振回路からなるインバータ負荷のインピーダン
スＺは、インバータ回路１のスイッチング周波数ｆによ
って第１図に示すように変化する。図中、横軸Ｒはイン
ピーダンスＺの抵抗成分、縦軸ＸはインピーダンスＺの
リアクタンス成分であり、インバータ負荷のインピーダ
ンスはＺ＝Ｒ＋jXと表せる。

上述のように、インバータ負荷が誘導性となるｆ＞fi
nvの条件でインバータ回路１を動作させると、スイッチ
ング素子に流れるインバータ電流Iinvがピークとなるタ
イミングはチョッパー電流Ichがピークとなるタイミン
グと接近し、しかも両者が同じ方向に加え合わされる波
形となるので、スイッチング素子に流れる電流のピーク
値及びオフ時の値が高くなっていた。そこで、本発明で
はスイッチング周波数ｆを以下の実施例において例示す
るように選定することにより、チョッパー電流Ichとイ
ンバータ電流Iinvの合成電流のピーク値を小さくすると
共に、スイッチング素子のオン・オフ時の電流値を低減
し、スイッチング損失を低減するものである。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の動作波形図である。本
実施例にあっては、第９図に示す回路において、スイッ
チング周波数ｆをインバータ負荷の固有共振周波数finv
とほとんど等しく設定するものである。第１図から明ら
かなように、ｆ≒finvのときには、インバータ負荷は抵
抗性となる。したがって、インバータ電流Iinvとインバ
ータ電圧Vinvは、第２図に示すように同相となる。これ
を同相モードと呼ぶことにする。同相モードでは、イン
バータ電流Iinvは第２図に示すように、トランジスタＱ
₂のオン期間中の中央でピークとなる。したがって、ト
ランジスタＱ₂に流れる電流Ｉ_Q2とダイオードＤ₂に流れ
る電流Ｉ_D2の合成電流（Ｉ_Q2＋Ｉ_D2）は、第２図に示す
ようになり、第11図に示すｆ＞finv（遅相モード）の場
合に比べると、ピーク値の低い電流となり、トランジス
タＱ₂の電流容量は小さくて済む。これは、ｆ≒finv
（同相モード）の場合には、チョッパー電流Ichがピー
クとなるタイミングと、インバータ電流Iinvがピークと
なるタイミングとがずれているからである。また、トラ
ンジスタＱ₂のオン開始・オフ開始時点におけるインバ
ータ電流Iinvはゼロとなるので、トランジスタＱ₂がオ
ンするときの電流はゼロであり、トランジスタＱ₂がオ
フするときの電流はチョッパー電流Ichのみである。し
たがって、スイッチング損失も著しく低減される。以上
のことは、第10図に示す回路においても同様に成り立つ
ことは言うまでもない。

［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の動作波形図である。本
実施例にあっては、第９図に示す回路においてテープ、
スイッチング周波数ｆをインバータ負荷の固有共振周波
数finvよりも小さく設定している。ｆ＜finvの場合に
は、インバータ負荷は容量性となり、インバータ電圧Vi
nvに比べてインバータ電流Iinvが進んだ位相となる。こ
れを進相モードと呼ぶことにする。進相モードにおいて
は、インバータ電流Iinvのピークが、第３図に示すよう
に、トランジスタＱ₂のオン期間中の前半側へずれるの
で、トランジスタＱ₂のオフ時において、トランジスタ
Ｑ₂とダイオードＤ₂の合成電流（Ｉ_Q2＋Ｉ_D2）はマイナ
ス値となる。したがって、チョッパー電流Ichとインバ
ータ電流Iinvがそれぞれピークとなるタイミングは大き
くずれることになる。つまり、進相モードでは、インバ
ータ電流Iinvがピークとなるときにチョッパー電流Ich
は小さく、反対にチョッパー電流Ichがピークとなると
きにインバータ電流Iinvは小さくなっており、両者の合
成電流のピーク値は余り大きくならず、少なくともｆ＞
finv（遅相モード）の場合に比べれば、ピーク値が小さ
くなるので、トランジスタＱ₂の電流容量は従来例より
も小さくて済むものである。また、トランジスタＱ₂の
オフ時には、インバータ電流Iinvとチョッパー電流Ich
は逆向きに流れており、互いに打ち消し合う。したがっ
て、トランジスタＱ₂のオフ時におけるスイッチング損
失は著しく低減される。以上のことは、第10図の回路に
おいても同様に成り立つことは言うまでもない。

