JP2878448B2 - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2878448B2 JP2878448B2 JP2327323A JP32732390A JP2878448B2 JP 2878448 B2 JP2878448 B2 JP 2878448B2 JP 2327323 A JP2327323 A JP 2327323A JP 32732390 A JP32732390 A JP 32732390A JP 2878448 B2 JP2878448 B2 JP 2878448B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、交流電源を整流平滑した直流電圧を高周波
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。
に変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもの
である。
［従来の技術］ 第10図は従来のインバータ装置（特願平１−64465
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。トランジスタQ1，Q2はバイポーラ型のトランジス
タよりなる。トランジスタQ1のエミッタは、トランジス
タQ2のコレクタに接続されている。トランジスタQ1，Q2
のコレクタ及びエミッタには、ダイオードD1，D2のカソ
ード及びアノードが夫々接続されている。トランジスタ
Q1のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が入力
されており、トランジスタQ2のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号が高レベルのときに低レベルとな
り、第１の矩形波信号が低レベルのときに高レベルとな
る第２の矩形波信号が入力されている。これにより、ト
ランジスタQ1，Q2は交互にオンオフされる。トランジス
タQ1のコレクタにはダイオードD3のカソードが接続さ
れ、ダイオードD3のアノードはダイオードD4のカソード
に接続され、ダイオードD4のアノードはトランジスタQ2
のエミッタに接続されている。トランジスタQ1のコレク
タには、コンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC2
の他端はコンデンサC3の一端に接続され、コンデンサC3
の他端はトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1，Q2の接続点とコンデンサC2，C3の接続
点の間には、負荷回路Ｒが接続されている。トランジス
タQ1，Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続されてい
る。交流電源Vsの他端は、インダクタL1，L2を介して、
ダイオードD3，D4の接続点に接続されている。インダク
タL1，L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、コン
デンサC4が接続されている。インダクタL1とコンデンサ
C4はACフィルタ３を構成している。また、トランジスタ
Q1，Q2とダイオードD1，D2及びコンデンサC2，C3は、ダ
イオードD3，D4及びインダクタL2と共にチョッパー回路
２を構成し、且つ負荷回路Ｒと共にインバータ回路１を
構成している。
号）の回路図である。以下、その回路構成について説明
する。トランジスタQ1，Q2はバイポーラ型のトランジス
タよりなる。トランジスタQ1のエミッタは、トランジス
タQ2のコレクタに接続されている。トランジスタQ1，Q2
のコレクタ及びエミッタには、ダイオードD1，D2のカソ
ード及びアノードが夫々接続されている。トランジスタ
Q1のベース・エミッタ間には、第１の矩形波信号が入力
されており、トランジスタQ2のベース・エミッタ間に
は、第１の矩形波信号が高レベルのときに低レベルとな
り、第１の矩形波信号が低レベルのときに高レベルとな
る第２の矩形波信号が入力されている。これにより、ト
ランジスタQ1，Q2は交互にオンオフされる。トランジス
タQ1のコレクタにはダイオードD3のカソードが接続さ
れ、ダイオードD3のアノードはダイオードD4のカソード
に接続され、ダイオードD4のアノードはトランジスタQ2
のエミッタに接続されている。トランジスタQ1のコレク
タには、コンデンサC2の一端が接続され、コンデンサC2
の他端はコンデンサC3の一端に接続され、コンデンサC3
の他端はトランジスタQ2のエミッタに接続されている。
トランジスタQ1，Q2の接続点とコンデンサC2，C3の接続
点の間には、負荷回路Ｒが接続されている。トランジス
タQ1，Q2の接続点は交流電源Vsの一端に接続されてい
る。交流電源Vsの他端は、インダクタL1，L2を介して、
ダイオードD3，D4の接続点に接続されている。インダク
タL1，L2の接続点と交流電源Vsの一端との間には、コン
デンサC4が接続されている。インダクタL1とコンデンサ
