JP2000341967A - インバータ装置 - Google Patents
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Inverter Devices (AREA)
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】昇圧チョッパ回路からインバータ部へ出力され
る直流電源電圧Ｖｄｃより低い電圧がスイッチング素子
に印加されるようにして、スイッチング素子の耐圧が低
くて済むインバータ装置を実現する。 【解決手段】交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整
流器ＤＢの直流出力を受けて直流電源電圧Ｖｄｃを出力
する昇圧チョッパ回路から成る電源回路部と、該電源回
路部に接続されて、出力を平滑する平滑回路部と、該平
滑回路部に接続されて、負荷に高周波電圧を出力するイ
ンバータ部とから成るインバータ装置において、上記平
滑回路部を部分平滑回路とした。また、昇圧チョッパ回
路から成る電源回路部とインバータ部とでスイッチング
素子の一部を共用しても良い。
る直流電源電圧Ｖｄｃより低い電圧がスイッチング素子
に印加されるようにして、スイッチング素子の耐圧が低
くて済むインバータ装置を実現する。 【解決手段】交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整
流器ＤＢの直流出力を受けて直流電源電圧Ｖｄｃを出力
する昇圧チョッパ回路から成る電源回路部と、該電源回
路部に接続されて、出力を平滑する平滑回路部と、該平
滑回路部に接続されて、負荷に高周波電圧を出力するイ
ンバータ部とから成るインバータ装置において、上記平
滑回路部を部分平滑回路とした。また、昇圧チョッパ回
路から成る電源回路部とインバータ部とでスイッチング
素子の一部を共用しても良い。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源を整流平
滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給する
インバータ装置に関するものである。
滑した直流電圧を高周波電圧に変換して負荷に供給する
インバータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】（従来例１）図９は特開平１０−２８５
９４６号に開示されたインバータ装置の回路図である。
図中のコンデンサＣ１はインバータへ直流電圧を供給す
る比較的大容量の電解コンデンサである。この電解コン
デンサＣ１は直流電圧Ｖｄｃを持ち、両端にスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続されている。各スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれダイオードＤ１，
Ｄ２が逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２
の両端には、リーケージトランスＴとコンデンサＣ３か
らなる直列共振回路を接続されている。リーケージトラ
ンスＴの２次巻線には放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並
列回路を接続されて、ハーフブリッジインバータを構成
している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・
オフ駆動され、インバータ負荷回路に高周波電圧を供給
する。コンデンサＣ３には交流電源Ｖｓを整流する全波
整流器ＤＢの直流出力端が接続される。
９４６号に開示されたインバータ装置の回路図である。
図中のコンデンサＣ１はインバータへ直流電圧を供給す
る比較的大容量の電解コンデンサである。この電解コン
デンサＣ１は直流電圧Ｖｄｃを持ち、両端にスイッチン
グ素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続されている。各スイ
ッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれダイオードＤ１，
Ｄ２が逆並列に接続されている。スイッチング素子Ｑ２
の両端には、リーケージトランスＴとコンデンサＣ３か
らなる直列共振回路を接続されている。リーケージトラ
ンスＴの２次巻線には放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並
列回路を接続されて、ハーフブリッジインバータを構成
している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互にオン・
オフ駆動され、インバータ負荷回路に高周波電圧を供給
する。コンデンサＣ３には交流電源Ｖｓを整流する全波
整流器ＤＢの直流出力端が接続される。
【０００３】スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン・オフ
動作によって、コンデンサＣ３には高周波電圧が発生
し、コンデンサＣ３の電圧が交流電源Ｖｓの電圧の瞬時
値より低くなった時点からリーケージトランスＴの１次
巻線を介して入力電流が流れる。具体的には、スイッチ
ング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ３→リーケー
ジトランスＴの１次巻線→スイッチング素子Ｑ２→コン
デンサＣ３の経路で電流が流れる。これはインバータと
しての動作である。これにより、コンデンサＣ３の電圧
は次第に下がり、交流電源Ｖｓの電圧以下になると、全
波整流器ＤＢ→リーケージトランスＴの１次巻線→スイ
ッチング素子Ｑ２→全波整流器ＤＢの経路で電流が流れ
る。これはリーケージトランスＴの１次巻線をインダク
タンス成分とする昇圧チョッパとしても作用しているこ
とになる。即ち、ハーフブリッジインバータのリーケー
ジトランスＴの１次巻線のインダクタンス成分を昇圧チ
ョッパのエネルギー蓄積要素として兼用している。これ
により、小型で簡単な回路でありながら、高力率、低入
力電流高調波を実現している。
動作によって、コンデンサＣ３には高周波電圧が発生
し、コンデンサＣ３の電圧が交流電源Ｖｓの電圧の瞬時
値より低くなった時点からリーケージトランスＴの１次
巻線を介して入力電流が流れる。具体的には、スイッチ
ング素子Ｑ２がオンすると、コンデンサＣ３→リーケー
ジトランスＴの１次巻線→スイッチング素子Ｑ２→コン
デンサＣ３の経路で電流が流れる。これはインバータと
しての動作である。これにより、コンデンサＣ３の電圧
は次第に下がり、交流電源Ｖｓの電圧以下になると、全
波整流器ＤＢ→リーケージトランスＴの１次巻線→スイ
ッチング素子Ｑ２→全波整流器ＤＢの経路で電流が流れ
る。これはリーケージトランスＴの１次巻線をインダク
タンス成分とする昇圧チョッパとしても作用しているこ
とになる。即ち、ハーフブリッジインバータのリーケー
ジトランスＴの１次巻線のインダクタンス成分を昇圧チ
ョッパのエネルギー蓄積要素として兼用している。これ
により、小型で簡単な回路でありながら、高力率、低入
力電流高調波を実現している。
【０００４】この回路では、昇圧チョッパ作用を持つた
め、コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが交流電源Ｖｓのピー
