JP2011004597A - コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】停電によって電源電圧が瞬時に低下したことで電力を維持するために流れる過大な電流の発生を回避する。
【解決手段】コンバータ３００は多相ダイオードブリッジを含み、多相交流電源１００から直流電圧Ｖ_dcを得る。ゲートブロック１１２は、多相交流電源１００の停電が検出されたことを契機としてコンバータ３００の動作をダイオード整流器の動作に切り替える。低電圧検出部１２０は直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値を下回ったか否かを検出する。電圧変化率検出部１２１は直流電圧Ｖ_dcの復電を検出する。ゲートブロック１１２は直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値を下回らない状況で多相交流電源１００の復電が検出された場合には、コンバータ３００の動作を通常動作に戻し、直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値を下回った場合には多相交流電源からコンバータ３００への電源供給を停止し、所定の閾値には多相ダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用する。
【選択図】図４

Description

この発明はコンバータを制御する技術に関し、特に多相交流電源が停電した場合の処理に関する。

電源位相に同期して三相交流電流に座標変換を行って有効電流であるｑ軸電流、無効電流であるｄ軸電流の二相の直流量成分に変換し、これらに基づいてコンバータをＰＷＭ動作させる技術が公知であり、例えば特許文献１に開示されている。

また、停電を検知した場合にはコンバータをダイオード整流モードで運転する技術が公知であり、例えば特許文献２に開示されている。

特開平１−２９８９５９号公報 特許第３１５８２１２号公報

特許文献１に記載の技術では、電源に関する情報として入力電流の瞬時値と位相情報のみを用い、制御系を簡素化し易いものの、負荷電力の過不足を代表する直流部の電圧制御系に基づいて有効電流を制御するので、電源の瞬停、復電に伴う電圧振幅の変動による過大な電流が発生し、安全に運転を継続しにくい。

特許文献２に記載の技術では、コンバータが出力する直流電圧値が下限値を下回ることを以て停電状態を検出する。よって各国の電源定格や電圧変動に対応するためには、当該下限値を種々準備する必要がある。

またコンバータが出力する直流電圧は、電源の変動に対する応答が遅い。従って短絡モードの停電が発生すると過電流が流れてしまい、コンバータの運転を継続できなくなる可能性がある。

更に、停電中は直流電圧を支持する平滑コンデンサが放電している可能性がある。特許文献２に記載の技術では停電時間を管理していないので、復電の際に運転状態を必ず安定して継続するためには、上記放電の可能性があることに対処すべく、復電時に平滑コンデンサを充電する処理を行うことが望ましい。

