JP5304192B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は電力変換装置に関し、特にクランプ回路（スナバも含む）直接形交流電力変換装置に関する。

インバータの代表的な主回路構成として、いわゆる間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。間接形交流電力変換回路では交流を整流し、平滑回路を介して直流に変換し、電圧形変換器により交流出力が得られる。

一方、交流電圧から直接に交流出力を得る方式として、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られている。直接形交流電力変換装置は商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサや、リアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。

例えば特許文献１乃至４には直流リンクに平滑回路を介することなく交流から直接交流へ変換できることが開示されている。特に特許文献３，４ではコンバータの転流を、相互に位相が１２０度ずれる三つの台形波とキャリアとの比較結果によって決定することで、コンバータとインバータの制御を簡易にすることが企図されている。

また特許文献５には要求される耐圧が小さな素子を用いたクランプ回路を採用し、直接形交流電力変換装置における回生電流の問題の解決を企図する技術が開示されている。

なお、本願に関連するものとして特許文献６，７，８を挙げる。特許文献６には供給される電流を大きく、かつ遅相にしてモータの回転位置推定の誤差を削減する技術が開示されている。特許文献７には間接形交流電力変換回路において電源の瞬停／再起動に対応する技術が開示されている。特許文献８にはコンバータの自然転流モードと等価なダイオードブリッジを用いた電力変換について記載されている。

なお、本願に関連する文献として更に非特許文献１乃至６を挙げておく。

特開２００４−２２２３３７号公報 特開２００４−２６６９７２号公報 特開２００７−３１２５８９号公報 国際公開第２００７／１２３１１８号 特開２００７−２９５６８６号公報 特許第３８０６８７２号公報 特開平５−５６６８２号公報 特許第２５２４７７１号公報 Lixiang Wei, Thomas A Lipo,"A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754. 伊藤里絵、高橋勲、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」、電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，２００１ 加藤康司、伊藤淳一、「昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会全国大会４−０９８（２００７）、第４分冊153〜154頁 加藤康司、伊藤淳一、「入力電流に着目した昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会産業応用部門大会１−３１，I-279〜282頁 竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜１０７頁、１９９６ Siyoung Kim, Seung-Ki Sul, Thomas A. Lipo, "AC/AC Power Conversion Based on Matrix Converter Topology with Unidirectional Switches", IEEE trans. on Industry applications, vol.36,No.1, 2000, pp139-145.

電流形コンバータ−直流リンク−電圧形インバータの順に接続された直接形交流電力変換装置に特許文献３，４に示される技術を適用すると、コンバータが直流リンクの電圧を反転させることができない。よって、負荷力率が低い場合には回生電流を処理できなくなり、直流リンクに過電圧が発生する。

そこで、特許文献５で採用されるように、コンデンサを有するクランプ回路を採用することにより、これに回生電流を吸収させることが考えられる。より具体的には二つのコンデンサの直列接続に対する充電によってコンデンサの充電電圧を上昇させ、並列接続からの放電電流を大きくすることによって電流を環流させ、クランプ電圧の平衡化が行われる（特許文献５の図３参照）。

この方式は、負荷力率が０．５以上であれば、クランプ電圧を電源電圧の波高値の１．４倍以下とすることができ（特許文献５の図７参照）、定常運転における電動機の負荷力率には十分対応できることが示されている。

しかし、特許文献６に示されるような位置検出方法を採用して、力率が大幅に低下した運転が行われる場合においては、特許文献５のクランプ回路で十分に対応できない。そして通常、起動時に位置検出が実行されることに鑑みれば、直流リンクにおけるクランプ電圧が過電圧となり、起動が困難となる可能性もある。

また、特許文献７に示されるような電源の瞬停が発生した場合にはクランプ電圧の不足によって運転の継続が困難となる可能性もある。特許文献３，４に示される技術を適用することにより、コンバータへと電源電圧が正常に供給されている場合には、直流リンクにおいて最大相と最小相との電位差、最大相又は最小相と中間相との電位差、のいずれかが印加される。しかしながら電源の瞬停が発生するとこれらの電位差が小さくなり、クランプ電圧は小さくなる。この傾向は、クランプ回路から放電電流が流れるときに二つのコンデンサが並列接続されることで顕著となる。

そこで本願にかかる発明は、電力変換装置において回生電流の吸収と直接形交流電力変換とを両立することを目的としている。

この発明にかかる電力変換装置は、それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎ）とを含む第１スイッチング素子群を有する電流形コンバータ（４）と、前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）とを含む第２スイッチング素子群を有する電圧形インバータ（６）と、前記第１及び第２の直流電源線にそれぞれ接続されたアノード及びカソードを含むクランプダイオード（Ｄｃｌ）と、前記第１及び第２の直流電源線において前記クランプダイオードと直列に接続されたコンデンサ（５１；５２；５１，５２）及び前記クランプダイオードに並列に接続された短絡用スイッチ（Ｑｃｌ）とを有するクランプ回路（５）とを備える。

そしてその第１の態様では、前記コンバータは、いずれもが３６０度周期であって互いに位相が１２０度ずれる三つの台形波とキャリアとの比較結果によって決定される、第１の転流モードと１２０度通電モードのいずれかに従って転流する。前記第１の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有する。前記コンバータは、前記第１の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流する。前記第１の転流モードが採用されている状態で前記短絡用スイッチが導通することを契機として、前記１２０度通電モードが採用され、前記短絡用スイッチが非導通となる時点以降で前記第１の転流モードが採用される。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記短絡用スイッチは、前記出力端に接続される負荷（７）の力率が所定値を下回るときに導通する。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第２の態様であって、前記負荷（７）は回転機であり、起動当初の所定期間は前記１２０度通電モードに従って前記コンバータ（４）が転流する。

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第１の態様であって、前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が第１の閾値以下を所定期間維持するときに導通する。あるいは前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧を前記キャリアの一周期内で平均して得られた平均値が、第１の閾値以下であるときに導通する。

例えば電力変換装置の第４の態様において、前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超える値を所定期間維持したことを以て非導通となり、前記短絡用スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される。

あるいは例えば電力変換装置の第４の態様において、前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超えたことを契機として非導通となる。