C4はACフィルタ３を構成している。また、トランジスタ
Q1，Q2とダイオードD1，D2及びコンデンサC2，C3は、ダ
イオードD3，D4及びインダクタL2と共にチョッパー回路
２を構成し、且つ負荷回路Ｒと共にインバータ回路１を
構成している。
以下、上記回路の動作について説明する。
まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、トランジ
スタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路
Ｒに電流を流す。
ジスタQ1がオンすると、インダクタL2、ダイオードD3、
トランジスタQ1を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、トランジ
スタQ1はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して負荷回路
Ｒに電流を流す。
次に、トランジスタQ1がオフすると、インダクタL2、
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vs
を通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コ
ンデンサC2，C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオン
しており、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタ
Q2を通る経路で、上記とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を
流す。
ダイオードD3、コンデンサC2、負荷回路Ｒ、交流電源Vs
を通る経路、並びに、インダクタL2、ダイオードD3、コ
ンデンサC2，C3、ダイオードD2、交流電源Vsを通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ2がオン
しており、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタ
Q2を通る経路で、上記とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を
流す。
このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
ンジスタQ1がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子を兼ね、トランジスタQ2はイ
ンバータ用のスイッチング素子としてだけ機能する。
次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トランジ
スタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通
る経路で負荷回路Ｒに電流を流す。
ジスタQ2がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ2、
ダイオードD4、インダクタL2を通る経路で、インダクタ
L2に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、トランジ
スタQ2はインバータ用のスイッチング素子としても機能
し、コンデンサC3から負荷回路Ｒ、トランジスタQ2を通
る経路で負荷回路Ｒに電流を流す。
次に、トランジスタQ2がオフすると、交流電源Vs、負
荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2
を通る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コン
デンサC2，C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオン
しており、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
上記とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
荷回路Ｒ、コンデンサC3、ダイオードD4、インダクタL2
を通る経路、並びに、交流電源Vs、ダイオードD1、コン
デンサC2，C3、ダイオードD4、インダクタL2を通る経路
で、インダクタL2のエネルギーが放出され、コンデンサ
C2及びC3を充電する。このとき、トランジスタQ1がオン
しており、コンデンサC2からトランジスタQ1を介して、
上記とは逆方向に負荷回路Ｒに電流を流す。
このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
ンジスタQ2がチョッパー用のスイッチング素子とインバ
ータ用のスイッチング素子の働きを兼ねて、トランジス
タQ1はインバータ用のスイッチング素子としてだけ機能
する。
したがって、この回路にあっては、インバータ用スイ
