JP3158212B2 - 電力変換システム及びその制御方法 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、電圧形コンバ−タとイ
ンバ−タからなる電力変換システムに係り、特に電源起
動時や瞬停再起動時も安定して制御できる電力変換シス
テムに関する。

【０００２】

【従来の技術】電圧形コンバータとインバータからなる
電力変換システムは、コンバータにより交流を直流に変
換し、この直流を平滑コンデンサを介してインバータに
導き、インバータにおいて所望の周波数と電圧の交流に
変換して、電動機などの負荷に供給するようになってい
る。また、電動機が回生運転モードのときはコンバータ
とインバータを回生モードで運転して、回生電力を商用
電源などの交流電源に戻すようにしている。

【０００３】一方、そのような電力変換システムに対し
ても、交流電源の瞬停後に電圧が回復したときには、直
ちに再起動可能なシステムにすることが要望される。し
かし、停電により交流電力の供給が停止されると、次に
述べるような様々な問題があり、場合によっては、直ち
に再起動することが困難な場合がある。

【０００４】まず、電動機が力行運転されているときな
どのように、負荷が駆動されているときは平滑コンデン
サの蓄積電力が消費され、電圧回復時に再起動が困難に
なってしまう恐れがある。また、コンバータの電源側に
電力を消費する機器又は系統が接続されている場合に
も、コンバータの回生運転により平滑コンデンサの電力
が消費され、同様の問題がある。

【０００５】逆に、電動機が回生運転されているとき
は、回生電力により平滑コンデンサが充電されることに
なる。このとき、コンバータが回生運転モードになった
としても、交流電源側に回生電力を消費する負荷が無け
れば、平滑コンデンサの端子電圧すなわち直流部電圧が
異常に上昇してしまう恐れがある。

【０００６】従来、このような瞬停再起動方式に関し
て、例えば特開昭６０−２００７９０号に記載されてい
るものが知られている。これは、交流車両システムへ適
用した電圧形コンバータ・インバータからるシステムで
あり、交流電源とコンバ−タとの間にトランスを接続し
た構成となっている。

【０００７】したがって、瞬停等でトランスの１次側が
遮断されると、そのトランスがコンバ−タ回生の負荷と
なり、交流リアクトルを介して回生電流が流れることに
なるが、トランスのインピ−ダンスが比較的大きいので
電流はほとんど流れないと考えられるから、瞬停程度の
時間における平滑コンデンサの電力消費は問題にならな
い。

【０００８】しかし、電動機の力行運転においては、平
滑コンデンサの電力はインバ−タ負荷の電動機の駆動電
力として消費されると考えられるから、上記の問題は残
る。一方、電動機の回生運転においては、回生電力が平
滑コンデンサへ戻されるが、コンバ−タ側で電源へ回生
ができないため、直流部電圧が上昇するという問題があ
る。このような直流部電圧の上昇を防止するため、従来
技術においては、瞬停時に、コンバ−タの入力電流指令
がリミッタに達したときには、直流部電圧を一定にする
ようにインバ−タ負荷の電動機の速度やトルクを制御し
て、直流電圧の上昇を抑制している。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記従来の技
術は、車両システム等のような特定の用途に限った電力
変換システムの場合に一定の対応ができるに留まるもの
であり、用途を特定しない汎用の電圧形コンバ−タの場
合には次のような問題がある。まず、コンバータが接続
された電源ラインに誘導電動機などの電動機が直接接続
されるような場合、瞬停などにより電源電圧が喪失する
とコンバータによってそれらの電動機を駆動することに
なる。その結果、平滑コンデンサの電力が急激に消費さ
れ、電圧が回復してもインバータの運転を直ちに再開す
ることができないという問題がある。

【００１０】また、直流部の電圧を一定に保持するよう
にインバータを制御する場合において、１台のコンバ−
タで数台のインバ−タを駆動するシステム等の場合に
は、どのインバ−タ負荷の電動機の速度やトルクを制御
するのが適切かの判断が複雑となり、しかも、コンバ−
タとインバ−タ間の制御情報の通信も複雑となる。