そして好ましくは前記短絡用スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される。あるいは前記短絡用スイッチが非導通となってから所定期間が経過後に前記第１の転流モードが採用される。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第１乃至第４の態様のいずれかであって、前記クランプ回路（５）において、前記コンデンサは相互に直列に接続される第１のコンデンサ（５１）と第２のコンデンサ（５２）とに区分され、前記クランプダイオード（Ｄｃｌ）の前記アノードは前記第１のコンデンサを介して前記第１の直流電源線（ＬＨ）に、前記カソードは前記第２のコンデンサを介して前記第２の直流電源線（ＬＬ）に、それぞれ接続され、前記クランプ回路は、前記クランプダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第１の直流電源線に接続されたカソードとを有する第１のダイオード（５３）と前記クランプダイオードの前記アノードに接続されたカソードと、前記第２の直流電源線に接続されたアノードとを有する第２のダイオード（５４）とを更に有する。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第１乃至第５の態様のいずれかであって、前記１２０度通電モードは第２の転流モードであり、前記第２の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１８０度区間で連続する平坦区間の一対を有し、前記コンバータは、前記第２の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流する。

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、その第１乃至第５の態様のいずれかであって、前記１２０度通電モードは、前記第１スイッチング素子群の全てが導通する自然転流モードである。

この発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、出力端に接続される負荷の力率の低下、入力端に接続される電源の瞬時電圧低下などに対応するために短絡用スイッチを導通させてクランプ回路の本来的な機能を停止させる場合であっても、短絡用スイッチを導通させずにクランプ回路の本来的な機能を発揮させる場合であっても、コンバータの転流モードを適切に変更し、回生電流の吸収と直接形交流電力変換とを両立できる。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、力率低下によって増大する回生電流に起因した第１の転流モードの機能不全を回避する。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、起動当初において回転機の位置検出を行うべく遅相となる電流に起因した力率の低下に対処する。

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、直流電圧の低下に起因した第１の転流モードの機能不全を回避する。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、短絡用スイッチが非導通しているときは、第１及び第２のコンデンサが直列接続された経路で充電され、第１及び第２のコンデンサが並列接続された経路で放電されるので、第１及び第２のコンデンサに要求される耐圧が小さくて足りる。また短絡用スイッチが導通しているときは、第１及び第２のコンデンサが直列接続された経路で充放電され、クランプ回路としての機能が停止される。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、コンバータは、第１及び第２の転流モードのいずれにおいても台形波と前記キャリアとの比較によって転流するので、これらの転流モードに応じて個別に設計を行う必要がない。

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様によれば、１２０度通電モードにおいて台形波とキャリアの比較を行う必要はない。

図１は本願にかかる直接形電力変換装置９の構成を例示する回路図である。直接形電力変換装置９は、コンバータ４、クランプ回路５、インバータ６をこの順に接続して備えている。

直接形電力変換装置９は、電源１から三相交流の相電圧が入力される３つの入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと、負荷７が接続される３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗとをも備えている。また直流リンクとなる直流電源線ＬＨ，ＬＬをも備えている。コンバータ４の機能により、直流電源線ＬＨは直流電源線ＬＬよりも高電位となる。

コンバータ４は６つのスイッチング素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐ，Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎを含む。これらは説明の都合上、第１スイッチング素子群と称することもある。スイッチング素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと直流電源線ＬＬとの間に接続される。コンバータ４はいわゆる電流形コンバータを構成し、６つのダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎを含む。これらは説明の都合上、第１ダイオード群と称することもある。

ダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に配置される。ダイオードＤｒｐは、入力端Ｐｒと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｑｒｐと直列に接続される。同様にして、ダイオードＤｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎは、それぞれスイッチング素子Ｑｓｐ，Ｑｔｐ，Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎと直列に接続される。

インバータ６は６つのスイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎを含む。これらは説明の都合上、第２スイッチング素子群と称することもある。スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＨとの間に接続され、スイッチング素子Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗと直流電源線ＬＬとの間に接続される。インバータ６はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。これらは説明の都合上、第２ダイオード群と称することもある。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｑｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎと並列に接続される。

クランプ回路５では、クランプダイオードＤｃｌと、コンデンサ５１，５２が直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に接続される。具体的にはクランプダイオードＤｃｌのアノードが直流電源線ＬＨ側に、カソードが直流電源線ＬＬ側に、それぞれコンデンサ５１，５２を介して接続される。そしてクランプダイオードＤｃｌと並列に短絡用スイッチＱｃｌが接続される。

なお、放電時にコンデンサ５１，５２が並列に接続されるべく、ダイオード５３，５４を設けてもよい。具体的には、ダイオード５３のアノード及びカソードが、それぞれクランプダイオードＤｃｌのカソード及び直流電源線ＬＨに接続される。またダイオード５４のアノード及びカソードが、それぞれ直流電源線ＬＬ及びクランプダイオードＤｃｌのアノードに接続される。

短絡用スイッチＱｃｌが非導通しているときは、コンデンサ５１，５２が直列接続された経路で充電され、コンデンサ５１，５２が並列接続された経路で放電されるので、これらのコンデンサに要求される耐圧が小さくて足りる（特許文献５参照）。短絡用スイッチが導通しているときは、コンデンサ５１，５２が直列接続された経路で充放電され、クランプ回路５はその本来的な機能が停止される。

例えば第１スイッチング素子群及び第２のスイッチング素子群のそれぞれのスイッチング素子や短絡用スイッチＱｃｌにはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）が採用される。

なお、ダイオード５３，５４を設けない場合、クランプ回路５は、コンデンサ５１，５２の直列接続を一纏めとして捉えれば、これとクランプダイオードＤｃｌとで、いわゆるＣＤスナバとしての構成を呈することになる。本願ではかかるＣＤスナバもクランプ回路に含めて把握する（当該明細書の［技術分野］参照）。

電源１と入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔとの間にはリアクトル群２とコンデンサ群３とが介在する。リアクトル群２を構成する各々のリアクトルには並列に抵抗が接続されているが、これらの抵抗は省略できる。リアクトル群２とコンデンサ群３の機能は周知であり、本願発明と直接的な関係は薄いので、本願では説明を省略する。

負荷７は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。

コンバータ４は、以下で詳述する第１の転流モード、第２の転流モード、自然転流モードに従って転流する。

第１の転流モード、第２の転流モードのいずれも、３６０度周期であって互いに位相が１２０度ずれる三つの台形波とキャリアとの比較結果によって転流を決定する。第１の転流モードにおいて台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有する。

第２の転流モードにおいて台形波の各々は、１８０度で連続する平坦区間の一対を有し、実質的には矩形波である。一般に「台形」という概念は「矩形」を含むため、本願ではキャリアとの比較において第２の転流モードで用いる矩形波も、第１の転流モードでキャリアと比較される台形波と同様に、台形波と呼称する。