本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、復電の際に流れる起動時の過電流によるコンバータへの悪影響を回避する技術を提供する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様は、多相交流電源（１００）から直流電圧（Ｖ_dc）を得るコンバータ（３００）の動作を制御する方法であって、前記コンバータは多相ダイオードブリッジを含んでおり、（ａ）前記多相交流電源の停電を検出するステップと、（ｂ）前記停電の検出を契機として前記コンバータの動作をダイオード整流器の動作に切り替えるステップと、（ｃ）前記直流電圧が所定の閾値を下回らない状況で前記多相交流電源の復電を検出した場合には、前記コンバータの動作を通常動作に戻すステップと、（ｄ）前記直流電圧が所定の閾値を下回った場合には前記多相交流電源から前記コンバータへの電源供給を停止するステップとを備える。前記所定の閾値には前記多相ダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記ステップ（ｃ）では、前記直流電圧（Ｖ_dc）の変化率が所定値よりも小さくなったことを以て、前記復電を検出する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記ステップ（ｃ）では、前記多相交流電源（１００）の出力の位相が所定の値を得たことを以て、前記復電を検出する。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様は、第３の態様にかかるコンバータの制御方法であって、前記ステップ（ｃ）では、前記多相交流電源（１００）の前記復電を検出したのち、所定期間経過後に、前記コンバータ（３００）の動作を通常動作に戻す。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第１の態様は、多相ダイオードブリッジを含み、多相交流電源（１００）から直流電圧（Ｖ_dc）を得るコンバータ（３００）の動作を、前記多相交流電源の停電が検出されたことを契機として前記コンバータの動作をダイオード整流器の動作に切り替えるゲートブロック（１１２）と、前記直流電圧が所定の閾値を下回ったか否かを検出する低電圧検出部（１２０）と、前記直流電圧の復電を検出する復電検出部（１２１；１２２）とを備える。前記ゲートブロックは、前記直流電圧が所定の閾値を下回らない状況で前記多相交流電源の復電が検出された場合には、前記コンバータの動作を通常動作に戻し、前記直流電圧が所定の閾値を下回った場合には前記多相交流電源から前記コンバータへの電源供給を停止する。前記所定の閾値には前記多相ダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第２の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記復電検出部（１２１）は、前記直流電圧（Ｖ_dc）の変化率が所定値よりも小さくなったことを以て、前記復電を検出する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第３の態様は、第１の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記復電検出部（１２１）は、前記多相交流電源（１００）の出力の位相が所定の値を得たことを以て、前記復電を検出する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第４の態様は、第３の態様にかかるコンバータの制御装置であって、前記ゲートブロック（１１２）は、前記多相交流電源（１００）の前記復電が検出されたのち、所定期間経過後に、前記コンバータ（３００）の動作を通常動作に戻す。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第１の態様によれば、ステップ（ｂ）では停電によって電源電圧が瞬時に低下したことで電力を維持するために流れる過大な電流の発生を回避することができる。ステップ（ｃ）では復電の際に流れる起動時の過電流によるコンバータの停止を回避する。ステップ（ｄ）では、コンバータへの多相交流電源（１００）からの電源供給を停止するため、ダイオードの突入電流を回避できる。

直流電圧を支持する平滑コンデンサの充電が不十分な状態では直流電圧が低下するので、この発明にかかるコンバータの制御方法の第２の態様によって復電検出がなされる。一方、突入電流が大きい状態では直流電圧が上昇するので、この場合を避けて復電処理を行い、コンバータへの悪影響を回避できる。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第３の態様によれば、多相交流電源（１００）が復電した場合にはその出力の位相が変化するので、当該位相が所定の値を得たことを以て復電を検出できる。

この発明にかかるコンバータの制御方法の第４の態様によれば、突入電流による直流電圧（Ｖ_dc）のオーバーシュート発生時を回避して通常動作に戻すので、コンバータへの悪影響を回避できる。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第１の態様によれば、停電によって電源電圧が瞬時に低下したことで電力を維持するために流れる過大な電流の発生を回避することができる。直流電圧が所定の閾値を下回らない場合には、復電の際に流れる起動時の過電流によるコンバータの停止を回避できる。但し直流電圧が所定の閾値を下回っていた場合には、ダイオードの突入電流を回避でき、コンバータへの多相交流電源（１００）からの電源供給を停止してコンバータの破壊を回避する。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第２の態様によれば、直流電圧を支持する平滑コンデンサの充電が不十分な状態では直流電圧が低下するので、本発明によって復電検出がなされる。一方、突入電流が大きい状態では直流電圧が上昇するので、この場合を避けて復電処理を行い、コンバータへの悪影響を回避できる。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第３の態様によれば、多相交流電源（１００）が復電した場合にはその出力の位相が変化するので、当該位相が所定の値を得たことを以て復電を検出できる。

この発明にかかるコンバータの制御装置の第４の態様によれば、突入電流による直流電圧（Ｖ_dc）のオーバーシュート発生時を回避して通常動作に戻すので、コンバータへの悪影響を回避できる。

本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータの制御系を示す回路図である。 スイッチング部１０２の構成を例示する回路図である。 本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータの制御系を示す回路図である。 本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータの制御系を示す回路図である。 本発明の第４の実施の形態にかかるコンバータの制御系を示す回路図である。 第１乃至第４の実施の形態にかかる発明の動作を例示するグラフである。

