JPWO2014030181A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

交流電源の電圧が変動しても負荷に一定の電圧を供給することができる電力変換装置を提供する。直流電源直列回路３０の両端に接続されるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との直列回路と、直流電源Ｐｓｐと直流電源Ｐｓｎとの接続点を中性点端子Ｏとし、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点を出力端子Ｕとし、出力端子Ｕと中性点端子Ｏと間にスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続し、中性点端子Ｏに端子Ｓが接続される交流電源の端子Ｒと出力端子Ｕとの間にスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の中から選択した第１の素子と第２の素子とを休止期間を挟んで相補的にオンオフさせる。

Description

本発明は、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、安定した電圧を負荷に供給することができる電力変換装置に関する。
図１７は、特許文献１に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。この電力変換装置は、交流電源の電圧を一旦直流電圧に変換し、直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給する。
図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ回路、４はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷である。コンデンサ２は、交流電源１の両端に接続されている。
コンバータ回路３の交流入力端子は、交流電源１の一端に接続されている。コンバータ回路３内において、リアクトルＬの一端は交流入力端子に接続されている。リアクトルＬの他端はスイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎを直列接続したスイッチング素子直列回路の接続中点に接続されている。スイッチング素子直列回路の両端には、コンデンサＣｐ，Ｃｎを直列接続したコンデンサ直列回路が接続されている。コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせて交流電源１の電圧を整流し、コンデンサＣｐ，Ｃｎを所定電圧に充電する。それぞれ所定電圧に充電されたコンデンサＣｐ，Ｃｎは、直流電源を形成している。
インバータ回路４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で構成されている。インバータ回路４は、コンバータ回路３の直流出力端子に接続されている。インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサＣｐ，Ｃｎからなる直流電源の電圧を交流電圧に変換する。
フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１とを直列接続して構成されている。フィルタ回路５の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続中点に接続されている。また、フィルタ回路５の他端は、コンデンサ直列回路の接続中点に接続されている。フィルタ回路５は、インバータ回路４が出力する交流電圧から高周波数成分を除去する。
負荷６の一端は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点に接続されている。また、負荷６の他端は、交流電源１の他端に接続されている。負荷６には、フィルタ回路５を介して、インバータ回路４から出力される交流電圧が供給される。
図１８は、特許文献２に開示されている常時商用給電方式の電力変換装置を説明するための図である。
図において、交流電源１と負荷との間には、スイッチ７とトランス８の二次巻線とが直列に接続されている。コンバータ回路３、インバータ回路４、フィルタ回路５およびコンデンサ２それぞれの間の接続関係は、図１７の実施形態と同じである。そして、コンバータ回路３の交流入力端子はトランス８の一次巻線の一端に接続されている。また、コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されるとともに、トランス８の一次巻線の他端に接続されている。そして、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点が、負荷６の一端に接続されている。
この電力変換装置は、交流電源１が健全時、その電圧を負荷に供給する。そして、交流電源１の電圧が低下したとき、コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせる。この動作により、交流電源１の電圧低下分を補うための補償電圧が、トランス８の一次側に発生する。この補償電圧は、トランス８を介して、交流電源１の電圧に重畳される。そして、交流電源１の電圧に補償電圧が重畳された電圧が、負荷６に供給される。この場合、コンデンサ直列回路の充電は、インバータ回路４によって行われる。
また、交流電源１が停電したとき、スイッチ７が開放される。そして、インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサ直列回路の直流電圧を交流電圧に変換して、負荷６に供給する。
特開平７−３３７０３６号公報 特開平１１−１７８２１６号公報
しかしながら、図１７に示した電力変換装置は、負荷６に交流電圧を供給するにあたり、コンバータ回路３とインバータ回路４を必要とする。そして、負荷に流れる電流は、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれのスイッチング素子を少なくとも各１回流れる。そのため、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれで、導通損失が発生する。また、コンバータ回路３およびインバータ回路４のスイッチング素子がオンオフ動作をするとき、各スイッチング素子には、コンデンサＣｐとＣｎとからなる直流電源の電圧が印加される。そのため、各スイッチング素子には、直流電源の電圧値に応じたスイッチング損失が発生する。
したがって、特許文献１に開示されている技術では、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失からなる電力損失が大きくなる。スイッチング素子の電力損失が大きいと、電力変換装置の変換効率の低下を招くという問題がある。
また、図１８に示した電力変換装置では、交流電源１の電圧低下を補償するために、トランス８が必要となる。トランス８は、商用周波数で機能する必要があるため大型となる。さらに、図１８に示した電力変換装置は、交流電源１の停電時、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作を切り替えて、負荷６に所定の交流電圧を供給する。
したがって、特許文献２に開示されている技術では、商用周波数のトランスを必要とし、電力変換装置の大型化を招くという問題がある。また、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作切替えに伴い、交流出力電圧に擾乱が発生するという問題がある。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、交流電源の電圧低下時および交流電源の停電時に、擾乱を発生させることなく交流電圧を出力できる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、電力損失を低減することができる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、電圧補償動作を行うにあたり、電圧重畳のための商用周波数のトランスを必要としない電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、スイッチング素子直列回路と第１と第２の双方向スイッチとからなるインバータ回路を備えた電力変換装置に適用される。インバータ回路の入力電源は、交流電源と、第１と第２の直流電源を直列接続してなり、その直列接続点である中性点端子が交流電源の一端に接続される直流電源直列回路である。インバータ回路の第１の出力端子はスイッチング素子直列回路の直列接続点であり、第２の出力端子は中性点端子である。
スイッチング素子直列回路は、正側スイッチング素子と負側スイッチング素子とを直列接続してなる。スイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路の正側端子と負側端子との間に接続される。第１の双方向スイッチは、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなる。第１の双方向スイッチは、交流電源の他端と第１の出力端子との間に接続される。第２の双方向スイッチは、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなる。第２の双方向スイッチは、第１と第２の出力端子の間に接続される。
この電力変換装置は、制御回路を備えている。制御回路は、正側と負側のスイッチング素子および第１から第４のスイッチ素子をオンオフ動作させるための制御信号を生成する。この制御回路は、各素子の制御信号を生成するにあたり、電圧指令の周期を複数の制御期間に分割する。制御回路は、各制御期間において、正側と負側のスイッチング素子および第１から第４のスイッチ素子の中から第１と第２の素子を選択する。各制御期間における第１と第２の素子の選択は、交流電源の電圧と電圧指令との大小関係に基づいて行われる。第１と第２の素子の制御信号は、各制御期間においてパルス幅変調されており、休止期間を挟んで相補的にオンオフする信号である。また、制御回路は、各制御期間において、第１と第２の素子として選択した素子以外の各素子に対し、それぞれをオンまたはオフさせるための制御信号を生成する。
電力変換装置は、このように生成された制御信号に基づいて、第１の制御モードで動作する。電力変換装置が第１の制御モードで動作すると、第１と第２の出力端子の間に、電圧指令に対応する電圧が出力される。この出力電圧は、各制御期間において、交流電源の電圧と直流電源直列回路の正電圧と負電圧および中性点端子のゼロ電圧の４レベルの電圧のうちの２レベルの電圧を組み合わせた電圧である。各制御期間における出力電圧の平均値は、電圧指令に等しい。
電力変換装置が第１の制御モードで動作するとき、電力変換装置は、所定の条件に基づいて、各制御期間を領域１〜領域７のいずれかに区分する。
電圧指令がゼロ電圧以上であってかつ交流電源の電圧がゼロ電圧以下の制御期間は、領域１に属する。この領域では、制御回路は、正側スイッチング素子を第１の素子とし、第４のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、負側スイッチング素子および第１と第２のスイッチ素子をオフする制御信号と、第３のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の正電圧とゼロ電圧が出力される。
電圧指令がゼロ電圧以上かつ交流電源の電圧がゼロ電圧より大きくかつ電圧指令が交流電源の電圧より大きい制御期間は、領域２に属する。この領域では、制御回路は、正側スイッチング素子を第１の素子とし、第２のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、負側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号と、第１のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の正電圧と交流電源の電圧が出力される。
電圧指令がゼロ電圧以上かつ交流電源の電圧がゼロ電圧より大きくかつ電圧指令が交流電源の電圧以下の制御期間は、領域３に属する。この領域では、制御回路は、第１のスイッチ素子を第１の素子とし、第４のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側と負側スイッチング素子をオフする制御信号と、第２と第３のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧とゼロ電圧とが出力される。
電圧指令および交流電源の電圧が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ電圧指令が交流電源の電圧以上の制御期間は、領域４に属する。この領域では、制御回路は、第２のスイッチ素子を第１の素子とし、第３のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側と負側スイッチング素子をオフする制御信号と、第１と第４のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧とゼロ電圧とが出力される。
電圧指令および交流電源の電圧が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ電圧指令が交流電源の電圧より小さい制御期間は、領域５に属する。この領域では、制御回路は、負側スイッチング素子を第１の素子とし、第１のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号と、第２のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の負電圧と交流電源の電圧が出力される。
電圧指令が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ交流電源の電圧がゼロ電圧以上の制御期間は、領域６に属する。この領域では、制御回路は、負側スイッチング素子を第１の素子とし、第３のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側スイッチング素子および第１と第２のスイッチ素子をオフする制御信号と、第４のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の負電圧とゼロ電圧が出力される。
電圧指令と交流電源の電圧との間の偏差が予め定められた範囲内にある制御期間は、領域７に属する。この領域は、領域１から領域６に優先して選択される。この領域では、制御回路は、第１の双方向スイッチ（第１と第２のスイッチ素子）をオンし、正側と負側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧が出力される。
電力変換装置は、交流電源が健全であるときは領域７で動作し、交流電源に異常が生じたときは領域１〜領域６のいずれかの領域で動作する。領域間の移動は、電圧指令と交流電源の電圧の大小関係に基づく同一の論理処理によって行われる。したがって、電力変換装置は、交流電源の停電を検出する必要がない。また、電力変換装置の出力電圧は、領域間の移動時においても電圧指令に対応する電圧に維持されるため、出力電圧の擾乱は発生しない。
また、電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチの両端に印加される電圧を、直流電源直列回路の両端電圧よりも低い電圧とすることができる。その結果、この電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチのスイッチング損失を低減することができる。
また、この電力変換装置は、休止期間を含む全ての制御期間で、フィルタ回路または負荷に備えられているリアクトルに流れる電流の経路を構成することができる。具体的には、第１または第２の素子として選択されたスイッチ素子と逆並列に接続されたスイッチ素子を常にオンすることにより、リアクトルに流れる電流の経路が遮断されることによるサージ電圧を抑制することができる。
また、この電力変換装置は、電圧指令を交流電源の電圧に同期させるとともに、交流電源の電圧周期を、第１の期間と第２の期間と第３の期間とに分割する。第１の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧以上となる期間である。第２の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧以下となる期間である。第３の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある期間である。さらに、この電力変換装置は、第１の期間と第２の期間のとき、第１の制御モードで動作する。この電力変換装置は、第３の期間のとき、第１の双方向スイッチ（第１と第２のスイッチ素子）をオンさせるとともに、他の素子を全てオフさせる第２の制御モードで動作する。
第２の制御モードで動作するとき、負荷に流れる電流は、第１の双方向スイッチの一方のスイッチ素子のみを通過する。また、全ての素子は、オンオフ動作を行わない。また、この電力変換装置は、第１の基準電圧をゼロ電圧よりも高い電圧とし、第２の基準電圧をゼロ電圧よりも低い電圧とする。これにより、この電力変換装置は、交流電源の電圧のゼロクロス付近において、領域の誤判定を防止する。その結果、この電力変換装置は、リアクトルに流れる電流の経路が遮断されることによるサージ電圧を抑制することができる。
また、第１の制御モードから第２の制御モードへの切り替えを、第１と第２のスイッチ素子が同時にオンしているときに行う。そうすれば、電力変換装置は、第１から第２の制御モードへの切り替え時に、休止期間を設ける必要がない。
本発明によれば、交流電源の停電を検出することなく、電圧指令に従った交流電圧を出力することができる。また、本発明によれば、電力変換装置の電力損失を低減することができる。また、本発明によれば、インバータ出力に接続される誘導性素子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
本発明の実施形態を説明するための図である。 双方向スイッチの実施形態を説明するための図である。 制御回路の動作を説明するためのブロック図である。 各領域における各素子の制御信号を説明するための図である。 領域１における交流出力電圧を説明するための図である。 領域２における交流出力電圧を説明するための図である。 領域３における交流出力電圧を説明するための図である。 領域４における交流出力電圧を説明するための図である。 領域５における交流出力電圧を説明するための図である。 領域６における交流出力電圧を説明するための図である。 各領域における各素子の制御信号を説明するための図である。 領域７における交流出力電圧を説明するための図である。 期間１〜３を説明するための図である。 期間１〜３における各素子の動作を説明するための図である。 本発明の他の実施形態を説明するための図である。 本発明の他の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図１〜図１６を用いて説明する。