第１の転流モード、第２の転流モードのいずれも、平坦区間の一対の間で遷移する台形波とキャリアとの比較によって転流する。

＜第１の転流モード＞
第１の転流モードは既に特許文献３，４において示された転流技術である。台形波の内で６０度区間の傾斜領域とキャリアとの比較結果に基づいてコンバータ４が転流する。図２は当該台形波を例示するグラフである。横軸には位相角３６０度分を示した。当該グラフにおいて略三角形の領域に記された相電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１，Ｖ５は、それぞれが記された領域において当該相電圧ベクトルが対応するスイッチングのパターンが占める割合を示す。つまり位相角０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングのみが実行され、位相角３０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングと、相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングとが１：１の割合で実行され、位相角６０度では相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングのみが実行される。

なお、相電圧ベクトルに付記された数字を二進数に変換して得られる三桁の数字の各桁は、仮想的な電圧形コンバータにおけるスイッチング素子群の相毎の導通／非導通を示す。例えば相電圧ベクトルＶ４は仮想的なコンバータが電源のｒ相電圧を直流電源線ＬＨへと、ｓ相電圧及びｔ相電圧を直流電源線ＬＬへと、それぞれ与えるパターンを示している。

既に特許文献３，４において示されたとおり、電流形コンバータの指令値とキャリアとの比較は、電流と電圧との双対性から、仮想的な電圧形コンバータの相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とキャリアとの比較に基づいて行うことができる。上述のように、キャリアと比較されるのは台形波のうち、６０度区間の傾斜領域であるので、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*のうち、最大値を採るものでもなければ最小値を採るものでもない、いわゆる中間相に相当するものを、キャリアとの比較対象として抽出すればよい。

より具体的にはこれらの相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*から得られる線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*と、電流形コンバータの線電流指令（例えば非特許文献１参照）とが等価であるので、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*から非特許文献５に基づく論理演算を適用して、電流形コンバータの指令値を求めることができる。図３は線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*を示すグラフである。

既に非特許文献１や特許文献３，４において示されたとおり、第１の転流モードでコンバータを転流させることにより、線電流はほぼ正弦波形となるものの直流リンク電圧の平均値が脈動する。具体的には６０度区間毎にその中央で極大値を採り、その極大値の√３／２の値を最小値として当該区間の両端に呈する（非特許文献１や特許文献３，４においては脈動する電圧の振幅は相電圧の３／２であるので、三相電圧の線間電圧が印加される直流リンク電圧を基準とすると最小値は極大値の√３／２となる）。

図２０は直流リンク電圧Ｖｄｃの包絡線Ｅ１，Ｅ２（それぞれ最大相電圧と最小相電圧の差、中間相電圧と最小相電圧の差に相当する）及び直流リンク電圧Ｖｄｃからパルス幅変調による変動を除いた平均値Ｖｄｃ１を示すグラフである。直流リンク電圧Ｖｄｃは包絡線Ｅ１，Ｅ２の間をコンバータ４のスイッチングによって遷移するため、省略している。そして平均値Ｖｄｃ１は（√３／２）Ｅｍ／Ｖｍで表される（詳細な導出は非特許文献１や特許文献３，４参照）。ここでＥｍは最大相電圧と最小相電圧の差の最大値であり、Ｖｍは最大相電圧の絶対値である。平均値Ｖｄｃ１はコンバータのキャリアの一周期内で直流リンク電圧Ｖｄｃを平均した値となる。

この平均値Ｖｃｄ１の脈動を補正して三相平衡を実現するためには、線間電圧指令に対して振幅変調補正を行うことが望ましい。図４はかかる振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。かかる補正は例えば非特許文献１に例示されている。

今、コンバータ４のスイッチング素子Ｑｔｎが導通しつつ、スイッチング素子Ｑｔｐ，Ｑｒｎ，Ｑｓｎが非導通であって、スイッチング素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐが相補的に導通する状況を考える。スイッチング素子Ｑｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｑｓｐが導通する期間との比は、それぞれ図３の線間電圧指令Ｖｒｓ^*の値と線間電圧指令Ｖｓｔ^*の値との比に等しい。よってスイッチング素子Ｑｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｑｓｐが導通する期間との比をｄｒｔ：ｄｓｔとして説明を続ける。

図５は第１の転流モードにおけるコンバータ４とインバータ６の動作を説明するグラフである。コンバータ４の転流に用いられるキャリアＣとして、その値が０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔまで変動し、周期ｔｓの三角波（鋸歯波でもよい）とすると、キャリアＣが０〜ｄｒｔの値を採るときにスイッチング素子Ｑｒｐが導通し、ｄｒｔ〜ｄｒｔ＋ｄｓｔの値を採るときにスイッチング素子Ｑｓｐが導通する制御を行うことにより、スイッチング素子Ｑｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｑｓｐが導通する期間との比をｄｒｔ：ｄｓｔにできる。

入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓに流れ込む電流及び入力端Ｐｔから流れ出す電流を示している。またＤＣリンク電流Ｉｄｃは直流リンク部を流れる電流であり、ここではクランプ回路５に流れる電流を無視して考えて、直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流である。

インバータ６の転流に用いられるキャリアＣも、コンバータ４の転流に用いられるキャリアＣと共有する。インバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合が図５に例示されている。但し、インバータ６での電圧ベクトルとコンバータ４の転流で採用される仮想的な相電圧ベクトルとは直接の関係はない。インバータ６の転流で採用される電圧ベクトルに付記された数字を二進数に変換して得られる三桁の数字の各桁は、第２のスイッチング素子群の相毎の導通／非導通を示す。例えば電圧ベクトルＶ４はインバータ６が直流電源線ＬＨを出力端Ｐｕに接続し、直流電源線ＬＬを出力端Ｐｖ，Ｐｗへと接続するパターンを示している。

この場合、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採る期間の比をそれぞれｄ０，ｄ４，ｄ６（但しｄ６＝１−ｄ０−ｄ４）で示せば、既に特許文献３，４において示されたとおり、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る期間及び値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）を採る期間及び値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔを採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子群の導通パターンを切り替えればよい。

なお、スイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎは、図５のスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの活性／非活性（グラフ上では高電位／低電位として示される）によって、それぞれ導通／非導通するとした。

ここではインバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合を例示しているため、スイッチング素子Ｑｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｑｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。

また、電圧ベクトルＶ０が採用されている期間はスイッチング素子Ｑｗｎを除いて第２のスイッチング素子の全てが非導通となるので、ＤＣリンク電流Ｉｄｃは当該期間で零となる。これに伴い、コンバータ４がキャリアＣが値ｄｒｔを採る時点で転流するにも拘わらず、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは零となっている。

