KR101129901B1 - 전력 변환 장치 - Google Patents

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다이킨 고교 가부시키가이샤
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Abstract

전력 변환 장치에 있어서 회생 전류의 흡수와 직접형 교류 전력 변환을 양립한다. 클램프 회로(5)를 개재하여 컨버터(4)와 인버터(6)가 접속된다. 컨버터(4)는 사다리꼴파와 캐리어를 비교하는 제1 전류 모드와, 120도 통전 모드 중 어느 하나에 따라 전류한다. 클램프 회로(5)의 다이오드(Dcl)는 단락용 스위치(Qcl)에 의해 단락된다. 역률 저하, 전원 전압의 저하 시에, 단락용 스위치(Qcl)가 도통하고, 클램프 회로(5)의 콘덴서(51, 52)는 직류 전원선(LL, LH)의 사이에서 직렬로 접속된다. 단락용 스위치(Qcl)가 도통하는 동안은, 컨버터(4)는 제1 전류 모드에 따르지 않으며, 120도 통전 모드에 따라 전류한다.

Description

전력 변환 장치{POWER CONVERSION DEVICE}
이 발명은 전력 변환 장치에 관한 것으로, 특히 클램프 회로(스너버도 포함한다) 직접형 교류 전력 변환 장치에 관한 것이다.
인버터의 대표적인 주회로 구성으로서, 이른바 간접형 교류 전력 변환 회로가 일반적으로 이용되고 있다. 간접형 교류 전력 변환 회로에서는 교류를 정류하고, 평활 회로를 통해 직류로 변환하여, 전압형 변환기에 의해 교류 출력을 얻을 수 있다.
한편, 교류 전압으로부터 직접 교류 출력을 얻는 방식으로서, 매트릭스 컨버터를 대표로 하는 직접형 교류 전력 변환 장치가 알려져 있다. 직접형 교류 전력 변환 장치는, 상용 주파수에 의한 전압 맥동을 평활하는 대형의 콘덴서나, 리액터가 불필요해지므로, 변환기의 소형화를 기대할 수 있어, 차세대의 전력 변환기로서 최근 주목받고 있다.
예를 들면 특허문헌 1 내지 4에는, 직류 링크에 평활 회로를 통하지 않고 교류로부터 직접 교류로 변환하는 기술이 개시되어 있다. 특히 특허문헌 3, 4에서는, 컨버터가 전류(轉流)하는 타이밍을, 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 결정함으로써, 컨버터와 인버터의 제어를 간이하게 하는 것이 도모되고 있다.
또 특허문헌 5에는, 요구되는 내압이 작은 소자를 이용한 클램프 회로를 채용하여, 직접형 교류 전력 변환 장치에 있어서의 회생 전류의 문제의 해결을 도모하는 기술이 개시되어 있다.
또한, 본원에 관련된 것으로서 특허문헌 6, 7, 8을 든다. 특허문헌 6에는, 공급되는 전류를 크게 또한 지상(遲相)으로 하여, 모터의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 기술이 개시되어 있다. 특허문헌 7에는, 간접형 교류 전력 변환 회로에 있어서 전원의 순간 정전/재기동에 대응하는 기술이 개시되어 있다. 특허문헌 8에는, 컨버터의 자연 전류 모드와 등가인 다이오드 브리지를 이용한 전력 변환에 대해 기재되어 있다.
또한, 본원에 관련된 문헌으로서 비특허문헌 1 내지 6을 더 들어 둔다.
특허문헌 1 : 일본국 특허공개 2004-222337호 공보 특허문헌 2 : 일본국 특허공개 2004-266972호 공보 특허문헌 3 : 일본국 특허공개 2007-312589호 공보 특허문헌 4 : 국제 공개 제2007/123118호 특허문헌 5 : 일본국 특허공개 2007-295686호 공보 특허문헌 6 : 일본국 특허 제3806872호 공보 특허문헌 7 : 일본국 특허공개 평5-56682호 공보 특허문헌 8 : 일본국 특허 제2524771호 공보
비특허문헌 1 : Lixiang Wei, Thomas A Lipo, "A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754. 비특허문헌 2 : 이토 리에, 타카하시 이사오, 「매트릭스 컨버터에 있어서의 입출력 무효 전력의 비간섭 제어법」, 전기 학회 반도체 전력 변환 연구회 SPC-01-121, 2001 비특허문헌 3 : 가토 야스시, 이토 준이치, 「승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 평성 19년 전기 학회 전국대회 4-098(2007), 제4 분책 153～154페이지 비특허문헌 4 : 가토 야스시, 이토 준이치, 「입력 전류에 주목한 승압형 AC/DC/AC 직접형 전력 변환기의 파형 개선」, 평성 19년 전기 학회 산업 응용부문 대회 1-31, Ⅰ-279～282페이지 비특허문헌 5 : 다케시타 다카하루, 소토야마 고지, 마츠이 노부유키, 「전류형 3상 인버터?컨버터의 삼각파 비교 방식 PWM 제어」, 전기 학회 논문지 D, vol.116, No.1, 제106～107페이지, 1996 비특허문헌 6 : Siyoung Kim, Seung-Ki Sul, Thomas A. Lipo, "AC/AC Power Conversion Based on Matrix Converter Topology with Unidirectional Switches", IEEE trans. on Industry applications, vol.36,No.1, 2000, pp139-145.
전류형 컨버터-직류 링크-전압형 인버터의 순서로 접속된 직접형 교류 전력 변환 장치에 특허문헌 3, 4에 나타내어진 기술을 적용하면, 컨버터가 직류 링크의 전압을 반전시킬 수 없다. 따라서, 부하 역률이 낮은 경우에는 회생 전류를 처리할 수 없게 되어, 직류 링크에 과전압이 발생한다.
그래서, 특허문헌 5에서 채용된 바와 같이, 콘덴서를 갖는 클램프 회로를 채용함으로써, 이것에 회생 전류를 흡수시키는 것을 생각할 수 있다. 보다 구체적으로는 2개의 콘덴서의 직렬 접속에 대한 충전에 의해 콘덴서의 충전 전압이 상승하고, 병렬 접속으로부터의 방전 전류가 커져 전류가 환류하여, 클램프 전압의 평형화가 행해진다(특허문헌 5의 도 3 참조).
이 방식은, 부하 역률이 0.5 이상이면, 클램프 전압을 전원 전압의 파고치의 1.4배 이하로 할 수 있어(특허문헌 5의 도 7 참조), 정상 운전에 있어서의 전동기의 부하 역률에는 충분히 대응할 수 있는 것이 나타나 있다.
그러나, 특허문헌 6에 나타내어진 바와 같은 위치 검출 방법을 채용하여, 역률이 대폭으로 저하한 운전이 행해지는 경우에 있어서는, 특허문헌 5의 클램프 회로로 충분히 대응할 수 없다. 그리고 통상, 기동 시에 위치 검출이 실행되는 것을 감안하면, 직류 링크에 있어서의 클램프 전압이 과전압이 되어, 기동이 곤란해질 가능성도 있다.
또, 특허문헌 7에 나타내어진 바와 같은 전원의 순간 정전이 발생한 경우에는, 클램프 전압의 부족에 의해 운전의 계속이 곤란해질 가능성도 있다. 특허문헌 3, 4에 나타내어진 기술을 적용함으로써, 컨버터로 전원 전압이 정상적으로 공급되고 있는 경우에 직류 링크에 대해 최대상과 최소상의 전위차, 최대상 또는 최소상과 중간상의 전위차 중 어느 하나가 인가된다. 그러나 전원의 순간 정전이 발생하면 이들의 전위차가 작아져, 클램프 전압은 작아진다. 이 경향은, 클램프 회로로부터 방전 전류가 흐를 때에 2개의 콘덴서가 병렬 접속됨으로써 현저해진다.
그래서 본원에 관한 발명은, 전력 변환 장치에 있어서 회생 전류의 흡수와 직접형 교류 전력 변환을 양립하는 것을 목적으로 하고 있다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치는, 각각 3상 교류의 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과, 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)과, 상기 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qrp, Qsp, Qtp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qrn, Qsn, Qtn)를 포함하는 제1 스위칭 소자군을 갖는 전류형 컨버터(4)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qun, Qvn, Qwn)를 포함하는 제2 스위칭 소자군을 갖는 전압형 인버터(6)와, 상기 제1 및 제2 직류 전원선에 각각 접속된 애노드 및 캐소드를 포함하는 클램프 다이오드(Dcl)와, 상기 제1 및 제2 직류 전원선에 있어서 상기 클램프 다이오드와 직렬로 접속된 콘덴서(51;52;51, 52) 및 상기 클램프 다이오드에 병렬로 접속된 단락용 스위치(Qcl)를 갖는 클램프 회로(5)를 구비한다.
그리고 그 제1 양태에서는, 상기 컨버터는, 모두가 360도 주기로서 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 결정되는, 제1 전류 모드와 120도 통전 모드 중 어느 하나에 따라 전류한다. 상기 제1 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖는다. 상기 컨버터는, 상기 제1 전류 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류한다. 상기 제1 전류 모드가 채용되어 있는 상태에서 상기 단락용 스위치가 도통하는 것을 계기로 하여, 상기 120도 통전 모드가 채용되고, 상기 단락용 스위치가 비도통이 되는 시점 이후에서 상기 제1 전류 모드가 채용된다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2 양태는, 그 제1 양태에 있어서, 상기 단락용 스위치는, 상기 출력단에 접속되는 부하(7)의 역률이 소정치를 하회할 때에 도통한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3 양태는, 그 제2 양태에 있어서, 상기 부하(7)는 회전기이며, 기동 당초의 소정 기간은 상기 120도 통전 모드에 따라 상기 컨버터(4)가 전류한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제4 양태는, 그 제1 양태에 있어서, 상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 제1 임계치 이하를 소정 기간 유지할 때에 도통한다. 혹은 상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압을 상기 캐리어의 한 주기 내에서 평균하여 얻어진 평균치가, 제1 임계치 이하일 때에 도통한다.