ク値の約２倍程度と高い。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
にもコンデンサＣ１の電圧が印加されるので、高耐圧の
素子が必要となる。より具体的には、電源１００Ｖに対
して回路を設計すると、コンデンサＣ１の電圧は約３０
０Ｖ程度、電源２００Ｖに対してはコンデンサＣ１の電
圧は約６００Ｖ程度になる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の耐圧は１００Ｖ系の倍必要であり、２００Ｖ系回路
の素子耐圧は非常に高く、またコストも高いものとな
る。このように使用電源電圧によって、回路素子の耐圧
が異なり、素子の大きさ、コストが大きく異なるという
問題がある。
め、コンデンサＣ１の電圧Ｖｄｃが交流電源Ｖｓのピー
ク値の約２倍程度と高い。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
にもコンデンサＣ１の電圧が印加されるので、高耐圧の
素子が必要となる。より具体的には、電源１００Ｖに対
して回路を設計すると、コンデンサＣ１の電圧は約３０
０Ｖ程度、電源２００Ｖに対してはコンデンサＣ１の電
圧は約６００Ｖ程度になる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の耐圧は１００Ｖ系の倍必要であり、２００Ｖ系回路
の素子耐圧は非常に高く、またコストも高いものとな
る。このように使用電源電圧によって、回路素子の耐圧
が異なり、素子の大きさ、コストが大きく異なるという
問題がある。
【０００５】（従来例２）図１０は従来例２の回路図で
ある。交流電源Ｖｓは全波整流器ＤＢの交流入力端に接
続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端の負極に
は、ダイオードＤ３のカソードが接続されており、全波
整流器ＤＢの直流出力端の正極とダイオードＤ３のアノ
ードの間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路
が接続されている。ダイオードＤ３の両端には、コンデ
ンサＣ４が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２はバイポーラトランジスタよりなり、そのコレ
クタ・エミッタ間には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２
が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の接続点と、全波整流器ＤＢの直流出力端の負極の間に
は、コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＴの１
次巻線が接続されている。リーケージトランスＴの２次
巻線には放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回路が接続
されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の
両端には、コンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６よりなる部分平滑回路が接続されてい
る。コンデンサＣ１１，Ｃ１２はダイオードＤ５を介し
て充電され、ダイオードＤ４，Ｄ６を介して放電される
ように接続されている。
ある。交流電源Ｖｓは全波整流器ＤＢの交流入力端に接
続されている。全波整流器ＤＢの直流出力端の負極に
は、ダイオードＤ３のカソードが接続されており、全波
整流器ＤＢの直流出力端の正極とダイオードＤ３のアノ
ードの間には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路
が接続されている。ダイオードＤ３の両端には、コンデ
ンサＣ４が並列接続されている。スイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２はバイポーラトランジスタよりなり、そのコレ
クタ・エミッタ間には、それぞれダイオードＤ１，Ｄ２
が逆並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
の接続点と、全波整流器ＤＢの直流出力端の負極の間に
は、コンデンサＣ３を介してリーケージトランスＴの１
次巻線が接続されている。リーケージトランスＴの２次
巻線には放電灯ｌａとコンデンサＣ２の並列回路が接続
されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路の
両端には、コンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６よりなる部分平滑回路が接続されてい
る。コンデンサＣ１１，Ｃ１２はダイオードＤ５を介し
て充電され、ダイオードＤ４，Ｄ６を介して放電される
ように接続されている。
【０００６】この回路は特開平８−２５１９４３号に開
示された回路と類似している。スイッチング素子Ｑ１が
オンしたときに、全波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ
１→リーケージトランスＴの１次巻線→コンデンサＣ３
→全波整流器ＤＢの経路で入力電流を流し、スイッチン
グ素子Ｑ１がオフしたときに、リーケージトランスＴの
１次巻線→コンデンサＣ３→全波整流器ＤＢ→コンデン
サＣ１１→ダイオードＤ５→コンデンサＣ１２→ダイオ
ードＤ２→リーケージトランスＴの１次巻線の経路で入
力電流が流れる。これにより、入力電流高調波を低減す
ることができる。
示された回路と類似している。スイッチング素子Ｑ１が
オンしたときに、全波整流器ＤＢ→スイッチング素子Ｑ
１→リーケージトランスＴの１次巻線→コンデンサＣ３
→全波整流器ＤＢの経路で入力電流を流し、スイッチン
グ素子Ｑ１がオフしたときに、リーケージトランスＴの
１次巻線→コンデンサＣ３→全波整流器ＤＢ→コンデン
サＣ１１→ダイオードＤ５→コンデンサＣ１２→ダイオ
ードＤ２→リーケージトランスＴの１次巻線の経路で入
力電流が流れる。これにより、入力電流高調波を低減す
ることができる。
【０００７】この回路では、ハーフブリッジインバータ
構成の直流平滑部を部分平滑構成にしたものであり、コ
ンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路の両端電圧は最大で
交流電源Ｖｓのピーク値程度となる。しかし、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧はコンデンサＣ１
１，Ｃ１２の直列接続の電圧となり、インバータへの直
流電源としての電圧の最大値が印加されることに変わり
はない。また、電源２００Ｖ用回路の素子耐圧が１００
Ｖ用回路の倍必要なことに変わりはない。
構成の直流平滑部を部分平滑構成にしたものであり、コ
ンデンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路の両端電圧は最大で
交流電源Ｖｓのピーク値程度となる。しかし、スイッチ
ング素子Ｑ１，Ｑ２に印加される電圧はコンデンサＣ１
１，Ｃ１２の直列接続の電圧となり、インバータへの直
流電源としての電圧の最大値が印加されることに変わり
はない。また、電源２００Ｖ用回路の素子耐圧が１００
Ｖ用回路の倍必要なことに変わりはない。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の解決しようと