＜第２の転流モード＞
第２の転流モードでキャリアと比較される台形波は、実質的に矩形波であるので、平坦区間の一対の間で遷移する期間は非常に短い。

図６は当該台形波を例示するグラフである。図６では図２と同様にして横軸を採り、相電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１，Ｖ５を記載した。位相角０〜３０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングのみが実行され、位相角３０度〜９０度では相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングのみが実行される。

よって第２の転流モードにおいて相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*から得られる線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*として位相角０〜３０度において採用される値は、図３において位相角０度で採用される値となる。また位相角３０〜９０度において採用される値は、図３において位相角６０度で採用される値となる。このようにして、線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*は、図７のグラフで示されるように、矩形波となる。

従って電流形コンバータでキャリアと比較される値は位相角０〜３０度においてｄｓｔ＝０となり、位相角３０〜９０度においてｄｒｔ＝０となる。

なお、第２の転流モードでは、詳細な説明は省略するが、中間相の相電圧は直流リンクに印加されないため、直流リンク電圧の平均値の脈動は、最大相電圧と最小相電圧の差の脈動となる。この脈動は従って、第１の転流モードのそれとは大小関係が反対となる。そしてその振幅を補正して三相平衡を実現するため、線間電圧指令に対して振幅変調補正を行うことが望ましい。図８はかかる振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。かかる補正は例えば特許文献８に例示されている。

図９及び図１０は、第２の転流モードにおけるコンバータ４とインバータ６の動作を説明するグラフである。図９及び図１０は、図６乃至図８で示された位相角に換算して、それぞれ０〜３０度における動作と、位相角３０〜９０度における動作とを示している。

上述のように位相角０〜３０度においてコンバータ４でキャリアＣと比較される値はｄｓｔ＝０となるので、キャリアＣの最大値はｄｒｔと表される。また位相角３０〜９０度においてコンバータ４でキャリアＣと比較される値はｄｒｔ＝０となるので、キャリアＣの最大値はｄｓｔと表される。つまりコンバータ４では位相角０〜９０度において共通して値ｄｒｔが指令値として採用されるが、結果的にはコンバータ４の転流はキャリアＣと値ｄｒｔとの比較を必要とせず、位相角０〜３０度において入力電流Ｉｒ＝Ｉｔ，Ｉｓ＝０となり、位相角３０〜９０度において入力電流Ｉｓ＝Ｉｔ，Ｉｒ＝０となる。

よって位相角０〜３０度におけるインバータ６の転流（図９）は、第１の転流モードにおける電圧形インバータの比較（図５参照）においてｄｓｔ＝０とおいて、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔを採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）を採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子の導通パターンを切り替えればよい。

同様にして、位相角３０〜９０度におけるインバータ６側の転流（図１０）は、第１の転流モードにおける電圧形インバータの比較（図５参照）においてｄｒｔ＝０とおいて、キャリアＣが値０〜ｄｓｔ・ｄ０を採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｓｔを採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｓｔ・ｄ０，ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子の導通パターンを切り替えればよい。

また第１の転流モードと同様に、ここでも電圧ベクトルＶ０を採用する場合を例示したので、電圧ベクトルＶ０が採用される期間においてはＤＣリンク電流Ｉｄｃが零となる。これに伴い、コンバータ４の転流に依存せずに入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは零となっている。

またインバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合を例示しているため、図９ではスイッチング素子Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｑｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、スイッチング信号Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。また図１０ではスイッチング素子Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｑｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ、スイッチング信号Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。

＜自然転流モード＞
自然転流モードは、第１スイッチング素子群の全てが導通することにより、キャリアとの比較を行わずに第１ダイオード群のみで整流するモードである。

上述の説明から明白なように、第２の転流モードでのコンバータ４の転流は、結果的には第１のスイッチング素子群の動作に依存しない。具体的には、コンバータ４の線電流指令に相当する図７で示された線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*が１２０度通電と通称されるパターンの矩形波を呈していることから、全ての第１のスイッチング素子群を導通させて、第１ダイオード群のみで整流するモードと等価である。よって自然転流モードと第２の転流モードとは、いずれも１２０度通電である点で共通し、相互に代替可能である。本願ではこのように１２０度通電を実現するコンバータ６の転流モードを１２０度通電モードと称する。なお、１２０度通電による電力変換装置の制御は非特許文献６にも紹介されている。

自然転流モードにおけるコンバータ６の転流も、第２の転流モードと同様に、結果的にはキャリアＣと値ｄｒｔとの比較を必要としない。

次に、上述のスイッチングを行うための具体的な構成を例示的に説明する。図１１はコンバータ４の転流やインバータ６の転流を行うための制御部８の概念的な一例を示すブロック図である。制御部８は大別してコンバータ転流信号生成部８１と、インバータ転流信号生成部８２と、切り替え信号生成部８３とに区分される。

＜コンバータ４の転流＞
コンバータ転流信号生成部８１は、入力端Ｐｒの電圧Ｖｒ（特にその位相）を入力し、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを出力する。スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐ，Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎの各々が導通／非導通する。

インバータ転流信号生成部８２は、電圧Ｖｒ（特にその位相）と運転周波数の指令値ｆ^*を入力し、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを出力する。

切り替え信号生成部８３は、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃ（望ましくは直流リンク電圧Ｖｄｃからパルス幅変調による変動を除いた平均値）に基づいて切り替え信号Ｓｃｌを生成する。切り替え信号Ｓｃｌの活性、非活性に応じて、短絡用スイッチＱｃｌがそれぞれ導通／非導通する。

コンバータ転流信号生成部８１は、台形状電圧指令生成部１１と、比較器１２と、電流形ゲート論理変換部１３とを有する。これらの動作は特許文献３，４で公知な技術であるので詳細な説明は省略するが、概略は以下の通りである。

台形状電圧指令生成部１１は例えば所定のテーブルに基づいて、台形波を呈する相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を生成する。例えば第１の転流モードで採用される台形波の傾斜領域は、その振幅を正規化して±√３・tan（θ）で示される（θは電圧Ｖｒの位相を基準として各相毎に定まる位相であって−π／６≦θ≦π／６）。また第２の転流モードで採用される相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*は、その値が遷移する近傍において急峻な傾斜を有する。

比較器１２は、キャリアと相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部１３がスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを生成する。この生成について以下に述べる。