예를 들면 전력 변환 장치의 제4 양태에 있어서, 상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계치 이상의 제2 임계치를 초과하는 값을 소정 기간 유지함으로써 비도통이 되고, 상기 단락용 스위치가 비도통이 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류 모드가 채용된다.
혹은 예를 들면 전력 변환 장치의 제4 양태에 있어서, 상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계치 이상의 제2 임계치를 초과한 것을 계기로 하여 비도통이 된다.
그리고 바람직하게는 상기 단락용 스위치가 비도통이 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류 모드가 채용된다. 혹은 상기 단락용 스위치가 비도통이 되고 나서 소정 기간이 경과 후에 상기 제1 전류 모드가 채용된다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제5 양태는, 그 제1 내지 제4 양태 중 어느 하나에 있어서, 상기 클램프 회로(5)에 있어서, 상기 콘덴서는 서로 직렬로 접속되는 제1 콘덴서(51)와 제2 콘덴서(52)로 구분되고, 상기 클램프 다이오드(Dcl)의 상기 애노드는 상기 제1 콘덴서를 통해 상기 제1 직류 전원선(LH)에, 상기 캐소드는 상기 제2 콘덴서를 통해 상기 제2 직류 전원선(LL)에, 각각 접속되며, 상기 클램프 회로는, 상기 클램프 다이오드의 상기 캐소드에 접속된 애노드와, 상기 제1 직류 전원선에 접속된 캐소드를 갖는 제1 다이오드(53)와 상기 클램프 다이오드의 상기 애노드에 접속된 캐소드와, 상기 제2 직류 전원선에 접속된 애노드를 갖는 제2 다이오드(54)를 더 갖는다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제6 양태는, 그 제1 내지 제5 양태 중 어느 하나에 있어서, 상기 120도 통전 모드는 제2 전류 모드이며, 상기 제2 전류 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 180도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 갖고, 상기 컨버터는, 상기 제2 전류 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제7 양태는, 그 제1 내지 제5 양태 중 어느 하나에 있어서, 상기 120도 통전 모드는, 상기 제1 스위칭 소자군의 모두가 도통하는 자연 전류 모드이다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제1 양태에 의하면, 출력단에 접속되는 부하의 역률의 저하나 입력단에 접속되는 전원의 순간 전압 저하에 대응하기 위해 단락용 스위치를 도통시켜 클램프 회로의 본래적인 기능을 정지시키는 경우여도, 단락용 스위치를 도통시키지 않고 클램프 회로의 본래적인 기능을 발휘시키는 경우여도, 컨버터의 전류 모드를 적절히 변경하여, 회생 전류의 흡수와 직접형 교류 전력 변환을 양립할 수 있다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제2 양태에 의하면, 역률 저하에 의해 증대하는 회생 전류에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 회피한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제3 양태에 의하면, 기동 당초에 있어서 회전기의 위치 검출을 행하기 위해 지상이 되는 전류에 기인한 역률의 저하에 대처한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제4 양태에 의하면, 직류 전압의 저하에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 회피한다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제5 양태에 의하면, 단락용 스위치가 비도통하고 있을 때는, 제1 및 제2 콘덴서가 직렬 접속된 경로로 충전되고, 제1 및 제2 콘덴서가 병렬 접속된 경로로 방전되므로, 제1 및 제2 콘덴서에 요구되는 내압이 작아도 된다. 또 단락용 스위치가 도통하고 있을 때는, 제1 및 제2 콘덴서가 직렬 접속된 경로로 충방전되고, 클램프 회로로서의 기능이 정지된다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제6 양태에 의하면, 컨버터는, 제1 및 제2 전류 모드 중 어느 것에 있어서나 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류하므로, 이들 전류 모드에 따라 개별적으로 설계를 행할 필요가 없다.
이 발명에 관한 전력 변환 장치의 제7 양태에 의하면, 120도 통전 모드에 있어서 사다리꼴파와 캐리어의 비교를 행할 필요는 없다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백해진다.
도 1은 본원에 관한 직접형 전력 변환기의 구성을 예시한 회로도이다.
도 2는 제1 전류 모드에 채용되는 사다리꼴파를 예시한 그래프이다.
도 3은 제1 전류 모드에 있어서의 선간 전압 지령을 나타낸 그래프이다.
도 4는 제1 전류 모드에 있어서 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정치를 예시한 그래프이다.
도 5는 제1 전류 모드에 있어서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명한 그래프이다.
도 6은 제2 전류 모드에 채용되는 사다리꼴파를 예시한 그래프이다.
도 7은 제2 전류 모드에 있어서의 선간 전압 지령을 나타낸 그래프이다.
도 8은 제2 전류 모드에 있어서 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정치를 예시한 그래프이다.
도 9는 제2 전류 모드에 있어서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명한 그래프이다.
도 10은 제2 전류 모드에 있어서의 컨버터와 인버터의 동작을 설명한 그래프이다.
도 11은 컨버터나 인버터의 전류를 행하기 위한 제어부의 개념적인 일례를 나타낸 블록도이다.
도 12는 가상적인 인버터의 구성을 나타낸 회로도이다.
도 13은 클램프 회로(5)가 지지하는 클램프 전압과, 부하 역률의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 14는 특허문헌 5의 도 6(d)(e)를 도시한 도면이다.
도 15는 클램프 회로(5)가 지지하는 클램프 전압과, 부하 역률의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 16은 순간 정전 시에도 클램프 회로가 기능하고 있는 경우의 동작을 나타낸 그래프이다.
도 17은 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타낸 그래프이다.
도 18은 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타낸 그래프이다.
도 19는 컨버터의 전류 모드를 전환한 동작을 나타낸 그래프이다.
도 20은 직류 링크 전압 및 그 평균치를 나타낸 그래프이다.
도 1은 본원에 관한 직접형 전력 변환 장치(9)의 구성을 예시한 회로도이다. 직접형 전력 변환 장치(9)는, 컨버터(4), 클램프 회로(5), 인버터(6)를 이 순서로 접속하여 구비하고 있다.
직접형 전력 변환 장치(9)는, 전원(1)으로부터 3상 교류의 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과, 부하(7)가 접속되는 3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)을 구비하고 있다. 직접형 전력 변환 장치(9)는, 직류 링크가 되는 직류 전원선(LH, LL)도 구비하고 있다. 컨버터(4)의 기능에 의해, 직류 전원선(LH)은 직류 전원선(LL)보다 고전위가 된다.
컨버터(4)는 6개의 스위칭 소자(Qrp, Qsp, Qtp, Qrn, Qsn, Qtn)를 포함한다. 이들은 설명의 형편 상, 제1 스위칭 소자군이라고 칭하는 경우도 있다. 스위칭 소자(Qrp, Qsp, Qtp)는 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)과 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되고, 스위칭 소자(Qrn, Qsn, Qtn)는 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)과 직류 전원선(LL)의 사이에 접속된다. 컨버터(4)는 이른바 전류형 컨버터를 구성하고, 6개의 다이오드(Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)를 포함한다. 이들은 설명의 형편 상, 제1 다이오드군이라고 칭하는 경우도 있다.
다이오드(Drp, Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)는 모두 그 캐소드가 직류 전원선(LH)측에, 그 애노드가 직류 전원선(LL)측에 배치된다. 다이오드(Drp)는, 입력단(Pr)과 직류 전원선(LH)의 사이에서, 스위칭 소자(Qrp)와 직렬로 접속된다. 동일하게 하여, 다이오드(Dsp, Dtp, Drn, Dsn, Dtn)는, 각각 스위칭 소자(Qsp, Qtp, Qrn, Qsn, Qtn)와 직렬로 접속된다.
인버터(6)는 6개의 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp, Qun, Qvn, Qwn)를 포함한다. 이들은 설명의 형편 상, 제2 스위칭 소자군이라고 칭하는 경우도 있다. 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp)는 각각 출력단(Pu, Pv, Pw)과 직류 전원선(LH)의 사이에 접속되고, 스위칭 소자(Qun, Qvn, Qwn)는 각각 출력단(Pu, Pv, Pw)과 직류 전원선(LL)의 사이에 접속된다. 인버터(6)는 이른바 전압형 인버터를 구성하고, 6개의 다이오드(Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)를 포함한다. 이들은 설명의 형편 상, 제2 다이오드군이라고 칭하는 경우도 있다.
다이오드(Dup, Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)는 모두 그 캐소드가 직류 전원선(LH)측에, 그 애노드가 직류 전원선(LL)측에 배치된다. 다이오드(Dup)는, 출력단(Pu)과 직류 전원선(LH)의 사이에서, 스위칭 소자(Qup)와 병렬로 접속된다. 동일하게 하여, 다이오드(Dvp, Dwp, Dun, Dvn, Dwn)는, 각각 스위칭 소자(Qvp, Qwp, Qun, Qvn, Qwn)와 병렬로 접속된다.
클램프 회로(5)에서는, 클램프 다이오드(Dcl)와, 콘덴서(51, 52)가 직류 전원선(LH, LL)의 사이에 접속된다. 구체적으로는 클램프 다이오드(Dcl)의 애노드가 직류 전원선(LH)측에, 캐소드가 직류 전원선(LL)측에, 각각 콘덴서(51, 52)를 통해 접속된다. 그리고 클램프 다이오드(Dcl)와 병렬로 단락용 스위치(Qcl)가 접속된다.