［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。上述の
各回路にあっては、チョッパー回路２に流れる電流Ich
の波形は三角波であった。ところが、チョッパー回路の
中には、第12図に示すように、平滑用のコンデンサＣ₄
をLC共振電流により充電するものがある。この第12図に
示すチョッパー回路２は、第８図に示すチョッパー回路
２において、インダクタＬ₂と直列にコンデンサＣ₅を接
続すると共に、ダイオードブリッジ回路３の直流出力端
にコンデンサＣ₆を並列接続し、さらに、トランジスタ
Ｑ₃の両端にダイオードＤ₈を逆並列接続したものであ
る。インダクタＬ₂とコンデンサＣ₅はLC直列共振回路を
構成している。また、コンデンサＣ₆は帰還電流通電用
であり、LC直列共振回路の共振動作には影響を与えない
程度の容量を有しているものとする。

以下、第12図に示す回路の動作について説明する。ト
ランジスタＱ₃がオンすると、ダイオードブリッジ回路
３の正出力端子から、インダクタＬ₂、コンデンサＣ₅、
トランジスタＱ₃を介して共振電流が流れる。トランジ
スタＱ₃がオフすると、共振電流によって、ダイオード
ブリッジ回路３の正出力端子から、インダクタＬ₂、コ
ンデンサＣ₅、ダイオードＤ₇、コンデンサＣ₄の経路で
電流が流れて、コンデンサＣ₄を充電する。インダクタ
Ｌ₂とコンデンサＣ₅よりなるLC直列共振回路の共振電流
は、コンデンサＣ₄を充電しながら次第に減少して行
き、共振電流がゼロになると、共振電流の向きが反転す
る。反転した共振電流は、コンデンサＣ₅、インダクタ
Ｌ₂、コンデンサＣ₆、ダイオードＤ₈の経路で流れて、
共振作用により次第に減少して行く。そして、トランジ
スタＱ₃が再びオンされて、上記と同じ過程を繰り返
す。このようなチョッパー回路２では、トランジスタＱ
₃に流れる電流は、インバータ回路１と同様に、共振電
流波形となる。また、インダクタＬ₂とコンデンサＣ₅よ
りなるLC直列共振回路の固有共振周波数fchとスイッチ
ング周波数ｆとの関係が、ｆ＞fchであれば遅相モー
ド、ｆ≒fchであれば同相モード、ｆ＜fchであれば進相
モードとなる。

この第12図に示す回路において、チョッパー回路２の
スイッチング素子を、インバータ回路１のスイッチング
素子と共用すると、第４図に示す本実施例の構成とな
る。本実施例では、トランジスタＱ₂が第12図における
チョッパー用のトランジスタＱ₃と兼用されており、ダ
イオードＤ₁が第12図における逆流阻止用のダイオード
Ｄ₇と兼用されており、さらに、ダイオードＤ₂が第12図
における逆並列ダイオードＤ₈と兼用されている。この
回路では、共用されたトランジスタＱ₂に、インダクタ
Ｌ₂とコンデンサＣ₅による共振電流と、インバータ負荷
による共振電流とが同時に流れ込む。この場合において
も、ｆ≒fch、ｆ≒finvとなるように設計するか、f
inv＜ｆ＜fchとなるように設計するか、fch＜ｆ＜fin
vとなるように設計すれば、トランジスタＱ₂に流れる合
成電流のピーク値を小さくしたり、スイッチング損失を
低減したりすることが可能となる。以下、それぞれの場
合について説明する。