図１は、本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図において、１は交流電源、２はコンデンサ、３０は直流電源直列回路、４０はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷、１００は制御回路である。交流電源１は、端子Ｒと端子Ｓとを有する単相交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。
直流電源直列回路３０は、正側の直流電源Ｐｓｐ（第１の直流電源）と負側の直流電源Ｐｓｎ（第２の直流電源）とを直列接続してなる直流電源である。直流電源直列回路３０の正側端子Ｐは、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐを出力する。直流電源直列回路３０の負側端子Ｎは、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎを出力する。直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏは、直流電源直列回路３０の中性点電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）を出力する。直流電源直列回路３０は、図１７に示したコンバータ回路３または同等の機能を有する回路によって実現することができる。
交流電源１の端子Ｓは、直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏに接続される。交流電源１の端子Ｒは、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。
インバータ回路４０は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび電圧Ｖｒの４レベルの電圧を用いて、単相の交流電圧を出力する。インバータ回路４０の構成および動作は以下のとおりである。
インバータ回路４０は、スイッチング素子直列回路と第１と第２の双方向スイッチとで構成されている。スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路である。第１の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した回路である。第２の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続した回路である。
スイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐと負側端子Ｎの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続点は、出力端子Ｕ（第１の出力端子）に接続される。出力端子Ｖ（第２の出力端子）は、中性点端子Ｏに接続される。
第１の双方向スイッチは、出力端子Ｕと端子Ｒとの間に接続される。第２の双方向スイッチは、出力端子Ｕと中性点端子Ｏとの間に接続される。具体的には、第１の双方スイッチのスイッチ素子Ｓ１のコレクタ端子側が端子Ｒに接続され、スイッチ素子Ｓ１のエミッタ端子側が出力端子Ｕに接続される。また、第２の双方向スイッチのスイッチ素子Ｓ４のコレクタ端子側が出力端子Ｕに接続され、スイッチ素子Ｓ４のエミッタ端子側が中性点端子Ｏに接続される。
出力端子Ｕ，Ｖは、フィルタ回路５を介して負荷６に接続される。フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１の直列回路で構成されている。負荷６は、コンデンサＣｆ１の両端に接続される。
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このような構成に限られない。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源１の周波数に対して十分に高い周波数でオンオフ動作ができる他の半導体素子を用いて構成しても良い。
また、第１と第２の双方向スイッチは、２つの逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列に接続して構成した回路である。この双方向スイッチは、一方のスイッチ素子をオンすることによって一方向に電流を通電することができ、他方のスイッチ素子をオンすることによって他方向に電流を通電することができる。また、この双方向スイッチは、両方のスイッチ素子をオンすることによって両方向に電流を通電することができる。
双方向スイッチは、図２（ａ）〜図２（ｃ）に示す構成からなる回路、または同等の機能および効果を有する回路であっても良い。図２（ａ）は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとを直列接続した２組の回路を逆並列に接続した回路である。図２（ｂ）は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴにダイオードを逆並列に接続した２組の回路を逆直列に接続して構成した回路である。図２（ｃ）は、図２（ｂ）の回路において、ＩＧＢＴをＭＯＳＦＥＴに置き換えて構成した回路である。
上記インバータ回路４０の構成において、スイッチング素子Ｑ１がオンすることによって、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐが出力端子Ｕに出力される。スイッチング素子Ｑ２がオンすることによって、直流電源直列回路３０の負電圧Ｖｎが出力端子Ｕに出力される。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のいずれかまたは両方がオンすることによって、交流電源１の電圧Ｖｒが出力端子Ｕに出力される。スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４のいずれかまたは両方がオンすることによって、中性点端子Ｏのゼロ電圧Ｖｚが出力端子Ｕに出力される。
後述のとおり、インバータ回路４０は、制御回路１００で生成された制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ動作させる。このオンオフ動作により、インバータ回路４０は、出力端子Ｕと出力端子Ｖとの間（出力端子Ｕ−Ｖ間）に、電圧指令Ｖｕ＊に対応する電圧Ｖｕを出力する。電圧指令Ｖｕ＊は、負荷６に供給されるべき交流電圧の周波数と振幅を有する電圧指令である。
インバータ回路４０から出力される電圧Ｖｕはパルス幅変調されており、多くの高調波成分を含んでいる。インバータ回路４０から出力される交流電圧Ｖｕは、フィルタ回路５によって高調波成分が除去され、負荷６に供給される。
電圧検出器３０１は、交流電源１の電圧Ｖｒを検出する。電圧検出器４０１は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐを検出する。電圧検出器４０２は、直流電源直列回路３０の負電圧Ｖｎを検出する。検出された電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐおよび負電圧Ｖｎは、制御回路１００に入力される。
制御回路１００は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ動作させるための制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４を生成する。各制御信号は、制御期間ごとに、電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎおよびゼロ電圧Ｖｚに基づいて生成される。制御期間は、後述するキャリア信号Ｓｃの周期に対応する期間である。
この制御期間によって定まる各素子のオンオフ周波数（スイッチング周波数）は、電圧指令の周波数に対して十分高い周波数であるのが望ましい。例えば、電圧指令の周波数が商用周波数の場合、スイッチング周波数は１ｋＨｚ以上であるのが好ましい。また、制御周期は、必ずしも、電圧指令に同期している必要はなく、非同期であっても良い。
制御回路１００が各制御信号を生成する動作を、図３を用いて説明する。なお、制御モード判定回路１１８は、交流電源１の電圧周期を期間１〜３の３つの期間に分割する場合に必要な回路である。この回路を用いる場合の電力変換装置の動作については後述する。
まず、電圧検出器３０１によって検出された電圧Ｖｒが、電圧指令生成回路１１１に入力される。電圧指令生成回路１１１は、電圧Ｖｒに基づいて、電圧指令Ｖｕ＊を生成する。生成された電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒとともに、電圧判定回路１１２に入力される。電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒに同期し、交流電源１の定格電圧と等しい振幅を有する電圧指令である。
電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒと非同期の電圧指令とすることもできる。また、電圧指令Ｖｕ＊は、交流電源１の定格電圧と異なる振幅を有する電圧指令とすることもできる。
電圧判定回路１１２は、電圧Ｖｒと電圧指令Ｖｕ＊とを用いて、該当する制御期間が属する領域信号δを出力する。領域信号δは、領域１〜領域６に分類されている。
パルス幅指令選択回路１１３は、電圧指令Ｖｕ＊，電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎおよび領域信号δを入力として、パルス幅指令αを生成する。パルス幅指令αは、制御期間に対して、後述するＨアーム素子がオンしている時間の比率である。
比較器１１４は、パルス幅指令αとキャリア信号生成回路１１６から出力されるキャリア信号Ｓｃとを比較してＨアーム素子（第１の素子）の制御信号Ｈｏｎを生成する。制御信号Ｈｏｎは、当該制御期間において、パルス幅指令αに対応して定められた期間「Ｈ」となり、その後「Ｌ」となる信号である。
論理反転器１１７は、制御信号Ｈｏｎの論理を反転して、Ｌアーム素子（第２の素子）の制御信号Ｌｏｎを生成する。
パルス分配回路１１５は、制御信号Ｈｏｎ，Ｌｏｎおよび領域信号δを入力とする。パルス分配回路１１５は、これらの信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４を生成する。なお、制御信号Ｈｏｎ，Ｌｏｎがどの素子に分配されるかは、後述する。
次に、電圧判定回路１１２が生成する領域信号δと、パルス幅指令選択回路１１３が生成するパルス幅指令αおよびパルス分配回路１１５が生成する制御信号の関係を、図４を用いて説明する。
図において、「電圧指令（Ｖｕ＊）」欄、「交流電源電圧（Ｖｒ）」欄および「ＶｒとＶｕ＊の比較」欄は、電圧判定回路１１２が行う領域判定の条件を示している。「δ(領域)」欄は、その条件で判定した領域を示している。「α（パルス幅指令）」欄は、パルス幅指令選択回路１１３が生成するパルス幅指令αの算出式を示している。「制御信号」欄は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４の状態を示している。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ≦Ｖｚのとき、当該制御期間を領域１と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ＞ＶｚかつＶｕ＊＞Ｖｒのとき、当該制御期間を領域２と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ＞ＶｚかつＶｕ＊≦Ｖｒのとき、当該制御期間を領域３と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ＜ＶｚかつＶｕ＊≧Ｖｒのとき、当該制御期間を領域４と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ＜ＶｚかつＶｕ＊＜Ｖｒのとき、当該制御期間を領域５と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ≧Ｖｚのとき、当該制御期間を領域６と判定する。
また、各領域におけるパルス幅指令αは次式（１）〜（６）を用いて算出される。
Figure 2014030181
ここで、領域１〜６のそれぞれで、Ｈアーム素子およびＬアーム素子として選択される素子は、予め定められている。図４では、各領域においてＨアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｈｏｎ」、Ｌアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｌｏｎ」で示している。Ｈアーム素子は、制御信号Ｈｏｎが「Ｈ」のときオンし、制御信号Ｈｏｎが「Ｌ」のときオフする。また、Ｌアーム素子は、制御信号Ｌｏｎが「Ｈ」のときオンし、制御信号Ｌｏｎが「Ｌ」のときオフする。
ただし、Ｈアーム素子は、制御信号Ｈｏｎが「Ｈ」になってから休止期間Ｔｄの間はオフ状態を維持し、その後オンする。また、Ｌアーム素子は、制御信号Ｌｏｎが「Ｈ」になってから休止期間Ｔｄの間はオフ状態を維持し、その後オンする。休止期間Ｔｄは、Ｈアーム素子とＬアーム素子とが同時にオンするのを防止するために設けられる期間である。
また、領域１〜６のそれぞれで、オンアーム素子およびオフアーム素子として選択される素子も、予め定められている。図４では、オンアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｈ」、オフアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｌ」で示している。オンアーム素子は、当該制御期間において、常にオンしている。オフアーム素子は、当該制御期間において、常にオフしている。
次に、当該制御期間が領域１のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図５を参照して説明する。
領域１では、スイッチング素子Ｑ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ３がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域１における制御信号Ｇ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ４が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ３が「Ｈ」、制御信号Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２が「Ｌ」となる。
図５（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図５（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域１の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図５（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に正電圧Ｖｐ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ１が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ１は、数式（１）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ１が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間は、時間ＴＨ１に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ１に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ１’とし、この時間ＴＨ１’に基づいて制御信号Ｇ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れている制御期間においてスイッチング素子Ｑ１がオンしているとき、直流電源Ｐｓｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源Ｐｓｐの経路１ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→出力端子Ｕ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図５（ｃ）と図５（ｇ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路１ａ，１ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れている制御期間においてスイッチ素子Ｓ４がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ４がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ１のダイオード→直流電源Ｐｓｐ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ４のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域１にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域２のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図６を参照して説明する。
領域２では、スイッチング素子Ｑ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ２がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ１がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域２における制御信号Ｇ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ２が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ１が「Ｈ」、制御信号Ｇ２，Ｇｓ３，Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