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、上
記回路にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に各トラ
ンジスタQ1，Q2が交互にチョッパー用のスイッチング素
子として働くので、スイッチング素子１個当たりのスト
レスが軽減されるという利点があり、またスイッチング
素子（トランジスタQ1，Q2）の電力損失のバランスが取
れているので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、
スイッチング素子（トランジスタQ1，Q2）はインバータ
用のスイッチング素子としても動作しているから、別個
にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回
路の構成も簡単化される。なお、交流電源Vsとインダク
タL2の間に、ACフィルタ３を挿入して入力電流を連続的
にすることにより、入力電流歪率を低減することがで
き、また、入力電流を入力電圧と同相の正弦波にできる
ので、入力力率はほぼ１となることは言うまでもない。
ッチング素子がチョッパー用スイッチング素子を兼ね、
且つ少ない素子数で構成されており、電力損失が少な
く、回路構成も簡単になるという利点がある。また、上
記回路にあっては、交流電源Vsの半サイクル毎に各トラ
ンジスタQ1，Q2が交互にチョッパー用のスイッチング素
子として働くので、スイッチング素子１個当たりのスト
レスが軽減されるという利点があり、またスイッチング
素子（トランジスタQ1，Q2）の電力損失のバランスが取
れているので、例えば放熱構造は同じで良い。さらに、
スイッチング素子（トランジスタQ1，Q2）はインバータ
用のスイッチング素子としても動作しているから、別個
にチョッパー駆動回路を設ける必要がなく、また駆動回
路の構成も簡単化される。なお、交流電源Vsとインダク
タL2の間に、ACフィルタ３を挿入して入力電流を連続的
にすることにより、入力電流歪率を低減することがで
き、また、入力電流を入力電圧と同相の正弦波にできる
ので、入力力率はほぼ１となることは言うまでもない。
なお、第10図の回路において、コンデンサC2，C3は比
較的大容量のコンデンサとする必要があるが、第11図に
示すように、大容量のコンデンサC1を１つ設け、コンデ
ンサC2，C3は小容量のコンデンサとする方式もある。
較的大容量のコンデンサとする必要があるが、第11図に
示すように、大容量のコンデンサC1を１つ設け、コンデ
ンサC2，C3は小容量のコンデンサとする方式もある。
［発明が解決しようとする課題］ 上記従来例では、スイッチング素子に流れる電流は、
チョッパー回路とインバータ回路のスイッチング素子を
兼用せずに別個で使用した場合に比べて大きくなる。し
たがって、スイッチング素子でのロスが大きくなる。こ
のため、スイッチング素子を大きい容量のものにする
か、放熱対策が必要となる。また、エネルギーの面から
見ると、DC−DC変換であるチョッパー回路とDC−AC変換
であるインバータ回路の２つの変換過程を通るので、そ
の間でのロスも大きくなる。したがって、回路総合効率
（負荷の消費電力÷入力電力）には限界がある。
チョッパー回路とインバータ回路のスイッチング素子を
兼用せずに別個で使用した場合に比べて大きくなる。し
たがって、スイッチング素子でのロスが大きくなる。こ
のため、スイッチング素子を大きい容量のものにする
か、放熱対策が必要となる。また、エネルギーの面から
見ると、DC−DC変換であるチョッパー回路とDC−AC変換
であるインバータ回路の２つの変換過程を通るので、そ
の間でのロスも大きくなる。したがって、回路総合効率
（負荷の消費電力÷入力電力）には限界がある。
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。
その目的とするところは、インバータ装置の入力力率を
高く、入力電流高調波を低く保ちつつ、簡単な回路構成
で回路総合効率を向上させることにある。
［課題を解決するための手段］ 本発明のインバータ装置にあっては、上記の課題を解
決するために、第１図に示すように、全波整流器DBの交
流入力端子にインダクタL1を介して交流電源Vsを接続
し、全波整流器DBの直流出力端子に平滑用コンデンサC1
を接続し、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイ
ッチング素子（トランジスタQ1，Q2）の直列回路を平滑
用コンデンサC1に並列接続し、少なくとも一方のスイッ
チング素子に負荷Ｚを含む複数のインピーダンス回路を
接続し、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と全
波整流器DBの交流入力端子の一端との間に前記複数のイ
ンピーダンス回路の一部を含むインバータ電流の通電経
路を構成したことを特徴とするものである。
決するために、第１図に示すように、全波整流器DBの交
流入力端子にインダクタL1を介して交流電源Vsを接続
し、全波整流器DBの直流出力端子に平滑用コンデンサC1