第１の実施の形態．
図１は本発明の第１の実施の形態にかかるコンバータの制御系１Ａを示す回路図である。コンバータ３００は、多相（ここでは三相）交流電源１００から直流電圧Ｖ_dcを得る。コンバータ３００はインバータとしても機能を果たしうるスイッチング部１０２と平滑コンデンサ１１８とを有している。スイッチング部１０２は三相のリアクトル１１７を介して多相交流電源１００に接続されており、スイッチング動作、もしくはダイオード整流モードで整流動作を行う。直流電圧Ｖ_dcは平滑コンデンサ１１８によって支持されており、負荷（例えばモータ）２００に印加される。

図２はスイッチング部１０２の構成を三相用に用いられる構成で例示する回路図である。スイッチング部１０２は各相毎に直列に接続される三対のスイッチング素子が、平滑コンデンサ１１８に並列接続される。またスイッチング素子の各々には逆並列にダイオードが接続される。スイッチング素子には例えばＩＧＢＴ（ゲート絶縁型バイポーラトランジスタ）素子を採用することができるので、以下ではスイッチング部１０２やコンバータ３００におけるスイッチング動作をゲート駆動などと称す。なお、スイッチング素子を全てオフすることにより、ダイオードブリッジが形成され、ダイオード整流器としての動作（ダイオード整流モード）が可能となる。

多相交流電源１００とリアクトル１１７とを接続する電源線にはスイッチ１０１が設けられている。スイッチ１０１は多相交流電源１００とリアクトル１１７とを相毎に接続する機能の他、平滑コンデンサ１１８を充電するための限流回路（図示せず）をも有している。当該限流回路は、コンバータ３００の起動時に、予め平滑コンデンサ１１８を突入電流を回避しつつ充電する機能を有している。

スイッチ１０１とリアクトル１１７との間には電流検出器１１６が設けられており、これによって多相交流電源１００の出力電流をモニタできる。当該出力電流は座標変換器１０７によって三相電流から二相電流Ｉ_q，Ｉ_dに変換され、それぞれ加減算器１１４，１１５へと与えられる。この座標変換は多相交流電源１００の出力の位相を検出する位相検出器１０８の出力に基づいて行われる。

加減算器１１３は直流電圧の指令値（以下「直流電圧指令値」と称す）Ｖ_dc ^*から直流電圧Ｖ_dcを引き算し、その結果を出力する。電圧制御器１０３は加減算器１１３の出力（直流電圧の指令値と実測値との差）に基づいて、ｑ軸電流Ｉｑの指令値（以下「ｑ軸電流指令値」と称す）Ｉ_q ^*を生成する。

加減算器１１４はｑ軸電流指令値Ｉ_q ^*からｑ軸電流Ｉ_qを引き算し、その結果を出力する。電流制御器１０４は加減算器１１４の出力（ｑ軸電流の指令値と実測値との差）に基づいて、ｑ軸電圧Ｖ_iqの指令値（以下「ｑ軸電圧指令値」と称す）Ｖ_iq ^*を生成する。

加減算器１１５はｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*からｄ軸電流Ｉ_dを引き算し、その結果を出力する。電流制御器１０５は加減算器１１５の出力（ｄ軸電流の指令値と実測値との差）に基づいて、ｄ軸電圧Ｖ_idの指令値（以下「ｄ軸電圧指令値」と称す）Ｖ_id ^*を生成する。ｄ軸電流指令値Ｉ_d ^*の値を０とすることにより、力率を１とする制御が行われる。

ｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*及びｄ軸電圧指令値Ｖ_id ^*は、スイッチング部１０２のスイッチング態様の基礎となる二相の駆動指令値である。座標変換器１０６は位相検出器１０８からの出力に基づいて、これらの二相の駆動指令値を三相の駆動指令値Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^*へと変換する。これらは下式（１）を満足する。但し、位相φは式（２）の関係を有している。

駆動指令値Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^*に基づいてＰＷＭ変調器１０９がスイッチング部１０２のスイッチング素子のオン／オフのタイミングを設定する三相（もしくは六相）の変調信号Ｗを生成する。ゲート駆動回路１１０は、変調信号Ｗで示されるタイミングでスイッチング部１０２のスイッチング素子をオン／オフをさせるためのゲート信号を生成し、スイッチング部１０２のスイッチング素子に与える。