또한, 방전 시에 콘덴서(51, 52)가 병렬로 접속되도록, 다이오드(53, 54)를 설치해도 된다. 구체적으로는, 다이오드(53)의 애노드 및 캐소드가, 각각 클램프 다이오드(Dcl)의 캐소드 및 직류 전원선(LH)에 접속된다. 또 다이오드(54)의 애노드 및 캐소드가, 각각 직류 전원선(LL) 및 클램프 다이오드(Dcl)의 애노드에 접속된다.
단락용 스위치(Qcl)가 비도통하고 있을 때는, 콘덴서(51, 52)는 양자가 직렬 접속된 경로로 충전되고, 양자가 병렬 접속된 경로로 방전되므로, 이들의 콘덴서에 요구되는 내압이 작아도 된다(특허문헌 5 참조). 단락용 스위치가 도통하고 있을 때는, 콘덴서(51, 52)는 양자가 직렬 접속된 경로로 충방전되고, 클램프 회로(5)는 그 본래적인 기능이 정지된다.
예를 들면 제1 스위칭 소자군 및 제2 스위칭 소자군의 각각의 스위칭 소자나 단락용 스위치(Qcl)에는 IGBT(절연 게이트형 바이폴러 트랜지스터)가 채용된다.
또한, 다이오드(53, 54)를 설치하지 않는 경우, 클램프 회로(5)는, 콘덴서(51, 52)의 직렬 접속을 한 묶음으로서 파악한다면, 이것과 클램프 다이오드(Dcl)로, 이른바 CD 스너버로서의 구성을 나타내게 된다. 본원에서는 이러한 CD 스너버도 클램프 회로에 포함시켜 파악한다(당해 명세서의 [기술 분야] 참조).
전원(1)과 입력단(Pr, Ps, Pt)의 사이에는 리액터군(2)과 콘덴서군(3)이 개재된다. 리액터군(2)을 구성하는 각각의 리액터에는 병렬로 저항이 접속되어 있지만, 이들 저항은 생략할 수 있다. 리액터군(2)과 콘덴서군(3)의 기능은 주지이며, 본원 발명과 직접적인 관계는 적으므로, 본원에서는 리액터군(2)과 콘덴서군(3)의 설명을 생략한다.
부하(7)는 예를 들면 회전기이며, 유도성 부하인 것을 나타내는 등가 회로로 도시되어 있다.
컨버터(4)는, 이하에서 상술하는 제1 전류 모드, 제2 전류 모드, 자연 전류 모드에 따라 전류한다.
제1 전류 모드, 제2 전류 모드의 어느 것이나, 360도 주기로서 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 전류의 타이밍을 결정한다. 제1 전류 모드에 있어서 사다리꼴파의 각각은, 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖는다.
제2 전류 모드에 있어서 사다리꼴파의 각각은, 180도로 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 갖고, 실질적으로는 직사각형파이다. 일반적으로 「사다리꼴」이라는 개념은 「직사각형」을 포함하므로, 본원에서는 캐리어와의 비교에 있어서 제2 전류 모드에서 이용하는 직사각형파도, 제1 전류 모드에서 캐리어와 비교되는 사다리꼴파와 동일하게, 사다리꼴파라고 호칭한다.
제1 전류 모드, 제2 전류 모드의 어느 것이나, 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 사다리꼴파와 캐리어의 비교에 의해 전류한다.
<제1 전류 모드>
제1 전류 모드는 이미 특허문헌 3, 4에서 나타내어진 전류 기술이다. 사다리꼴파 중에서 60도 구간의 경사 영역과 캐리어의 비교 결과에 의거하여 컨버터(4)가 전류한다. 도 2는 당해 사다리꼴파를 예시한 그래프이다. 가로축에는 위상각 360도분을 나타내었다. 당해 그래프에 있어서 상전압 벡터 V4, V6, V2, V3, V1, V5가 기재된 대략 삼각형의 영역의 각각은, 기재된 당해 상전압 벡터가 대응하는 스위칭의 패턴의 비율을 나타낸다. 요컨대 위상각 0도에서는 상전압 벡터 V4에 상당하는 스위칭만이 실행되고, 위상각 30도에서는 상전압 벡터 V4에 상당하는 스위칭과, 상전압 벡터 V6에 상당하는 스위칭이 1:1의 비율로 실행되며, 위상각 60도에서는 상전압 벡터 V6에 상당하는 스위칭만이 실행된다.
또한, 상전압 벡터에 부기된 숫자를 이진수로 변환하여 얻어지는 3자리수의 숫자의 각 자리수는, 가상적인 전압형 컨버터에 있어서의 스위칭 소자군의 상마다의 도통/비도통을 나타낸다. 예를 들면 상전압 벡터 V4는 가상적인 컨버터가 전원의 r상 전압을 직류 전원선(LH)으로, s상 전압 및 t상 전압을 직류 전원선(LL)으로, 각각 부여하는 패턴을 나타내고 있다.
이미 특허문헌 3, 4에서 나타내어진 바와 같이, 전류형 컨버터의 지령치와 캐리어의 비교는, 전류와 전압의 쌍대성으로부터, 가상적인 전압형 컨버터의 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)과 캐리어의 비교에 의거하여 행할 수 있다. 상술한 바와 같이, 캐리어와 비교되는 것은 사다리꼴파 중, 60도 구간의 경사 영역이다. 따라서 캐리어와의 비교 대상으로서, 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*) 중, 최대치를 취하는 것도 아니고 최소치를 취하는 것도 아닌, 이른바 중간상에 상당하는 것을 추출하면 된다.
보다 구체적으로는 이들의 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 얻어지는 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)과, 전류형 컨버터의 선전류 지령(예를 들면 비특허문헌 1 참조)이 등가이다. 따라서 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 비특허문헌 5에 의거한 논리 연산을 적용하여, 전류형 컨버터의 지령치를 구할 수 있다. 도 3은 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)을 나타낸 그래프이다.
이미 비특허문헌 1이나 특허문헌 3, 4에서 나타내어진 바와 같이, 제1 전류 모드에서 컨버터를 전류시킴으로써 선전류는 거의 정현파형이 되지만, 직류 링크 전압의 평균치가 맥동한다. 구체적으로는 당해 평균치는, 60도 구간마다 그 중앙에서 극대치를 취하고, 그 극대치의 √3/2의 값을 최소치로 하여 당해 구간의 양단에 나타낸다. 또한 비특허문헌 1이나 특허문헌 3, 4에서는, 맥동하는 전압의 진폭은 상전압의 3/2이므로, 3상 전압의 선간 전압이 인가되는 직류 링크 전압을 기준으로 하면 최소치는 극대치의 √3/2가 된다.
도 20은 직류 링크 전압(Vdc)의 포락선(E1, E2) 및 직류 링크 전압(Vdc)의 평균치(Vdc1)를 나타낸 그래프이다. 포락선(E1, E2)은, 각각 최대 상전압과 최소 상전압의 차, 중간 상전압과 최소 상전압의 차에 상당한다. 평균치(Vdc1)는, 직류 링크 전압(Vdc)으로부터 펄스폭 변조에 의한 변동을 제외한 값이다. 직류 링크 전압(Vdc)은 포락선(E1, E2)의 사이를 컨버터(4)의 스위칭에 의해 천이하므로, 생략하고 있다. 그리고 평균치(Vdc1)는 (√3/2)Em/Vm으로 나타내어진다(상세한 도출은 비특허문헌 1이나 특허문헌 3, 4 참조). 여기에서 Em은 최대 상전압과 최소 상전압의 차의 최대치이며, Vm은 최대 상전압의 절대치이다. 평균치(Vdc1)는 컨버터의 캐리어의 한 주기 내에서 직류 링크 전압(Vdc)을 평균한 값이 된다.
이 평균치(Vcd1)의 맥동을 보정하여 3상 평형을 실현하기 위해서는, 선간 전압 지령에 대해 진폭 변조 보정을 행하는 것이 바람직하다. 도 4는 이러한 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정치를 예시한 그래프이다. 이러한 보정은 예를 들면 비특허문헌 1에 예시되어 있다.
현재, 컨버터(4)의 스위칭 소자(Qtn)가 도통하면서, 스위칭 소자(Qtp, Qrn, Qsn)가 비도통이고, 스위칭 소자(Qrp, Qsp)가 상보적으로 도통하는 상황을 생각한다. 스위칭 소자(Qrp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Qsp)가 도통하는 기간의 비는, 각각 도 3의 선간 전압 지령(Vrs*)의 값과 선간 전압 지령(Vst*)의 값의 비와 동일하다. 따라서 스위칭 소자(Qrp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Qsp)가 도통하는 기간의 비를 drt:dst로서 설명을 계속한다.
도 5는 제1 전류 모드에 있어서의 컨버터(4)와 인버터(6)의 동작을 설명한 그래프이다. 여기에서는 컨버터(4)의 전류에 이용되는 캐리어(C)로서, 그 값이 0～drt+dst까지 변동하고, 주기 ts의 삼각파(톱니파여도 된다)를 채용한다. 캐리어(C)가 0～drt의 값을 취할 때에 스위칭 소자(Qrp)가 도통하고, drt～drt+dst의 값을 취할 때에 스위칭 소자(Qsp)가 도통하는 제어를 행함으로써, 스위칭 소자(Qrp)가 도통하는 기간과, 스위칭 소자(Qsp)가 도통하는 기간의 비를 drt:dst로 할 수 있다.
입력 전류(Ir, Is, It)는 각각 입력단(Pr, Ps)으로 흘러들어가는 전류 및 입력단(Pt)으로부터 흘러나오는 전류를 나타내고 있다. 또 DC 링크 전류(Idc)는 직류 링크부를 흐르는 전류이고, 여기에서는 클램프 회로(5)에 흐르는 전류를 무시하고 생각하며, 직류 전원선(LH, LL)을 흐르는 전류이다.