前掲した非特許文献５には、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性、及び電圧形インバータの線間電圧と電流形インバータの線電流との双対性に鑑みて、線電流指令値に基づくスイッチングと相電流指令値に基づくスイッチングとの対応関係について教示している。

図１２はここで検討する仮想的なインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、コンバータ４のスイッチングについて検討するためのものであり、インバータ６とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。当該インバータはａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｑａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｑａｎを、それぞれ有している。当該インバータは同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｑｃｐ，Ｑｃｎを、それぞれ有している。

ａ相の線電流は、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。

インバータが相電圧指令とキャリアとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｑｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｑｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ⁺，Ｓｊ^-で示すと、非特許文献５に示す内容は次の変換式で示される：Ｓａ⁺＝Ｓａｃ・ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ・ＳｃｂＢ，Ｓｃ⁺＝Ｓｃｂ・ＳａｃＢ，Ｓａ^-＝Ｓｂａ・ＳａｃＢ，Ｓｂ^-＝Ｓｃｂ・ＳｂａＢ，Ｓｃ^-＝Ｓａｃ・ＳｃｂＢ。

ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリアとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献５によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋの論理は相電圧指令Ｖｊ^*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢの論理は相電圧指令Ｖｊ^*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｎを導通させる論理と一致する。

記号ＳｂａＢの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリア以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｑｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ⁺、Ｓｂ⁺は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐを導通させる期間を示す。

今、図２で示された相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*を電圧指令Ｖａ^*，Ｖｂ^*，Ｖｃ^*と読み替えて、これらが位相角０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ^*，Ｖｃ^*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ⁺＝ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ，Ｓｃ⁺＝Ｓａ^-＝Ｓｂ^-＝０となる。

換言すれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えて、相電圧指令Ｖｓ^*がキャリアＣ以下の場合にはスイッチ素子Ｑｒｐが導通し、キャリアＣ以上の場合にはスイッチ素子Ｑｓｐが導通する。キャリアＣの最小値が０であることに鑑みれば、電圧指令信号Ｖｓの値がスイッチ素子Ｑｒｐを導通させる期間に相当する。

以上のことから相電圧指令Ｖｓの値は、キャリアＣと比較される指令値を求める際の基準値ｄｒｔとなる。これはコンバータ４のスイッチ素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐを値ｄｒｔ，ｄｓｔの比に比例する期間で交互に導通させる転流のタイミングを規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｔ^*の値についても上記の説明が妥当する。

図１１に戻り、上述のようにして決定される相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*とキャリアＣとの比較によって得られた結果は、比較器１２から電流形ゲート論理変換部１３へと与えられる。そして上の変換式で示された変換式に則った変換が行われることにより、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎが求められる。

キャリアＣを生成するキャリア生成部１４はコンバータ転流信号生成部８１に設けられてもよいし、次に説明するインバータ転流信号生成部８２に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

＜インバータ６の転流＞
インバータ転流信号生成部８２は、出力電圧指令生成部２１と、中間相検出部２２と、指令値補正部２３と、比較器２４と、論理演算部２５とを有する。インバータ転流信号生成部８２の動作も特許文献３，４で公知であるので、簡単な説明に留める。

中間相検出部２２は、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*のうち、いずれがいわゆる中間相に相当するかを判断する。第１の転流モードについてみれば、図２に例示された位相角０〜６０°においては相電圧指令Ｖｓ^*が相当する。そして相電圧指令Ｖｓ^*の値に鑑み、比ｄｒｔ：ｄｓｔが決定され、値ｄｒｔ，ｄｓｔが指令値補正部２３に与えられる。これらの比はどの相電圧指令が中間相に相当するかによって異なるので、図１１では相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｔ^*が中間相である場合も含め、値ｄｒｔ，ｄｓｔに相当する値をそれぞれ補正値ｄｘ，ｄｙとして記載した。以下でもこの表現を採用する。

但し、第２の転流モード、あるいは自然転流モードを採用する場合、中間相が存在する期間が非常に短い。よって実質的には、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*から一意に決定される線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*の、いずれが中間相であるかを抽出することになる。そして例えば位相角０〜３０度において線間電圧指令Ｖｓｔ^*が中間相となり、このとき値ｄｓｔが０に設定される。また位相角３０〜９０度において線間電圧指令Ｖｒｓ^*が中間相となり、このとき値ｄｒｔが０に設定される。

中間相検出部２２はインバータ転流信号生成部８２に設けられてもよいし、先に説明したコンバータ転流信号生成部８１に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

出力電圧指令生成部２１は電圧Ｖｒ（特にその位相）と運転周波数の指令値ｆ^*とを入力し、インバータ６の電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*を生成する。このような電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*の生成は周知の技術であるので説明を省略する。

指令値補正部２３は、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*と、補正値ｄｘ，ｄｙとに基づいて、インバータ６の転流のためにキャリアＣと比較すべき値を生成する。図５に即して言えば（即ち相電圧指令Ｖｓ^*が中間相である場合を例に採れば）、電圧指令値Ｖｕ^*，Ｖｖ^*，Ｖｗ^*に基づいて値ｄ０，ｄ４，ｄ６（＝１−ｄ０−ｄ４）を計算し、これと値ｄｒｔ，ｄｓｔとに基づいて、値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を生成する。また値０，ｄｒｔ＋ｄｓｔも出力する。これらの値は比較器２４において比較され、その結果が論理演算部２５によって演算される。そして論理演算部２５は比較器２４における比較結果に基づいてスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成する。

＜転流モードの切り替え＞
切り替え信号生成部８３は切り替え指令生成部３１と、切り替え信号発生部３２とを有している。切り替え指令生成部３１は、後述する基準に従って、直流リンク電圧Ｖｄｃに基づいて第１の転流モードと、第２の転流モード（若しくは自然転流モード）の切替えを判断して切り替え指令Ｊを生成する。

台形状電圧指令生成部１１は切り替え指令Ｊに従って、その出力する相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*が呈する台形波の種類を切り替える。また、上述のように、中間相検出部２２における中間相検出は、実質的には、第１の転流モードにおいては相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の中間相を、第２の転流モードにおいては線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*，Ｖｔｒ^*の中間相を、それぞれ検出することが好適である。よって中間相検出部２２は切り替え指令Ｊに従って、相電圧指令、線間電圧指令のいずれの中間相を検出するかを切り替えてもよい。