を接続し、交互にオン・オフされる第１及び第２のスイ
ッチング素子（トランジスタQ1，Q2）の直列回路を平滑
用コンデンサC1に並列接続し、少なくとも一方のスイッ
チング素子に負荷Ｚを含む複数のインピーダンス回路を
接続し、第１及び第２のスイッチング素子の接続点と全
波整流器DBの交流入力端子の一端との間に前記複数のイ
ンピーダンス回路の一部を含むインバータ電流の通電経
路を構成したことを特徴とするものである。
［作用］ 第１図の回路では、インバータ回路を構成する第１及
び第２のトランジスタQ1，Q2の接続点と、ダイオード
D3〜D6よりなる全波整流器DBの交流入力端子の一端Ａと
の間に、インバータ電流の通電経路を構成したので、交
流電源Vsから直接的に負荷Ｚへ電流を流すことができ、
複数の変換過程を通らない。したがって、従来例に比べ
ると、電力の変換過程が減ることにより、回路効率を高
くすることができる。
び第２のトランジスタQ1，Q2の接続点と、ダイオード
D3〜D6よりなる全波整流器DBの交流入力端子の一端Ａと
の間に、インバータ電流の通電経路を構成したので、交
流電源Vsから直接的に負荷Ｚへ電流を流すことができ、
複数の変換過程を通らない。したがって、従来例に比べ
ると、電力の変換過程が減ることにより、回路効率を高
くすることができる。
［実施例］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図である。以下、
その回路構成について説明する。ダイオードD3，D4，
D5，D6は全波整流器DBを構成している。この全波整流器
DBの交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC4より
なるフィルター回路を介して交流電源Vsに接続されてい
る。全波整流器DBの直流出力端子には、大容量のコンデ
ンサC1が並列接続されている。以上の回路により整流平
滑回路が構成されている。また、平滑コンデンサC1に
は、小容量のコンデンサC2，C3の直列回路と、スイッチ
ング用のトランジスタQ1，Q2の直列回路とが並列的に接
続されており、各トランジスタQ1，Q2にはダイオード
D1，D2がそれぞれ逆並列接続されている。トランジスタ
Q1，Q2の接続点と、コンデンサC2，C3の接続点Ｂとの間
には、負荷Ｚが接続されている。以上の回路によりハー
フブリッジ式のインバータ回路が構成されており、トラ
ンジスタQ1，Q2が交互にオン・オフすることにより、負
荷Ｚに高周波電流を流すことができる。
その回路構成について説明する。ダイオードD3，D4，
D5，D6は全波整流器DBを構成している。この全波整流器
DBの交流入力端子は、インダクタL1とコンデンサC4より
なるフィルター回路を介して交流電源Vsに接続されてい
る。全波整流器DBの直流出力端子には、大容量のコンデ
ンサC1が並列接続されている。以上の回路により整流平
滑回路が構成されている。また、平滑コンデンサC1に
は、小容量のコンデンサC2，C3の直列回路と、スイッチ
ング用のトランジスタQ1，Q2の直列回路とが並列的に接
続されており、各トランジスタQ1，Q2にはダイオード
D1，D2がそれぞれ逆並列接続されている。トランジスタ
Q1，Q2の接続点と、コンデンサC2，C3の接続点Ｂとの間
には、負荷Ｚが接続されている。以上の回路によりハー
フブリッジ式のインバータ回路が構成されており、トラ
ンジスタQ1，Q2が交互にオン・オフすることにより、負
荷Ｚに高周波電流を流すことができる。
上記の回路の特徴は、全波整流器DBの交流入力端子の
一端（ダイオードD3，D4の接続点）Ａと、コンデンサ
C2，C3の接続点Ｂとを接続したことにある。これによ
り、入力電圧Vinが正の期間に、トランジスタQ1がオン
すると、交流電源Vsからフィルター回路を介してダイオ
ードD5、トランジスタQ1、負荷Ｚ、接続点Ｂ、接続点
Ａ、交流電源Vsの経路で電流が流れて、交流電源Vsから
負荷Ｚに直接的に電流を流すことができる。また、入力
電圧Vinが負の期間に、トランジスタQ2がオンすると、
交流電源Vsからフィルター回路を介して接続点Ａ、接続
点Ｂ、負荷Ｚ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電
源Vsの経路で電流が流れて、やはり交流電源Vsから負荷
Ｚに直接的に電流を流すことができる。
一端（ダイオードD3，D4の接続点）Ａと、コンデンサ
C2，C3の接続点Ｂとを接続したことにある。これによ
り、入力電圧Vinが正の期間に、トランジスタQ1がオン
すると、交流電源Vsからフィルター回路を介してダイオ
ードD5、トランジスタQ1、負荷Ｚ、接続点Ｂ、接続点
Ａ、交流電源Vsの経路で電流が流れて、交流電源Vsから
負荷Ｚに直接的に電流を流すことができる。また、入力
電圧Vinが負の期間に、トランジスタQ2がオンすると、
交流電源Vsからフィルター回路を介して接続点Ａ、接続
点Ｂ、負荷Ｚ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電
源Vsの経路で電流が流れて、やはり交流電源Vsから負荷