電圧制御率比較部１１１は、三相の駆動指令値Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^*の変動に基づいて多相交流電源１００の停電を検出する。具体的には駆動指令値Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^*を入力して式（１）からＫｓ・Ｖ_dcを求め、直流電圧Ｖ_dcを入力して（Ｋｓ・Ｖ_dc）／Ｖ_dcの演算を行って値Ｋｓを求める。値Ｋｓは電圧制御率と呼ばれる係数である。例えばスイッチング部１０２に入力する線間電圧をＶｉとすると、式（３）の関係を有している。

線間電圧Ｖｉは式（４）によっても求められるので、電圧制御率比較部１１１は三相の駆動指令値Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^*に代えて、二相の駆動指令値Ｖ_iq ^*，Ｖ_id ^*を入力し、式（３），（４）によって電圧制御率Ｋｓを求めてもよい（このような代替的な入力は図１において破線で示している）。

式（３）から理解されるように電圧制御率Ｋｓの分母は既述のように多相交流電源１００の電圧の変動に対する応答が遅い直流電圧Ｖ_dcである一方、分子は電流制御器１０４，１０５によって得られた駆動指令値に基づいて見積もられる入力電圧である。よって電圧制御率Ｋｓは多相交流電源１００の出力の変動に対する応答が早い。よって電圧制御率Ｋｓの低下、例えば所定の閾値を下回ったことを以て、多相交流電源１００が停電したことを迅速に検出できる。これは短絡モードの停電が生じた際、過電流を流す期間を短縮できるという利点もある。

しかも電圧制御率Ｋｓは電圧比であり、よって種々の電源定格や電圧変動に対応するための下限値を種々に別個に設定する必要はなく、閾値として共通の値を採用できる。つまり電源電圧毎に異なる閾値の管理を必要とすることなく、種々の電源定格について停電用動作へと切り替える契機が与えられる。

電圧制御率比較部１１１は停電を検出した場合、ゲートブロック１１２にセット信号Ｓを与える。セット信号Ｓを受けたゲートブロック１１２はゲート駆動回路１１０に対して、スイッチング動作制御を停止させる制御を行う。これによりスイッチング部１０２は停電用動作を行うダイオード整流器として機能する。ダイオードの瞬時定格がスイッチング部１０２のスイッチング素子の瞬時定格よりも数倍大きいので、ダイオード整流器としてスイッチング部１０２を動作させることは、その後に復電を得た際にスイッチング素子を破壊することなく整流を継続できるという観点から望ましい。そして復電を得た後に整流動作によって直流部の電位（平滑コンデンサ１１８の両端電圧）が十分に確保されていることから、過大な電流を発生させることなく、通常の起動動作を行うことができる。

本実施の形態では種々の閾値の設定を不要とし、かつ停電処理への移行を迅速に行う技術について述べた。しかし、復電時の処理として、電圧制御率Ｋｓが上記閾値と同一の、あるいは別個の復電用閾値を設定し、これを上回った場合にゲートブロック１１２の動作をリセットしてもよい。これにより復電時にはゲート駆動回路１１０のスイッチング動作を回復させることも可能である。

あるいは第３、第４の実施の形態で後述される復電処理を採用することも望ましい。

第２の実施の形態．
図３は本発明の第２の実施の形態にかかるコンバータの制御系１Ｂを示す回路図である。制御系１Ｂは図１を用いて説明された制御系１Ａに対して、電圧制御率比較部１１１をｑ軸電圧指令比較部１１９に置換した構成を有している。

ｑ軸電圧指令比較部１１９は駆動指令値の一つであるｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*を入力し、その低下を以て多相交流電源１００の停電を検出する。そして第１の実施の形態と同様に、停電を検出した場合にはゲートブロック１１２にセット信号Ｓを与える。他の動作は第１の実施の形態と同様であるので、ここでは繰り返さない。

負荷のリアクトル値が大きい場合、無効電流Ｉ_dの影響が大きくなる。よって電源振幅に対応する有効電流Ｉ_qに基づいて得られるｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*の低下、例えば所定の閾値を下回ることを以て、多相交流電源１００の停電を検出することができる。