なお、第２の転流モードに替えて自然転流モードが採用される場合、第１スイッチング素子群の全てが導通するため、実質的にコンバータ転流信号生成部８１、インバータ転流信号生成部８２、切り替え信号生成部８３が上記のように機能する必要はなく、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを全て活性化させてもよい。例えば図１１において破線矢印で示すように、電流形ゲート論理変換部１３に切り替え指令Ｊを与える。切り替え指令Ｊが第１の転流モードを設定する場合には、電流形ゲート論理変換部１３は上述の動作をする。切り替え指令Ｊが自然転流モードを設定する場合には、電流形ゲート論理変換部１３が、いずれも活性化したスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを出力する。

但し、そのような、自然転流モードのための特別な動作を切り替え信号生成部８３に行わせるよりも、相電圧指令Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^*の波形を第２転流モード用に生成する方が、装置設計の観点からは容易であるという利点がある。つまり第１及び第２の転流モードのいずれにおいても台形波とキャリアとの比較によってコンバータ４が転流するので、これらの転流モードに応じて個別に設計を行う必要がない。

他方、１２０度通電モードに自然転流モードを採用すれば台形波とキャリアの比較を行う必要はない。

切り替え指令Ｊが、コンバータ４の転流モードとして第１の転流モードを設定する場合に、切り替え信号発生部３２は切り替え信号Ｓｃｌを非活性にする。またコンバータ４の転流モードとして第２の転流モード若しくは自然転流モードを設定する場合に、切り替え信号発生部３２は切り替え信号Ｓｃｌを活性にする。

以上のことから、短絡用スイッチＱｃｌを導通させてクランプ回路５の本来的な機能を停止させる場合であっても、短絡用スイッチＱｃｌを導通させずにクランプ回路５の本来的な機能を発揮させる場合であっても、コンバータ４の転流モードを適切に変更し、回生電流の吸収と直接形交流電力変換とを両立できる。

具体的にどのような場合に切り替え指令Ｊが第１の転流モード／第２の転流モード（もしくは自然転流モード）のいずれを設定するかについて、以下に説明する。

＜出力端に接続される負荷の力率の低下＞
まず出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに接続される負荷７の力率（以下、単に「負荷力率」と称す）が低下したときに、コンバータ４の転流モードとして第２の転流モード（もしくは自然転流モード）を採用する技術について説明する。

特許文献６に示されるように、遅相にして回転機の回転位置推定の誤差を削減する場合、力率は低下する。図１３は短絡用スイッチＱｃｌが導通していないときの、クランプ回路５が支持するクランプ電圧と、負荷力率との関係を示すグラフである。但し電源電圧を４１５Ｖ（誤差±１０％）とした。横軸には負荷力率の逆正接値たる負荷位相角を採った。またクランプ回路５はコンデンサ５１，５２の充電時に相互に直列に接続され、放電時には並列に接続されるため、クランプ電圧は二本のグラフで示されている。

負荷力率が０．５以上であれば、充電時のクランプ電圧を、線間電圧の波高値４１５×√３×√２＝１０００（Ｖ）以下とすることができる（放電時のクランプ電圧も電源電圧の波高値以下となる）。

しかしながら、負荷力率が０．２と大幅に低くなると、回生電流が力行時の電流と同程度となってクランプ回路５への充電電流が増大し、放電時のクランプ電圧が電源電圧の波高値に近い６５０Ｖ程度に達してしまう。このような状態を避けるため、負荷力率が低い場合には、短絡用スイッチＱｃｌを導通させることが望ましい。クランプ回路５の本来的な機能を停止させてクランプ回路５をコンデンサ５１、５２の単なる直列接続とすることで、力行時の電流、回生電流を環流させるためである。

しかしながら、クランプ回路５をコンデンサ５１、５２の単なる直列接続とした場合、コンバータ４が第１の転流モードで転流しても、電流を出力することが困難となる。クランプ回路５の放電時の電圧すら低くすることができないからである。

より具体的には、第１の転流モードで採用される、図３に例示された線間電圧指令は、上述のようにコンバータ４の線電流指令に相当するが、二つのスイッチングパターンが混在している。例えば位相角０〜６０°についてみれば、線間電圧指令Ｖｒｓ^*，Ｖｓｔ^*にそれぞれ対応したスイッチングパターンが混在する。そしてこの場合、入力端Ｐｒ，Ｐｓのいずれか電位が低い方よりも高い電位までコンデンサ５１，５２の直列接続が充電されていれば、クランプ回路５のダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ等の機能により、コンバータ４からインバータ６へと電流を供給することが困難となる。

これに対して第２の転流モードや自然転流モードでは、１２０度通電のパターンで電流が流れるため、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのいずれかのうち最大相に対応する相電圧が印加されるものが直流電源線ＬＨに接続されるので、コンバータ４からインバータ６へと電流を供給することが確保できる。つまり力率低下によって増大する回生電流に起因した第１の転流モードの機能不全を回避し、以て直接形交流電力変換が実現できる。

従って、負荷力率が所定値を下回った場合に短絡用スイッチＱｃｌを導通させ、かつ第２の転流モード（若しくは自然転流モード）を採用することが望ましい。より詳細には、第１の転流モードが採用されている状態で短絡用スイッチＱｃｌが導通することを契機として、第２の転流モード若しくは自然転流モードが採用される。なお、短絡用スイッチＱｃｌが非導通となる時点以降で第１の転流モードを採用する。

負荷力率は、図１３を見ても了解されるように、コンデンサが支持するクランプ電圧を検出して推測できる。あるいはクランプ電圧の変動は直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさを左右するので、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出することにより、負荷力率を推測できる。よって図１１に示されたように切り替え指令生成部３１が直流リンク電圧Ｖｄｃ（あるいはクランプ電圧）を入力し、これから平均値Ｖｄｃ１を求め、当該平均値Ｖｄｃ１を負荷力率についての上記所定値に相当する閾値と比較し、切り替え指令Ｊを生成することができる。

あるいは、特許文献５の図６（ｄ）に示されるように、電流位相角に対して、電流極性が反転する位相角はπ／６で遅相する。特許文献５の図６（ｅ）に示されるように、インバータの出力電圧の位相角は既知であるので、これらの位相角の差から負荷電流の位相を検出し、これに基づいて力率の大きさを推定することができる。つまり切り替え指令生成部３１への入力として、図１１に示された直流リンク電圧Ｖｄｃに代えて、インバータ出力電流のゼロクロス、インバータの出力電圧を入力し、両者の位相差と負荷力率の所定値に相当する閾値と比較し、切り替え指令Ｊを生成することができる。図１４として、特許文献５の図６（ｄ）（ｅ）を示した。グラフＩ＿Ｖ４，Ｉ＿Ｖ６はそれぞれインバータが電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を採るときに流れる直流電流を示し、グラフｔ４，ｔ６はそれぞれインバータが電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を採る時比率を示す。