する課題は、従来例で述べた欠点を解決することであ
り、具体的には、インバータ部への直流電源電圧より低
い電圧しか印加されず、スイッチング素子の耐圧が低く
て済むインバータ装置を実現することにある。
する課題は、従来例で述べた欠点を解決することであ
り、具体的には、インバータ部への直流電源電圧より低
い電圧しか印加されず、スイッチング素子の耐圧が低く
て済むインバータ装置を実現することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器
ＤＢの直流出力を受けて、出力を平滑する平滑回路部
と、平滑回路部と並列に接続されて高周波で交互にオン
・オフされる第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２の
ダイオードＤ１，Ｄ２と、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの一方の直流出力
端との間に接続されるインダクタンス成分（リーケージ
トランスＴ）と、上記インダクタンス成分に並列的に接
続されるインバータ負荷回路と、上記インダクタンス成
分と整流器ＤＢの直流出力端の接続点に一端が接続され
るとともに他端が平滑回路部の一方の端子に接続され、
且つ第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフに応じて上記インダクタンス成分と共振回路を形
成するコンデンサＣ３とを備え、整流器ＤＢの直流出力
端が、平滑回路部のうちで交流電源Ｖｓから上記インダ
クタンス成分と第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の
何れか一方と平滑回路部とを介して電流の流れる経路が
形成される側の端子に接続されたインバータ装置であっ
て、上記平滑回路部は２つの電解コンデンサＣ１１，Ｃ
１２が充電用のダイオードＤ５を挟んで直列接続され、
上記２つの電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２を各々放電用
のダイオードＤ６，Ｄ４を介して並列接続して構成され
る１／２部分平滑回路であることを特徴とするものであ
る。
にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示す
ように、交流電源Ｖｓを整流する整流器ＤＢと、整流器
ＤＢの直流出力を受けて、出力を平滑する平滑回路部
と、平滑回路部と並列に接続されて高周波で交互にオン
・オフされる第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ
２の直列回路と、第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
１，Ｑ２とそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２の
ダイオードＤ１，Ｄ２と、第１及び第２のスイッチング
素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と整流器ＤＢの一方の直流出力
端との間に接続されるインダクタンス成分（リーケージ
トランスＴ）と、上記インダクタンス成分に並列的に接
続されるインバータ負荷回路と、上記インダクタンス成
分と整流器ＤＢの直流出力端の接続点に一端が接続され
るとともに他端が平滑回路部の一方の端子に接続され、
且つ第１及び第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン
・オフに応じて上記インダクタンス成分と共振回路を形
成するコンデンサＣ３とを備え、整流器ＤＢの直流出力
端が、平滑回路部のうちで交流電源Ｖｓから上記インダ
クタンス成分と第１及び第２のダイオードＤ１，Ｄ２の
何れか一方と平滑回路部とを介して電流の流れる経路が
形成される側の端子に接続されたインバータ装置であっ
て、上記平滑回路部は２つの電解コンデンサＣ１１，Ｃ
１２が充電用のダイオードＤ５を挟んで直列接続され、
上記２つの電解コンデンサＣ１１，Ｃ１２を各々放電用
のダイオードＤ６，Ｄ４を介して並列接続して構成され
る１／２部分平滑回路であることを特徴とするものであ
る。
【００１０】
【発明の実施の形態】（実施例１）図１は本発明の実施
例１の回路図である。本実施例の平滑部は１／２部分平
滑回路である。この平滑部は直流電圧Ｖｄｃを持ち、両
端にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続され
ている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれダ
イオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。スイッ
チング素子Ｑ２の両端には、リーケージトランスＴとコ
ンデンサＣ３からなる直列共振回路を接続されている。
リーケージトランスＴの２次巻線には放電灯ｌａとコン
デンサＣ２の並列回路を接続されて、ハーフブリッジイ
ンバータを構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は交互にオン・オフ駆動され、インバータ負荷回路に高
周波電圧を供給する。コンデンサＣ３には交流電源Ｖｓ
を整流する全波整流器ＤＢの直流出力端が接続される。
例１の回路図である。本実施例の平滑部は１／２部分平
滑回路である。この平滑部は直流電圧Ｖｄｃを持ち、両
端にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路を接続され
ている。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２にはそれぞれダ
イオードＤ１，Ｄ２が逆並列に接続されている。スイッ
チング素子Ｑ２の両端には、リーケージトランスＴとコ
ンデンサＣ３からなる直列共振回路を接続されている。
リーケージトランスＴの２次巻線には放電灯ｌａとコン
デンサＣ２の並列回路を接続されて、ハーフブリッジイ
ンバータを構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２
は交互にオン・オフ駆動され、インバータ負荷回路に高
周波電圧を供給する。コンデンサＣ３には交流電源Ｖｓ
を整流する全波整流器ＤＢの直流出力端が接続される。
【００１１】平滑部のプラス側端子には、コンデンサＣ
１１の正極が接続されており、コンデンサＣ１１の負極
はダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソー
ドに接続されている。ダイオードＤ５のカソードはコン
デンサＣ１２の正極とダイオードＤ４のアノードに接続
されている。ダイオードＤ４のカソードは平滑部のプラ
ス側端子に接続されている。コンデンサＣ１２の負極と
ダイオードＤ６のアノードは平滑部のマイナス側端子に
接続されている。
１１の正極が接続されており、コンデンサＣ１１の負極
はダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソー
ドに接続されている。ダイオードＤ５のカソードはコン
デンサＣ１２の正極とダイオードＤ４のアノードに接続
されている。ダイオードＤ４のカソードは平滑部のプラ
ス側端子に接続されている。コンデンサＣ１２の負極と