Ｚに直接的に電流を流すことができる。
上記の電流は、入力電圧Vinが正の期間では、入力電
圧VinがコンデンサC2の電圧よりも高い期間でないと流
れない。また、入力電圧Vinが負の期間では、入力電圧V
inがコンデンサC3の電圧よりも高い期間でないと流れな
い。このため、コンデンサC2，C3の容量は小さいほど、
入力電流が広い期間にわたって流れるようになる。例え
ば、コンデンサC2，C3の容量をトランジスタQ1，Q2のス
イッチング周期内で電荷を完全に放出し切る程度に設定
すると、交流電源Vsの商用周期の全期間にわたって、入
力電流が流れることになる。したがって、入力力率が高
く、入力電流高調波も小さくなる。
圧VinがコンデンサC2の電圧よりも高い期間でないと流
れない。また、入力電圧Vinが負の期間では、入力電圧V
inがコンデンサC3の電圧よりも高い期間でないと流れな
い。このため、コンデンサC2，C3の容量は小さいほど、
入力電流が広い期間にわたって流れるようになる。例え
ば、コンデンサC2，C3の容量をトランジスタQ1，Q2のス
イッチング周期内で電荷を完全に放出し切る程度に設定
すると、交流電源Vsの商用周期の全期間にわたって、入
力電流が流れることになる。したがって、入力力率が高
く、入力電流高調波も小さくなる。
本回路の入力波形及び負荷電流波形は第２図に示すよ
うになる。図中、Vinは入力電圧、Ｉはフィルター回路
で高周波成分を除去する前の入力電流、Iinはフィルタ
ー回路で高周波成分を除去した後の入力電流、Izは負荷
電流である。
うになる。図中、Vinは入力電圧、Ｉはフィルター回路
で高周波成分を除去する前の入力電流、Iinはフィルタ
ー回路で高周波成分を除去した後の入力電流、Izは負荷
電流である。
このように、本回路は交流電源Vsから負荷Ｚへ直接的
に電流を流すようにしたので、複数の変換過程を通ら
ず、回路効率の高いインバータ装置となる。また、スイ
ッチング素子に流れる電流はインバータ負荷に流れる電
流のみで、従来例に比べてロスは小さい。また、コンデ
ンサC1の電圧は従来例に比べて半分程度となり、回路素
子の耐圧も小さくなる。さらに、回路構成も非常に簡単
である。
に電流を流すようにしたので、複数の変換過程を通ら
ず、回路効率の高いインバータ装置となる。また、スイ
ッチング素子に流れる電流はインバータ負荷に流れる電
流のみで、従来例に比べてロスは小さい。また、コンデ
ンサC1の電圧は従来例に比べて半分程度となり、回路素
子の耐圧も小さくなる。さらに、回路構成も非常に簡単
である。
［実施例２］ 第３図は本発明の第２実施例の回路図である。図中、
破線で囲まれた回路１がハーフブリッジ式のインバータ
を構成している。トランジスタQ1，Q2が高速度で交互に
オン・オフし、負荷Ｚに高周波が供給される。Z2及びZ3
はインピーダンス素子であり、例えば、第１図のコンデ
ンサC2，C3に相当し、インバータの振動要素である。な
お、インピーダンス素子Z3は無くても良い。
破線で囲まれた回路１がハーフブリッジ式のインバータ
を構成している。トランジスタQ1，Q2が高速度で交互に
オン・オフし、負荷Ｚに高周波が供給される。Z2及びZ3
はインピーダンス素子であり、例えば、第１図のコンデ
ンサC2，C3に相当し、インバータの振動要素である。な
お、インピーダンス素子Z3は無くても良い。
本回路の特徴は、全波整流器DBの交流入力端子の一端
Ａとインバータ回路の負荷Ｚの一端Ｂとの間にインピー
ダンス素子Z1を接続し、さらに、トランジスタQ1，Q2の
接続点Ｃとの間に負荷Ｚを接続したことである。
Ａとインバータ回路の負荷Ｚの一端Ｂとの間にインピー
ダンス素子Z1を接続し、さらに、トランジスタQ1，Q2の
接続点Ｃとの間に負荷Ｚを接続したことである。
本実施例において、入力電圧Vinが正の期間に、トラ
ンジスタQ1がオンすると、交流電源Vsからフィルター回
路を介してダイオードD5、トランジスタQ1、接続点Ｃ、
負荷Ｚ、接続点Ｂ、インピーダンス素子Z1、接続点Ａ、
交流電源Vsの経路で交流電源Vsから負荷Ｚに直接的に電
流が流れる。入力電圧Vinが負の期間では、トランジス
タQ2がオンすると、交流電源Vsからフィルター回路を介
して接続点Ａ、インピーダンス素子Z1、接続点Ｂ、負荷
Ｚ、接続点Ｃ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電
源Vsの経路で、やはり交流電源Vsから負荷Ｚに直接的に
電流を流す。
ンジスタQ1がオンすると、交流電源Vsからフィルター回
路を介してダイオードD5、トランジスタQ1、接続点Ｃ、
負荷Ｚ、接続点Ｂ、インピーダンス素子Z1、接続点Ａ、
交流電源Vsの経路で交流電源Vsから負荷Ｚに直接的に電
流が流れる。入力電圧Vinが負の期間では、トランジス
タQ2がオンすると、交流電源Vsからフィルター回路を介
して接続点Ａ、インピーダンス素子Z1、接続点Ｂ、負荷
Ｚ、接続点Ｃ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電
源Vsの経路で、やはり交流電源Vsから負荷Ｚに直接的に
電流を流す。