【００１１】本発明の目的は、電圧形インバータの電源
側の状況や負荷側のインバータ台数に拘らず、瞬停再起
動を安定に行わせることができるとともに、電源投入時
の起動についても安定に運転できる電力変換システムと
その制御方法を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、交流電源に接続されて自己消弧形スイッ
チ素子とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続し
てなる電圧形コンバータと、該コンバータの直流端に接
続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電
源とし自己消弧形スイッチ素子とダイオードとの逆並列
接続体をブリッジ接続してなる少なくとも１つのインバ
ータと、前記平滑コンデンサの端子電圧を目標電圧に制
御すべく前記コンバータのスイッチ素子を駆動制御する
コンバータ制御装置と、前記インバータの出力周波数を
目標周波数に少なくとも制御すべく前記インバータのス
イッチ素子を駆動制御するインバータ制御装置とを含ん
でなる電力変換システムの制御方法において、角速度設
定値を積分して位相基準値を生成し、該位相基準値の零
点を前記交流電源のゼロクロス点を検出するたびに徐々
に補正して前記コンバータの交流電源の電圧位相を検出
し、該交流電源の位相検出値に基づいて前記コンバータ
の電流位相を制御するとともに、運転指令が与えられた
とき電源投入後少なくとも前記電圧位相の検出値が安定
するまでの時間はダイオ−ド整流モ−ドにより前記コン
バータを運転し、前記電圧位相の検出値が安定した後
は、前記コンバータをコンバータモードで運転し、前記
コンバータのコンバータモードによる運転中に前記平滑
コンデンサの端子電圧が設定された下限値以下に低下し
たら、前記コンバータのスイッチ素子をゲートオフし、
前記コンバータをダイオード整流モードにより運転する
ことを特徴とする電力変換システムの制御方法を採用し
たものである。

【００１３】前記電力変換システムの制御方法を採用す
るに際しては、以下の要素を付加することができる。

【００１４】（１）前記インバータの負荷が交流電動機
であり、前記インバータ制御装置は前記コンバータの交
流電源が停電したとき、前記交流電動機のすべり周波数
を零にするように前記インバータの出力周波数を制御す
る。

【００１５】（２）前記平滑コンデンサの端子電圧の下
限値が、前記ダイオ−ド整流時の該端子電圧より小さい
値に設定されたこと。

【００１６】また、本発明は、自己消弧形スイッチ素子
とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続してなる
電圧形コンバータと、該コンバータの直流端に接続され
た平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源とし
自己消弧形スイッチ素子とダイオードとの逆並列接続体
をブリッジ接続してなり電動機を負荷に有する少なくと
も１つのインバータと、前記コンバータのスイッチ素子
を駆動制御するコンバータ制御装置と、前記インバータ
のスイッチ素子を駆動制御するインバータ制御装置とを
含んでなり、前記コンバータ制御装置は、前記平滑コン
デンサの端子電圧の検出値を目標値に一致させるべく制
御指令を生成する直流電圧制御手段と、前記交流電源の
電圧位相を検出する位相検出手段と、前記制御指令と前
記交流電源の電圧位相検出値と前記コンバータの交流側
電流の検出値とに基づいて力率を目標値に制御する制御
指令を生成する電流制御手段と、該電流制御手段から出
力される制御指令に基づき前記コンバータスイッチ素子
のゲート信号を生成して前記スイッチ素子に出力するゲ
ート信号生成手段とを有してなる電力変換システムにお
いて、前記平滑コンデンサの端子電圧の検出値を入力し
該検出値が設定された下限値以下のとき直流電圧異常信
号を出力する直流電圧判定手段と、該直流電圧異常信号
と与えられるコンバータ運転指令のアンドにより前記ゲ
ート信号の出力を禁止するインバータ動作停止手段とを
設けたことを特徴とする電力変換システムを構成したも
のである。

【００１７】さらに、本発明は、自己消弧形スイッチ素
子とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続してな
る電圧形コンバータと、該コンバータの直流端に接続さ
れた平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電源と
し自己消弧形スイッチ素子とダイオードとの逆並列接続
体をブリッジ接続してなり電動機を負荷に有する少なく
とも１つのインバータと、前記コンバータのスイッチ素
子を駆動制御するコンバータ制御装置と、前記インバー
タのスイッチ素子を駆動制御するインバータ制 御装置と
を含んでなり、前記コンバータ制御装置は、前記平滑コ
ンデンサの端子電圧の検出値を目標値に一致させるべく
制御指令を生成する直流電圧制御手段と、前記交流電源
の電圧位相を検出する電圧位相検出手段と、前記制御指
令と前記交流電源の電圧位相検出値と前記コンバータの
交流側電流の検出値とに基づいて力率を目標値に制御す
る制御指令を生成する電流制御手段と、該電流制御手段
から出力される制御指令に基づき前記コンバータスイッ
チ素子のゲート信号を生成して前記スイッチ素子に出力
するゲート信号生成手段とを有してなる電力変換システ
ムにおいて、前記電圧位相検出手段は、角速度設定値を
積分して位相基準値を生成し、該位相基準値の零点を前
記交流電源のゼロクロス点を検出するたびに徐々に補正
して前記交流電源の電圧位相を検出するものとされ、前
記平滑コンデンサの端子電圧の検出値を入力し該検出値
が設定された下限値以下のとき直流電圧異常信号を出力
する直流電圧判定手段と、前記コンバータに運転指令が
与えられたとき前記電源が投入されてから少なくとも前
記電圧位相の検出値が安定するまでの時間を待ってコン
バータ運転指令を出力する起動準備手段と、該コンバー
タ運転指令と前記直流電圧異常信号のアンドにより、前
記ゲート信号の出力を禁止するインバータ動作停止手段
とを設けたことを特徴とする電力変換システムを構成し
たものである。