ダイオードＤ６のアノードは平滑部のマイナス側端子に
接続されている。
【００１２】本実施例は、図９の従来例１における電解
コンデンサＣ１を、図１０の従来例２に示した部分平滑
回路に置き換えたものである。本実施例の回路では、図
９の従来例１と同様、昇圧チョッパであるから、コンデ
ンサＣ１１とＣ１２の電圧の和Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの
ピーク値の約２倍程度となる。
コンデンサＣ１を、図１０の従来例２に示した部分平滑
回路に置き換えたものである。本実施例の回路では、図
９の従来例１と同様、昇圧チョッパであるから、コンデ
ンサＣ１１とＣ１２の電圧の和Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの
ピーク値の約２倍程度となる。
【００１３】本実施例におけるスイッチング素子Ｑ１，
Ｑ２の電圧ＶＱ１，ＶＱ２、及び電流ＩＱ１，ＩＱ２の
波形を図２に示す。スイッチング素子Ｑ１の電圧波形
は、コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和Ｖｄｃの約半
分（Ｖｄｃ／２）の値になる。原因はスイッチング素子
Ｑ２のオン時には、ダイオードＤ４，Ｄ６が共にオン状
態となり、実質的にスイッチング素子Ｑ１にはコンデン
サＣ１１とＣ１２が並列に接続されたのと同じ状態にな
るためである。スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、
リーケージトランスＴの１次巻線に蓄積されたエネルギ
ーがリーケージトランスＴの１次巻線→ダイオードＤ１
→コンデンサＣ１１→ダイオードＤ５→コンデンサＣ１
２→全波整流器ＤＢ→リーケージトランスＴの１次巻線
の経路で放出される期間が存在し、この間はスイッチン
グ素子Ｑ２にはコンデンサＣ１１とＣ１２の直列回路が
接続されたのと同じ状態である。このように、スイッチ
ング素子Ｑ２には直流電源電圧Ｖｄｃのピーク値が印加
される期間があるが、スイッチング素子Ｑ１にはその約
半分の電圧（Ｖｄｃ／２）しか印加されない。したがっ
て、入力回路は昇圧チョッパ回路のため、出力直流電圧
Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの約２倍になるにも関わらず、ス
イッチング素子Ｑ１の耐圧はチョッパ出力電圧の約半分
で済む。
Ｑ２の電圧ＶＱ１，ＶＱ２、及び電流ＩＱ１，ＩＱ２の
波形を図２に示す。スイッチング素子Ｑ１の電圧波形
は、コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和Ｖｄｃの約半
分（Ｖｄｃ／２）の値になる。原因はスイッチング素子
Ｑ２のオン時には、ダイオードＤ４，Ｄ６が共にオン状
態となり、実質的にスイッチング素子Ｑ１にはコンデン
サＣ１１とＣ１２が並列に接続されたのと同じ状態にな
るためである。スイッチング素子Ｑ１のオン期間には、
リーケージトランスＴの１次巻線に蓄積されたエネルギ
ーがリーケージトランスＴの１次巻線→ダイオードＤ１
→コンデンサＣ１１→ダイオードＤ５→コンデンサＣ１
２→全波整流器ＤＢ→リーケージトランスＴの１次巻線
の経路で放出される期間が存在し、この間はスイッチン
グ素子Ｑ２にはコンデンサＣ１１とＣ１２の直列回路が
接続されたのと同じ状態である。このように、スイッチ
ング素子Ｑ２には直流電源電圧Ｖｄｃのピーク値が印加
される期間があるが、スイッチング素子Ｑ１にはその約
半分の電圧（Ｖｄｃ／２）しか印加されない。したがっ
て、入力回路は昇圧チョッパ回路のため、出力直流電圧
Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの約２倍になるにも関わらず、ス
イッチング素子Ｑ１の耐圧はチョッパ出力電圧の約半分
で済む。
【００１４】（実施例２）図３は本発明の実施例２の回
路図である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はハーフブリ
ッジインバータのスイッチング素子であり、その直列回
路にはコンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ４，Ｄ
５，Ｄ６から成る部分平滑回路の直流電圧Ｖｄｃが印加
されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には図示しな
いがトランジスタのオン方向とは逆向きに内蔵ダイオー
ドが存在する。全波整流器ＤＢの直流出力端にはインダ
クタＬ２とスイッチング素子Ｑ２の直列回路が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ２はインバータのスイッチ
ング素子と昇圧チョッパのスイッチング素子の両方とし
て働く。コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和は昇圧チ
ョッパの出力電圧なので、交流電源Ｖｓのピーク値の約
２倍程度になる。ところが、スイッチング素子Ｑ１の印
加電圧はチョッパ出力電圧の約半分になる。
路図である。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はハーフブリ
ッジインバータのスイッチング素子であり、その直列回
路にはコンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ４，Ｄ
５，Ｄ６から成る部分平滑回路の直流電圧Ｖｄｃが印加
されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には図示しな
いがトランジスタのオン方向とは逆向きに内蔵ダイオー
ドが存在する。全波整流器ＤＢの直流出力端にはインダ
クタＬ２とスイッチング素子Ｑ２の直列回路が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ２はインバータのスイッチ
ング素子と昇圧チョッパのスイッチング素子の両方とし
て働く。コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和は昇圧チ
ョッパの出力電圧なので、交流電源Ｖｓのピーク値の約
２倍程度になる。ところが、スイッチング素子Ｑ１の印
加電圧はチョッパ出力電圧の約半分になる。
【００１５】一方、スイッチング素子Ｑ２のオフした直
後、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーがインダク
タＬ２→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１１→ダ
イオードＤ５→コンデンサＣ１２→全波整流器ＤＢ→イ
ンダクタＬ２の経路でコンデンサＣ１１，Ｃ１２に充電
される。このとき、実質的にスイッチング素子Ｑ２の両
端には、コンデンサＣ１１とＣ１２の直列回路が接続さ
れたのと同じ状態になるので、スイッチング素子Ｑ２に
はチョッパ出力電圧が印加される。
後、インダクタＬ２に蓄積されたエネルギーがインダク
タＬ２→スイッチング素子Ｑ１→コンデンサＣ１１→ダ
イオードＤ５→コンデンサＣ１２→全波整流器ＤＢ→イ
ンダクタＬ２の経路でコンデンサＣ１１，Ｃ１２に充電
される。このとき、実質的にスイッチング素子Ｑ２の両
端には、コンデンサＣ１１とＣ１２の直列回路が接続さ
れたのと同じ状態になるので、スイッチング素子Ｑ２に
はチョッパ出力電圧が印加される。