図６（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図６（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域２の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図６（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に正電圧Ｖｐ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ２が経過した後に交流電源の電圧Ｖｒ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ２は、数式（２）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ２が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間は、時間ＴＨ２に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ２に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ２’とし、この時間ＴＨ２’に基づいて制御信号Ｇ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ１がオンしているとき、直流電源Ｐｓｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源Ｐｓｐの経路２ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路２ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。図６（ｃ）と図６（ｅ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路２ａ，２ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ２がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路２ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ１のダイオード→直流電源Ｐｓｐ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路２ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ２のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域２にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域３のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図７を参照して説明する。
領域３では、スイッチ素子Ｓ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域３における制御信号Ｇｓ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ４が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇ２が「Ｌ」となる。
図７（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図７（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域３の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図７（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ３が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ３は、数式（３）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ３が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチ素子Ｓ１がオンしている時間は、時間ＴＨ３に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ３に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ３’とし、この時間ＴＨ３’に基づいて制御信号Ｇｓ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ１がオンしているとき、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路３ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。そして、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→中性点端子Ｏ→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路３ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図７（ｅ）と図７（ｇ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路３ａ、３ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ４がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路３ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ４がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路３ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ４のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域３にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域４のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図８を参照して説明する。
領域４では、スイッチ素子Ｓ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ３がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域４における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇ３が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇ２が「Ｌ」となる。
図８（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図８（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域４の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図８（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ４が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ４は、数式（４）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ４が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチ素子Ｓ２がオンしている時間は、時間ＴＨ４に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ４に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ４’とし、この時間ＴＨ４’に基づいて制御信号Ｇｓ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ２がオンしているとき、交流電源１→交流端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路４ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。そして、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路４ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図８（ｆ）と図８（ｈ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路４ａ，４ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ３がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→出力端子Ｕ→フィルタ回路５および負荷６の経路４ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ３がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路４ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域４にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域５のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図９を参照して説明する。
領域５では、スイッチング素子Ｑ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ１がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ２がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域５における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ１が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ２が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇｓ３、Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
図９（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図９（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域５の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図９（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に負電圧Ｖｎ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ５が経過した後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ５は、数式（５）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ５が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時間は、時間ＴＨ５に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ５に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ５’とし、この時間ＴＨ５’に基づいて制御信号Ｇ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ２がオンしているとき、直流電源Ｐｓｎ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｐｓｎの経路５ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路５ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。図９（ｄ）と図９（ｆ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路５ａ，５ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ１がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路５ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→直流電源Ｐｓｎ→スイッチング素子Ｑ２のダイオード→フィルタ回路５および負荷６の経路５ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域５にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域６のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図１０を参照して説明する。
領域６では、スイッチング素子Ｑ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ３がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ４がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域５における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ３が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ４が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇｓ１、Ｇｓ２が「Ｌ」となる。
図１０（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図１０（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域６の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図１０（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に負電圧Ｖｎ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ６が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ６は、数式（６）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ６が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時間は、時間ＴＨ６に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ６に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ６’とし、この時間ＴＨ６’に基づいて制御信号Ｇ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ２がオンしているとき、直流電源Ｐｓｎ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｐｓｎの経路６ａで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路６ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図１０（ｄ）と図１０（ｈ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記６ａ，６ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ３がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路６ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ３がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→直流電源Ｐｓｎ→スイッチング素子Ｑ２のダイオード→フィルタ回路５および負荷６の経路６ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域６にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
上述のとおり、本実施形態に係る電力変換装置は、制御期間毎に、Ｈアーム素子とＬアーム素子とを選択する。そして、電力変換装置は、それぞれの制御期間内で、Ｈアーム素子とＬアーム素子とをパルス幅変調された時間幅で相補的にオンオフさせて、出力端子Ｕ−Ｖ間に電圧Ｖｕを出力する。各制御期間において、電圧Ｖｕの平均電圧は電圧指令Ｖｕ＊に等しい。すなわち、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎおよびゼロ電圧Ｖｚの４レベルの電圧を用いて、電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを負荷６に供給する。この動作において、電圧重畳のための商用周波数のトランスは不要である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１の電圧と第２の電圧との間でオンオフ動作を行う。図１および図５〜図１０からも明らかなように、第１の電圧と第２の電圧との間の電圧差は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐと負電圧Ｖｎとの間の電圧差に比べて小さい。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐと負電圧Ｖｎとの間でターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失よりも小さくなる。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置のスイッチング周波数を、図１７に示したインバータ回路４のスイッチング周波数と同じとすると、この電力変換装置は、図１７に示したインバータ回路４よりも電力損失を低減することができる。