【００１８】前記各電力変換システムを構成するに際し
ては、以下の要素を付加することができる。

【００１９】（１）前記インバータ制御装置は前記コン
バータの交流電源が停電したとき、前記交流電動機のす
べり周波数を零にするように前記インバータの出力周波
数を制御するものであること。

【００２０】（２）前記平滑コンデンサの端子電圧の下
限値が、前記ダイオ−ド整流時の該端子電圧より小さい
値に設定されたこと。

【００２１】

【作用】このように構成されることから、本発明によれ
ば、次の作用により上記目的が達成される。コンバータ
の交流電源側に他の誘導電動機などの機器が接続されて
いる場合、コンバ−タ運転中に瞬停が発生すると、平滑
コンデンサの電力が電源側に回生され、電源側に接続さ
れた他の機器に消費されるので直流部電圧が低下する。
しかし、その直流部電圧が予め設定されている下限値以
下になると、コンバータのスイッチ素子のゲートがオフ
される。これによりコンバータはダイオード整流モード
になり、平滑コンデンサの電力は少なくとも電源側の機
器に流れなくなる。その分だけ長時間の瞬停に耐えられ
る。なお、前記下限値ＶＬは、ダイオ−ド整流電圧Ｖｒ
ｃよりも多少低い電圧に設定する。

【００２２】−方、例えばインバータ負荷の誘導電動機
が力行運転されている状態のとき、上記と同様に瞬停が
発生すると、平滑コンデンサの電力が誘導電動機に消費
されるので直流部電圧が低下する。これに対しては、イ
ンバ−タを通常の汎用インバ−タと同様に独立して瞬停
再起動処理を行い、平滑コンデンサの電力の消費を低減
するようにする。すなわち、例えば瞬停検出信号によ
り、インバータ制御装置はインバ−タの１次周波数を誘
導電動機の回転周波数の値に設定し、すべり周波数を零
にすることにより誘導電動機の駆動電力を零にし、平滑
コンデンサの電力をできるだけ放電しないように制御す
る。この場合、誘導電動機やインバ−タの損失に応じ
て、直流部電圧は徐々に低下する程度に抑えられる。

【００２３】次に、瞬停回復後の再起動時におけるコン
バ−タ側の動作を説明する。直流部電圧Ｖｄｃがダイオ
ード整流電圧ＶＬより低いときは、コンバータスイッチ
素子がゲートオフされているので、コンバータはダイオ
−ド整流モ−ドになっている。したがって、電源電圧が
回復されると、ダイオード整流により平滑コンデンサが
整流電圧Ｖｒｃまで充電される。この充電の過程で、直
流部電圧Ｖｄｃが設定された下限値ＶＬに達すると、ゲ
−トオフが解除されて通常のコンバ−タ運転に切り替わ
る。なお、再起動時の平滑コンデンサへの突入電流を抑
制するためには、周知のように直流回路に突入電流抑制
用抵抗を挿入する。

【００２４】一方、瞬停回復後の再起動時におけるイン
バータは、周知の汎用インバ−タと同様に、独立して再
起動制御される。すなわち、インバ−タ出力電圧を徐々
に上げるソフト電圧スタ−ト等で再起動する。このよう
に、瞬停再起動の際も直流電圧を監視することでコンバ
−タとインバ−タを独立して安定に制御できる。

【００２５】次に、他の目的を達成する本発明にかかる
電源投入時における動作を説明する。コンバータの入力
電流と電圧の位相を一致させて力率を１．０に保持する
場合、電源電圧の位相を検出する必要がある。この電圧
位相を検出するにあたり、本発明のように、角速度設定
値を積分して位相基準値を生成し、該位相基準値の零点
を交流電源のゼロクロス点を検出するたびに徐々に補正
して、位相同期ループ（ＰＬＬ）的に交流電源の電圧位
相を検出するようにした場合、電源投入時においては電
源電圧位相の実際値と検出値との位相誤差がほぼ零に収
束するまで数秒時間がかかる。このため、平滑コンデン
サの初期充電が終了し、直流部電圧Ｖｄｃが下限値ＶＬ
より大きくなっても、位相検出誤差がほぼ零に収束する
までの時間、コンバ−タ運転指令をオフするようにし、
電源位相検出が安定した後にコンバ−タ運転に切り替え
るようにする。これにより、電源投入時においても安定
してコンバ−タを制御できる。