本実施の形態によれば、負荷のリアクタ成分が大きい場合であっても、停電用動作へと切り替えることができる。しかも停電についての応答が迅速であり、短絡モードの停電が生じた際、過電流を流す期間を短縮できる。

本実施の形態も停電処理への移行を迅速に行う技術について述べた。しかし、復電時の処理として、ｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*電圧制御率Ｋｓが上記閾値と同一の、あるいは別個の復電用閾値を設定し、これを上回った場合にゲートブロック１１２の動作をリセットしてもよい。これにより復電時にはゲート駆動回路１１０のスイッチング動作を回復させることも可能である。

あるいは第３、第４の実施の形態で後述される復電処理を採用することも望ましい。

第３の実施の形態．
復電処理は、停電処理のような迅速性は必ずしも要求されない。復電処理ではむしろ、停電時の運転から通常運転へと戻す際、過大な電流を発生させることなく、起動動作を行うことや、平滑コンデンサ１１８が支持する直流部の電圧を十分に確保することが望まれる。よって復電に対する応答が遅いパラメタを用いて復電処理を制御することができる。

図４は本発明の第３の実施の形態にかかるコンバータの制御系１Ｃを示す回路図である。制御系１Ｃは図１を用いて説明された制御系１Ａ，１Ｂに対して、電圧制御率比較部１１１、ｑ軸電圧指令比較部１１９を低電圧検出部１２０、電圧変化率検出部１２１に置換した構成を有している。但し、ここでは復電時の処理に必要な構成を示しているために置換しているのであって、電圧制御率比較部１１１、ｑ軸電圧指令比較部１１９を併用することを排除するものではない。

多相交流電源１００の停電が生じている場合、ダイオード整流モードによって平滑コンデンサ１１８には直流電流が与えられる。その後、ダイオード整流モード中に復電した場合、スイッチング部１０２が備えるダイオードブリッジには突入電流が流れる。上述のように、ダイオードの瞬時定格がスイッチング部１０２のスイッチング素子の瞬時定格よりも数倍大きい。従ってダイオード整流器としてスイッチング部１０２を動作させることは、その後に復電を得た際に電力を維持するために過大な電流が発生してスイッチング素子を破壊するという事態を招来することなく、整流を継続できるという観点から望ましい。

停電後復電前は充分に平滑コンデンサ１１８を充電できないので、平滑コンデンサ１１８が支持する直流電圧Ｖ_dcは徐々に低下する。また復電直後は突入電流が大きく流れるので直流電圧Ｖ_dcは上昇する。従って復電処理においてスイッチング部１０２を通常のスイッチング動作に戻すには直流電圧Ｖ_dcが安定した後が望ましい。

よって電圧変化率検出部１２１は直流電圧Ｖ_dcの変化率が所定値よりも小さくなったことを以て復電を検出する復電検出部として機能し、ゲートブロック１１２に対してリセット信号Ｒを与える。リセット信号Ｒは、例えば第１の実施の形態で説明されたセット信号Ｓによってゲート駆動回路１１０にスイッチング動作制御を停止させていたゲートブロック１１２の機能を解除する。これによりゲート駆動回路１１０は通常のスイッチング動作制御に復帰し、スイッチング部１０２は通常のスイッチング動作に復帰する。

他方、低電圧検出部１２０は、多相交流電源１００の停電が一旦検出され、これを契機としてスイッチング部１０２がダイオード整流器の動作を行っている状態で、直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値（直流電圧下限）を下回ったか否かを判断する。この直流電圧下限にはダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用する。

直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値を下回らない状況でスイッチ１０１の復電を検出した場合には、スイッチング部１０２の動作を通常のスイッチング動作に戻す。これは平滑コンデンサ１１８を改めて充電する必要がない場合であり、復帰の際に流れる起動時の過電流も発生しないので、直ちにスイッチング部１０２を元のスイッチング動作へと簡易、迅速に復帰させ、コンバータの停止を回避することができる。