인버터(6)의 전류에 이용되는 캐리어(C)도, 컨버터(4)의 전류에 이용되는 캐리어(C)와 공유한다. 인버터(6)의 전류가 전압 벡터 V0, V4, V6을 반복하여 채용하는 경우가 도 5에 예시되어 있다. 단, 인버터(6)에서의 전압 벡터(도 5)와 컨버터(4)의 전류에서 채용되는 가상적인 상전압 벡터(도 2)는 직접적인 관계는 없다. 인버터(6)의 전류에서 채용되는 전압 벡터에 부기된 숫자를 이진수로 변환하여 얻어지는 3자리수의 숫자의 각 자리수는, 제2 스위칭 소자군의 상마다의 도통/비도통을 나타낸다. 예를 들면 전압 벡터 V4는 인버터(6)가 직류 전원선(LH)을 출력단(Pu)에 접속하고, 직류 전원선(LL)을 출력단(Pv, Pw)으로 접속하는 패턴을 나타내고 있다.
이 경우, 전압 벡터 V0, V4, V6을 취하는 기간의 비를 각각 d0, d4, d6(단 d6=1-d0-d4)으로 나타내면, 이미 특허문헌 3, 4에서 나타내어진 바와 같이, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0)～drt+dst?d0을 취하는 기간에서 전압 벡터 V0을 취하고, 캐리어(C)가 값 drt+dst?d0～drt+dst(d0+d4)를 취하는 기간 및 값 drt(1-d0-d4)～drt(1-d0)을 취하는 기간에서 전압 벡터 V4를 취하며, 캐리어(C)가 값 0～drt(1-d0-d4)를 취하는 기간 및 값 drt+dst(d0+d4)～drt+dst를 취하는 기간에서 전압 벡터 V6을 취하면 된다.
바꿔 말하면 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0), drt+dst?d0, drt+dst(d0+d4)를 취하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자군의 도통 패턴을 전환하면 된다.
또한, 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp, Qun, Qvn, Qwn)는, 도 5의 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)의 활성/비활성(그래프 상에서는 고전위/저전위로서 표시된다)에 의해, 각각 도통/비도통하는 것으로 하였다.
여기에서는 인버터(6)의 전류가 전압 벡터 V0, V4, V6을 채용하여 반복되는 경우를 예시하고 있으므로, 스위칭 소자(Qwp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Qwn)는 항상 도통이 된다. 따라서 스위칭 신호(Swp, Swn)는 각각 비활성, 활성으로서 나타내어지고 있다.
또, 전압 벡터 V0이 채용되고 있는 기간은 스위칭 소자(Qwn)를 제외하고 제2 스위칭 소자의 모두가 비도통이 되므로, DC 링크 전류(Idc)는 당해 기간에서 0이 된다. 이에 따라, 컨버터(4)가 캐리어(C)가 값 drt를 취하는 시점에서 전류함에도 불구하고, 입력 전류(Ir, Is, It)는 0이 되고 있다.
<제2 전류 모드>
제2 전류 모드에서 캐리어와 비교되는 사다리꼴파는, 실질적으로 직사각형파이므로, 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 기간은 매우 짧다.
도 6은 당해 사다리꼴파를 예시한 그래프이다. 도 6에서는 도 2와 동일하게 하여 가로축을 취하고, 상전압 벡터 V4, V6, V2, V3, V1, V5를 기재하였다. 위상각 0～30도에서는 상전압 벡터 V4에 상당하는 스위칭만이 실행되고, 위상각 30도～90도에서는 상전압 벡터 V6에 상당하는 스위칭만이 실행된다.
따라서 제2 전류 모드에서 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 얻어지는 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)으로서 위상각 0～30도에 있어서 채용되는 값은, 도 3에서 위상각 0도에서 채용되는 값이 된다. 또 위상각 30～90도에 있어서 채용되는 값은, 도 3에 있어서 위상각 60도에서 채용되는 값이 된다. 이와 같이 하여, 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)은, 도 7의 그래프로 나타내어진 바와 같이, 직사각형파가 된다.
따라서 전류형 컨버터에서 캐리어와 비교되는 값은 위상각 0～30도에 있어서 dst=0이 되고, 위상각 30～90도에 있어서 drt=0이 된다.
또한, 제2 전류 모드에서는, 상세한 설명은 생략하지만, 중간상의 상전압은 전류 링크에 인가되지 않으므로 직류 링크 전압의 평균치의 맥동이 최대 상전압과 최소 상전압의 차의 맥동이 된다. 이 맥동은 따라서, 제1 전류 모드의 그것과는 파형의 산과 골짜기가 반대가 된다. 그리고 그 진폭을 보정하여 3상 평형을 실현하기 위해, 선간 전압 지령에 대해 진폭 변조 보정을 행하는 것이 바람직하다. 도 8은 이러한 진폭 변조 보정을 행하기 위한 보정치를 예시한 그래프이다. 이러한 보정은 예를 들면 특허문헌 8에 예시되어 있다.
도 9 및 도 10은, 제2 전류 모드에 있어서의 컨버터(4)와 인버터(6)의 동작을 설명한 그래프이다. 도 9 및 도 10은, 도 6 내지 도 8에서 나타내어진 위상각으로 환산하여, 각각 0～30도에 있어서의 동작과, 위상각 30～90도에 있어서의 동작을 나타내고 있다.
상술한 바와 같이 위상각 0～30도에 있어서 컨버터(4)에서 캐리어(C)와 비교되는 값은 dst=0이 되므로, 캐리어(C)의 최대치는 drt로 표시된다. 또 위상각 30～90도에 있어서 컨버터(4)에서 캐리어(C)와 비교되는 값은 drt=0이 되므로, 캐리어(C)의 최대치는 dst로 표시된다. 요컨대 컨버터(4)에서는 위상각 0～90도에 있어서 공통적으로 값 drt가 지령치로서 채용되지만, 결과적으로는 컨버터(4)의 전류는 캐리어(C)와 값 drt의 비교를 필요로 하지 않으며, 위상각 0～30도에 있어서 입력 전류 Ir=It, Is=0이 되고, 위상각 30～90도에 있어서 입력 전류 Is=It, Ir=0이 된다.
따라서 위상각 0～30도에 있어서의 인버터(6)의 전류(도 9)에서는, 제1 전류 모드에 있어서의 전압형 인버터의 비교(도 5 참조)에 있어서 dst=0으로 하여, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0)～drt를 취하는 기간에서 전압 벡터 V0을 취하고, 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4)～drt(1-d0)을 취하는 기간에서 전압 벡터 V4를 취하며, 캐리어(C)가 값 0～drt(1-d0-d4)를 취하는 기간에서 전압 벡터 V6을 취하면 된다.
바꿔 말하면 캐리어(C)가 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0)을 취하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자의 도통 패턴을 전환하면 된다.
동일하게 하여, 위상각 30～90도에 있어서의 인버터(6)측의 전류(도 10)에서는, 제1 전류 모드에 있어서의 전압형 인버터의 비교(도 5 참조)에 있어서 drt=0으로 하여, 캐리어(C)가 값 0～dst?d0을 취하는 기간에서 전압 벡터 V0을 취하고, 캐리어(C)가 값 dst?d0～dst(d0+d4)를 취하는 기간에서 전압 벡터 V4를 취하며, 캐리어(C)가 값 dst(d0+d4)～dst를 취하는 기간에서 전압 벡터 V6을 취하면 된다.
바꿔 말하면 캐리어(C)가 값 dst?d0, dst(d0+d4)를 취하는 시점을 계기로 하여, 제2 스위칭 소자의 도통 패턴을 전환하면 된다.
또 제1 전류 모드와 동일하게, 여기에서도 전압 벡터 V0을 채용하는 경우를 예시하였으므로, 전압 벡터 V0이 채용되는 기간에 있어서는 DC 링크 전류(Idc)가 0이 된다. 이에 따라, 컨버터(4)의 전류에 의존하지 않고 입력 전류(Ir, Is, It)는 0이 되고 있다.
또 인버터(6)의 전류가 전압 벡터 V0, V4, V6을 채용하여 반복되는 경우를 예시하고 있으므로, 도 9에서는 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Qwn)는 항상 도통이 된다. 따라서 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp)는 비활성으로서, 스위칭 신호(Swn)는 활성으로서, 각각 나타내어지고 있다. 또 도 10에서는 스위칭 소자(Qun, Qvn, Qwp)는 항상 비도통, 스위칭 소자(Qwn)는 항상 도통이 되므로, 스위칭 신호(Sun, Svn, Swp)는 비활성으로서, 스위칭 신호(Swn)는 활성으로서, 각각 나타내어지고 있다.
<자연 전류 모드>
자연 전류 모드는, 제1 스위칭 소자군의 모두가 도통함으로써, 캐리어와의 비교를 행하지 않고 제1 다이오드군만으로 정류하는 모드이다.
상술한 설명으로부터 명백한 바와 같이, 제2 전류 모드에서의 컨버터(4)의 전류는, 결과적으로는 제1 스위칭 소자군의 동작에 의존하지 않는다. 구체적으로는, 컨버터(4)의 선전류 지령에 상당하는 도 7에서 나타내어진 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)이 120도 통전으로 통칭되는 패턴의 직사각형파를 나타내고 있다. 따라서 당해 패턴에 의한 정류의 모드는, 모든 제1 스위칭 소자군을 도통시키며, 제1 다이오드군만으로 정류하는 모드와 등가이다. 따라서 자연 전류 모드와 제2 전류 모드는, 모두 120도 통전인 점에서 공통되고, 서로 대체 가능하다. 본원에서는 이와 같이 120도 통전을 실현하는 컨버터(6)의 전류 모드를 120도 통전 모드라고 칭한다. 또한, 120도 통전에 의한 전력 변환 장치의 제어는 비특허문헌 6에도 소개되어 있다.