また、本実施形態に係る電力変換装置の交流出力電圧Ｖｕは、第１の電圧と第２の電圧との間で変化する。したがって、リアクトルＬｆ１に印加される電圧が小さくなる。
リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流は、電圧時間積（電圧の変化幅×電圧のパルス幅）に比例し、インダクタンス値に反比例する。インダクタンス値が同じ場合、この電力変換装置では、電圧時間積が小さくなるため、リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流が小さくなる。リプル電流が小さくなるとリアクトルＬｆ１の損失（主に鉄損）が小さくなる。したがって、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１の損失を低減することができる。
一方、リプル電流を同じにする場合、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を小さくすることができる。したがって、この電力変換装置は、この場合、リアクトルＬｆ１を小型化することができる。
また、本実施形態に係る電力変換装置は、全てのスイッチング素子およびスイッチ素子がオフしているときも、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路を構成することができる。したがって、この電力変換装置は、各制御期間において、リアクトルＬｆ１の誘導性エネルギーによるサージ電圧の発生を抑制することができる。また、この電力変換装置は、出力端子Ｕ−Ｖ間に負荷６が直接接続されている場合であっても、回路のインダクタンス成分によるサージ電圧の発生を抑制することができる。
ところで、本実施形態に係る電力変換装置は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐよりも高い電圧および負電圧Ｖｎよりも低い電圧を出力することができない。したがって、電圧指令Ｖｕ＊が正電圧Ｖｐよりも大きいとき、および、電圧指令Ｖｕ＊が負電圧Ｖｎよりも小さいとき、全ての素子をオフするなどの保護動作を行うのが適切である。
また、電圧指令Ｖｕ＊が正電圧Ｖｐよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１を常にオン状態に維持しても良い。そして、電圧指令Ｖｕ＊が負電圧Ｖｎよりも小さいとき、スイッチング素子Ｑ２を常にオン状態に維持するようにしても良い。
また、交流電圧Ｖｕを交流電源１の電圧Ｖｒに同期させるのが好適である。交流出力電圧Ｖｕを交流電源１の電圧Ｖｒに同期させれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧をより小さくすることができる。その結果、これらの素子で発生するスイッチング損失をさらに低減することができる。
次に、領域１〜領域６に加えて、交流電源１の電圧を出力端子Ｕ−Ｖ間に出力するための領域７を備えた実施形態について説明する。
図１１は、図１に示した電力変換装置が、図４に示した領域１〜領域６に加えて、領域７で動作する場合のパルス幅指令αおよび素子のオンオフ状態の関係を説明するための図である。
図１２は、交流電源１の電圧Ｖｒが正極性の場合において、領域７における交流出力電圧Ｖｕとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の動作を説明するための図である。図１２（ａ）は、当該制御期間において、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕを示している。図１２（ｂ）〜（ｇ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を示している。図１２（ｄ）において斜線を施した部分は、当該素子において回路電流が流れている期間を示している。
この実施形態において、電力変換装置および制御回路の構成は、図１に示した電力変換装置の構成および図３に示した制御回路１００の構成と同じである。また、領域１〜領域６における電力変換装置の動作は、上述した動作と同様である。したがって、領域１〜領域６の動作説明と重複する動作については、その説明を省略する。
まず、図３において、検出された交流電源１の電圧Ｖｒが、電圧指令生成回路１１１に入力される。電圧指令生成回路１１１は、入力された電圧Ｖｒに基づいて、電圧指令Ｖｕ＊を生成する。生成された電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒとともに、電圧判定回路１１２に入力される。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、｜Ｖｕ＊−Ｖｒ｜＜ΔＶｕ＊の条件を満たすとき、当該制御期間を領域７と判定する。そして、電圧判定回路１１２は、領域７を示す領域信号δを出力する。
ここで、ΔＶｕ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒの値が、電圧指令Ｖｕ＊の値に対して所定の範囲内にあることを判定するための基準量である。負荷６が電圧指令Ｖｕ＊±１０％の範囲で入力電圧の変動を許容する場合、基準量ΔＶｕ＊は、電圧指令Ｖｕ＊の１０％に相当する量である。基準量ΔＶｕ＊は、他の条件によって定められた量であっても良い。
パルス幅指令選択回路１１３は、領域７を示す領域信号δが入力されると、パルス幅指令αを１．０に固定する。パルス幅指令αが１．０の場合、比較器１１４は、キャリア信号Ｓｃの大きさに関わらず、当該制御期間を通じてＨアーム素子をオンさせる制御信号Ｈｏｎを生成する。すなわち、当該制御期間において、Ｈアーム素子の制御信号Ｈｏｎは常にハイレベルであり、Ｌアーム素子の制御信号Ｌｏｎは常にローレベルである。
当該制御期間が領域７のとき、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４がＬアーム素子に選択される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４がオフアーム素子に選択される。すなわち、電圧判定回路１１２から領域７を示す領域信号δが出力された場合、Ｈアーム素子およびＬアーム素子は選択されない。したがって、図１１の領域７における制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２が「Ｈ」となる。また、制御信号Ｇ１，Ｇ２および制御信号Ｇｓ３，Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
上記制御信号に基づいてインバータ回路４０が動作すると、当該制御期間において、図１１（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間を通じて交流電源１の電圧Ｖｒとなる。
当該制御期間において、インバータ回路４０の回路電流は、スイッチ素子Ｓ１がオンしているので、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１経路７ａで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。
一方、交流電源１の電圧Ｖｒが負極性のとき、インバータ回路４０の回路電流は、スイッチ素子Ｓ２がオンしているので、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路７ｂで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。
この回路電流は、当該制御期間の間、上記経路７ａまたは経路７ｂを流れ続ける。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
領域７に属する制御期間では、スイッチ素子Ｓ１またはＳ２のいずれかに回路電流が流れる。したがって、電流通電によって損失を発生させるのはスイッチ素子Ｓ１またはＳ２だけである。また、この制御期間では、全ての素子がオンオフ動作を行わないため、スイッチング損失が発生しない。
したがって、電力変換装置は、上記領域７の動作を行うと、さらに電力損失を低減することができる。特に、電圧指令Ｖｕ＊を交流電源１の電圧Ｖｒに同期させた場合、電力変換装置は、多くの期間において領域７で動作することができる。したがって、この場合には、電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。
なお、図１に示した電力変換装置は、電圧指令Ｖｕ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの関係によって、上記領域１〜７を組み合わせて動作することができる。たとえば、この電力変換装置は、交流電源１が健全なときは領域７で動作する。そして、交流電源１が異常になったとき、この電力変換装置は、領域１〜領域６のいずれかの領域で動作する。
そして、領域間の移動は、交流電源の停電時を含め、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの大小関係に基づく同一の論理処理によって行われる。したがって、電力変換装置は、交流電源の停電を検出する必要がない。また、電力変換装置の出力電圧は、領域間の移動時においても、電圧指令に対応する電圧に維持される。したがって、この電力変換装置は、交流電源１の健全時および停電を含む異常時において、制御動作の切り替わりによる出力電圧の擾乱を発生しない。
ところで、交流電源１の電圧Ｖｒにリプルなどが含まれていると、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後において、電圧判定回路１１２が、領域３と領域４を誤判定する可能性がある。領域３と領域４の誤判定は、交流電源１の電源短絡に至る虞がある。
このような場合、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を期間１〜３の３つの期間に分割するのが、好適である。
例えば、電力変換装置は、期間１と期間２のとき、上述の領域３または領域４で動作する（第１の制御モード）。一方、電力変換装置は、期間３のとき、後述する第２の制御モードで動作する。
まず、図３において、制御モード判定回路１１８は、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を、期間１〜期間３に分割する。期間１〜期間３は、交流電源１の電圧Ｖｒと第１の基準電圧および第２の基準電圧との大小関係に基づいて分割される。
期間１（第１の期間）は、交流電源１の電圧Ｖｒが第１の基準電圧以上の期間である。期間２（第２の期間）は、電圧Ｖｒが第２の基準電圧以下の期間である。期間３（第３の期間）は、電圧Ｖｒが第１の基準電圧より小さく、かつ第２の基準電圧より大きい期間である。
なお、第１の基準電圧は、ゼロ電圧Ｖｚよりも少し大きい値に設定された電圧である。第２の基準電圧は、ゼロ電圧Ｖｚよりも少し小さい値に設定された電圧である。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、第３の期間を、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後の限られた期間とすることができる。
次に、当該制御期間が期間１または期間２にあるとき、制御モード判定回路１１８は、制御モード信号Ｍを第１の制御モードに設定して出力する。また、当該制御期間が期間３にあるとき、制御モード判定回路１１８は、制御モード信号Ｍを第２の制御モードに設定して出力する。制御モード信号Ｍは、電圧指令生成回路１１１と電圧判定回路１１２に入力される。
以下では、主に、制御モード信号Ｍが第２の制御モードのときの制御回路１００の動作および電力変換装置の動作を、図１３および図１４を用いて説明する。なお、制御モード信号Ｍが第１の制御モードのときの制御回路１００の動作および電力変換装置の動作は、図３〜図１２を用いて説明したとおりである。
図１３は、図１に示した電力変換装置が、交流電源１の電圧周期を期間１〜３の３つの期間に分割して動作する実施形態を説明するための図である。図１３には、交流電源１の電圧Ｖｒと併せて、インバータ回路４０の出力端子Ｕから出力されて負荷６に流れる電流Ｉｕも記載している。なお、インバータ回路４０の出力端子Ｕから出力される交流電圧Ｖｕは、交流電源１の電圧Ｖｒと同期している。
例えば、交流電源１の電圧Ｖｒを２５０ＶＡＣとし、出力電圧Ｖｕを２００ＶＡＣとする。そして、第１の基準電圧を１０Ｖ程度とし、第２の基準電圧を−１０Ｖ程度にする。この場合、期間１と期間３の間の切り替わりおよび期間２と期間３の間の切り替わりタイミングで生じる出力電圧Ｖｕの偏差（基本波成分の偏差）は、２Ｖ程度になる。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、出力電圧Ｖｕの波形ひずみに対する影響を軽微なものとすることができる。
図１４は、電圧指令Ｖｕ＊が交流電源１の電圧Ｖｒに同期し、かつ電圧指令Ｖｕ＊の振幅が交流電源１の電圧Ｖｒの振幅以下の場合の電力変換装置の動作を説明するための図である。この場合、電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚ以上のとき、領域３で動作する。また、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚより小さいとき、領域４で動作する。
なお、領域３または領域４で動作する場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は常にオフしている。したがって、図１４では、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の動作のみを示している。
まず、期間１のとき、電力変換装置は、領域３で動作する。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ２、Ｓ３を常にオン状態にするための制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３を生成する。また、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４を交互にオンオフ動作させるための制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４を生成する。制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチ素子Ｓ１がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ４がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチ素子Ｓ４がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ１がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチ素子Ｓ１がオンすることにより、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路で電流Ｉｕが流れる。スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ１に流れていた電流Ｉｕが、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路に転流する。スイッチ素子Ｓ１がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチ素子Ｓ４のオン期間およびスイッチ素子Ｓ４がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｕは、上記フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れ続ける。次にスイッチ素子Ｓ１がオンすると、スイッチ素子Ｓ３に流れていた電流Ｉｕが、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路に転流する。
電力変換装置のこの動作は、図７を用いて説明した領域３の動作と同様である。
なお、期間３から期間１に切り替わった直後において、電流Ｉｕの極性が負の場合がある。このとき、電流Ｉｕは、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路、またはフィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れる。
次に、期間２のとき、電力変換装置は、領域４で動作する。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ４を常にオン状態にするための制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４を生成する。また、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３を交互にオンオフ動作させるための制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３を生成する。制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチ素子Ｓ２がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ３がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチ素子Ｓ３がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ２がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチ素子Ｓ２がオンすることにより、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路で電流Ｉｕが流れる。スイッチ素子Ｓ２がオフすると、スイッチ素子Ｓ２に流れていた電流Ｉｕが、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路に転流する。スイッチ素子Ｓ２がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチ素子Ｓ３のオン期間およびスイッチ素子Ｓ３がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｕは、上記フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れ続ける。次にスイッチ素子Ｓ１がオンすると、スイッチ素子Ｓ４に流れていた電流Ｉｕが、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路に転流する。