一方、直流電圧Ｖ_dcが所定の閾値を下回った場合、平滑コンデンサ１１８を改めて充電する必要がある。よって低電圧検出部１２０はオフ信号Ｑをスイッチ１０１へと出力し、スイッチ１０１に対して多相交流電源１００とリアクトル１１７との相毎の接続を遮断させる。これにより、スイッチ１０１からコンバータ３００への電源供給が停止される。望ましくはその後、スイッチ１０１は平滑コンデンサ１１８を充電するための限流回路を機能させる。これにより、復電後検出後、迅速にスイッチング部１０２を通常のスイッチング動作に復帰させる場合に生じうるダイオードへの突入電流を回避でき、ひいてはコンバータの破壊を回避する。

第４の実施の形態．
図５は本発明の第４の実施の形態にかかるコンバータの制御系１Ｄを示す回路図である。制御系１Ｄは図４を用いて説明された制御系１Ｃに対して、電圧変化率検出部１２１を位相検出リセット部１２２に置換した構成を有している。

位相検出リセット部１２２は位相検出器１０８の出力、即ち多相交流電源１００の電圧位相を入力する。位相検出器１０８は一般に、多相交流電源１００の電圧位相が０となったことでリセットされる周期タイマで構成される。停電中は電圧位相が変化せず、復電されて電圧位相が０となって当該タイマがリセットされる。よって位相検出リセット部１２２は復電検出部として機能する。

位相検出リセット部１２２は当該復帰の検出を契機として、ゲートブロック１１２にリセット信号Ｒを与え、スイッチング部１０２を通常のスイッチング動作に戻させる。低電圧検出部１２０の動作など、他の構成要素の動作は上述の通りである。

但し、位相検出リセット部１２２は電圧位相が０であることを検知してから所定期間経過後に、コンバータ３００の動作を通常動作に戻すべく、リセット信号Ｒをゲートブロック１１２に与えることが望ましい。あるいはリセット信号Ｒは電圧位相が０であることを検知したことで出力され、ゲートブロック１１２で当該所定期間の遅延を設けてもよい。これは第３の実施の形態とは異なり、本実施の形態では直流電圧Ｖ_dcを測定していないからである。突入電流による直流電圧Ｖ_dcのオーバーシュート発生時を回避してコンバータ３００への悪影響をも回避するため、復電検出から通常のスイッチング動作まで、所定期間の経過、即ち遅延が設けられることが望ましい。

停電処理と復電処理の併用．
図６は第１乃至第４の実施の形態にかかる発明の動作を例示するグラフである。縦軸には直流電圧Ｖ_dc、電圧制御率Ｋｓまたはｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*、多相交流電源１００の相電圧、電流検出器１１６によって検出される線電流、位相検出リセット部１２２を構成する周期タイマのカウント値、瞬停フラグ、復帰タイマを採っており、横軸には時間を採っている。

時刻ｔ０において多相交流電源１００に停電が発生し、相電圧、線電流ともに０となる。これに起因して電圧制御率Ｋｓ（第１実施の形態参照）またはｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*（第２実施の形態参照）が低下し、これらは時刻ｔ１において所定の閾値を下回る。これにより、スイッチング部１０２は通常のスイッチング動作、即ちＰＷＭコンバータ動作から、ダイオード整流モードに移行する。また、直流電圧Ｖ_dcも電圧制御率Ｋｓやｑ軸電圧指令値Ｖ_iq ^*よりも緩やかであるが減少する。

そして時刻ｔ２において多相交流電源１００が復電して相電圧が発生し、線電流も流れる。このとき、突入電流がスイッチング部１０２のダイオードに流れ、直流電圧Ｖ_dcが上昇する。また周期タイマがリセットされる。その後、ダイオードに流れる電流が減少するにつれ、直流電圧Ｖ_dcも低下し、時刻ｔ３には直流電圧Ｖ_dcの変動がなくなり始める。この期間が時刻ｔ４まで維持されると復電処理に入り（第３の実施の形態参照）、スイッチング部１０２は通常のスイッチング動作に復帰する。