本回路も交流電源Vsから負荷Ｚへ直接的に電流を流す
ようにしたので、複数の変換過程を通らず、回路効率の
高いインバータ装置となる。また、スイッチング素子に
流れる電流は、インバータ負荷に流れる電流のみで従来
例に比べてロスは小さい。さらに、入力力率が高く、入
力電流高調波が少ないことは言うまでも無い。
ようにしたので、複数の変換過程を通らず、回路効率の
高いインバータ装置となる。また、スイッチング素子に
流れる電流は、インバータ負荷に流れる電流のみで従来
例に比べてロスは小さい。さらに、入力力率が高く、入
力電流高調波が少ないことは言うまでも無い。
なお、インピーダンス素子Z1を挿入した効果について
は、第５図以降の具体的実施例で説明する。
は、第５図以降の具体的実施例で説明する。
［実施例３］ 第４図は本発明の第３実施例の回路図である。図中、
破線で囲まれた回路１は直列インバータを構成してい
る。Z2はインバータの振動要素である。本回路の特徴は
全波整流器DBの交流入力端子の一端Ａとインバータ回路
の一端Ｂとの間にインピーダンス素子Z1を接続し、さら
に、スイッチング素子の接続点Ｃとの間にインバータ振
動要素Z2を接続したことである。
破線で囲まれた回路１は直列インバータを構成してい
る。Z2はインバータの振動要素である。本回路の特徴は
全波整流器DBの交流入力端子の一端Ａとインバータ回路
の一端Ｂとの間にインピーダンス素子Z1を接続し、さら
に、スイッチング素子の接続点Ｃとの間にインバータ振
動要素Z2を接続したことである。
本実施例において、入力電圧Vinが正の期間に、トラ
ンジスタQ1がオンすると、交流電源Vsからフィルター回
路を介してダイオードD5、トランジスタQ1、接続点Ｃ、
インバータ振動要素Z2、接続点Ｂ、インピーダンス素子
Z1、接続点Ａ、交流電源Vsの経路を通って、交流電源Vs
からインバータ回路に直接的に電流を流す。入力電圧Vi
nが負の期間では、トランジスタQ2がオンすると、交流
電源Vsからフィルター回路を介して接続点Ａ、インピー
ダンス素子Z1、接続点Ｂ、インバータ振動要素Z2、接続
点Ｃ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電源Vsの経
路を通って、交流電源Vsからインバータ回路に直接的に
電流を流す。
ンジスタQ1がオンすると、交流電源Vsからフィルター回
路を介してダイオードD5、トランジスタQ1、接続点Ｃ、
インバータ振動要素Z2、接続点Ｂ、インピーダンス素子
Z1、接続点Ａ、交流電源Vsの経路を通って、交流電源Vs
からインバータ回路に直接的に電流を流す。入力電圧Vi
nが負の期間では、トランジスタQ2がオンすると、交流
電源Vsからフィルター回路を介して接続点Ａ、インピー
ダンス素子Z1、接続点Ｂ、インバータ振動要素Z2、接続
点Ｃ、トランジスタQ2、ダイオードD6、交流電源Vsの経
路を通って、交流電源Vsからインバータ回路に直接的に
電流を流す。
本回路では、インピーダンス素子Z1とインバータ振動
要素Z2がスイッチングされて、チョッパー回路のような
働きをする。したがって、インバータ振動要素Z2はチョ
ッパーとしてもインバータとしても作用することにな
り、回路の共用化はスイッチング素子だけでなく、回路
素子も共用化されていることになる。インピーダンス素
子Z1とインバータ振動要素Z2を流れる電流は、一部が負
荷Ｚにも流れ、やはり回路効率は従来例に比べて改善さ
れる。また、入力力率が高く、入力電流高調波が少なく
なることは言うまでも無い。
要素Z2がスイッチングされて、チョッパー回路のような
働きをする。したがって、インバータ振動要素Z2はチョ
ッパーとしてもインバータとしても作用することにな
り、回路の共用化はスイッチング素子だけでなく、回路
素子も共用化されていることになる。インピーダンス素
子Z1とインバータ振動要素Z2を流れる電流は、一部が負
荷Ｚにも流れ、やはり回路効率は従来例に比べて改善さ
れる。また、入力力率が高く、入力電流高調波が少なく
なることは言うまでも無い。
［実施例４］ 第５図は本発明の第４実施例の回路図である。本実施
例は第３図に示す実施例２の具体的な応用例であり、放
電灯laにコンデンサC5を並列接続し、インダクタL2を直
列接続した放電灯点灯回路を第３図の負荷Ｚとしたもの
である。また、インピーダンス素子Z1，Z2，Z3として、
コンデンサC6，C3，C2をそれぞれ用いたものである。
例は第３図に示す実施例２の具体的な応用例であり、放
電灯laにコンデンサC5を並列接続し、インダクタL2を直
列接続した放電灯点灯回路を第３図の負荷Ｚとしたもの
である。また、インピーダンス素子Z1，Z2，Z3として、
コンデンサC6，C3，C2をそれぞれ用いたものである。
本回路における負荷電流波形は第６図のようになる。
上述の実施例２では、負荷電流Ｉに商用交流成分が重畳
したような波形となっており、このため、放電灯laのち
らつきが生じていたが、本回路ではコンデンサC6が負荷
電流の商用交流成分をカットしているので、放電灯laに
は商用交流成分の無い平滑された電流Ilaが流れ、ちら