電力変換装置のこの動作は、図８を用いて説明した領域４の動作と同様である。
なお、期間３から期間２に切り替わった直後において、電流Ｉｕの極性が正の場合がある。このとき、電流Ｉｕは、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路、またはフィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れる。
次に、期間３のとき、電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒを出力端子Ｕに出力する（第２の制御モード）。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を常にオン状態にし、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を常にオフ状態にするための制御信号Ｇｓ１〜Ｇｓ４を生成する。
スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が常にオンしているため、期間１後の期間３では、電流Ｉｕは、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路で流れる。また、期間２後の期間３では、電流Ｉｕは、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路で流れる。いずれの場合にもスイッチ素子のオンオフ動作は生じない。したがって、期間３において、リアクトルＬｆ１に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧は発生しない。
なお、期間１から期間３への切り替えは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。同様に、期間２から期間３への切り替えも、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。このタイミングで期間の切り替えを行えば、期間１または期間２におけるスイッチ素子のオンオフ状態を維持しながら期間３に移行することができる。そして、スイッチ素子のオンオフ動作が切り替わらないため、このタイミングで休止期間Ｔｄを挿入する必要がない。
このように、交流電源１のゼロクロス付近に期間３を設けると、電圧判定回路１１２において、領域３と領域４の誤判定を防止することができる。そして、期間３において、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のいずれか一方の素子にのみに電流Ｉｕが流れ、また、いずれの素子もオンオフ動作を行わないため、電力損失を低減することができる。また、常に電流Ｉｕが流れる経路が構成されているため、リアクトルＬｆ１に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。
なお、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後において、電圧判定回路１１２が、領域を誤判定する虞は、他の領域で動作している場合にも起こりうる。したがって、上記のように、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を期間１〜３の３つの期間に分割するのは、電力変換装置が他の領域で動作する場合にも有効である。
次に、図１５は、本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。この電力変換装置は、図１に示したインバータ回路を２組用いて、三相交流電源１１と三相負荷６０とをＶ結線接続している。すなわち、この電力変換装置において、交流電源１１の端子Ｓが負荷６０のＶ相端子と接続されるとともに、直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏと接続される。そして、交流電源１１の端子Ｒと負荷６０のＵ相端子との間にインバータ回路４１が接続される。また、交流電源１１の端子Ｔと負荷６０のＷ相端子との間にインバータ回路４２が接続される。
この電力変換装置において、インバータ回路４１は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｒｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子Ｕ−Ｖ間に交流電圧を出力する。また、インバータ回路４２は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｔｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子Ｗ−Ｖ間に交流電圧を出力する。
この電力変換装置は、各制御期間で、インバータ回路４１，４２に領域１〜領域６の動作をさせることができる。この動作により、図１〜図１２を用いて説明した実施形態と同様に、電力損失を低減することができる。また、領域間の移動を同一の論理処理によって行うことができるので、交流電源１１の停電を検出する必要がない。また、交流電源１１の停電時に、出力電圧Ｖｕに擾乱を生じることがない。
また、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の損失を低減することができ、または、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２を小型化することができる。
また、この電力変換装置は、各制御期間で、インバータ回路４１，４２に領域７の動作をさせることができる。この動作により、電力損失をより低減することができる。
また、この電力変換装置は、電圧指令の周期を期間１〜３に分けてインバータ回路４１，４２を動作させることができる。この動作により、図１１および図１２を用いて説明した実施形態と同様に、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２によるサージ電圧を低減することができる。
次に、図１６は、本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。この電力変換装置は、図１に示したインバータ回路を３組用いて、三相交流電源１１と三相負荷６０とをＹ結線接続している。すなわち、この電力変換装置は、交流電源１１の端子Ｒと負荷６０のＵ相端子との間にインバータ回路４１を接続し、交流電源１１の端子Ｓと負荷６０のＶ相端子との間にインバータ回路４３を接続し、交流電源１１の端子Ｔと負荷６０のＷ相端子との間にインバータ回路４２を接続している。また、この電力変換装置は、インバータ回路４１〜４３を直流電源直列回路に並列に接続している。
この電力変換装置において、インバータ回路４１は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｒの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＵにＵ相の交流電圧を出力する。また、インバータ回路４３は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＶにＶ相の交流電圧を出力する。また、インバータ回路４２は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｔの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＷにＷ相の交流電圧を出力する。
この電力変換装置は、各制御期間でインバータ回路４１〜４３に領域１〜領域６の動作をさせることができる。この動作において、電圧重畳のための商用周波数のトランスは不要である。この動作において、電圧重畳のための商用周波数のトランスは不要である。そして、電力変換装置は、この動作により、図１〜図１２を用いて説明した実施形態と同様に、電力損失を低減することができる。また、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の損失を低減することができ、または、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３を小型化することができる。
また、この電力変換装置は、各制御期間でインバータ回路４１〜４３に領域７の動作をさせることができる。この動作により、電力損失をより低減することができる。また、領域間の移動を同一の論理処理によって行うことができるので、交流電源１１の停電を検出する必要がない。また、交流電源１１の停電時に、出力電圧Ｖｕに擾乱を生じることがない。
また、この電力変換装置は、電圧指令の周期を期間１〜３に分けてインバータ回路４１〜４３を動作させることができる。この動作により、図１１および図１２を用いて説明した実施形態と同様に、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３によるサージ電圧を低減することができる。
本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用することができる。
１，１１ 交流電源
２，２１〜２３ コンデンサ
３，３１ コンバータ回路
３０ 直流電源直列回路
４，４０〜４３ インバータ回路
５，５１ フィルタ回路
６，６０ 負荷
１００〜１０２ 制御回路
本発明は、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、安定した電圧を負荷に供給することができる電力変換装置に関する。
図１７は、特許文献１に開示されている常時インバータ給電方式の電力変換装置を説明するための図である。この電力変換装置は、交流電源の電圧を一旦直流電圧に変換し、直流電圧を再度交流電圧に変換して負荷に供給する。
図において、１は単相の交流電源、２はコンデンサ、３はコンバータ回路、４はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷である。コンデンサ２は、交流電源１の両端に接続されている。
コンバータ回路３の交流入力端子は、交流電源１の一端に接続されている。コンバータ回路３内において、リアクトルＬの一端は交流入力端子に接続されている。リアクトルＬの他端はスイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎを直列接続したスイッチング素子直列回路の接続中点に接続されている。スイッチング素子直列回路の両端には、コンデンサＣｐ，Ｃｎを直列接続したコンデンサ直列回路が接続されている。コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせて交流電源１の電圧を整流し、コンデンサＣｐ，Ｃｎを所定電圧に充電する。それぞれ所定電圧に充電されたコンデンサＣｐ，Ｃｎは、直流電源を形成している。
インバータ回路４は、直列接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２で構成されている。インバータ回路４は、コンバータ回路３の直流出力端子に接続されている。インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサＣｐ，Ｃｎからなる直流電源の電圧を交流電圧に変換する。
フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１とを直列接続して構成されている。フィルタ回路５の一端は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続中点に接続されている。また、フィルタ回路５の他端は、コンデンサ直列回路の接続中点に接続されている。フィルタ回路５は、インバータ回路４が出力する交流電圧から高周波数成分を除去する。
負荷６の一端は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点に接続されている。また、負荷６の他端は、交流電源１の他端に接続されている。負荷６には、フィルタ回路５を介して、インバータ回路４から出力される交流電圧が供給される。
図１８は、特許文献２に開示されている常時商用給電方式の電力変換装置を説明するための図である。
図において、交流電源１と負荷との間には、スイッチ７とトランス８の二次巻線とが直列に接続されている。コンバータ回路３、インバータ回路４、フィルタ回路５およびコンデンサ２それぞれの間の接続関係は、図１７の実施形態と同じである。そして、コンバータ回路３の交流入力端子はトランス８の一次巻線の一端に接続されている。また、コンデンサ直列回路の接続中点は、交流電源１の他端に接続されるとともに、トランス８の一次巻線の他端に接続されている。そして、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１との接続点が、負荷６の一端に接続されている。
この電力変換装置は、交流電源１が健全時、その電圧を負荷に供給する。そして、交流電源１の電圧が低下したとき、コンバータ回路３は、スイッチング素子Ｑｐ，Ｑｎをオンオフさせる。この動作により、交流電源１の電圧低下分を補うための補償電圧が、トランス８の一次側に発生する。この補償電圧は、トランス８を介して、交流電源１の電圧に重畳される。そして、交流電源１の電圧に補償電圧が重畳された電圧が、負荷６に供給される。この場合、コンデンサ直列回路の充電は、インバータ回路４によって行われる。
また、交流電源１が停電したとき、スイッチ７が開放される。そして、インバータ回路４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせて、コンデンサ直列回路の直流電圧を交流電圧に変換して、負荷６に供給する。
特開平７−３３７０３６号公報 特開平１１−１７８２１６号公報
しかしながら、図１７に示した電力変換装置は、負荷６に交流電圧を供給するにあたり、コンバータ回路３とインバータ回路４を必要とする。そして、負荷に流れる電流は、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれのスイッチング素子を少なくとも各１回流れる。そのため、コンバータ回路３とインバータ回路４のそれぞれで、導通損失が発生する。また、コンバータ回路３およびインバータ回路４のスイッチング素子がオンオフ動作をするとき、各スイッチング素子には、コンデンサＣｐとＣｎとからなる直流電源の電圧が印加される。そのため、各スイッチング素子には、直流電源の電圧値に応じたスイッチング損失が発生する。
したがって、特許文献１に開示されている技術では、スイッチング素子の導通損失およびスイッチング損失からなる電力損失が大きくなる。スイッチング素子の電力損失が大きいと、電力変換装置の変換効率の低下を招くという問題がある。
また、図１８に示した電力変換装置では、交流電源１の電圧低下を補償するために、トランス８が必要となる。トランス８は、商用周波数で機能する必要があるため大型となる。さらに、図１８に示した電力変換装置は、交流電源１の停電時、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作を切り替えて、負荷６に所定の交流電圧を供給する。
したがって、特許文献２に開示されている技術では、商用周波数のトランスを必要とし、電力変換装置の大型化を招くという問題がある。また、コンバータ回路３とインバータ回路４の動作切替えに伴い、交流出力電圧に擾乱が発生するという問題がある。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、交流電源の電圧低下時および交流電源の停電時に、擾乱を発生させることなく交流電圧を出力できる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、電力損失を低減することができる電力変換装置を提供することである。また、本発明の目的は、電圧補償動作を行うにあたり、電圧重畳のための商用周波数のトランスを必要としない電力変換装置を提供することである。
上記目的を達成するため、本発明は、スイッチング素子直列回路と第１と第２の双方向スイッチとからなるインバータ回路を備えた電力変換装置に適用される。インバータ回路の入力電源は、交流電源と、第１と第２の直流電源を直列接続してなり、その直列接続点である中性点端子が交流電源の一端に接続される直流電源直列回路である。インバータ回路の第１の出力端子はスイッチング素子直列回路の直列接続点であり、第２の出力端子は中性点端子である。
スイッチング素子直列回路は、正側スイッチング素子と負側スイッチング素子とを直列接続してなる。スイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路の正側端子と負側端子との間に接続される。第１の双方向スイッチは、第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなる。第１の双方向スイッチは、交流電源の他端と第１の出力端子との間に接続される。第２の双方向スイッチは、第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなる。第２の双方向スイッチは、第１と第２の出力端子の間に接続される。
この電力変換装置は、制御回路を備えている。制御回路は、正側と負側のスイッチング素子および第１から第４のスイッチ素子をオンオフ動作させるための制御信号を生成する。この制御回路は、各素子の制御信号を生成するにあたり、電圧指令の周期を複数の制御期間に分割する。制御回路は、各制御期間において、正側と負側のスイッチング素子および第１から第４のスイッチ素子の中から第１と第２の素子を選択する。各制御期間における第１と第２の素子の選択は、交流電源の電圧と電圧指令との大小関係に基づいて行われる。第１と第２の素子の制御信号は、各制御期間においてパルス幅変調されており、休止期間を挟んで相補的にオンオフする信号である。また、制御回路は、各制御期間において、第１と第２の素子として選択した素子以外の各素子に対し、それぞれをオンまたはオフさせるための制御信号を生成する。
電力変換装置は、このように生成された制御信号に基づいて、第１の制御モードで動作する。電力変換装置が第１の制御モードで動作すると、第１と第２の出力端子の間に、電圧指令に対応する電圧が出力される。この出力電圧は、各制御期間において、交流電源の電圧と直流電源直列回路の正電圧と負電圧および中性点端子のゼロ電圧の４レベルの電圧のうちの２レベルの電圧を組み合わせた電圧である。各制御期間における出力電圧の平均値は、電圧指令に等しい。
電力変換装置が第１の制御モードで動作するとき、電力変換装置は、所定の条件に基づいて、各制御期間を領域１〜領域７のいずれかに区分する。
電圧指令がゼロ電圧以上であってかつ交流電源の電圧がゼロ電圧以下の制御期間は、領域１に属する。この領域では、制御回路は、正側スイッチング素子を第１の素子とし、第４のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、負側スイッチング素子および第１と第２のスイッチ素子をオフする制御信号と、第３のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の正電圧とゼロ電圧が出力される。