【００２６】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説
明する。図１は、本発明の一実施例の電圧コンバータと
インバータからなる電力変換システムが適用されてなる
電動機制御システムの全体構成図を示す。図示のよう
に、低圧の交流電源１からリアクトル２を介して交流電
力が電圧形のコンバータ３に供給されている。コンバー
タ３は、周知のように、自己消弧スイッチ素子と還流ダ
イオードの逆並列接続体をブリッジ接続して構成されて
いる。コンバータ３において変換された直流電力は平滑
コンデンサ４を介してインバータ６に供給されている。
インバータ６の主回路はコンバータ３と同様に形成され
ている。インバータ６はコンバータ３により変換された
直流電力を３相交流電力に変換し、誘導電動機５を駆動
するようになっている。誘導電動機５の軸に速度検出機
５０が連結され、これにより速度が検出されるようにな
っている。

【００２７】インバータ６は、インバータ制御装置７に
より、１次周波数指令ｆ１＊や速度検出器５０の出力に
従い、平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖｄｃを監視しなが
ら制御されるようになっている。

【００２８】一方、コンバータ３は次に述べる構成から
成るコンバータ制御装置により制御されるようになって
いる。まず、電源電圧位相検出手段８は電源電圧検出器
９の出力を基に電源の電圧位相θｒを検出するようにな
っている。有効分・無効分電流検出手段１１は電源電流
検出器１０により検出される２相分の検出電流ｉｒ、ｉ
ｓと、前記の電圧位相検出値θｒとに基づいて、電源電
流の無効分電流Ｉｄと有効分電流Ｉｑを、それぞれ数１
と数２から求める。なお、θｄ＝θｒ−９０゜で、電源
電圧ベクトル方向をｑ軸とし、９０゜遅れをｄ軸として
おり、電源電流のｑ軸成分がＩｑでｄ軸成分がＩｄとな
る。

【００２９】

【数１】Ｉｄ＝−（ｉｒ＋２ｉｓ）ｃｏｓθｄ／√６＋
ｉｒ・ｓｉｎθｄ／√２

【００３０】

【数２】Ｉｑ＝ｉｒ・ｃｏｓθｄ／√２＋（ｉｒ＋２ｉ
ｓ）・ｓｉｎθｄ／√６ また、直流電圧制御手段１２では直流電圧指令Ｖｄｃ＊
と平滑コンデンサ４の端子電圧（直流部電圧）検出値Ｖ
ｄｃとの偏差を求め、この偏差をＰＩ（比例＋積分）補
償し、有効分電流指令Ｉｑ＊として電流制御手段１３に
出力する。電流制御手段１３は電源力率をほぼ１に制御
するための制御手段であり、周知のものが適用されてい
る。すなわち、電源電流の無効分電流Ｉｄが零になるよ
うにＰＩ補償を介してコンバータ３の入力電圧ベクトル
Ｖｕのｄ軸成分指令Ｖｄ＊を決める。また、有効分電流
指令Ｉｑ＊に実際の有効分電流Ｉｑが一致するように、
ＰＩ補償を介して入力電圧ベクトルＶｕのｑ軸成分指令
Ｖｑ＊を決める。具体的には、数３と数４に従って、コ
ンバータ３の入力電圧ベクトル指令Ｖｕ＊の大きさ｜Ｖ
ｕ｜と位相Δθｄｑを求め、数５と数６と数７に従って
３相分の交流電圧指令を演算して出力する。

【００３１】

【数３】｜Ｖｕ｜＝Ｖｑ＊・ｃｏｓ｜Δθｄｑ｜＋Ｖｄ
＊・ｓｉｎ｜Δθｄｑ｜

【００３２】

【数４】Δθｄｑ＝ｔａｎ~１（Ｖｑ＊／Ｖｄ＊）

【００３３】

【数５】Ｖａ＊=｜Ｖｕ｜・ｓｉｎ（θｒ＋Δθｄｑ）

【００３４】

【数６】Ｖｂ＊＝｜Ｖｕ｜・ｓｉｎ（θｒ＋Δθｄｑ−
１２０゜）

【００３５】

【数７】Ｖｃ＊＝｜Ｖｕ｜・ｓｉｎ（θｒ＋Δθｄｑ−
２４０゜） ゲート信号発生手段１４では、上述のようにして求めら
れた電圧指令（変調波に対応）と三角波（搬送波に対
応）を比較してＰＷＭ処理によりゲート信号を生成し、
アンドゲート１５を介してコンバータ３のスイッチ素子
のゲートに与えている。このゲート信号によりコンバー
タ３の自己消弧形のスイッチ素子をオン、オフ制御し、
直流部電圧Ｖｄｃを目標電圧Ｖｄｃ＊に保持制御すると
ともに、電源力率をほぼ１に保持制御するようになって
いる。

【００３６】ここで、本発明にかかる特徴部について説
明する。アンドゲート１６には電源電圧位相検出手段８
から位相検出確立信号Ｓ１と、起動スイッチ４０から起
動信号Ｓ２とが入力されており、それらのアンドをとっ
たコンバータ運転指令Ｓ３をアンドゲート１８に出力す
る。この信号Ｓ３はハイレベルの信号であり、電源投入
時に後述するように電源電圧位相検出手段８の位相検出
が確立し、かつコンバータ３に起動指令が与えられてい
るときに出力されるものである。したがって、アンドゲ
ート１６はコンバータ運転の起動準備完了を判定し、コ
ンバータ運転指令Ｓ３を出力するようになっている。