つきなどは生じない。また、回路効率が良く、入力力率
が高く、入力電流高調波が少ないのは、勿論である。
上述の実施例２では、負荷電流Ｉに商用交流成分が重畳
したような波形となっており、このため、放電灯laのち
らつきが生じていたが、本回路ではコンデンサC6が負荷
電流の商用交流成分をカットしているので、放電灯laに
は商用交流成分の無い平滑された電流Ilaが流れ、ちら
つきなどは生じない。また、回路効率が良く、入力力率
が高く、入力電流高調波が少ないのは、勿論である。
［実施例５］ 第７図は本発明の第５実施例の回路図である。本実施
例は第４図に示す実施例３の具体的な応用例であり、イ
ンピーダンス素子Z1として、インダクタL3とコンデンサ
C6の直列回路を用いると共に、インバータ振動要素Z2と
してインダクタL2を用いたものである。また、負荷Ｚと
しては、放電灯laにコンデンサC5を並列接続し、コンデ
ンサC3を直列接続した放電灯点灯回路を用いている。な
お、コンデンサC6は無くても良い。また、インピーダン
ス素子Z3として、第５図に示すようなコンデンサC2を、
コンデンサC1の正極とコンデンサC3の負荷側端子の間に
接続しても良い。
例は第４図に示す実施例３の具体的な応用例であり、イ
ンピーダンス素子Z1として、インダクタL3とコンデンサ
C6の直列回路を用いると共に、インバータ振動要素Z2と
してインダクタL2を用いたものである。また、負荷Ｚと
しては、放電灯laにコンデンサC5を並列接続し、コンデ
ンサC3を直列接続した放電灯点灯回路を用いている。な
お、コンデンサC6は無くても良い。また、インピーダン
ス素子Z3として、第５図に示すようなコンデンサC2を、
コンデンサC1の正極とコンデンサC3の負荷側端子の間に
接続しても良い。
本回路における負荷電流波形は第８図のようになる。
負荷電流Ilaの振幅が入力電圧Vinの大きさに反比例して
いる。このため、この回路は電源変動補償が自動的にな
される。なぜなら、負荷電流の振幅の最大値はコンデン
サC1の電圧値で決まり、振幅の最小値は電源電圧の大き
さで決まる。もし、入力電圧Vinが増加すると、コンデ
ンサC1の電圧が上昇し、したがって、負荷電流の振幅の
最大値が大きくなる。一方、振幅の最小値は小さくなる
ので、商用周期で平均すると、負荷電流の実効値は変動
の前後で余り変化しないことになる。また、回路効率が
良く、入力力率が高く、入力電流高調波が少ないのは勿
論である。
負荷電流Ilaの振幅が入力電圧Vinの大きさに反比例して
いる。このため、この回路は電源変動補償が自動的にな
される。なぜなら、負荷電流の振幅の最大値はコンデン
サC1の電圧値で決まり、振幅の最小値は電源電圧の大き
さで決まる。もし、入力電圧Vinが増加すると、コンデ
ンサC1の電圧が上昇し、したがって、負荷電流の振幅の
最大値が大きくなる。一方、振幅の最小値は小さくなる
ので、商用周期で平均すると、負荷電流の実効値は変動
の前後で余り変化しないことになる。また、回路効率が
良く、入力力率が高く、入力電流高調波が少ないのは勿
論である。
［実施例６］ 第９図は本発明の第６実施例の回路図である。本実施
例は、第７図の回路において、放電灯laとコンデンサC5
の並列回路を、インダクタL2と置き換えたものである。
これは、第３図に示す回路を具体化したものであり、そ
のインピーダンス素子Z1として、インダクタL3とコンデ
ンサC6の直列回路を用い、インピーダンス素子Z2とし
て、インダクタL2とコンデンサC3の直列回路を用いたも
のである。また、負荷Ｚとしては、放電灯laとコンデン
サC5の並列回路を用いたものである。なお、インダクタ
L3は省略しても良い。
例は、第７図の回路において、放電灯laとコンデンサC5
の並列回路を、インダクタL2と置き換えたものである。
これは、第３図に示す回路を具体化したものであり、そ
のインピーダンス素子Z1として、インダクタL3とコンデ
ンサC6の直列回路を用い、インピーダンス素子Z2とし
て、インダクタL2とコンデンサC3の直列回路を用いたも
のである。また、負荷Ｚとしては、放電灯laとコンデン
サC5の並列回路を用いたものである。なお、インダクタ
L3は省略しても良い。
［発明の効果］ 本発明にあっては、交流電源をインダクタと全波整流
器と平滑コンデンサで直流電圧に変換し、平滑コンデン
サの両端間に直列的に接続された第１及び第２のスイッ
チング素子を交互にオン・オフすることにより、少なく
とも一方のスイッチング素子に接続された負荷を含む複
数のインピーダンス回路にインバータ電流を通電するよ
うにしたインバータ装置において、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点と全波整流器の交流入力端子の一
端との間に前記複数のインピーダンス回路の一部を含む
インバータ電流の通電経路を構成したので、交流電源か
ら直接的に負荷又はインバータ回路へ電流を流すことが
でき、複数の変換過程を通らず、したがって、回路効率
を高くすることができるという効果がある。
器と平滑コンデンサで直流電圧に変換し、平滑コンデン
サの両端間に直列的に接続された第１及び第２のスイッ