あるいは遅相にして回転機の回転位置推定の誤差を削減する運転は、起動当初において採用されることに鑑みれば、起動当初に短絡用スイッチＱｃｌを導通させ、これを契機として第２の転流モード若しくは自然転流モードが採用すればよい。そして所定期間が経過するまでは第２の転流モード若しくは自然転流モードに従ってコンバータ４が転流し、所定期間が経過した後に短絡用スイッチＱｃｌを非導通とさせる。この時点以降で第１の転流モードを採用すればよい。このようにして、負荷７が回転機である場合、その起動当初において位置検出を行うべく遅相となる電流に起因した力率の低下に対処できる。

なお、上述のように、クランプ回路５でダイオード５３，５４を設けず、いわゆるＣＤスナバを採用することができる。しかしこの場合、負荷力率が√３／２以上でないと短絡用スイッチＱｃｌを非導通とさせてもクランプ回路５が効果的に機能しない。よって切り替え指令Ｊが第１転流モードを選択する時期を、負荷力率が√３／２以上となるまで待つことが望ましい。

＜入力端に接続される電源の瞬時電圧低下＞
図１５は図１３と同様に、短絡用スイッチＱｃｌが導通していないときの、クランプ回路５が支持するクランプ電圧と、負荷力率との関係を示すグラフである。但し電源電圧は図１３に示された場合よりも低いため、クランプ電圧も低くなっている。

瞬時停電によりコンバータ４に入力する三相交流電圧が消失すると、クランプ回路５ではコンデンサ５１，５２が並列接続されて放電するので、クランプ電圧は半減する。特に負荷７が回転機である場合、クランプ電圧の減少は回転機の鎖交磁束を弱め、電流が多くなってインバータ６が停止したり、脱調によって運転停止を招くおそれがある。

図１６は瞬時停電のときにもクランプ回路５が機能している場合の動作を示すグラフである。電源１が発生する電源電圧は５０Ｈｚ４００Ｖであり、停電は１／４周期だけ発生した場合を例示している。

電源相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにおける電圧を、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはそれぞれ入力端Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔへとコンデンサ群３から流れ込む電流を、クランプ回路直列電圧Ｖｃはクランプ回路５においてコンデンサ５１，５２が支持する電圧の和を、直流リンク電圧Ｖｄｃは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧を、負荷線間電圧は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加されている電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの差を（但し図示しているのは電圧Ｖｕ，Ｖｖの差Ｖｕｖである）、負荷線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから負荷７へと流れ出す電流を、それぞれ示している。

電源相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが全て零となることにより、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはリンギングを伴って零に収束し、直流リンク電圧Ｖｄｃはコンデンサ５１，５２の各々が支持する電圧が維持されるだけであって低下する。これに伴い、負荷線間電圧Ｖｕｖも半減し、負荷線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは大きく乱れる。

そこで、瞬時停電を契機として短絡用スイッチＱｃｌを短絡する。具体的には直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｃｄ１が第１の閾値（例えば４００Ｖ）を下回るときを契機として切り替え信号Ｓｃｌを活性化させる。この場合の切り替え指令Ｊの生成については前述した。

図１７及び図１８は、いずれも上述のように切り替え信号Ｓｃｌを活性化させ、切り替え信号Ｓｃｌが活性化しているときにはコンバータ４の転流モードを１２０度通電モード（第２転流モードまたは自然転流モード）とし、切り替え信号Ｓｃｌが非活性化しているときにはコンバータ４の転流モードを第１転流モードとした場合の、動作を示すグラフである。図１６と同様に、電源１が発生する電源電圧は５０Ｈｚ４００Ｖであり、停電は１／４周期だけ発生した場合を例示した。

いずれも切り替え信号Ｓｃｌが活性化している間は、コンデンサ５１，５２が直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続されるので、直流リンク電圧Ｖｄｃがクランプ回路直列電圧Ｖｃと一致する。

そして切り替え信号Ｓｃｌが活性化している間は１２０度通電モードでコンバータ４が転流するので、やがてクランプ電圧Ｖｃ（直流リンク電圧Ｖｄｃ）は上昇する。

但し図１７は、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば４５０Ｖ）を超えた値を所定期間維持したことを以て、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる場合を例示している。また図１８は、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば６００Ｖ）を超えたことを契機として、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる場合を例示している。

図１７に示された動作では第１の転流モードに移行する際の直流リンク電圧Ｖｄｃが過大とならず、その後も直流リンク電圧Ｖｄｃが過大になりにくいという利点がある。図１８に示された動作では、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに生じるリンギングが生じる回数が少ないという利点がある。

図１９も瞬時停電に伴う動作を示すグラフである。当該動作も、図１７及び図１８に示された動作と同様に、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ１が第１の閾値（例えば４００Ｖ）を下回るときを契機として切り替え信号Ｓｃｌを活性化させる。そして図１９に示された動作も、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば６００Ｖ）を超えたことを契機として、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる点で、図１８に示された動作と同様である。

但し、図１９に示された動作では、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させてから１２０度通電モードへと移るまでに、所定時間だけ遅延を設ける。つまり、図１７乃至図１９に示された動作は、いずれも短絡用スイッチＱｃｌが非導通となる時点以降で第１の転流モードが採用される点で共通するが、図１９に示された動作では、短絡用スイッチＱｃｌが非導通となった時点以降であって所定時間が経過してから第１の転流モードが採用される点で図１７、図１８に示された動作と相違する。このような所定時間の遅延は、切り替え指令Ｊが第１の転流モードを設定しても、台形状電圧指令生成部１１において計時することによって実現できる。

図１９に示された動作では、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させてから１２０度通電モードへと移るまでの間、コンバータ４の転流には１２０度通電モードが採用される。このように、クランプ回路が機能している場合に１２０度通電モードを採用してコンバータを転流させると、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは大きく乱れるが、直流リンク電圧Ｖｄｃを損なうものではない。

従って、短絡用スイッチＱｃｌを設けない場合であっても、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出し、以て停電を検出し、当該停電時には１２０度通電モードを採用してコンバータを転流させてもよい。

なお、切り替え信号Ｓｃｌを活性化させるタイミングは平均値Ｖｄｃ１を用いるのみならず、直流リンク電圧Ｖｄｃ自体を用いてもよい。図１６において示されるように、また図２０を用いて説明したように、直流リンク電圧Ｖｄｃはコンバータ４のスイッチングにより包絡線間を遷移する。よって例えば上述のように第１の閾値を４００Ｖに設定すると、正常運転時においても直流リンク電圧Ｖｄｃは第１の閾値よりも小さい値を離散的に採っている。