자연 전류 모드에 있어서의 컨버터(6)의 전류도, 제2 전류 모드와 동일하게, 결과적으로는 캐리어(C)와 값 drt의 비교를 필요로 하지 않는다.
다음에, 상술한 스위칭을 행하기 위한 구체적인 구성을 예시적으로 설명한다. 도 11은 컨버터(4)의 전류나 인버터(6)의 전류를 행하기 위한 제어부(8)의 개념적인 일례를 나타낸 블록도이다. 제어부(8)는 크게 나누어 컨버터 전류 신호 생성부(81)와, 인버터 전류 신호 생성부(82)와, 전환 신호 생성부(83)로 구분된다.
<컨버터(4)의 전류>
컨버터 전류 신호 생성부(81)는, 입력단(Pr)의 전압(Vr)(특히 그 위상)을 입력하고, 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 출력한다. 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)의 활성/비활성에 의해, 각각 스위칭 소자(Qrp, Qsp, Qtp, Qrn, Qsn, Qtn)의 각각이 도통/비도통한다.
인버터 전류 신호 생성부(82)는, 전압(Vr)(특히 그 위상)과 운전 주파수의 지령치(f*)를 입력하고, 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)를 출력한다.
전환 신호 생성부(83)는, 직류 전원선(LH, LL) 사이의 전압인 직류 링크 전압(Vdc)(바람직하게는 직류 링크 전압(Vdc)으로부터 펄스폭 변조에 의한 변동을 제외한 평균치)에 의거하여 전환 신호(Scl)를 생성한다. 전환 신호(Scl)의 활성, 비활성에 따라, 단락용 스위치(Qcl)가 각각 도통/비도통한다.
컨버터 전류 신호 생성부(81)는, 사다리꼴형 전압 지령 생성부(11)와, 비교기(12)와, 전류형 게이트 논리 변환부(13)를 갖는다. 이들의 동작은 특허문헌 3, 4에서 공지인 기술이므로 상세한 설명은 생략하지만, 개략은 이하와 같다.
사다리꼴형 전압 지령 생성부(11)는 예를 들면 소정의 테이블에 의거하여, 사다리꼴파를 나타내는 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)을 생성한다. 예를 들면 제1 전류 모드에서 채용되는 사다리꼴파의 경사 영역은, 그 진폭을 정규화하여 ±√3?tan(θ)로 표시된다(θ는 전압(Vr)의 위상을 기준으로 하여 각 상마다 정해지는 위상으로서 -π/6≤θ≤π/6). 또 제2 전류 모드에서 채용되는 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)은, 그 값이 천이하는 근방에서 가파른 경사를 갖는다.
비교기(12)는, 캐리어(C)와 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)을 비교한 결과를 출력하고, 이들의 결과에 의거하여 전류형 게이트 논리 변환부(13)가 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 생성한다. 이 생성에 대해 이하에 서술한다.
앞서 게재한 비특허문헌 5에는, 전압형 인버터의 상전압과 전류형 인버터의 상전류의 쌍대성, 및 전압형 인버터의 선간 전압과 전류형 인버터의 선전류의 쌍대성을 감안하여, 선전류 지령치에 의거한 스위칭과 상전류 지령치에 의거한 스위칭의 대응 관계에 대해 교시하고 있다.
도 12는 여기에서 검토하는 가상적인 인버터의 구성을 나타낸 회로도이다. 당해 인버터는, 컨버터(4)의 스위칭에 대해 검토하기 위한 것이며, 인버터(6)와는 직접적으로는 관계가 없으므로, 3상 교류에 대해 a상, b상, c상이라는 명칭을 채용한다. 당해 인버터는 a상의 하이 아암측에 스위치 소자(Qap)를, 로우 아암측에 스위치 소자(Qan)를, 각각 갖고 있다. 당해 인버터는 동일하게 하여, b상에 있어서 스위치 소자(Qbp, Qbn)를, c상에 있어서 스위치 소자(Qcp, Qcn)를 각각 갖고 있다.
a상의 선전류는, a상-c상간의 상전류(ica)와 b상-a상간의 상전류(iba)의 차로 구해지므로, 이들 한 쌍의 상전류를 흐르게 하는 스위칭을 행하는 경우만, a상 전류가 흐른다. 다른 상의 선전류에 대해서도 동일하다. 그래서, 상전류(ijk)가 상부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지의 여부를 기호 Sjk로, 하부 아암측의 스위치 소자에 흐르는지의 여부를 기호 SjkB로 나타내는 것으로 한다. 여기에서 기호 j, k는 서로 상이하면서도 기호 a, b, c를 대표하고, 기호 Sjk, SjkB가 2치 논리 "1"/"0"을 취함으로써, 상전류 ijk가 「흐른다」/「흐르지 않는다」를 나타내는 것으로 한다.
인버터가 상전압 지령과 캐리어의 비교에 의거하여 선전류를 흐르게 할 때에, 하이 아암측의 스위치 소자(Qjp), 로우 아암측의 스위치 소자(Qjn)의 도통/비도통을 제어하는 스위치 지령을, 각각 기호 Sj+, Sj-로 나타내면, 비특허문헌 5에 나타낸 내용은 다음의 변환식으로 표시된다 : Sa+=Sac?SbaB, Sb+=Sba?ScbB, Sc+=Scb?SacB, Sa-=Sba?SacB, Sb-=Scb?SbaB, Sc-=Sac?ScbB.
여기에서 또한, 전압형 인버터의 상전압과 전류형 인버터의 상전류의 쌍대성을 감안하면, 상기의 각 식의 우변의 논리값은, 전압형 인버터에서의 상전압과 캐리어의 비교 결과로서 얻어지는 것을 알 수 있다. 비특허문헌 5에 의하면, 상전류(ijk)의 지령치가 상전압(Vj)의 지령치와 대응한다. 따라서 기호 Sjk의 논리는 상전압 지령(Vj*)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qjp)를 도통시키는 논리와 일치하며, 기호 SjkB의 논리는 상전압 지령(Vj*)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qjn)를 도통시키는 논리와 일치한다.
기호 SbaB의 논리는 상전압 지령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qap, Qbp)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치하며, 기호 Sba의 논리는 상전압 지령(Vb)과 캐리어의 비교에 의해 스위치 소자(Qbp, Qap)를 각각 도통/비도통시키는 논리와 일치한다. 보다 구체적으로는, 상전압 지령(Vb)이 캐리어(C) 이하인 경우에는 스위치 소자(Sap)를 도통시키고, 이상인 경우에는 스위치 소자(Qbp)를 도통시킨다. 그리고 기호 Sa+, Sb+는 선전류를 흐르게 할 때에 각각 스위치 소자(Qap, Qbp)를 도통시키는 기간을 나타낸다.
현재, 도 2에서 나타내어진 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)을 전압 지령(Va*, Vb*, Vc*)과 대체하여, 위상각 0～60도의 범위에 있어서의 전압 지령(Va*, Vb*, Vc*)을 설명한다. 전압 지령(Va*, Vc*)은 각각 값 1, -1을 취하므로, Sac=1, SacB=0, Scb=0, ScbB=1이 된다. 이에 의해, Sa+=SbaB, Sb+=Sba, Sc+=Sa-=Sb-=0이 된다.
바꿔 말하면, a상, b상, c상을 각각 r상, s상, t상과 대체하여, 상전압 지령(Vs*)이 캐리어(C) 이하인 경우에는 스위치 소자(Qrp)가 도통하고, 캐리어(C) 이상인 경우에는 스위치 소자(Qsp)가 도통한다. 캐리어(C)의 최소치가 0인 것을 감안하면, 전압 지령 신호(Vs)의 값이 스위치 소자(Qrp)를 도통시키는 기간에 상당한다.
이상으로부터 상전압 지령(Vs)의 값은, 캐리어(C)와 비교되는 지령치를 구할 때의 기준치(drt)가 된다. 기준치(drt)는 컨버터(4)의 스위치 소자(Qrp, Qsp)를 값 drt, dst의 비에 비례하는 기간에서 교대로 도통시키는 전류의 타이밍을 규정한다. 다른 위상각에 있어서도 동일하게, 전압 지령(Vr*, Vt*)의 값에 대해서도 상기의 설명이 타당하다.
도 11로 되돌아가, 상술한 바와 같이 하여 결정되는 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)과 캐리어(C)의 비교에 의해 얻어진 결과는, 비교기(12)로부터 전류형 게이트 논리 변환부(13)로 부여된다. 그리고 위의 변환식에서 표시된 변환식에 따라 변환이 행해짐으로써, 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)가 구해진다.
캐리어(C)를 생성하는 캐리어 생성부(14)는 컨버터 전류 신호 생성부(81)에 설치되어도 되고, 다음에 설명하는 인버터 전류 신호 생성부(82)에 설치되어도 되며, 양자 중 어느 것에 속하는 것으로 파악해도 된다.
<인버터(6)의 전류>
인버터 전류 신호 생성부(82)는, 출력 전압 지령 생성부(21)와, 중간상 검출부(22)와, 지령치 보정부(23)와, 비교기(24)와, 논리 연산부(25)를 갖는다. 인버터 전류 신호 생성부(82)의 동작도 특허문헌 3, 4에서 공지이므로, 간단한 설명으로 해 둔다.