【００３７】一方、直流部電圧判定手段１７は検出され
た直流部電圧Ｖｄｃを入力し、予め設定された下限値Ｖ
Ｌ及び上限値ＶＨと比較し、ＶＬ＜Ｖｄｃ＜ＶＨの範囲
のときにハイレベルの信号Ｓ４を出力し、それ以外のと
きはロウレベルの信号Ｓ４を出力するようになってい
る。直流部電圧判定手段１７の出力信号Ｓ４はアンドゲ
ート１８を介してアンドゲート１５に入力されている。
つまり、コンバータ運転指令Ｓ３がハイレベルで、ＶＬ
＜Ｖｄｃ＜ＶＨのときのみコンバータ動作指令Ｓ５がア
ンドゲート１５に入力され、これによりゲートが開いて
ＰＷＭゲート信号がコンバータスイッチ素子のゲートに
印加される。それ以外は、いわゆるゲートサプレスとな
り、コンバータスイッチ素子の動作が停止し、コンバー
タ３はダイオード整流回路として動作することになる。

【００３８】なお、直流回路に挿入された突入電流抑制
用抵抗１９と電磁接触器２０は、周知の汎用インバータ
と同様に、電源投入時の平滑コンデンサ４への突入電流
を抑制するものであり、電源投入時には電磁接触器２０
の接点をオフしておき、抵抗１９を介して平滑コンデン
サ４へ初期充電する。その後、電磁接触器２０の接点を
閉じて通常運転に移行するようになっている。

【００３９】ここで、交流電源側の回路構成と電源電圧
位相検出手段８の詳細を図２を用いて説明する。図２に
示すように、一般の工場等においては、例えば３３００
Ｖ等の商用電源２１からトランス２２を介して２００Ｖ
等の低圧電源を作っている。そして、その低圧電源ライ
ンには、コンバータ３の他に、スイッチ２３を介してフ
ァン、ポンプ駆動用等の誘導電動機２４が接続されてい
る場合が多い。一方、電源電圧位相検出手段８の構成
は、基本的にＰＬＬ方式となっている。具体的には、商
用電源の周波数に合わせて設定された角速度設定値ω０
＊から角速度補正量Δω０を減算器２５で減算し、その
出力である電源角速度指令ω１＊を積分器２６で積分
し、これにより得られるのこぎり波状の信号を電源電圧
位相の検出値θｒとして出力する。また、電源電圧位相
の実際値と検出値θｒとの誤差を除去するため、零点検
出手段２７により実際の電源電圧Ｖｅのゼロクロス点
（零位相）を検出し、このゼロクロスのタイミングにて
検出値θｒをホールド回路２８にホールドし、このホー
ルド値を位相検出誤差Δθｒとして検出する。そして、
この位相検出誤差Δθｒが零になるように、ＰＩ補償器
２９とリミッタ３０を介して周波数補償量Δω０を減算
器２５に出力する。したがって、商用電源周波数が変動
しても、位相検出値θｒは実際の位相に追従することに
なる。

【００４０】しかし、この位相検出方式によれば、電源
投入時には電源電圧位相の実際値と検出値θｒは一致し
ていないから、位相検出誤差Δθｒがほぼ零に収束する
まで約数秒時間がかかる。そこで、位相誤差判断器３１
によりΔθｒがある範囲内に収束した時に、位相検出確
立信号Ｓ１を出力するようにし、前述したアンドゲート
１６はこの信号Ｓ１により、位相検出手段８が正常に位
相検出できる状態になったことを判断できるようにして
いるのである。また、この位相検出方式は徐々にΔθｒ
が変化するため、一般的な瞬停時間（例えば数百ｍｓ
位）では急激に変化しないので、安定した位相検出がで
きる。

【００４１】次に、瞬停再起動時又は電源投入時の動作
について説明する。まず、図２に示すシステムにおい
て、インバータ負荷の誘導電動機５を力行運転している
状態のときに、主スイッチ３２が遮断して瞬停し、再起
動した場合の動作波形を図３に示す。主スイッチ３２が
ｔ１の時点で遮断すると、コンバータ３はインバータ動
作（回生動作）に移り、トランス２２と電源側の誘導電
動機２４が負荷となる。なお、一般にトランス２２の相
互インダクタンスは大きいので高インピーダンスであ
る。したがって、トランス２２へは余り電流は流れず、
平滑コンデンサ４の電力は、負荷側の誘導電動機５と電
源側の誘導電動機２４を駆動する電力として消費される
ため、直流部電圧Ｖｄｃは図３のように低下する。そこ
で、直流部電圧Ｖｄｃがダイオード整流電圧Ｖｒｃより
多少低い下限値ＶＬ以下になると、直流部電圧判断手段
１７の出力信号Ｓ４がロウレベルとなり、コンバータ３
のゲート信号がｔ２時点でオフする。この結果、コンバ
ータ３はダイオード整流回路になるから、平滑コンデン
サの電力は電源側へ消費されず、長い瞬停時間に耐えら
れる。