よって単に直流リンク電圧Ｖｄｃを用いて切り替え信号Ｓｃｌを活性化させるタイミングを決定するには、切り替え指令生成部３１の直流リンク電圧Ｖｄｃに対する感度を低下させればよい。具体的には切り替え指令生成部３１は直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさを認識するのに必要な時間を長く採ればよい。例えば直流リンク電圧Ｖｄｃが第１の閾値以下を所定期間維持するときに切り替え指令Ｊを生成し、短絡用スイッチＱｃｌを導通させる。

もちろん平均値Ｖｄｃ１と第１の閾値とを比較する方が、直流リンク電圧Ｖｄｃを所定期間継続して計測する必要がない点で有利である。

直流リンク電圧Ｖｄｃから平均値Ｖｄｃ１を求める機能は、切り替え指令生成部３１が担ってもよい。あるいは当該機能は別途に設ける演算部あるいは積分回路に担わせ、切り替え指令生成部３１には平均値Ｖｄｃ１が入力されてもよい。

本願にかかる直接形電力変換器の構成を例示する回路図である。 第１の転流モードに採用される台形波を例示するグラフである。 第１の転流モードにおける線間電圧指令を示すグラフである。 第１の転流モードにおいて振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。 第１の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 第２の転流モードに採用される台形波を例示するグラフである。 第２の転流モードにおける線間電圧指令を示すグラフである。 第２の転流モードにおいて振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。 第２の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 第２の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 コンバータやインバータの転流を行うための制御部の概念的な一例を示すブロック図である。 仮想的なインバータの構成を示す回路図である。 クランプ回路５が支持するクランプ電圧と、負荷力率との関係を示すグラフである。 特許文献５の図６（ｄ）（ｅ）を示す図である。 クランプ回路５が支持するクランプ電圧と、負荷力率との関係を示すグラフである。 瞬時停電のときにもクランプ回路が機能している場合の動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り替えた動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り替えた動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り替えた動作を示すグラフである。 直流リンク電圧及びその平均値を示すグラフである。

符号の説明

４ 電流形コンバータ
５ クランプ回路
５１，５２ コンデンサ
５３，５４ ダイオード
６ 電圧形インバータ
Ｄｃｌ クランプダイオード
ＬＨ 第１の直流電源線
ＬＬ 第２の直流電源線
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｑｃｌ 短絡用スイッチ
Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐ，Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎ 第１スイッチング素子群
Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ，Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ 第２スイッチング素子群
Ｖｒ^*，Ｖｓ^*，Ｖｔ^* 台形波（相電圧指令）

Claims (12)

1. それぞれ三相交流の相電圧が入力される３つの入力端（Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ）と、
   ３つの出力端（Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ）と、
   第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）と、
   前記入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｒｐ，Ｑｓｐ，Ｑｔｐ）と、前記入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｒｎ，Ｑｓｎ，Ｑｔｎ）とを含む第１スイッチング素子群を有する電流形コンバータ（４）と、
   前記出力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｕｐ，Ｑｖｐ，Ｑｗｐ）と、前記出力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された３つのスイッチング素子（Ｑｕｎ，Ｑｖｎ，Ｑｗｎ）とを含む第２スイッチング素子群を有する電圧形インバータ（６）と、
   前記第１及び第２の直流電源線にそれぞれ接続されたアノード及びカソードを含むクランプダイオード（Ｄｃｌ）と、前記第１及び第２の直流電源線において前記クランプダイオードと直列に接続されたコンデンサ（５１；５２；５１，５２）及び前記クランプダイオードに並列に接続された短絡用スイッチ（Ｑｃｌ）とを有するクランプ回路（５）と
   を備え、
   前記コンバータは、いずれもが３６０度周期であって互いに位相が１２０度ずれる三つの台形波とキャリアとの比較結果によって決定される、第１の転流モードと１２０度通電モードのいずれかに従って転流し、
   前記第１の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有し、
   前記コンバータは、前記第１の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流し、
   前記第１の転流モードが採用されている状態で前記短絡用スイッチが導通することを契機として、前記１２０度通電モードが採用され、
   前記短絡用スイッチが非導通となる時点以降で前記第１の転流モードが採用される、電力変換装置。
2. 前記短絡用スイッチは、前記出力端に接続される負荷（７）の力率が所定値を下回るときに導通する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記負荷（７）は回転機であり、起動当初の所定期間は前記１２０度通電モードに従って前記コンバータ（４）が転流する、請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が第１の閾値以下を所定期間維持するときに導通する、請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧を前記キャリアの一周期内で平均して得られた平均値が、第１の閾値以下であるときに導通する、請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超える値を所定期間維持したことを以て非導通となり、
   前記短絡用スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される、請求項４又は請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記短絡用スイッチは、前記第１及び第２の直流電源線（ＬＨ，ＬＬ）間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超えたことを契機として非導通となる、請求項４又は請求項５記載の電力変換装置。
8. 前記短絡用スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される、請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記短絡用スイッチが非導通となってから所定期間が経過後に前記第１の転流モードが採用される、請求項７記載の電力変換装置。
10. 前記クランプ回路（５）において、
    前記コンデンサは相互に直列に接続される第１のコンデンサ（５１）と第２のコンデンサ（５２）とに区分され、
    前記クランプダイオード（Ｄｃｌ）の前記アノードは前記第１のコンデンサを介して前記第１の直流電源線（ＬＨ）に、前記カソードは前記第２のコンデンサを介して前記第２の直流電源線（ＬＬ）に、それぞれ接続され、
    前記クランプ回路は、
    前記クランプダイオードの前記カソードに接続されたアノードと、前記第１の直流電源線に接続されたカソードとを有する第１のダイオード（５３）と
    前記クランプダイオードの前記アノードに接続されたカソードと、前記第２の直流電源線に接続されたアノードとを有する第２のダイオード（５４）と
    を更に有する、請求項１乃至請求項９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
11. 前記１２０度通電モードは第２の転流モードであり、
    前記第２の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１８０度区間で連続する平坦区間の一対を有し、
    前記コンバータは、前記第２の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流する、請求項１乃至１０のいずれか一つに記載の電力変換装置。
12. 前記１２０度通電モードは、前記第１スイッチング素子群の全てが導通する自然転流モードである、請求項１乃至１０のいずれか一つに記載の電力変換装置。