【００１６】スイッチング素子Ｑ１の印加電圧がチョッ
パ出力電圧の半分になる理由は、スイッチング素子Ｑ２
がオンしているときには、ダイオードＤ４，Ｄ６が共に
オン状態となり、実質的にスイッチング素子Ｑ１にはコ
ンデンサＣ１１とＣ１２が並列に接続されたのと同じ状
態となるためである。したがって、入力回路は昇圧チョ
ッパ回路のため、出力直流電圧Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの
約２倍になるにも関わらず、スイッチング素子Ｑ１の耐
圧はチョッパ出力電圧の約半分で済む。
パ出力電圧の半分になる理由は、スイッチング素子Ｑ２
がオンしているときには、ダイオードＤ４，Ｄ６が共に
オン状態となり、実質的にスイッチング素子Ｑ１にはコ
ンデンサＣ１１とＣ１２が並列に接続されたのと同じ状
態となるためである。したがって、入力回路は昇圧チョ
ッパ回路のため、出力直流電圧Ｖｄｃは交流電源Ｖｓの
約２倍になるにも関わらず、スイッチング素子Ｑ１の耐
圧はチョッパ出力電圧の約半分で済む。
【００１７】（実施例３）図４は本発明の実施例３の回
路図である。以下、その回路構成について説明する。交
流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢの交流入力端子が接続さ
れている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダ
クタＬ２とスイッチング素子Ｑ３の直列回路が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ３の両端には、ダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６から成る部分平滑回路が接続されると共
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列接続
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流成
分カット用のコンデンサＣ３を介してインダクタＬ１と
コンデンサＣ２の直列共振回路が接続されている。コン
デンサＣ２の両端には負荷が並列接続されている。
路図である。以下、その回路構成について説明する。交
流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢの交流入力端子が接続さ
れている。全波整流器ＤＢの直流出力端子には、インダ
クタＬ２とスイッチング素子Ｑ３の直列回路が接続され
ている。スイッチング素子Ｑ３の両端には、ダイオード
Ｄ３を介してコンデンサＣ１１，Ｃ１２とダイオードＤ
４，Ｄ５，Ｄ６から成る部分平滑回路が接続されると共
に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列接続
されている。スイッチング素子Ｑ２の両端には、直流成
分カット用のコンデンサＣ３を介してインダクタＬ１と
コンデンサＣ２の直列共振回路が接続されている。コン
デンサＣ２の両端には負荷が並列接続されている。
【００１８】本実施例は、入力に昇圧チョッパ回路を用
いており、チョッパの直流出力回路に部分平滑回路を用
いている。コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和は交流
電源Ｖｓのピーク値の約２倍となる。また、ハーフブリ
ッジインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互に
オン・オフさせ、チョッパのスイッチング素子Ｑ３はス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかと同期して動作さ
せる。
いており、チョッパの直流出力回路に部分平滑回路を用
いている。コンデンサＣ１１とＣ１２の電圧の和は交流
電源Ｖｓのピーク値の約２倍となる。また、ハーフブリ
ッジインバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は交互に
オン・オフさせ、チョッパのスイッチング素子Ｑ３はス
イッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれかと同期して動作さ
せる。
【００１９】本実施例の各部波形を図５に示す。図５
（ａ）は昇圧チョッパ回路の動作波形図である。図中、
ＶＱ３はスイッチング素子Ｑ３の電圧、ＩＬ２はインダ
クタＬ２の電流、ＶＤ４，ＶＤ５，ＶＤ６はダイオード
Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の電圧である。スイッチング素子Ｑ３
の電圧ＶＱ３がＬｏｗレベルの期間は、スイッチング素
子Ｑ３がオンしており、昇圧チョッパのスイッチング素
子Ｑ３がオンしているので、インダクタＬ２の電流ＩＬ
２は増加する。この間、ダイオードＤ４，Ｄ６はオンし
ている。スイッチング素子Ｑ３がオフすると、インダク
タＬ２の起電力でコンデンサＣ１１，Ｃ１２を充電し、
インダクタＬ２の電流ＩＬ２は減少するが、このとき、
ダイオードＤ５がオンするので、ダイオードＤ４，Ｄ６
はオフとなる。インダクタＬ２の電流ＩＬ２がゼロにな
ると、ダイオードＤ５はオフし、ダイオードＤ４，Ｄ６
が再びオンする。昇圧チョッパの動作に伴うダイオード
Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の印加電圧は図５（ａ）に示す通りで
ある。図中、Ｖｃ１１はコンデンサＣ１１の電圧、Ｖｃ
１２はコンデンサＣ１２の電圧である。
（ａ）は昇圧チョッパ回路の動作波形図である。図中、
ＶＱ３はスイッチング素子Ｑ３の電圧、ＩＬ２はインダ
クタＬ２の電流、ＶＤ４，ＶＤ５，ＶＤ６はダイオード
Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の電圧である。スイッチング素子Ｑ３
の電圧ＶＱ３がＬｏｗレベルの期間は、スイッチング素
子Ｑ３がオンしており、昇圧チョッパのスイッチング素
子Ｑ３がオンしているので、インダクタＬ２の電流ＩＬ
２は増加する。この間、ダイオードＤ４，Ｄ６はオンし
ている。スイッチング素子Ｑ３がオフすると、インダク
タＬ２の起電力でコンデンサＣ１１，Ｃ１２を充電し、
インダクタＬ２の電流ＩＬ２は減少するが、このとき、
ダイオードＤ５がオンするので、ダイオードＤ４，Ｄ６
はオフとなる。インダクタＬ２の電流ＩＬ２がゼロにな
ると、ダイオードＤ５はオフし、ダイオードＤ４，Ｄ６
が再びオンする。昇圧チョッパの動作に伴うダイオード
Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６の印加電圧は図５（ａ）に示す通りで
ある。図中、Ｖｃ１１はコンデンサＣ１１の電圧、Ｖｃ
１２はコンデンサＣ１２の電圧である。
【００２０】図５（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１とＱ３
が同期したときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｖ
Ｑ１，ＶＱ２の波形である。即ち、スイッチング素子Ｑ
１がオンしたとき、スイッチング素子Ｑ３もオンし、ス
イッチング素子Ｑ１がオフしたとき、スイッチング素子
Ｑ３もオフする。この場合、スイッチング素子Ｑ３がオ
フした直後のインダクタＬ２の電流ＩＬ２が減少してい