중간상 검출부(22)는, 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*) 중 어느 것이, 이른바 중간상에 상당하는지를 판단한다. 제1 전류 모드에 대해 보면, 도 2에 예시된 위상각 0～60°에 있어서는 상전압 지령(Vs*)이 중간상에 상당한다. 그리고 상전압 지령(Vs*)의 값을 감안하여, 비 drt:dst가 결정되고, 값 drt, dst가 지령치 보정부(23)에 부여된다. 이들 비는 어느 상전압 지령이 중간상에 상당하는지에 따라 상이하므로, 도 11에서는 상전압 지령(Vr*, Vt*)이 중간상인 경우도 포함시켜, 값 drt, dst에 상당하는 값을 각각 보정치(dx, dy)로서 기재하였다. 이하에서도 이 표현을 채용한다.
단, 제2 전류 모드, 혹은 자연 전류 모드를 채용하는 경우, 중간상이 존재하는 기간이 매우 짧다. 따라서 실질적으로는, 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)으로부터 일의적으로 결정되는 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)의, 어느 것이 중간상인지를 추출하게 된다. 그리고 예를 들면 위상각 0～30도에 있어서 선간 전압 지령(Vst*)이 중간상이 되고, 이 때 값 dst가 0으로 설정된다. 또 위상각 30～90도에 있어서 선간 전압 지령(Vrs*)이 중간상이 되고, 이 때 값 drt가 0으로 설정된다.
중간상 검출부(22)는 인버터 전류 신호 생성부(82)에 설치되어도 되고, 앞서 설명한 컨버터 전류 신호 생성부(81)에 설치되어도 되며, 양자 중 어느 것에 속하는 것으로 파악해도 된다.
출력 전압 지령 생성부(21)는 전압(Vr)(특히 그 위상)과 운전 주파수의 지령치(f*)를 입력하고, 인버터(6)의 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)를 생성한다. 이러한 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)의 생성은 주지의 기술이므로 설명을 생략한다.
지령치 보정부(23)는, 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)와, 보정치(dx, dy)에 의거하여, 인버터(6)의 전류를 위해 캐리어(C)와 비교해야 할 값을 생성한다. 도 5에 의거하여 말하면(즉 상전압 지령(Vs*)이 중간상인 경우를 예로 취하면), 지령치 보정부(23)는, 전압 지령치(Vu*, Vv*, Vw*)에 의거하여 값 d0, d4, d6(=1-d0-d4)을 계산하고, 이것과 값 drt, dst에 의거하여, 값 drt(1-d0-d4), drt(1-d0), drt+dst?d0, drt+dst(d0+d4)를 생성한다. 지령치 보정부(23)는, 또 값 0, drt+dst도 출력한다. 이들 값은 비교기(24)에 있어서 캐리어(C)와 비교되고, 그 결과가 논리 연산부(25)에 입력된다. 그리고 논리 연산부(25)는 비교기(24)에 있어서의 비교 결과에 의거해 연산을 행하여 스위칭 신호(Sup, Svp, Swp, Sun, Svn, Swn)를 생성한다.
<전류 모드의 전환>
전환 신호 생성부(83)는 전환 지령 생성부(31)와, 전환 신호 발생부(32)를 갖고 있다. 전환 지령 생성부(31)는, 후술하는 기준에 따라, 직류 링크 전압(Vdc)에 의거하여 제1 전류 모드와, 제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드)의 전환을 판단하여 전환 지령(J)을 생성한다.
사다리꼴형 전압 지령 생성부(11)는 전환 지령(J)에 따라, 그 출력하는 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)이 나타내는 사다리꼴파의 종류를 전환한다. 또, 상술한 바와 같이, 중간상 검출부(22)에 있어서의 중간상 검출은, 실질적으로는, 제1 전류 모드에 있어서는 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)의 중간상을, 제2 전류 모드에 있어서는 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*, Vtr*)의 중간상을, 각각 검출하는 것이 적합하다. 따라서 중간상 검출부(22)는 전환 지령(J)에 따라, 상전압 지령, 선간 전압 지령 중 어느 쪽의 중간상을 검출하는지를 전환해도 된다.
또한, 제2 전류 모드 대신에 자연 전류 모드가 채용되는 경우, 제1 스위칭 소자군의 모두가 도통하므로, 실질적으로 컨버터 전류 신호 생성부(81), 인버터 전류 신호 생성부(82), 전환 신호 생성부(83)가 상기와 같이 기능할 필요는 없으며, 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 모두 활성화시켜도 된다. 예를 들면 도 11에 있어서 파선 화살표로 나타낸 바와 같이, 전류형 게이트 논리 변환부(13)에 전환 지령(J)을 부여한다. 전환 지령(J)이 제1 전류 모드를 설정하는 경우에는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)는 상술한 동작을 한다. 전환 지령(J)이 자연 전류 모드를 설정하는 경우에는, 전류형 게이트 논리 변환부(13)가, 모두 활성화한 스위칭 신호(Srp, Ssp, Stp, Srn, Ssn, Stn)를 출력한다.
단, 그와 같은, 자연 전류 모드를 위한 특별한 동작을 전환 신호 생성부(83)에 행하게 하는 것보다, 상전압 지령(Vr*, Vs*, Vt*)의 파형을 제2 전류 모드용으로 생성하는 쪽이, 장치 설계의 관점에서는 용이하다는 이점이 있다. 요컨대 제1 및 제2 전류 모드 중 어느 쪽에 있어서나 사다리꼴파와 캐리어의 비교에 의해 컨버터(4)가 전류하므로, 이들의 전류 모드에 따라 개별적으로 설계를 행할 필요가 없다.
한편, 120도 통전 모드에 자연 전류 모드를 채용하면 사다리꼴파와 캐리어의 비교를 행할 필요는 없다는 이점이 있다.
전환 지령(J)이, 컨버터(4)의 전류 모드로서 제1 전류 모드를 설정하는 경우에, 전환 신호 발생부(32)는 전환 신호(Scl)를 비활성으로 한다. 또 컨버터(4)의 전류 모드로서 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드를 설정하는 경우에, 전환 신호 발생부(32)는 전환 신호(Scl)를 활성으로 한다.
이상으로부터, 단락용 스위치(Qcl)를 도통시켜 클램프 회로(5)의 본래적인 기능을 정지시키는 경우여도, 단락용 스위치(Qcl)를 도통시키지 않고 클램프 회로(5)의 본래적인 기능을 발휘시키는 경우여도, 컨버터(4)의 전류 모드를 적절히 변경하여, 회생 전류의 흡수와 직접형 교류 전력 변환을 양립할 수 있다.
구체적으로 어떠한 경우에 전환 지령(J)이 제1 전류 모드/제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드) 중 어느 쪽을 설정하는지에 대해, 이하에 설명한다.
<출력단에 접속되는 부하의 역률의 저하>
우선 출력단(Pu, Pv, Pw)에 접속되는 부하(7)(도 1 참조)의 역률(이하, 간단히 「부하 역률」이라고 칭한다)이 저하하였을 때에, 컨버터(4)의 전류 모드로서 제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드)를 채용하는 기술에 대해 설명한다.
특허문헌 6에 나타내어진 바와 같이, 지상으로 하여 회전기의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 경우, 역률은 저하한다. 도 13은 단락용 스위치(Qcl)가 도통하고 있지 않을 때의, 클램프 회로(5)가 지지하는 클램프 전압과, 부하 역률의 관계를 나타낸 그래프이다. 단 전원 전압을 415V(오차 ±10%)로 하였다. 가로축에는 부하 역률의 역탄젠트값인 부하 위상각을 취하였다. 또 클램프 회로(5)에서는 콘덴서(51, 52)가, 그 충전 시에 서로 직렬로 접속되고, 방전 시에는 병렬로 접속되므로, 클램프 전압은 2개의 그래프로 표시되어 있다.
부하 역률이 0.5 이상이면, 충전 시의 클램프 전압을, 선간 전압의 파고치 415×√3×√2=1000(V) 이하로 할 수 있다(방전 시의 클램프 전압도 전원 전압의 파고치 이하가 된다).
그러나, 부하 역률이 0.2로 대폭으로 낮아지면, 회생 전류가 역행 시의 전류와 동일한 정도가 되어 클램프 회로(5)로의 충전 전류가 증대하고, 방전 시의 클램프 전압이 전원 전압의 파고치에 가까운 650V 정도에 도달하여 버린다. 이러한 상태를 피하기 위해, 부하 역률이 낮은 경우에는, 단락용 스위치(Qcl)를 도통시키는 것이 바람직하다. 클램프 회로(5)의 본래적인 기능을 정지시키고 클램프 회로(5)를 콘덴서(51, 52)의 단순한 직렬 접속으로 함으로써, 역행 시의 전류, 회생 전류를 환류시키기 위해서이다.
그러나, 클램프 회로(5)를 콘덴서(51, 52)의 단순한 직렬 접속으로 한 경우, 컨버터(4)가 제1 전류 모드로 전류해도, 전류를 출력하는 것이 곤란해진다. 클램프 회로(5)의 방전 시의 전압조차 낮게 할 수 없기 때문이다.
보다 구체적으로는, 제1 전류 모드에서 채용되는, 도 3에 예시된 선간 전압 지령은, 상술한 바와 같이 컨버터(4)의 선전류 지령에 상당하지만, 2개의 스위칭 패턴이 혼재하고 있다. 예를 들면 위상각 0～60°에 대해 보면, 선간 전압 지령(Vrs*, Vst*)에 각각 대응한 스위칭 패턴이 혼재한다. 그리고 이 경우, 입력단(Pr, Ps)의 전위가 낮은 어느 한 쪽보다 높은 전위까지 콘덴서(51, 52)의 직렬 접속이 충전되어 있으면, 클램프 회로(5)의 다이오드(Drp, Dsp) 등의 기능에 의해, 컨버터(4)로부터 인버터(6)로 전류를 공급하는 것이 곤란해진다.