【００４２】一方、インバータ６側は、コンバータ３側
とは無関係に制御される。そして、瞬停を検出すると、
平滑コンデンサ４の電力をなるべく放電しないように制
御する。例えば、速度センサ付き又は速度センサレスに
よるベクトル制御の場合は、誘導電動機５の回転速度
（周波数）の検出値又は推定値にインバータ周波数を制
御し、これによって滑り周波数を零にして、誘導電動機
５の出力パワーを零にする。この結果、インバータ６及
び誘導電動機５の損失分のみで、直流部電圧は徐々に低
下することになる。

【００４３】次に、瞬停時間Ｔｆ後、ｔ３時点で主スイ
ッチ３２がオンすると、コンバータ３は直流部電圧Ｖｄ
ｃが整流電圧Ｖｒｃに達するまで平滑コンデンサ４を充
電しようとするが、下限値ＶＬになった時点ｔ４でコン
バータ３のＰＷＭゲート信号がオンとなり、コンバータ
運転が開始される。この結果、直流部電圧Ｖｄｃは、コ
ンバータ運転時の直流部電圧Ｖｃｎまで上昇する。この
場合、電磁接触器２０のオン・オフ制御は、図２に示し
たトランス２２の出力電圧を用いてもよく、また誘導電
動機２４の残留電圧が出ている場合は、ダイオード整流
モードで直流部電圧Ｖｄｃが下限値ＶＬ以下のときにオ
ンにし、それ以外はオフするようにしてもよい。一方、
インバータ６側は電源再起動後、通常の運転に入る。な
お、速度検出しないＶ／ｆ一定制御の場合は、インバー
タ６の出力電圧を徐々に上げるソフトスタート等で再起
動する。

【００４４】次に、誘導電動機５を回生運転している状
態のときに、主スイッチ３２が遮断して瞬停し、再起動
した場合の動作波形を図４に示す。ｔ１の時点で瞬停
し、電源側の誘導電動機２４で消費する電力より電動機
５の回生電力が大きいと、直流部電圧Ｖｄｃは上昇する
方向になる。しかし、インバータ制御装置７では、でき
るだけ長い瞬停時間に耐えられるように、例えばｔ５の
時点で瞬停と判断すると、誘導電動機５の回転電力がで
きるだけ減少しないように滑り周波数を零に制御する。
この結果、回生動作が終了し平滑コンデンサ４の電力は
主に電源側誘導電動機２４の駆動パワーに使われること
になり、直流部電圧Ｖｄｃは減少する。その後ｔ３の時
点で停電が回復して電源２１から電力が供給されると、
本来のコンバータ制御に戻り直流部電圧がＶｃｎとな
る。このようにＶｄｃがＶＬとＶＨの範囲に入っている
場合、ＰＷＭゲートオン状態が続き、コンバータ運転を
継続する。一方、インバータ側も瞬停終了を検出して通
常のインバータ運転に戻る。

【００４５】以上述べたように、直流部電圧の上限値Ｖ
Ｈとダイオード整流電圧Ｖｒｃより多少小さい下限値Ｖ
Ｌを設け、直流部電圧Ｖｄｃがそれらの上・下限値の範
囲内のときのみコンバータモードによる運転をさせるこ
とにより、負荷側誘導電動機５の力行運転、回生運転に
かかわらず、安定に瞬停再起動ができるという効果があ
る。また、直流部電圧が下限値ＶＬ以下になった場合、
コンバータ３はダイオード整流モードに切り替わり、平
滑コンデンサ４の電力が電源側へ流れないようにしてい
るため、直流部電圧Ｖｄｃの低下が緩やかになり、長い
瞬停時間に耐えられるという効果がある。

【００４６】また、直流部電圧のみを見てコンバータ制
御し、インバータ及びコンバータ共それぞれ独立に制御
できるという効果がある。

【００４７】次に、初期状態から電源を投入するときの
動作を図５を用いて説明する。主スイッチ３２をｔ６時
点でオンすると、コンバータ３はダイオード整流回路と
して機能しており、突入電流抑制用抵抗１９を介して平
滑コンデンサ４を初期充電し、直流部電圧Ｖｄｃは整流
電圧Ｖｒｃになる。そして、電磁接触器２０の動作遅れ
時間後、ｔ７の時点で接点が閉じ抵抗１９が短絡され
る。このとき、図２に示す電源電圧位相検出手段８は、
ｔ６時点から数秒経過後のｔ８時点で、位相検出誤差Δ
θｒがほぼ零に収束し、位相検出確立信号Ｓ１がハイレ
ベルになる。その結果、コンバータスイッチ素子にＰＷ
Ｍゲート信号が供給され、コンバータ３はコンバータ運
転に入る。