チング素子を交互にオン・オフすることにより、少なく
とも一方のスイッチング素子に接続された負荷を含む複
数のインピーダンス回路にインバータ電流を通電するよ
うにしたインバータ装置において、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点と全波整流器の交流入力端子の一
端との間に前記複数のインピーダンス回路の一部を含む
インバータ電流の通電経路を構成したので、交流電源か
ら直接的に負荷又はインバータ回路へ電流を流すことが
でき、複数の変換過程を通らず、したがって、回路効率
を高くすることができるという効果がある。
第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図は同上の
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本発明の
第４実施例の回路図、第６図は同上の動作波形図、第７
図は本発明の第５実施例の回路図、第８図は同上の動作
波形図、第９図は本発明の第６実施例の回路図、第10図
は従来例の回路図、第11図は他の従来例の回路図であ
る。 C1〜C4はコンデンサ、D1〜D6はダイオード、DBは全波整
流器、L1はインダクタ、Q1，Q2はトランジスタ、Vsは交
流電源、Ｚは負荷である。
動作波形図、第３図は本発明の第２実施例の回路図、第
４図は本発明の第３実施例の回路図、第５図は本発明の
第４実施例の回路図、第６図は同上の動作波形図、第７
図は本発明の第５実施例の回路図、第８図は同上の動作
波形図、第９図は本発明の第６実施例の回路図、第10図
は従来例の回路図、第11図は他の従来例の回路図であ
る。 C1〜C4はコンデンサ、D1〜D6はダイオード、DBは全波整
流器、L1はインダクタ、Q1，Q2はトランジスタ、Vsは交
流電源、Ｚは負荷である。
Claims (2)
- 【請求項１】全波整流器の交流入力端子にインダクタを
介して交流電源を接続し、全波整流器の直流出力端子に
平滑用コンデンサを接続し、交互にオン・オフされる第
１及び第２のスイッチング素子の直列回路を平滑用コン
デンサに並列接続し、少なくとも一方のスイッチング素
子に負荷を含む複数のインピーダンス回路を接続し、第
１及び第２のスイッチング素子の接続点と全波整流器の
交流入力端子の一端との間に前記複数のインピーダンス
回路の一部を含むインバータ電流の通電経路を構成した
ことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】全波整流器の交流入力端子にインダクタを
介して交流電源を接続し、全波整流器の直流出力端子に
平滑用コンデンサを接続し、交互にオン・オフされる第
１及び第２のスイッチング素子の直列回路を平滑用コン
デンサに並列接続し、全波整流器の直流出力端子間に第
１及び第２のコンデンサを直列接続し、前記第１及び第
２のスイッチング素子の接続点と前記第１及び第２のコ
ンデンサの接続点との間に負荷回路を接続し、前記第１
及び第２のコンデンサの接続点と全波整流器の交流入力
端子の一端とを接続して第１及び第２のスイッチング素
子の接続点と全波整流器の交流入力端子の一端との間に
インバータ電流の通電経路を構成したことを特徴とする
インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2327323A JP2878448B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2327323A JP2878448B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04193066A JPH04193066A (ja) | 1992-07-13 |
| JP2878448B2 true JP2878448B2 (ja) | 1999-04-05 |
Family
ID=18197858
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2327323A Expired - Lifetime JP2878448B2 (ja) | 1990-11-27 | 1990-11-27 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2878448B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998048506A1 (fr) * | 1997-04-22 | 1998-10-29 | Nippo Electric Co., Ltd. | Onduleur a point neutre |
-
1990
- 1990-11-27 JP JP2327323A patent/JP2878448B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04193066A (ja) | 1992-07-13 |
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