電圧指令がゼロ電圧以上かつ交流電源の電圧がゼロ電圧より大きくかつ電圧指令が交流電源の電圧より大きい制御期間は、領域２に属する。この領域では、制御回路は、正側スイッチング素子を第１の素子とし、第２のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、負側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号と、第１のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の正電圧と交流電源の電圧が出力される。
電圧指令がゼロ電圧以上かつ交流電源の電圧がゼロ電圧より大きくかつ電圧指令が交流電源の電圧以下の制御期間は、領域３に属する。この領域では、制御回路は、第１のスイッチ素子を第１の素子とし、第４のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側と負側スイッチング素子をオフする制御信号と、第２と第３のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧とゼロ電圧とが出力される。
電圧指令および交流電源の電圧が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ電圧指令が交流電源の電圧以上の制御期間は、領域４に属する。この領域では、制御回路は、第２のスイッチ素子を第１の素子とし、第３のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側と負側スイッチング素子をオフする制御信号と、第１と第４のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧とゼロ電圧とが出力される。
電圧指令および交流電源の電圧が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ電圧指令が交流電源の電圧より小さい制御期間は、領域５に属する。この領域では、制御回路は、負側スイッチング素子を第１の素子とし、第１のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号と、第２のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の負電圧と交流電源の電圧が出力される。
電圧指令が中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ交流電源の電圧がゼロ電圧以上の制御期間は、領域６に属する。この領域では、制御回路は、負側スイッチング素子を第１の素子とし、第３のスイッチ素子を第２の素子とする制御信号を生成する。また、制御回路は、正側スイッチング素子および第１と第２のスイッチ素子をオフする制御信号と、第４のスイッチ素子をオンする制御信号を生成する。この領域では、直流電源直列回路の負電圧とゼロ電圧が出力される。
電圧指令と交流電源の電圧との間の偏差が予め定められた範囲内にある制御期間は、領域７に属する。この領域は、領域１から領域６に優先して選択される。この領域では、制御回路は、第１の双方向スイッチ（第１と第２のスイッチ素子）をオンし、正側と負側スイッチング素子および第３と第４のスイッチ素子をオフする制御信号を生成する。この領域では、交流電源の電圧が出力される。
電力変換装置は、交流電源が健全であるときは領域７で動作し、交流電源に異常が生じたときは領域１〜領域６のいずれかの領域で動作する。領域間の移動は、電圧指令と交流電源の電圧の大小関係に基づく同一の論理処理によって行われる。したがって、電力変換装置は、交流電源の停電を検出する必要がない。また、電力変換装置の出力電圧は、領域間の移動時においても電圧指令に対応する電圧に維持されるため、出力電圧の擾乱は発生しない。
また、電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチの両端に印加される電圧を、直流電源直列回路の両端電圧よりも低い電圧とすることができる。その結果、この電力変換装置は、スイッチング素子および双方向スイッチのスイッチング損失を低減することができる。
また、この電力変換装置は、休止期間を含む全ての制御期間で、フィルタ回路または負荷に備えられているリアクトルに流れる電流の経路を構成することができる。具体的には、第１または第２の素子として選択されたスイッチ素子と逆並列に接続されたスイッチ素子を常にオンすることにより、リアクトルに流れる電流の経路が遮断されることによるサージ電圧を抑制することができる。
また、この電力変換装置は、電圧指令を交流電源の電圧に同期させるとともに、交流電源の電圧周期を、第１の期間と第２の期間と第３の期間とに分割する。第１の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧以上となる期間である。第２の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧以下となる期間である。第３の期間は、交流電源の電圧が第１の基準電圧と第２の基準電圧の間にある期間である。さらに、この電力変換装置は、第１の期間と第２の期間のとき、第１の制御モードで動作する。この電力変換装置は、第３の期間のとき、第１の双方向スイッチ（第１と第２のスイッチ素子）をオンさせるとともに、他の素子を全てオフさせる第２の制御モードで動作する。
第２の制御モードで動作するとき、負荷に流れる電流は、第１の双方向スイッチの一方のスイッチ素子のみを通過する。また、全ての素子は、オンオフ動作を行わない。また、この電力変換装置は、第１の基準電圧をゼロ電圧よりも高い電圧とし、第２の基準電圧をゼロ電圧よりも低い電圧とする。これにより、この電力変換装置は、交流電源の電圧のゼロクロス付近において、領域の誤判定を防止する。その結果、この電力変換装置は、リアクトルに流れる電流の経路が遮断されることによるサージ電圧を抑制することができる。
また、第１の制御モードから第２の制御モードへの切り替えを、第１と第２のスイッチ素子が同時にオンしているときに行う。そうすれば、電力変換装置は、第１から第２の制御モードへの切り替え時に、休止期間を設ける必要がない。
本発明によれば、交流電源の停電を検出することなく、電圧指令に従った交流電圧を出力することができる。また、本発明によれば、電力変換装置の電力損失を低減することができる。また、本発明によれば、インバータ出力に接続される誘導性素子に生じるサージ電圧を抑制することができる。
本発明の実施形態を説明するための図である。 双方向スイッチの実施形態を説明するための図である。 制御回路の動作を説明するためのブロック図である。 各領域における各素子の制御信号を説明するための図である。 領域１における交流出力電圧を説明するための図である。 領域２における交流出力電圧を説明するための図である。 領域３における交流出力電圧を説明するための図である。 領域４における交流出力電圧を説明するための図である。 領域５における交流出力電圧を説明するための図である。 領域６における交流出力電圧を説明するための図である。 各領域における各素子の制御信号を説明するための図である。 領域７における交流出力電圧を説明するための図である。 期間１〜３を説明するための図である。 期間１〜３における各素子の動作を説明するための図である。 本発明の他の実施形態を説明するための図である。 本発明の他の実施形態を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。 従来技術に係る電力変換装置を説明するための図である。
以下、本発明に係る電力変換装置の実施形態を、図１〜図１６を用いて説明する。
図１は、本発明に係る電力変換装置の実施形態を説明するための図である。図において、１は交流電源、２はコンデンサ、３０は直流電源直列回路、４０はインバータ回路、５はフィルタ回路、６は負荷、１００は制御回路である。交流電源１は、端子Ｒと端子Ｓとを有する単相交流電源である。交流電源１の端子Ｒと端子Ｓとの間に、コンデンサ２が接続される。
直流電源直列回路３０は、正側の直流電源Ｐｓｐ（第１の直流電源）と負側の直流電源Ｐｓｎ（第２の直流電源）とを直列接続してなる直流電源である。直流電源直列回路３０の正側端子Ｐは、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐを出力する。直流電源直列回路３０の負側端子Ｎは、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎを出力する。直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏは、直流電源直列回路３０の中性点電圧（ゼロ電圧Ｖｚ）を出力する。直流電源直列回路３０は、図１７に示したコンバータ回路３または同等の機能を有する回路によって実現することができる。
交流電源１の端子Ｓは、直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏに接続される。交流電源１の端子Ｒは、交流電源１の電圧Ｖｒを出力する。
インバータ回路４０は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび電圧Ｖｒの４レベルの電圧を用いて、単相の交流電圧を出力する。インバータ回路４０の構成および動作は以下のとおりである。
インバータ回路４０は、スイッチング素子直列回路と第１と第２の双方向スイッチとで構成されている。スイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を直列接続した回路である。第１の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を逆並列接続した回路である。第２の双方向スイッチは、スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４を逆並列接続した回路である。
スイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路３０の正側端子Ｐと負側端子Ｎの間に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列接続点は、出力端子Ｕ（第１の出力端子）に接続される。出力端子Ｖ（第２の出力端子）は、中性点端子Ｏに接続される。
第１の双方向スイッチは、出力端子Ｕと端子Ｒとの間に接続される。第２の双方向スイッチは、出力端子Ｕと中性点端子Ｏとの間に接続される。具体的には、第１の双方スイッチのスイッチ素子Ｓ１のコレクタ端子側が端子Ｒに接続され、スイッチ素子Ｓ１のエミッタ端子側が出力端子Ｕに接続される。また、第２の双方向スイッチのスイッチ素子Ｓ４のコレクタ端子側が出力端子Ｕに接続され、スイッチ素子Ｓ４のエミッタ端子側が中性点端子Ｏに接続される。
出力端子Ｕ，Ｖは、フィルタ回路５を介して負荷６に接続される。フィルタ回路５は、リアクトルＬｆ１とコンデンサＣｆ１の直列回路で構成されている。負荷６は、コンデンサＣｆ１の両端に接続される。
ここで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、このような構成に限られない。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）など、交流電源１の周波数に対して十分に高い周波数でオンオフ動作ができる他の半導体素子を用いて構成しても良い。
また、第１と第２の双方向スイッチは、２つの逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列に接続して構成した回路である。この双方向スイッチは、一方のスイッチ素子をオンすることによって一方向に電流を通電することができ、他方のスイッチ素子をオンすることによって他方向に電流を通電することができる。また、この双方向スイッチは、両方のスイッチ素子をオンすることによって両方向に電流を通電することができる。
双方向スイッチは、図２（ａ）〜図２（ｃ）に示す構成からなる回路、または同等の機能および効果を有する回路であっても良い。図２（ａ）は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴとダイオードとを直列接続した２組の回路を逆並列に接続した回路である。図２（ｂ）は、逆阻止耐圧を有しないＩＧＢＴにダイオードを逆並列に接続した２組の回路を逆直列に接続して構成した回路である。図２（ｃ）は、図２（ｂ）の回路において、ＩＧＢＴをＭＯＳＦＥＴに置き換えて構成した回路である。
上記インバータ回路４０の構成において、スイッチング素子Ｑ１がオンすることによって、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐが出力端子Ｕに出力される。スイッチング素子Ｑ２がオンすることによって、直流電源直列回路３０の負電圧Ｖｎが出力端子Ｕに出力される。スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のいずれかまたは両方がオンすることによって、交流電源１の電圧Ｖｒが出力端子Ｕに出力される。スイッチ素子Ｓ３，Ｓ４のいずれかまたは両方がオンすることによって、中性点端子Ｏのゼロ電圧Ｖｚが出力端子Ｕに出力される。
後述のとおり、インバータ回路４０は、制御回路１００で生成された制御信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ動作させる。このオンオフ動作により、インバータ回路４０は、出力端子Ｕと出力端子Ｖとの間（出力端子Ｕ−Ｖ間）に、電圧指令Ｖｕ＊に対応する電圧Ｖｕを出力する。電圧指令Ｖｕ＊は、負荷６に供給されるべき交流電圧の周波数と振幅を有する電圧指令である。
インバータ回路４０から出力される電圧Ｖｕはパルス幅変調されており、多くの高調波成分を含んでいる。インバータ回路４０から出力される交流電圧Ｖｕは、フィルタ回路５によって高調波成分が除去され、負荷６に供給される。
電圧検出器３０１は、交流電源１の電圧Ｖｒを検出する。電圧検出器４０１は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐを検出する。電圧検出器４０２は、直流電源直列回路３０の負電圧Ｖｎを検出する。検出された電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐおよび負電圧Ｖｎは、制御回路１００に入力される。
制御回路１００は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４をオンオフ動作させるための制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４を生成する。各制御信号は、制御期間ごとに、電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎおよびゼロ電圧Ｖｚに基づいて生成される。制御期間は、後述するキャリア信号Ｓｃの周期に対応する期間である。
この制御期間によって定まる各素子のオンオフ周波数（スイッチング周波数）は、電圧指令の周波数に対して十分高い周波数であるのが望ましい。例えば、電圧指令の周波数が商用周波数の場合、スイッチング周波数は１ｋＨｚ以上であるのが好ましい。また、制御周期は、必ずしも、電圧指令に同期している必要はなく、非同期であっても良い。
制御回路１００が各制御信号を生成する動作を、図３を用いて説明する。なお、制御モード判定回路１１８は、交流電源１の電圧周期を期間１〜３の３つの期間に分割する場合に必要な回路である。この回路を用いる場合の電力変換装置の動作については後述する。
まず、電圧検出器３０１によって検出された電圧Ｖｒが、電圧指令生成回路１１１に入力される。電圧指令生成回路１１１は、電圧Ｖｒに基づいて、電圧指令Ｖｕ＊を生成する。生成された電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒとともに、電圧判定回路１１２に入力される。電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒに同期し、交流電源１の定格電圧と等しい振幅を有する電圧指令である。
電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒと非同期の電圧指令とすることもできる。また、電圧指令Ｖｕ＊は、交流電源１の定格電圧と異なる振幅を有する電圧指令とすることもできる。
電圧判定回路１１２は、電圧Ｖｒと電圧指令Ｖｕ＊とを用いて、該当する制御期間が属する領域信号δを出力する。領域信号δは、領域１〜領域６に分類されている。
パルス幅指令選択回路１１３は、電圧指令Ｖｕ＊，電圧Ｖｒ，正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎおよび領域信号δを入力として、パルス幅指令αを生成する。パルス幅指令αは、制御期間に対して、後述するＨアーム素子がオンしている時間の比率である。
比較器１１４は、パルス幅指令αとキャリア信号生成回路１１６から出力されるキャリア信号Ｓｃとを比較してＨアーム素子（第１の素子）の制御信号Ｈｏｎを生成する。制御信号Ｈｏｎは、当該制御期間において、パルス幅指令αに対応して定められた期間「Ｈ」となり、その後「Ｌ」となる信号である。
論理反転器１１７は、制御信号Ｈｏｎの論理を反転して、Ｌアーム素子（第２の素子）の制御信号Ｌｏｎを生成する。
パルス分配回路１１５は、制御信号Ｈｏｎ，Ｌｏｎおよび領域信号δを入力とする。パルス分配回路１１５は、これらの信号に基づいて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４を生成する。なお、制御信号Ｈｏｎ，Ｌｏｎがどの素子に分配されるかは、後述する。
次に、電圧判定回路１１２が生成する領域信号δと、パルス幅指令選択回路１１３が生成するパルス幅指令αおよびパルス分配回路１１５が生成する制御信号の関係を、図４を用いて説明する。
図において、「電圧指令（Ｖｕ＊）」欄、「交流電源電圧（Ｖｒ）」欄および「ＶｒとＶｕ＊の比較」欄は、電圧判定回路１１２が行う領域判定の条件を示している。「δ(領域)」欄は、その条件で判定した領域を示している。「α（パルス幅指令）」欄は、パルス幅指令選択回路１１３が生成するパルス幅指令αの算出式を示している。「制御信号」欄は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の制御信号Ｇ１，Ｇ２およびＧｓ１〜Ｇｓ４の状態を示している。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ≦Ｖｚのとき、当該制御期間を領域１と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ＞ＶｚかつＶｕ＊＞Ｖｒのとき、当該制御期間を領域２と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊≧ＶｚかつＶｒ＞ＶｚかつＶｕ＊≦Ｖｒのとき、当該制御期間を領域３と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ＜ＶｚかつＶｕ＊≧Ｖｒのとき、当該制御期間を領域４と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ＜ＶｚかつＶｕ＊＜Ｖｒのとき、当該制御期間を領域５と判定する。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、Ｖｕ＊＜ＶｚかつＶｒ≧Ｖｚのとき、当該制御期間を領域６と判定する。