【００４８】このように、電源位相検出が安定してから
コンバータ運転指令を出力しコンバータ運転に切り替え
ることで電源投入時においても安定に起動できる。

【００４９】なお、上記実施例では、位相検出確立信号
Ｓ１を位相検出誤差Δθｒがほぼ零に収束した時点で出
力するようにしたが、この収束時間は、ほぼ決まってい
るのでソフトタイマ等用いて、電源投入時点ｔ６から一
定時間後に位相検出確立信号Ｓ１を出力するようにして
も同じ効果がある。また、電源電圧位相検出をＰＬＬ方
式のものを適用したが、これに限定するものではなく電
源電圧検出値等から判断してコンバータ運転指令を出し
ても同様な効果がある。

【００５０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
以下に述べるような効果を奏する。コンバータの直流部
電圧が予め設定されている下限値以下になると、コンバ
ータのスイッチ素子のゲートがオフされ、これによりコ
ンバータはダイオード整流モードになり、平滑コンデン
サの電力は少なくとも電源側の機器に流れなくなるか
ら、その分だけ長時間の瞬停に耐えられる。

【００５１】また、コンバータとインバータを直流部電
圧を基準としてそれぞれ独立に制御するようにできる。
その結果、コンバータの複数のインバータが負荷として
接続されても、複雑な連携制御を設ける必要がないの
で、安定した瞬停再起動を行わせるシステムを簡単な構
成により実現できる。特に、インバータ負荷が誘導電動
機の場合においても、その誘導電動機の力行・回生モー
ドにかかわらず、平滑コンデンサの電力を長い時間保持
できるから、瞬停再起動を安定に行わせることができ
る。 また、電源電圧位相検出が安定してからコンバー
タ制御に切り替えるようにしていることから、初期状態
から電源を投入して起動する場合にあっても、安定に起
動できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例の全体構成図である。