る期間、ダイオードＤ５がオンしており、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２は直列接続されて、その電圧がスイッチン
グ素子Ｑ１に印加される。従って、この間、スイッチン
グ素子Ｑ１にはコンデンサＣ１１の電圧Ｖｃ１１とコン
デンサＣ１２の電圧Ｖｃ１２の電圧の和の高い電圧（Ｖ
ｃ１１＋Ｖｃ１２）が印加される。インダクタＬ２の電
流ＩＬ２がゼロになってからは、スイッチング素子Ｑ１
に印加される電圧はＶｃ１１（＝Ｖｃ１２）となる。
が同期したときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｖ
Ｑ１，ＶＱ２の波形である。即ち、スイッチング素子Ｑ
１がオンしたとき、スイッチング素子Ｑ３もオンし、ス
イッチング素子Ｑ１がオフしたとき、スイッチング素子
Ｑ３もオフする。この場合、スイッチング素子Ｑ３がオ
フした直後のインダクタＬ２の電流ＩＬ２が減少してい
る期間、ダイオードＤ５がオンしており、コンデンサＣ
１１，Ｃ１２は直列接続されて、その電圧がスイッチン
グ素子Ｑ１に印加される。従って、この間、スイッチン
グ素子Ｑ１にはコンデンサＣ１１の電圧Ｖｃ１１とコン
デンサＣ１２の電圧Ｖｃ１２の電圧の和の高い電圧（Ｖ
ｃ１１＋Ｖｃ１２）が印加される。インダクタＬ２の電
流ＩＬ２がゼロになってからは、スイッチング素子Ｑ１
に印加される電圧はＶｃ１１（＝Ｖｃ１２）となる。
【００２１】図５（ｃ）はスイッチング素子Ｑ２とＱ３
が同期したときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｖ
Ｑ１，ＶＱ２の波形である。この場合には、スイッチン
グ素子Ｑ３がオフして、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が
減少している期間に、スイッチング素子Ｑ２にコンデン
サＣ１１，Ｃ１２の和の電圧Ｖｃ１１＋Ｖｃ１２の高電
圧が印加される。結論としては、スイッチング素子Ｑ３
と同期しない方の素子にはコンデンサ１個分の電圧しか
かからない。すなわち、チョッパ出力電圧の半分の電圧
が印加されるのみであるから、耐圧の低い素子の使用が
可能である。
が同期したときのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の電圧Ｖ
Ｑ１，ＶＱ２の波形である。この場合には、スイッチン
グ素子Ｑ３がオフして、インダクタＬ２の電流ＩＬ２が
減少している期間に、スイッチング素子Ｑ２にコンデン
サＣ１１，Ｃ１２の和の電圧Ｖｃ１１＋Ｖｃ１２の高電
圧が印加される。結論としては、スイッチング素子Ｑ３
と同期しない方の素子にはコンデンサ１個分の電圧しか
かからない。すなわち、チョッパ出力電圧の半分の電圧
が印加されるのみであるから、耐圧の低い素子の使用が
可能である。
【００２２】（実施例４）図６は本発明の実施例４の回
路図である。本実施例の基本構成は図４に示した実施例
３と同様であるが、スイッチング素子Ｑ３のドレイン端
子とダイオードＤ６のカソード端子の間にダイオードＤ
７をダイオードＤ６と同じ方向に接続されている。実施
例３の説明及び図５の波形図から明らかなように、スイ
ッチング素子Ｑ３がオンしているときには、ダイオード
Ｄ４，Ｄ６はオンしているが、ダイオードＤ６をダイオ
ードＤ７を介してスイッチング素子Ｑ３で短絡すること
で確実にオンさせるものである。ダイオードＤ４につい
ては、ダイオードＤ６がオンすれば、必然的にオン状態
となることは容易に理解できる。従って、スイッチング
素子Ｑ３と同期しない方のスイッチング素子には、確実
に低い電圧しか印加されないようにすることができる。
路図である。本実施例の基本構成は図４に示した実施例
３と同様であるが、スイッチング素子Ｑ３のドレイン端
子とダイオードＤ６のカソード端子の間にダイオードＤ
７をダイオードＤ６と同じ方向に接続されている。実施
例３の説明及び図５の波形図から明らかなように、スイ
ッチング素子Ｑ３がオンしているときには、ダイオード
Ｄ４，Ｄ６はオンしているが、ダイオードＤ６をダイオ
ードＤ７を介してスイッチング素子Ｑ３で短絡すること
で確実にオンさせるものである。ダイオードＤ４につい
ては、ダイオードＤ６がオンすれば、必然的にオン状態
となることは容易に理解できる。従って、スイッチング
素子Ｑ３と同期しない方のスイッチング素子には、確実
に低い電圧しか印加されないようにすることができる。
【００２３】（実施例５）図７は本発明の実施例５の回
路図である。本実施例の基本構成は図４に示した実施例
３と同様であり、平滑部の構成のみが異なる。実施例３
において、平滑部の構成はコンデンサＣ１１，Ｃ１２、
ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６から成る１／２部分平滑回
路であり、平滑部に全波整流回路を接続したときの平滑
部の出力電圧は、電源電圧の低圧期間では交流電源Ｖｓ
のピーク値の約半分になる。一方、実施例５において
は、平滑部は１／３部分平滑回路であり、電源電圧の低
圧期間では交流電源Ｖｓのピーク値の約１／３の出力電
圧になる。
路図である。本実施例の基本構成は図４に示した実施例
３と同様であり、平滑部の構成のみが異なる。実施例３
において、平滑部の構成はコンデンサＣ１１，Ｃ１２、
ダイオードＤ４，Ｄ５，Ｄ６から成る１／２部分平滑回
路であり、平滑部に全波整流回路を接続したときの平滑
部の出力電圧は、電源電圧の低圧期間では交流電源Ｖｓ
のピーク値の約半分になる。一方、実施例５において
は、平滑部は１／３部分平滑回路であり、電源電圧の低
圧期間では交流電源Ｖｓのピーク値の約１／３の出力電
圧になる。
【００２４】以下、本実施例の平滑部の回路構成につい
て説明する。平滑部のプラス側端子には、コンデンサＣ
１１の正極が接続されており、コンデンサＣ１１の負極
はダイオードＤ６のアノードとダイオードＤ９のカソー
ドに接続されている。ダイオードＤ６のカソードはコン
デンサＣ１２の正極とダイオードＤ５のアノードに接続
されている。コンデンサＣ１２の負極はダイオードＤ７
のアノードとダイオードＤ８のカソードに接続されてい
る。ダイオードＤ７のカソードはコンデンサＣ１３の正
極とダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイ
オードＤ４，Ｄ５のカソードは平滑部のプラス側端子に
接続されている。コンデンサＣ１３の負極とダイオード
Ｄ８，Ｄ９のアノードは平滑部のマイナス側端子に接続
されている。
て説明する。平滑部のプラス側端子には、コンデンサＣ
１１の正極が接続されており、コンデンサＣ１１の負極
はダイオードＤ６のアノードとダイオードＤ９のカソー
ドに接続されている。ダイオードＤ６のカソードはコン
デンサＣ１２の正極とダイオードＤ５のアノードに接続
されている。コンデンサＣ１２の負極はダイオードＤ７
のアノードとダイオードＤ８のカソードに接続されてい
る。ダイオードＤ７のカソードはコンデンサＣ１３の正
極とダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイ
オードＤ４，Ｄ５のカソードは平滑部のプラス側端子に
接続されている。コンデンサＣ１３の負極とダイオード
Ｄ８，Ｄ９のアノードは平滑部のマイナス側端子に接続
されている。
【００２５】本実施例の平滑部の動作について説明す
る。まず、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３が充電さ