また、各領域におけるパルス幅指令αは次式（１）〜（６）を用いて算出される。
Figure 2014030181
ここで、領域１〜６のそれぞれで、Ｈアーム素子およびＬアーム素子として選択される素子は、予め定められている。図４では、各領域においてＨアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｈｏｎ」、Ｌアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｌｏｎ」で示している。Ｈアーム素子は、制御信号Ｈｏｎが「Ｈ」のときオンし、制御信号Ｈｏｎが「Ｌ」のときオフする。また、Ｌアーム素子は、制御信号Ｌｏｎが「Ｈ」のときオンし、制御信号Ｌｏｎが「Ｌ」のときオフする。
ただし、Ｈアーム素子は、制御信号Ｈｏｎが「Ｈ」になってから休止期間Ｔｄの間はオフ状態を維持し、その後オンする。また、Ｌアーム素子は、制御信号Ｌｏｎが「Ｈ」になってから休止期間Ｔｄの間はオフ状態を維持し、その後オンする。休止期間Ｔｄは、Ｈアーム素子とＬアーム素子とが同時にオンするのを防止するために設けられる期間である。
また、領域１〜６のそれぞれで、オンアーム素子およびオフアーム素子として選択される素子も、予め定められている。図４では、オンアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｈ」、オフアーム素子として機能する素子の制御信号を「Ｌ」で示している。オンアーム素子は、当該制御期間において、常にオンしている。オフアーム素子は、当該制御期間において、常にオフしている。
次に、当該制御期間が領域１のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図５を参照して説明する。
領域１では、スイッチング素子Ｑ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ３がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域１における制御信号Ｇ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ４が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ３が「Ｈ」、制御信号Ｇ２，Ｇｓ１，Ｇｓ２が「Ｌ」となる。
図５（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図５（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域１の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図５（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に正電圧Ｖｐ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ１が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ１は、数式（１）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ１が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間は、時間ＴＨ１に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ１に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ１’とし、この時間ＴＨ１’に基づいて制御信号Ｇ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れている制御期間においてスイッチング素子Ｑ１がオンしているとき、直流電源Ｐｓｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源Ｐｓｐの経路１ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→出力端子Ｕ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図５（ｃ）と図５（ｇ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路１ａ，１ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れている制御期間においてスイッチ素子Ｓ４がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ４がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ１のダイオード→直流電源Ｐｓｐ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路１ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ４のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域１にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域２のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図６を参照して説明する。
領域２では、スイッチング素子Ｑ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ２がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ１がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ２とスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域２における制御信号Ｇ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ２が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ１が「Ｈ」、制御信号Ｇ２，Ｇｓ３，Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
図６（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図６（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域２の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図６（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に正電圧Ｖｐ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ２が経過した後に交流電源の電圧Ｖｒ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ２は、数式（２）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ２が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ１がオンしている時間は、時間ＴＨ２に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ２に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ２’とし、この時間ＴＨ２’に基づいて制御信号Ｇ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ１がオンしているとき、直流電源Ｐｓｐ→スイッチング素子Ｑ１→フィルタ回路５および負荷６→直流電源Ｐｓｐの経路２ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｐの正電圧Ｖｐが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路２ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。図６（ｃ）と図６（ｅ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路２ａ，２ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ２がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路２ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ１のダイオード→直流電源Ｐｓｐ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路２ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ２のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域２にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域３のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図７を参照して説明する。
領域３では、スイッチ素子Ｓ１がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ４がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域３における制御信号Ｇｓ１が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ４が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇ２が「Ｌ」となる。
図７（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図７（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域３の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図７（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ３が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ３は、数式（３）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ３が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチ素子Ｓ１がオンしている時間は、時間ＴＨ３に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ３に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ３’とし、この時間ＴＨ３’に基づいて制御信号Ｇｓ１を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ１がオンしているとき、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路３ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。そして、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→中性点端子Ｏ→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路３ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図７（ｅ）と図７（ｇ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路３ａ、３ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ１のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ４がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路３ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ４がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路３ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ４のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域３にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域４のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図８を参照して説明する。
領域４では、スイッチ素子Ｓ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ３がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域４における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇ３が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇ２が「Ｌ」となる。
図８（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図８（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域４の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図８（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ４が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ４は、数式（４）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ４が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチ素子Ｓ２がオンしている時間は、時間ＴＨ４に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ４に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ４’とし、この時間ＴＨ４’に基づいて制御信号Ｇｓ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ２がオンしているとき、交流電源１→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路４ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。そして、スイッチ素子Ｓ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｕ→スイッチ素子Ｓ４→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６の経路４ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図８（ｆ）と図８（ｈ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路４ａ，４ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ３がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→出力端子Ｕ→フィルタ回路５および負荷６の経路４ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ３がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路４ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域４にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域５のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図９を参照して説明する。
領域５では、スイッチング素子Ｑ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ１がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ２がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ３，Ｓ４がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域５における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ１が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ２が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇｓ３、Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