이에 반해 제2 전류 모드나 자연 전류 모드에서는, 120도 통전의 패턴으로 전류가 흐르므로, 입력단(Pr, Ps, Pt)의 어느 것 중 최대상에 대응하는 상전압이 인가되는 것이 직류 전원선(LH)에 접속된다. 따라서 컨버터(4)로부터 인버터(6)로 전류를 공급하는 것을 확보할 수 있다. 요컨대 역률 저하에 의해 증대하는 회생 전류에 기인한 제1 전류 모드의 기능 부전을 회피하고, 그것으로써 직접형 교류 전력 변환을 실현할 수 있다.
따라서, 부하 역률이 소정치를 하회한 경우에 단락용 스위치(Qcl)를 도통시키고, 또한 제2 전류 모드(혹은 자연 전류 모드)를 채용하는 것이 바람직하다. 보다 상세하게는, 제1 전류 모드가 채용되어 있는 상태에서 단락용 스위치(Qcl)가 도통하는 것을 계기로 하여, 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드가 채용된다. 또한, 단락용 스위치(Qcl)가 비도통이 되는 시점 이후에서 제1 전류 모드를 채용한다.
부하 역률은, 도 13을 봐도 이해되는 바와 같이, 콘덴서가 지지하는 클램프 전압을 검출하여 추측할 수 있다. 혹은 클램프 전압의 변동은 직류 링크 전압(Vdc)의 크기를 좌우하므로, 직류 링크 전압(Vdc)을 검출함으로써, 부하 역률을 추측할 수 있다. 따라서 도 11에 나타내어진 바와 같이 전환 지령 생성부(31)가 직류 링크 전압(Vdc)(혹은 클램프 전압)을 입력하고, 이것으로부터 평균치(Vdc1)를 구하며, 당해 평균치(Vdc1)를 부하 역률에 대한 상기 소정치에 상당하는 임계치와 비교하여, 전환 지령(J)을 생성할 수 있다.
혹은, 특허문헌 5의 도 6(d)에 나타내어진 바와 같이, 전류 위상각에 대해, 전류 극성이 반전되는 위상각은 π/6으로 지상한다. 특허문헌 5의 도 6(e)에 나타내어진 바와 같이, 인버터의 출력 전압의 위상각은 이미 알려져 있으므로, 이들 위상각의 차로부터 부하 전류의 위상을 검출하고, 이것에 의거하여 역률의 크기를 추정할 수 있다. 요컨대 전환 지령 생성부(31)로의 입력으로서, 도 11에 나타내어진 직류 링크 전압(Vdc) 대신에, 인버터 출력 전류의 제로 크로스, 인버터의 출력 전압을 입력하고, 양자의 위상차와 부하 역률의 소정치에 상당하는 임계치를 비교하여, 전환 지령(J)을 생성할 수 있다. 도 14로서, 특허문헌 5의 도 6(d)(e)를 나타내었다. 그래프 I_V4, I_V6은 각각 인버터가 전압 벡터 V4, V6을 취할 때에 흐르는 직류 전류를 나타내며, 그래프 t4, t6은 각각 인버터가 전압 벡터 V4, V6을 취할 때 비율을 나타낸다.
혹은 지상으로 하여 회전기의 회전 위치 추정의 오차를 삭감하는 운전은, 기동 당초에 있어서 채용되는 것을 감안하면, 기동 당초에 단락용 스위치(Qcl)를 도통시키고, 이것을 계기로 하여 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드를 채용하는 것도 적합하다. 그리고 소정 기간이 경과할 때까지는 제2 전류 모드 혹은 자연 전류 모드에 따라 컨버터(4)가 전류하고, 소정 기간이 경과한 후에 단락용 스위치(Qcl)를 비도통시킨다. 이 시점 이후에서 제1 전류 모드를 채용하면 된다. 이와 같이 하여, 부하(7)가 회전기인 경우, 그 기동 당초에 있어서 위치 검출을 행하기 위해 지상이 되는 전류에 기인한 역률의 저하에 대처할 수 있다.
또한, 상술한 바와 같이, 클램프 회로(5)에서 다이오드(53, 54)를 설치하지 않고, 이른바 CD 스너버를 채용할 수 있다. 그러나 이 경우, 부하 역률이 √3/2 이상이 아니면 단락용 스위치(Qcl)를 비도통시켜도 클램프 회로(5)가 효과적으로 기능하지 않는다. 따라서 전환 지령(J)이 제1 전류 모드를 선택하는 시기를, 부하 역률이 √3/2 이상이 될 때까지 기다리는 것이 바람직하다.
<입력단에 접속되는 전원의 순간 전압 저하>
도 15는 도 13과 동일하게, 단락용 스위치(Qcl)가 도통하고 있지 않을 때의, 클램프 회로(5)가 지지하는 클램프 전압과, 부하 역률의 관계를 나타낸 그래프이다. 단 전원 전압은 도 13에 나타내어진 경우보다 낮으므로, 클램프 전압도 낮아지고 있다.
순간 정전에 의해 컨버터(4)에 입력하는 3상 교류 전압이 소실되면, 클램프 회로(5)에서는 콘덴서(51, 52)가 병렬 접속되어 방전되므로, 클램프 전압은 반감된다. 특히 부하(7)가 회전기인 경우, 클램프 전압의 감소는 회전기의 쇄교 자속을 약하게 하고, 전류가 많아져 인버터(6)가 정지하거나, 탈조에 의해 운전 정지를 초래할 우려가 있다.
도 16은 순간 정전 시에도 클램프 회로(5)가 기능하고 있는 경우의 동작을 나타낸 그래프이다. 전원(1)이 발생하는 전원 전압은 50Hz400V이며, 정전은 1/4 주기만큼 발생한 경우를 예시하고 있다.
전원 상전압(Vr, Vs, Vt)은 각각 입력단(Pr, Ps, Pt)에 있어서의 전압을, 전원 선전류(Ir, Is, It)는 각각 입력단(Ir, Is, It)으로 콘덴서군(3)으로부터 흘러들어가는 전류를, 클램프 회로 직렬 전압(Vc)은 클램프 회로(5)에 있어서 콘덴서(51, 52)가 지지하는 전압의 합을, 직류 링크 전압(Vdc)은 직류 전원선(LH, LL) 사이의 전압을, 부하 선간 전압은 출력단(Pu, Pv, Pw)에 인가되어 있는 전압(Vu, Vv, Vw)의 차를(단 도시하고 있는 것은 전압(Vu, Vv)의 차(Vuv)이다), 부하 선전류(Iu, Iv, Iw)는 각각 출력단(Pu, Pv, Pw)으로부터 부하(7)로 흘러나오는 전류를, 각각 나타내고 있다.
전원 상전압(Vr, Vs, Vt)이 모두 0이 됨으로써, 전원 선전류(Ir, Is, It)는 링잉을 수반하여 0에 수속되고, 직류 링크 전압(Vdc)은 콘덴서(51, 52)의 각각이 지지하는 전압이 유지될 뿐으로서 저하한다. 이에 따라, 부하 선간 전압(Vuv)도 반감되고, 부하 선전류(Iu, Iv, Iw)는 크게 흐트러진다.
그래서, 순간 정전을 계기로 하여 단락용 스위치(Qcl)를 단락하는 것이 바람직하다. 구체적으로는 직류 링크 전압(Vdc)의 평균치(Vcd1)가 제1 임계치(예를 들면 400V)를 하회할 때를 계기로 하여 전환 신호(Scl)를 활성화시킨다. 이 경우의 전환 지령(J)의 생성에 대해서는 전술하였다.
도 17 및 도 18은, 모두 상술한 바와 같이 전환 신호(Scl)를 활성화시켜, 전환 신호(Scl)가 활성화하고 있을 때에는 컨버터(4)의 전류 모드를 120도 통전 모드(제2 전류 모드 또는 자연 전류 모드)로 하고, 전환 신호(Scl)가 비활성화하고 있을 때에는 컨버터(4)의 전류 모드를 제1 전류 모드로 한 경우의, 동작을 나타낸 그래프이다. 도 16과 동일하게, 전원(1)이 발생하는 전원 전압은 50Hz400V이며, 정전은 1/4 주기만큼 발생한 경우를 예시하였다.
모두 전환 신호(Scl)가 활성화하고 있는 동안은, 콘덴서(51, 52)가 직류 전원선(LH, LL) 사이에서 직렬로 접속되므로, 직류 링크 전압(Vdc)이 클램프 회로 직렬 전압(Vc)과 일치한다.
그리고 전환 신호(Scl)가 활성화하고 있는 동안은 120도 통전 모드에서 컨버터(4)가 전류하므로, 이윽고 클램프 전압(Vc)(직류 링크 전압(Vdc))은 상승한다.
단 도 17은, 직류 링크 전압(Vdc)이 제2 임계치(이것은 제1 임계치 이상에서 예를 들면 450V)를 초과한 값을 소정 기간 유지함으로써, 전환 신호(Sc1)를 비활성화시키는 경우를 예시하고 있다. 또 도 18은, 직류 링크 전압(Vdc)이 제2 임계치(이것은 제1 임계치 이상에서 예를 들면 600V)를 초과한 것을 계기로 하여, 전환 신호(Scl)를 비활성화시키는 경우를 예시하고 있다.
도 17에 나타내어진 동작에서는 제1 전류 모드로 이행할 때의 직류 링크 전압(Vdc)이 과대가 되지 않으며, 그 후도 직류 링크 전압(Vdc)이 과대가 되기 어렵다는 이점이 있다. 도 18에 나타내어진 동작에서는, 전원 선전류(Ir, Is, It)에 발생하는 링잉이 생기는 회수가 적다는 이점이 있다.