れるときには、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ６、コ
ンデンサＣ１２、ダイオードＤ７、コンデンサＣ１３の
直列回路を介して充電電流が流れる。コンデンサＣ１１
〜Ｃ１３の容量が略同じであれば、平滑部の両端に印加
されるピーク電圧の略１／３の電圧が各コンデンサＣ１
１〜Ｃ１３に充電される。
る。まず、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３が充電さ
れるときには、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ６、コ
ンデンサＣ１２、ダイオードＤ７、コンデンサＣ１３の
直列回路を介して充電電流が流れる。コンデンサＣ１１
〜Ｃ１３の容量が略同じであれば、平滑部の両端に印加
されるピーク電圧の略１／３の電圧が各コンデンサＣ１
１〜Ｃ１３に充電される。
【００２６】次に、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１３
が放電されるときには、ダイオードＤ９を介してコンデ
ンサＣ１１が放電されると共に、ダイオードＤ５，Ｄ８
を介してコンデンサＣ１２が放電され、また、ダイオー
ドＤ４を介してコンデンサＣ１３が放電される。したが
って、平滑部の両端には、ピーク電圧の略１／３の電圧
が出力される。故に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のう
ち、スイッチング素子Ｑ３と同期しない方の素子に印加
されるのはコンデンサＣ１１の１個分の電圧、即ちチョ
ッパ出力電圧の１／３となる。
が放電されるときには、ダイオードＤ９を介してコンデ
ンサＣ１１が放電されると共に、ダイオードＤ５，Ｄ８
を介してコンデンサＣ１２が放電され、また、ダイオー
ドＤ４を介してコンデンサＣ１３が放電される。したが
って、平滑部の両端には、ピーク電圧の略１／３の電圧
が出力される。故に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のう
ち、スイッチング素子Ｑ３と同期しない方の素子に印加
されるのはコンデンサＣ１１の１個分の電圧、即ちチョ
ッパ出力電圧の１／３となる。
【００２７】（実施例６）図８は本発明の実施例６の平
滑部の回路図である。主回路の構成は図７と同様であ
り、平滑部の構成のみが異なる。本実施例においては、
平滑部は２／３部分平滑回路である。平滑部のプラス側
端子にはコンデンサＣ１１の正極が接続されており、コ
ンデンサＣ１１の負極はコンデンサＣ１２の正極に接続
されている。コンデンサＣ１２の負極はダイオードＤ７
のアノードとダイオードＤ８のカソードに接続されてい
る。ダイオードＤ８のアノードは平滑部のマイナス側端
子に接続されている。平滑部のマイナス側端子にはコン
デンサＣ１４の負極が接続されており、コンデンサＣ１
４の正極はコンデンサＣ１３の負極に接続されている。
コンデンサＣ１３の正極はダイオードＤ４のアノードと
ダイオードＤ５のカソードに接続されている。ダイオー
ドＤ４のカソードは平滑部のプラス側端子に接続されて
いる。コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点はダイオード
Ｄ５のアノードとダイオードＤ６のカソードに接続され
ている。コンデンサＣ１３，Ｃ１４の接続点はダイオー
ドＤ６のアノードとダイオードＤ７のカソードに接続さ
れている。
滑部の回路図である。主回路の構成は図７と同様であ
り、平滑部の構成のみが異なる。本実施例においては、
平滑部は２／３部分平滑回路である。平滑部のプラス側
端子にはコンデンサＣ１１の正極が接続されており、コ
ンデンサＣ１１の負極はコンデンサＣ１２の正極に接続
されている。コンデンサＣ１２の負極はダイオードＤ７
のアノードとダイオードＤ８のカソードに接続されてい
る。ダイオードＤ８のアノードは平滑部のマイナス側端
子に接続されている。平滑部のマイナス側端子にはコン
デンサＣ１４の負極が接続されており、コンデンサＣ１
４の正極はコンデンサＣ１３の負極に接続されている。
コンデンサＣ１３の正極はダイオードＤ４のアノードと
ダイオードＤ５のカソードに接続されている。ダイオー
ドＤ４のカソードは平滑部のプラス側端子に接続されて
いる。コンデンサＣ１１，Ｃ１２の接続点はダイオード
Ｄ５のアノードとダイオードＤ６のカソードに接続され
ている。コンデンサＣ１３，Ｃ１４の接続点はダイオー
ドＤ６のアノードとダイオードＤ７のカソードに接続さ
れている。
【００２８】以下、本実施例の平滑部の動作について説
明する。まず、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１４が充
電されるときには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、ダイオ
ードＤ７、コンデンサＣ１４を介して充電電流が流れる
と共に、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ５、コンデン
サＣ１３，Ｃ１４を介して充電電流が流れる。コンデン
サＣ１１の容量と、コンデンサＣ１２，Ｃ１３の合成容
量と、コンデンサＣ１４の容量が略同じであれば、平滑
部の両端に印加されるピーク電圧の略１／３の電圧が各
コンデンサＣ１１〜Ｃ１４に充電される。
明する。まず、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１４が充
電されるときには、コンデンサＣ１１，Ｃ１２、ダイオ
ードＤ７、コンデンサＣ１４を介して充電電流が流れる
と共に、コンデンサＣ１１、ダイオードＤ５、コンデン
サＣ１３，Ｃ１４を介して充電電流が流れる。コンデン
サＣ１１の容量と、コンデンサＣ１２，Ｃ１３の合成容
量と、コンデンサＣ１４の容量が略同じであれば、平滑
部の両端に印加されるピーク電圧の略１／３の電圧が各
コンデンサＣ１１〜Ｃ１４に充電される。
【００２９】次に、平滑部のコンデンサＣ１１〜Ｃ１４
が放電されるときには、ダイオードＤ８を介してコンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路が放電されると共に、ダ
イオードＤ６を介してコンデンサＣ１１，Ｃ１４の直列
回路が放電され、さらに、ダイオードＤ４を介してコン
デンサＣ１３，Ｃ１４の直列回路が放電される。したが
って、平滑部の両端には、ピーク電圧の略２／３の電圧
が出力される。
が放電されるときには、ダイオードＤ８を介してコンデ
ンサＣ１１，Ｃ１２の直列回路が放電されると共に、ダ
イオードＤ６を介してコンデンサＣ１１，Ｃ１４の直列
回路が放電され、さらに、ダイオードＤ４を介してコン
デンサＣ１３，Ｃ１４の直列回路が放電される。したが
って、平滑部の両端には、ピーク電圧の略２／３の電圧
が出力される。
【００３０】なお、ここでは、２／３部分平滑回路を例
示したが、一般的にｍ／ｎ部分平滑回路でもよい。ここ
で、ｍ，ｎは１≦ｍ＜ｎなる整数値である。
示したが、一般的にｍ／ｎ部分平滑回路でもよい。ここ
で、ｍ，ｎは１≦ｍ＜ｎなる整数値である。
【００３１】
【発明の効果】本発明は、交流電源を整流する整流器の
直流出力を受けて直流電源電圧を出力する昇圧チョッパ
回路と、昇圧チョッパ回路の出力を平滑する平滑回路部
と、平滑回路部に接続されて負荷に高周波電圧を出力す