ｆ≒fch、ｆ≒finvのとき 第５図は第４図の回路において、ｆ≒fch、ｆ≒finv
となるように設計した場合における動作波形図である。
この場合には、インバータ回路１もチョッパー回路２も
共に同相モードとなる。したがって、インバータ回路１
による共振電流がピークとなるタイミングと、チョッパ
ー回路２による共振電流がピークとなるタイミングが一
致し、合成電流のピーク値は高くなるが、トランジスタ
Ｑ₂のオン・オフ時においては合成電流はほとんどゼロ
となり、スイッチング損失は最も低くなる。

finv＜ｆ＜fchのとき 第６図は第４図の回路において、finv＜ｆ＜fchとな
るように設計した場合における動作波形図である。この
場合には、インバータ回路１は遅相モード、チョッパー
回路２は進相モードとなる。したがって、インバータ電
流Iinvがピークとなるタイミングと、チョッパー電流Ic
hがピークとなるタイミングはずれており、合成電流の
ピーク値は低く抑えられる。尚且つ、トランジスタＱ₂
がオン・オフされる瞬間には、インバータ電流Iinvとチ
ョッパー電流Ichは逆向きとなっており、スイッチング
すべき電流が低減されるので、スイッチング損失が低減
されるものである。

fch＜ｆ＜finvのとき 第７図は第４図の回路において、fch＜ｆ＜finvとな
るように設計した場合における動作波形図である。この
場合には、インバータ回路１は進相モード、チョッパー
回路２は遅相モードとなる。したがって、インバータ電
流Iinvがピークとなるタイミングと、チョッパー電流Ic
hがピークとなるタイミングはずれており、合成電流の
ピーク値は低く抑えられる。尚且つ、トランジスタＱ₂
がオン・オフされる瞬間には、インバータ電流Iinvとチ
ョッパー電流Ichは逆向きとなっており、スイッチング
すべき電流が低減されるので、スイッチング損失が低減
されるものでる。

［発明の効果］ 本発明にあっては、上述のように、チョッパー回路と
インバータ回路とで少なくとも１つのスイッチング素子
を共用するインバータ装置において、当該スイッチング
素子に流れるチョッパー回路とインバータ回路からの電
流を互いに打ち消す方向に合成するようにスイッチング
周波数を選定したから、スイッチング素子の電流容量を
小さくすることができるという効果があり、また、スイ
ッチング素子がオン・オフされるときの電流値を小さく
することにより、スイッチング損失を低減することがで
きるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の作用説明図、第２図は本発明の第１実
施例の動作波形図、第３図は本発明の第２の実施例の動
作波形図、第４図は本発明の第３実施例の回路図、第５
図乃至第７図は同上の動作波形図、第８図は従来例の回
路図、第９図は他の従来例の回路図、第10図はさらに他
の従来例の回路図、第11図は同上の動作波形図、第12図
は別の従来例の回路図である。 １はインバータ回路、２はチョッパー回路、ｌは放電
灯、Ｌ₃はインダクタ、Ｃ₂はコンデンサ、Ｑ₁,Q₂はトラ
ンジスタである。

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流電源を整流した脈流電圧を入力し平滑
   された直流電圧を出力するチョッパー回路と、チョッパ
   ー回路から出力される直流電圧を入力とし高周波電圧を
   発生するインバータ回路と、インバータ回路から出力さ
   れる高周波電圧を印加されLC共振回路と負荷を含むイン
   バータ負荷とを備え、チョッパー回路とインバータ回路
   は少なくとも１つのスイッチング素子を共用し、当該ス
   イッチング素子に流れるチョッパー回路とインバータ回
   路からの電流を互いに打ち消す方向に合成するようにス
   イッチング周波数を選定したことを特徴とするインバー
   タ装置。
2. 【請求項２】チョッパー回路は脈流電圧をインダクタを
   介してスイッチングして三角波状のチョッパー電流を発
   生させるように構成され、スイッチング周波数はインバ
   ータ負荷の固有共振周波数以下となるように選定されて
   いることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】チョッパー回路は共振回路を含み、スイッ
   チング周波数はチョッパー回路の共振回路の固有共振周
   波数とインバータ負荷の固有共振周波数の間となるよう
   に選定されていることを特徴とする請求項１記載のイン
   バータ装置。