도 19도 순간 정전에 따른 동작을 나타낸 그래프이다. 당해 동작도, 도 17 및 도 18에 나타내어진 동작과 동일하게, 직류 링크 전압(Vdc)의 평균치(Vdc1)가 제1 임계치(예를 들면 400V)를 하회할 때를 계기로 하여 전환 신호(Scl)를 활성화시킨다. 그리고 도 19에 나타내어진 동작도, 직류 링크 전압(Vdc)이 제2 임계치(이것은 제1 임계치 이상에서 예를 들면 600V)를 초과한 것을 계기로 하여, 전환 신호(Scl)를 비활성시키는 점에서, 도 18에 나타내어진 동작과 동일하다.
단, 도 19에 나타내어진 동작에서는, 전환 신호(Scl)를 비활성화시키고 나서 120도 통전 모드로 이동할 때까지, 소정 시간만큼 지연을 형성한다. 요컨대, 도 17 내지 도 19에 나타내어진 동작은, 모두 단락용 스위치(Qcl)가 비도통이 되는 시점 이후에서 제1 전류 모드가 채용되는 점에서 공통되지만, 도 19에 나타내어진 동작에서는, 단락용 스위치(Qcl)가 비도통이 된 시점 이후로서 소정 시간이 경과하고 나서 제1 전류 모드가 채용되는 점에서 도 17, 도 18에 나타내어진 동작과 상이하다. 이러한 소정 시간의 지연은, 전환 지령(J)이 제1 전류 모드를 설정해도, 사다리꼴형 전압 지령 생성부(11)에 있어서 계시함으로써 실현할 수 있다.
도 19에 나타내어진 동작에서는, 전환 신호(Scl)를 비활성화시키고 나서 120도 통전 모드로 이동할 때까지의 동안, 컨버터(4)의 전류에는 120도 통전 모드가 채용된다. 이와 같이, 클램프 회로가 기능하고 있는 경우에 120도 통전 모드를 채용하여 컨버터를 전류시키면, 전원 선전류(Ir, Is, It)는 크게 흐트러지지만, 직류 링크 전압(Vdc)을 손상시키는 것은 아니다.
따라서, 단락용 스위치(Qcl)를 설치하지 않는 경우여도, 직류 링크 전압(Vdc)을 검출하고, 이것으로써 정전을 검출하며, 당해 정전 시에는 120도 통전 모드를 채용하여 컨버터를 전류시켜도 된다.
또한, 전환 신호(Scl)를 활성화시키는 타이밍은 평균치(Vdc1)를 이용할 뿐만 아니라, 직류 링크 전압(Vdc) 자체를 이용하여 결정해도 된다. 도 16에서 나타내어진 바와 같이, 또 도 20을 이용하여 설명한 바와 같이, 직류 링크 전압(Vdc)은 컨버터(4)의 스위칭에 의해 포락선간을 천이한다. 따라서 예를 들면 상술한 바와 같이 제1 임계치를 400V로 설정하면, 정상 운전 시에 있어서도 직류 링크 전압(Vdc)은 제1 임계치보다 작은 값을 이산적으로 취하고 있다.
따라서 단순히 직류 링크 전압(Vdc)을 이용하여 전환 신호(Scl)를 활성화시키는 타이밍을 결정하기 위해서는, 전환 지령 생성부(31)의 직류 링크 전압(Vdc)에 대한 감도를 저하시키면 된다. 구체적으로는 전환 지령 생성부(31)가 직류 링크 전압(Vdc)의 크기를 인식하는데 필요한 시간을 길게 취하면 된다. 예를 들면 직류 링크 전압(Vdc)이 제1 임계치 이하를 소정 기간 유지할 때에 전환 지령(J)이 생성되고, 단락용 스위치(Qcl)가 도통한다.
물론 평균치(Vdc1)와 제1 임계치를 비교하는 쪽이, 직류 링크 전압(Vdc)을 소정 기간 계속해서 계측할 필요가 없는 점에서 유리하다.
직류 링크 전압(Vdc)으로부터 평균치(Vdc1)를 구하는 기능은, 전환 지령 생성부(31)가 담당해도 된다. 혹은 당해 기능은 별도로 설치하는 연산부 혹은 적분 회로에 담당하게 하고, 전환 지령 생성부(31)에는 평균치(Vdc1)가 입력되어도 된다.
이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서 예시로서, 이 발명이 거기에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나지 않고 상정될 수 있는 것으로 이해된다.

Claims (12)

  1. 각각 3상 교류의 상전압이 입력되는 3개의 입력단(Pr, Ps, Pt)과,
    3개의 출력단(Pu, Pv, Pw)과,
    제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)과,
    상기 입력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qrp, Qsp, Qtp)와, 상기 입력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qrn, Qsn, Qtn)를 포함하는 제1 스위칭 소자군을 갖는 전류형 컨버터(4)와,
    상기 출력단의 각각과 상기 제1 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qup, Qvp, Qwp)와, 상기 출력단의 각각과 상기 제2 직류 전원선의 사이에 접속된 3개의 스위칭 소자(Qun, Qvn, Qwn)를 포함하는 제2 스위칭 소자군을 갖는 전압형 인버터(6)와,
    상기 제1 및 제2 직류 전원선에 각각 접속된 애노드 및 캐소드를 포함하는 클램프 다이오드(Dcl)와, 상기 제1 및 제2 직류 전원선에 있어서 상기 클램프 다이오드와 직렬로 접속된 콘덴서(51;52;51, 52) 및 상기 클램프 다이오드에 병렬로 접속된 단락용 스위치(Qcl)를 갖는 클램프 회로(5)를 구비하고,
    상기 컨버터는, 모두가 360도 주기로서 서로 위상이 120도 어긋나는 3개의 사다리꼴파와 캐리어의 비교 결과에 의해 결정되는, 제1 전류(轉流) 모드와 120도 통전 모드 중 어느 하나에 따라 전류(轉流)하며,
    상기 제1 전류(轉流) 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 120도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍과, 이들 한 쌍의 평탄 구간을 연결하는 60도 구간의 경사 영역의 한 쌍을 갖고,
    상기 컨버터는, 상기 제1 전류(轉流) 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류(轉流)하며,
    상기 제1 전류(轉流) 모드가 채용되어 있는 상태에서 상기 단락용 스위치가 도통하는 것을 계기로 하여, 상기 120도 통전 모드가 채용되고,
    상기 단락용 스위치가 비도통이 되는 시점 이후에서 상기 제1 전류(轉流) 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 단락용 스위치는, 상기 출력단에 접속되는 부하(7)의 역률이 소정치를 하회할 때에 도통하는, 전력 변환 장치.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 부하(7)는 회전기이며, 기동 당초의 소정 기간은 상기 120도 통전 모드에 따라 상기 컨버터(4)가 전류(轉流)하는, 전력 변환 장치.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 제1 임계치 이하를 소정 기간 유지할 때에 도통하는, 전력 변환 장치.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압을 상기 캐리어의 한 주기 내에서 평균하여 얻어진 평균치가, 제1 임계치 이하일 때에 도통하는, 전력 변환 장치.
  6. 청구항 4 또는 청구항 5에 있어서,
    상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계치 이상의 제2 임계치를 초과하는 값을 소정 기간 유지함으로써 비도통이 되고,
    상기 단락용 스위치가 비도통이 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류(轉流) 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
  7. 청구항 4 또는 청구항 5에 있어서,
    상기 단락용 스위치는, 상기 제1 및 제2 직류 전원선(LH, LL)간의 직류 전압이 상기 제1 임계치 이상의 제2 임계치를 초과한 것을 계기로 하여 비도통이 되는, 전력 변환 장치.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 단락용 스위치가 비도통이 된 것을 계기로 하여 상기 제1 전류(轉流) 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
  9. 청구항 7에 있어서,
    상기 단락용 스위치가 비도통이 되고 나서 소정 기간이 경과 후에 상기 제1 전류(轉流) 모드가 채용되는, 전력 변환 장치.
  10. 청구항 1에 있어서,
    상기 클램프 회로(5)에 있어서,
    상기 콘덴서는 서로 직렬로 접속되는 제1 콘덴서(51)와 제2 콘덴서(52)로 구분되고,
    상기 클램프 다이오드(Dcl)의 상기 애노드는 상기 제1 콘덴서를 통해 상기 제1 직류 전원선(LH)에, 상기 캐소드는 상기 제2 콘덴서를 통해 상기 제2 직류 전원선(LL)에, 각각 접속되며,
    상기 클램프 회로는,
    상기 클램프 다이오드의 상기 캐소드에 접속된 애노드와, 상기 제1 직류 전원선에 접속된 캐소드를 갖는 제1 다이오드(53)와,
    상기 클램프 다이오드의 상기 애노드에 접속된 캐소드와, 상기 제2 직류 전원선에 접속된 애노드를 갖는 제2 다이오드(54)를 더 갖는, 전력 변환 장치.
  11. 청구항 1에 있어서,
    상기 120도 통전 모드는 제2 전류(轉流) 모드이며,
    상기 제2 전류(轉流) 모드에 있어서 상기 사다리꼴파의 각각은, 180도 구간에서 연속되는 평탄 구간의 한 쌍을 갖고,
    상기 컨버터는, 상기 제2 전류(轉流) 모드에 있어서는, 상기 평탄 구간의 한 쌍의 사이에서 천이하는 상기 사다리꼴파와 상기 캐리어의 비교에 의해 전류(轉流)하는, 전력 변환 장치.
  12. 청구항 1에 있어서,
    상기 120도 통전 모드는, 상기 제1 스위칭 소자군의 모두가 도통하는 자연 전류(轉流) 모드인, 전력 변환 장치.
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