るインバータ部とから成るインバータ装置において、昇
圧チョッパ回路の出力回路構成を部分平滑回路構成とす
ることで、インバータ部のスイッチング素子にチョッパ
出力電圧よりも低い電圧が印加されるようにしたので、
インバータ部のスイッチング素子として低耐圧の素子を
使用することができ、回路が小型で安価に実現できると
いう効果がある。
直流出力を受けて直流電源電圧を出力する昇圧チョッパ
回路と、昇圧チョッパ回路の出力を平滑する平滑回路部
と、平滑回路部に接続されて負荷に高周波電圧を出力す
るインバータ部とから成るインバータ装置において、昇
圧チョッパ回路の出力回路構成を部分平滑回路構成とす
ることで、インバータ部のスイッチング素子にチョッパ
出力電圧よりも低い電圧が印加されるようにしたので、
インバータ部のスイッチング素子として低耐圧の素子を
使用することができ、回路が小型で安価に実現できると
いう効果がある。
【図１】本発明の実施例１の回路図である。
【図２】本発明の実施例１の動作波形図である。
【図３】本発明の実施例２の回路図である。
【図４】本発明の実施例３の回路図である。
【図５】本発明の実施例３の動作波形図である。
【図６】本発明の実施例４の回路図である。
【図７】本発明の実施例５の回路図である。
【図８】本発明の実施例６の平滑部の構成を示す回路図
である。
である。
【図９】従来例１の回路図である。
【図１０】従来例２の回路図である。
Ｖｓ 交流電源 ＤＢ 整流器 Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子 Ｄ１〜Ｄ６ ダイオード Ｃ１１ 電解コンデンサ Ｃ１２ 電解コンデンサ Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ ｌａ 放電灯 Ｔ リーケージトランス
Claims (5)
- 【請求項１】 交流電源を整流する整流器と、 整流器の直流出力を受けて直流電源電圧を出力する昇圧
チョッパ回路から成る電源回路部と、 該電源回路部に接続されて、出力を平滑する平滑回路部
と、 該平滑回路部に接続されて、負荷に高周波電圧を出力す
るインバータ部とから成るインバータ装置であって、 上記平滑回路部が部分平滑回路であることを特徴とする
インバータ装置。 - 【請求項２】 交流電源を整流する整流器と、 整流器の直流出力を受けて、出力を平滑する平滑回路部
と、 平滑回路部と並列に接続されて高周波で交互にオン・オ
フされる第１及び第２のスイッチング素子の直列回路
と、 第１及び第２のスイッチング素子とそれぞれ逆並列に接
続される第１及び第２のダイオードと、 第１及び第２のスイッチング素子の接続点と整流器の一
方の直流出力端との間に接続されるインダクタンス成分
と、 上記インダクタンス成分に並列的に接続されるインバー
タ負荷回路と、 上記インダクタンス成分と整流器の直流出力端の接続点
に一端が接続されるとともに他端が平滑回路部の一方の
端子に接続され、且つ第１及び第２のスイッチング素子
のオン・オフに応じて上記インダクタンス成分と共振回
路を形成するコンデンサとを備え、 整流器の直流出力端が、平滑回路部のうちで交流電源か
ら上記インダクタンス成分と第１及び第２のダイオード
の何れか一方と平滑回路部とを介して電流の流れる経路
が形成される側の端子に接続されたインバータ装置であ
って、 上記平滑回路部は２つの電解コンデンサが充電用のダイ
オードを挟んで直列接続され、上記２つの電解コンデン
サを各々放電用のダイオードを介して並列接続して構成
される１／２部分平滑回路であることを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項３】 請求項１において、上記インバータ部
は上記平滑回路部の両端に接続される第１及び第２のス
イッチング素子の直列回路と、第１及び第２のスイッチ
ング素子にそれぞれ逆並列に接続される第１及び第２の
ダイオードと、一方のスイッチング素子に並列に接続さ
れたインダクタンスとコンデンサの直列共振回路と、該
コンデンサに並列的に接続される負荷回路より構成され
るハーフブリツジインバータであり、 上記電源回路部は交流電源の交流出力を整流する整流器
と、整流器の直流出力端にインダクタンスと上記インバ
ータ部の何れか一方のスイッチング素子の直列回路を接
続した昇圧チョッパ回路よりなり、 上記平滑回路部は２つの電解コンデンサが充電用のダイ
オードを挟んで直列接続され、上記２つの電解コンデン
サを各々放電用のダイオードを介して並列接続して構成
される１／２部分平滑回路であることを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項４】 請求項１において、上記インバータ回
路部は直列接続された第１及び第２のスイッチング素子
と、第１及び第２のスイッチング素子にそれぞれ逆並列
に接続される第１及び第２のダイオードと、一方のスイ
ッチング素子に並列に接続されたインダクタンスとコン
デンサの直列共振回路と、該コンデンサに並列的に接続
された負荷回路とで構成されるハーフブリッジインバー
タであり、 上記電源回路部は交流電源の交流出力を整流する整流器
の出力端間に接続されるインダクタンスと第３のスイッ
チング素子の直列回路と、第３のスイッチング素子の両
端に接続される第３のダイオードと平滑回路部の直列回
路とを有する昇圧チョッパ回路であり、 上記平滑回路部は２つの電解コンデンサが充電用のダイ
オードを挟んで直列接続され、上記２つの電解コンデン
サを各々放電用のダイオードを介して並列接続して構成
される１／２部分平滑回路であることを特徴とするイン
バータ装置。 - 【請求項５】 請求項４において、１／２部分平滑回
路の電解コンデンサを並列に接続するための放電用のダ
イオードの一方を昇圧チョッパのスイッチング素子のオ
ン時に、該スイッチング素子により短絡する方向に第４
のダイオードを接続したことを特徴とするインバータ装
置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP11147190A JP2000341967A (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11147190A JP2000341967A (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000341967A true JP2000341967A (ja) | 2000-12-08 |
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ID=15424612
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|---|---|---|---|
| JP11147190A Pending JP2000341967A (ja) | 1999-05-26 | 1999-05-26 | インバータ装置 |
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|---|---|
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- 1999-05-26 JP JP11147190A patent/JP2000341967A/ja active Pending
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