あるいは時刻ｔ２から所定時間経過後として時刻ｔ４で復電処理に入ってもよい（第４の実施の形態参照）。

但し、図６には図示されていないが、直流電圧Ｖ_dcが直流電圧下限に達した場合には、第３の実施の形態や第４の実施の形態で説明したように、スイッチ１０１が制御され、多相交流電源１００からコンバータ３００への電源供給を停止する。

以上のようにして第１及び第２の実施の形態に示された停電処理と、第３及び第４の実施の形態に示された復電処理とを併用することができる。

１００ 多相交流電源
１１０ ゲート駆動回路
１１１ 電圧制御率比較部
１１９ ｑ軸電圧指令比較部
１２０ 低電圧検出部
１２１ 電圧変化率検出部
１２２ 位相検出リセット部
３００ コンバータ
Ｖ_id ^* ｄ軸電圧指令値（二相駆動指令値）
Ｖ_iq ^* ｑ軸電圧指令値（二相駆動指令値）
Ｖ_ir ^*，Ｖ_is ^*，Ｖ_it ^* 三相駆動指令値
Ｖ_dc 直流電圧

Claims (8)

1. 多相交流電源（１００）から直流電圧（Ｖ_dc）を得るコンバータ（３００）の動作を制御する方法であって、
   前記コンバータは多相ダイオードブリッジを含んでおり、
   （ａ）前記多相交流電源の停電を検出するステップと、
   （ｂ）前記停電の検出を契機として前記コンバータの動作をダイオード整流器の動作に切り替えるステップと、
   （ｃ）前記直流電圧が所定の閾値を下回らない状況で前記多相交流電源の復電を検出した場合には、前記コンバータの動作を通常動作に戻すステップと、
   （ｄ）前記直流電圧が所定の閾値を下回った場合には前記多相交流電源から前記コンバータへの電源供給を停止するステップと
   を備え、
   前記所定の閾値には前記多相ダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用するコンバータの制御方法。
2. 前記ステップ（ｃ）では、前記直流電圧（Ｖ_dc）の変化率が所定値よりも小さくなったことを以て、前記復電を検出する、請求項１記載のコンバータの制御方法。
3. 前記ステップ（ｃ）では、前記多相交流電源（１００）の出力の位相が所定の値を得たことを以て、前記復電を検出する、請求項１記載のコンバータの制御方法。
4. 前記ステップ（ｃ）では、前記多相交流電源（１００）の前記復電を検出したのち、所定期間経過後に、前記コンバータ（３００）の動作を通常動作に戻す、請求項３記載のコンバータの制御方法。
5. 多相ダイオードブリッジを含み、多相交流電源（１００）から直流電圧（Ｖ_dc）を得るコンバータ（３００）の動作を、前記多相交流電源の停電が検出されたことを契機として前記コンバータの動作をダイオード整流器の動作に切り替えるゲートブロック（１１２）と、
   前記直流電圧が所定の閾値を下回ったか否かを検出する低電圧検出部（１２０）と、
   前記直流電圧の復電を検出する復電検出部（１２１；１２２）と
   を備え、
   前記ゲートブロックは、
   前記直流電圧が所定の閾値を下回らない状況で前記多相交流電源の復電が検出された場合には、前記コンバータの動作を通常動作に戻し、
   前記直流電圧が所定の閾値を下回った場合には前記多相交流電源から前記コンバータへの電源供給を停止し、
   前記所定の閾値には前記多相ダイオードブリッジへの突入電流を回避できる最低電圧を採用する、コンバータの制御装置。
6. 前記復電検出部（１２１）は、前記直流電圧（Ｖ_dc）の変化率が所定値よりも小さくなったことを以て、前記復電を検出する、請求項５記載のコンバータの制御装置。
7. 前記復電検出部（１２１）は、前記多相交流電源（１００）の出力の位相が所定の値を得たことを以て、前記復電を検出する、請求項５記載のコンバータの制御装置。
8. 前記ゲートブロック（１１２）は、前記多相交流電源（１００）の前記復電が検出されたのち、所定期間経過後に、前記コンバータ（３００）の動作を通常動作に戻す、請求項７記載のコンバータの制御装置。

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