【図２】図１実施例の電源電圧位相検出手段と電源側の
詳細構成図である。

【図３】図１実施例の動作を説明する図であり、誘導電
動機の力行運転時における瞬停再起動時の各部動作波形
図である。

【図４】図１実施例の動作を説明する図であり、誘導電
動機の回生運転時における瞬停再起動時の各部動作波形
図である。

【図５】図１実施例の動作を説明する図であり、電源投
入時における起動時の各部動作波形図である。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 交流リアクトル ３ コンバータ ４ 平滑コンデンサ ５ 誘導電動機 ６ インバータ ８ 電源電圧位相検出手段 １１ 有効分無効分電流検出手段 １２ 直流電圧制御手段 １３ 電流制御手段 １４ ゲート信号発生手段 １５，１６，１８ アンドゲート １７ 直流部電圧判定手段 １９ 突入電流抑制抵抗 ２０ 電磁接触器 ２１ 高圧電源 ２２ トランス ２４ 誘導電動機 ３１ 位相検出誤差判断器 ３２ 主スイッチ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−290197（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−109596（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源に接続されて自己消弧形スイッ
   チ素子とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続し
   てなる電圧形コンバータと、該コンバータの直流端に接
   続された平滑コンデンサと、該平滑コンデンサを直流電
   源とし自己消弧形スイッチ素子とダイオードとの逆並列
   接続体をブリッジ接続してなる少なくとも１つのインバ
   ータと、前記平滑コンデンサの端子電圧を目標電圧に制
   御すべく前記コンバータのスイッチ素子を駆動制御する
   コンバータ制御装置と、前記インバータの出力周波数を
   目標周波数に少なくとも制御すべく前記インバータのス
   イッチ素子を駆動制御するインバータ制御装置とを含ん
   でなる電力変換システムの制御方法において、角速度設
   定値を積分して位相基準値を生成し、該位相基準値の零
   点を前記交流電源のゼロクロス点を検出するたびに徐々
   に補正して前記コンバータの交流電源の電圧位相を検出
   し、該交流電源の位相検出値に基づいて前記コンバータ
   の電流位相を制御するとともに、運転指令が与えられた
   とき電源投入後少なくとも前記電圧位相の検出値が安定
   するまでの時間はダイオ−ド整流モ−ドにより前記コン
   バータを運転し、前記電圧位相の検出値が安定した後
   は、前記コンバータをコンバータモードで運転し、前記
   コンバータのコンバータモードによる運転中に前記平滑
   コンデンサの端子電圧が設定された下限値以下に低下し
   たら、前記コンバータのスイッチ素子をゲートオフし、
   前記コンバータをダイオード整流モードにより運転する
   ことを特徴とする電力変換システムの制御方法。
2. 【請求項２】 請求項１において、前記インバータの負
   荷が交流電動機であり、前記インバータ制御装置は前記
   コンバータの交流電源が停電したとき、前記交流電動機
   のすべり周波数を零にするように前記インバータの出力
   周波数を制御するものであることを特徴とする電力変換
   システムの制御方法。
3. 【請求項３】 請求項１において、前記平滑コンデンサ
   の端子電圧の下限値が、前記ダイオ−ド整流時の該端子
   電圧より小さい値に設定されたことを特徴とした電力変
   換システムの制御方法。
4. 【請求項４】 自己消弧形スイッチ素子とダイオードと
   の逆並列接続体をブリッジ接続してなる電圧形コンバー
   タと、該コンバータの直流端に接続された平滑コンデン
   サと、該平滑コンデンサを直流電源とし自己消弧形スイ
   ッチ素子とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続
   してなり電動機を負荷に有する少なくとも１つのインバ
   ータと、前記コンバータのスイッチ素子を駆動制御する
   コンバータ制御装置と、前記インバータのスイッチ素子
   を駆動制御するインバータ制御装置とを含んでなり、前
   記コンバータ制御装置は、前記平滑コンデンサの端子電
   圧の検出値を目標値に一致させるべく制御指令を生成す
   る直流電圧制御手段と、前記交流電源の電圧位相を検出
   する位相検出手段と、前記制御指令と前記交流電源の電
   圧位相検出値と前記コンバータの交流側電流の検出値と
   に基づいて力率を目標値に制御する制御指令を生成する
   電流制御手段と、該電流制御手段から出力される制御指
   令に基づき前記コンバータスイッチ素子のゲート信号を
   生成して前記スイッチ素子に出力するゲート信号生成手
   段とを有してなる電力変換システムにおいて、前記平滑
   コンデンサの端子電圧の検出値を入力し該検出値が設定
   された下限値以下のとき直流電圧異常信号を出力する直
   流電圧判定手段と、該直流電圧異常信号と与えられるコ
   ンバータ運転指令のアンドにより前記ゲート信号の出力
   を禁止するインバータ動作停止手段とを設けたことを特
   徴とする電力変換システム。
5. 【請求項５】 自己消弧形スイッチ素子とダイオードと
   の逆並列接続体をブリッジ接続してなる電圧形コンバー
   タと、該コンバータの直流端に接続された平滑コンデン
   サと、該平滑コンデンサを直流電源とし自己消弧形スイ
   ッチ素子とダイオードとの逆並列接続体をブリッジ接続
   してなり電動機を負荷に有する少なくとも１つのインバ
   ータと、前記コンバータのスイッチ素子を駆動制御する
   コンバータ制御装置と、前記インバータのスイッチ素子
   を駆動制御するインバータ制御装置とを含んでなり、前
   記コンバータ制御装置は、前記平滑コンデンサの端子電
   圧の検出値を目標値に一致させるべく制御指令を生成す
   る直流電圧制御手段と、前記交流電源の電圧位相を検出
   する電圧位相検出手段と、前記制御指令と前記交流電源
   の電圧位相検出値と前記コンバータの交流側電流の検出
   値とに基づいて力率を目標値に制御する制御指令を生成
   する電流制御手段と、該電流制御手段から出力される制
   御指令に基づき前記コンバータスイッチ素子のゲート信
   号を生成して前記スイッチ素子に出力するゲート信号生
   成手段とを有してなる電力変換システムにおいて、前記
   電圧位相検出手段は、角速度設定値を積分して位相基準
   値を生成し、該位相基準値の零点を前記交流電源のゼロ
   クロス点を検出するたびに徐々に補正して前記交流電源
   の電圧位相を検出するものとされ、前記平滑コンデンサ
   の端子電圧の検出値を入力し該検出値が設定された下限
   値以下のとき直流電圧異常信号を出力する直流電圧判定
   手段と、前記コンバータに運転指令が与えられたとき前
   記電源が投入されてから少なくとも前記電圧位相の検出
   値が安定するまでの時間を待ってコンバータ運転指令を
   出力する起動準備手段と、該コンバータ運転指令と前記
   直流電圧異常信号のアンドにより、前記ゲート信号の出
   力を禁止するインバータ動作停止手段とを設けたことを
   特徴とする電力変換システム。
6. 【請求項６】 請求項４又は５において、前記インバー
   タ制御装置は前記コンバータの交流電源が停電したと
   き、前記交流電動機のすべり周波数を零にするように前
   記インバータの出力周波数を制御するものであることを
   特徴とする電力変換システム。
7. 【請求項７】 請求項４又は５において、前記平滑コン
   デンサの端子電圧の下限値が、前記ダイオ−ド整流時の
   該端子電圧より小さい値に設定されたことを特徴とした
   電力変換システム。