図９（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図９（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域５の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図９（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に負電圧Ｖｎ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ５が経過した後に交流電源１の電圧Ｖｒ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ５は、数式（５）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ５が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時間は、時間ＴＨ５に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ５に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ５’とし、この時間ＴＨ５’に基づいて制御信号Ｇ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ２がオンしているとき、直流電源Ｐｓｎ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｐｓｎの経路５ａで、回路電流が流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１→フィルタ回路５および負荷６の経路５ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。図９（ｄ）と図９（ｆ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記経路５ａ，５ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ１がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６の経路５ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ１がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→直流電源Ｐｓｎ→スイッチング素子Ｑ２のダイオード→フィルタ回路５および負荷６の経路５ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域５にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
次に、当該制御期間が領域６のときのインバータ回路４０の動作を、図１および図１０を参照して説明する。
領域６では、スイッチング素子Ｑ２がＨアーム素子に選択され、スイッチ素子Ｓ３がＬアーム素子に選択される。また、スイッチ素子Ｓ４がオンアーム素子に選択され、スイッチング素子Ｑ１とスイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオフアーム素子に選択される。したがって、図４の領域６における制御信号Ｇ２が「Ｈｏｎ」、制御信号Ｇｓ３が「Ｌｏｎ」となる。また、制御信号Ｇｓ４が「Ｈ」、制御信号Ｇ１，Ｇｓ１、Ｇｓ２が「Ｌ」となる。
図１０（ｂ）は、当該制御期間におけるＨアーム素子の制御信号「Ｈｏｎ」を示している。図１０（ｃ）〜（ｈ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４が上記制御信号に基づいて動作したときのそれぞれのオンオフ状態を示している。
領域６の制御期間では、出力端子Ｕ−Ｖ間に、図１０（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間の始点から休止期間Ｔｄ後に負電圧Ｖｎ（第１の電圧）となり、時間ＴＨ６が経過した後にゼロ電圧Ｖｚ（第２の電圧）となる。時間ＴＨ６は、数式（６）により算出されるパルス幅指令αに対応する時間である。
時間ＴＨ６が休止期間Ｔｄよりも十分に長いとき、スイッチング素子Ｑ２がオンしている時間は、時間ＴＨ６に略等しい。したがって、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕの平均値は、当該制御期間における電圧指令Ｖｕ＊の平均値と略一致する。
時間ＴＨ６に休止期間Ｔｄを加えた時間を時間ＴＨ６’とし、この時間ＴＨ６’に基づいて制御信号Ｇ２を生成すれば、電圧Ｖｕの平均値を電圧指令Ｖｕ＊の平均値とより一致させることができる。
出力電流が出力電圧と同一極性で流れる制御期間においてスイッチング素子Ｑ２がオンしているとき、直流電源Ｐｓｎ→出力端子Ｖ→フィルタ回路５および負荷６→スイッチング素子Ｑ２→直流電源Ｐｓｎの経路６ａで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、直流電源Ｐｓｎの負電圧Ｖｎが出力される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路６ｂに転流する。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、ゼロ電圧Ｖｚが出力される。図１０（ｄ）と図１０（ｈ）において斜線を施した部分は、当該素子において、上記６ａ，６ｂの回路電流が流れている期間を示している。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチング素子Ｑ２のオンとオフに同期して切替わる。
また、出力電流が出力電圧と異なる極性で流れる制御期間においてスイッチ素子Ｓ３がオンしているとき、回路電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路６ｂ’で流れる。そして、スイッチ素子Ｓ３がオフすると、上記電流は、フィルタ回路５および負荷６→出力端子Ｖ→直流電源Ｐｓｎ→スイッチング素子Ｑ２のダイオード→フィルタ回路５および負荷６の経路６ａ’で流れる。この制御期間では、回路電流の経路が、スイッチ素子Ｓ３のオンとオフに同期して切替わる。
当該制御期間が領域６にある間、インバータ回路４０は、上記動作を繰り返す。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
上述のとおり、本実施形態に係る電力変換装置は、制御期間毎に、Ｈアーム素子とＬアーム素子とを選択する。そして、電力変換装置は、それぞれの制御期間内で、Ｈアーム素子とＬアーム素子とをパルス幅変調された時間幅で相補的にオンオフさせて、出力端子Ｕ−Ｖ間に電圧Ｖｕを出力する。各制御期間において、電圧Ｖｕの平均値は電圧指令Ｖｕ＊に等しい。すなわち、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒと直流電源直列回路３０の電圧Ｖｐ，Ｖｎおよびゼロ電圧Ｖｚの４レベルの電圧を用いて、電圧指令Ｖｕ＊に対応する交流電圧Ｖｕを負荷６に供給する。この動作において、電圧重畳のための商用周波数のトランスは不要である。
この場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４は、第１の電圧と第２の電圧との間でオンオフ動作を行う。図１および図５〜図１０からも明らかなように、第１の電圧と第２の電圧との間の電圧差は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐと負電圧Ｖｎとの間の電圧差に比べて小さい。したがって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４がターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐと負電圧Ｖｎとの間でターンオンおよびターンオフするときに発生するスイッチング損失よりも小さくなる。
すなわち、本実施形態に係る電力変換装置のスイッチング周波数を、図１７に示したインバータ回路４のスイッチング周波数と同じとすると、この電力変換装置は、図１７に示したインバータ回路４よりも電力損失を低減することができる。
また、本実施形態に係る電力変換装置の交流出力電圧Ｖｕは、第１の電圧と第２の電圧との間で変化する。したがって、リアクトルＬｆ１に印加される電圧が小さくなる。
リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流は、電圧時間積（電圧の変化幅×電圧のパルス幅）に比例し、インダクタンス値に反比例する。インダクタンス値が同じ場合、この電力変換装置では、電圧時間積が小さくなるため、リアクトルＬｆ１に流れるリプル電流が小さくなる。リプル電流が小さくなるとリアクトルＬｆ１の損失（主に鉄損）が小さくなる。したがって、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１の損失を低減することができる。
一方、リプル電流を同じにする場合、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１のインダクタンス値を小さくすることができる。したがって、この電力変換装置は、この場合、リアクトルＬｆ１を小型化することができる。
また、本実施形態に係る電力変換装置は、全てのスイッチング素子およびスイッチ素子がオフしているときも、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路を構成することができる。したがって、この電力変換装置は、各制御期間において、リアクトルＬｆ１の誘導性エネルギーによるサージ電圧の発生を抑制することができる。また、この電力変換装置は、出力端子Ｕ−Ｖ間に負荷６が直接接続されている場合であっても、回路のインダクタンス成分によるサージ電圧の発生を抑制することができる。
ところで、本実施形態に係る電力変換装置は、直流電源直列回路３０の正電圧Ｖｐよりも高い電圧および負電圧Ｖｎよりも低い電圧を出力することができない。したがって、電圧指令Ｖｕ＊が正電圧Ｖｐよりも大きいとき、および、電圧指令Ｖｕ＊が負電圧Ｖｎよりも小さいとき、全ての素子をオフするなどの保護動作を行うのが適切である。
また、電圧指令Ｖｕ＊が正電圧Ｖｐよりも大きいとき、スイッチング素子Ｑ１を常にオン状態に維持しても良い。そして、電圧指令Ｖｕ＊が負電圧Ｖｎよりも小さいとき、スイッチング素子Ｑ２を常にオン状態に維持するようにしても良い。
また、交流出力電圧Ｖｕを交流電源１の電圧Ｖｒに同期させるのが好適である。交流出力電圧Ｖｕを交流電源１の電圧Ｖｒに同期させれば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４に印加される電圧をより小さくすることができる。その結果、これらの素子で発生するスイッチング損失をさらに低減することができる。
次に、領域１〜領域６に加えて、交流電源１の電圧を出力端子Ｕ−Ｖ間に出力するための領域７を備えた実施形態について説明する。
図１１は、図１に示した電力変換装置が、図４に示した領域１〜領域６に加えて、領域７で動作する場合のパルス幅指令αおよび素子のオンオフ状態の関係を説明するための図である。
図１２は、交流電源１の電圧Ｖｒが正極性の場合において、領域７における出力電圧Ｖｕとスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の動作を説明するための図である。図１２（ａ）は、当該制御期間において、出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される電圧Ｖｕを示している。図１２（ｂ）〜（ｇ）は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４のオンオフ状態を示している。図１２（ｄ）において斜線を施した部分は、当該素子において回路電流が流れている期間を示している。
この実施形態において、電力変換装置および制御回路の構成は、図１に示した電力変換装置の構成および図３に示した制御回路１００の構成と同じである。また、領域１〜領域６における電力変換装置の動作は、上述した動作と同様である。したがって、領域１〜領域６の動作説明と重複する動作については、その説明を省略する。
まず、図３において、検出された交流電源１の電圧Ｖｒが、電圧指令生成回路１１１に入力される。電圧指令生成回路１１１は、入力された電圧Ｖｒに基づいて、電圧指令Ｖｕ＊を生成する。生成された電圧指令Ｖｕ＊は、電圧Ｖｒとともに、電圧判定回路１１２に入力される。
電圧判定回路１１２は、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの関係が、｜Ｖｕ＊−Ｖｒ｜＜ΔＶｕ＊の条件を満たすとき、当該制御期間を領域７と判定する。そして、電圧判定回路１１２は、領域７を示す領域信号δを出力する。
ここで、ΔＶｕ＊は、交流電源１の電圧Ｖｒの値が、電圧指令Ｖｕ＊の値に対して所定の範囲内にあることを判定するための基準量である。負荷６が電圧指令Ｖｕ＊±１０％の範囲で入力電圧の変動を許容する場合、基準量ΔＶｕ＊は、電圧指令Ｖｕ＊の１０％に相当する量である。基準量ΔＶｕ＊は、他の条件によって定められた量であっても良い。
パルス幅指令選択回路１１３は、領域７を示す領域信号δが入力されると、パルス幅指令αを１．０に固定する。パルス幅指令αが１．０の場合、比較器１１４は、キャリア信号Ｓｃの大きさに関わらず、当該制御期間を通じてＨアーム素子をオンさせる制御信号Ｈｏｎを生成する。すなわち、当該制御期間において、Ｈアーム素子の制御信号Ｈｏｎは常にハイレベルであり、Ｌアーム素子の制御信号Ｌｏｎは常にローレベルである。
当該制御期間が領域７のとき、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２がオンアーム素子に選択される。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２およびスイッチ素子Ｓ３、Ｓ４がオフアーム素子に選択される。すなわち、電圧判定回路１１２から領域７を示す領域信号δが出力された場合、Ｈアーム素子およびＬアーム素子は選択されない。したがって、図１１の領域７における制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ２が「Ｈ」となる。また、制御信号Ｇ１，Ｇ２および制御信号Ｇｓ３，Ｇｓ４が「Ｌ」となる。
上記制御信号に基づいてインバータ回路４０が動作すると、当該制御期間において、図１２（ａ）に示す電圧Ｖｕが出力端子Ｕ−Ｖ間に出力される。電圧Ｖｕは、当該制御期間を通じて交流電源１の電圧Ｖｒとなる。
当該制御期間において、インバータ回路４０の回路電流は、スイッチ素子Ｓ１がオンしているので、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１経路７ａで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。
一方、交流電源１の電圧Ｖｒが負極性のとき、インバータ回路４０の回路電流は、スイッチ素子Ｓ２がオンしているので、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路７ｂで流れる。このとき、出力端子Ｕ−Ｖ間には、交流電源１の電圧Ｖｒが出力される。
この回路電流は、当該制御期間の間、上記経路７ａまたは経路７ｂを流れ続ける。したがって、当該制御期間において、リアクトルＬｆ１に流れる電流の経路は、常に構成されている。
領域７に属する制御期間では、スイッチ素子Ｓ１またはＳ２のいずれかに回路電流が流れる。したがって、電流通電によって損失を発生させるのはスイッチ素子Ｓ１またはＳ２だけである。また、この制御期間では、全ての素子がオンオフ動作を行わないため、スイッチング損失が発生しない。
したがって、電力変換装置は、上記領域７の動作を行うと、さらに電力損失を低減することができる。特に、電圧指令Ｖｕ＊を交流電源１の電圧Ｖｒに同期させた場合、電力変換装置は、多くの期間において領域７で動作することができる。したがって、この場合には、電力変換装置は、さらに電力損失を低減することができる。
なお、図１に示した電力変換装置は、電圧指令Ｖｕ＊と交流電源１の電圧Ｖｒとの関係によって、上記領域１〜７を組み合わせて動作することができる。たとえば、この電力変換装置は、交流電源１が健全なときは領域７で動作する。そして、交流電源１が異常になったとき、この電力変換装置は、領域１〜領域６のいずれかの領域で動作する。
そして、領域間の移動は、交流電源の停電時を含め、電圧指令Ｖｕ＊と電圧Ｖｒの大小関係に基づく同一の論理処理によって行われる。したがって、電力変換装置は、交流電源の停電を検出する必要がない。また、電力変換装置の出力電圧は、領域間の移動時においても、電圧指令に対応する電圧に維持される。したがって、この電力変換装置は、交流電源１の健全時および停電を含む異常時において、制御動作の切り替わりによる出力電圧の擾乱を発生しない。
ところで、交流電源１の電圧Ｖｒにリプルなどが含まれていると、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後において、電圧判定回路１１２が、領域３と領域４を誤判定する可能性がある。領域３と領域４の誤判定は、交流電源１の電源短絡に至る虞がある。
このような場合、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を期間１〜３の３つの期間に分割するのが、好適である。
例えば、電力変換装置は、期間１と期間２のとき、上述の領域３または領域４で動作する（第１の制御モード）。一方、電力変換装置は、期間３のとき、後述する第２の制御モードで動作する。
まず、図３において、制御モード判定回路１１８は、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を、期間１〜期間３に分割する。期間１〜期間３は、交流電源１の電圧Ｖｒと第１の基準電圧および第２の基準電圧との大小関係に基づいて分割される。
期間１（第１の期間）は、交流電源１の電圧Ｖｒが第１の基準電圧以上の期間である。期間２（第２の期間）は、電圧Ｖｒが第２の基準電圧以下の期間である。期間３（第３の期間）は、電圧Ｖｒが第１の基準電圧より小さく、かつ第２の基準電圧より大きい期間である。
なお、第１の基準電圧は、ゼロ電圧Ｖｚよりも少し大きい値に設定された電圧である。第２の基準電圧は、ゼロ電圧Ｖｚよりも少し小さい値に設定された電圧である。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、第３の期間を、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後の限られた期間とすることができる。
次に、当該制御期間が期間１または期間２にあるとき、制御モード判定回路１１８は、制御モード信号Ｍを第１の制御モードに設定して出力する。また、当該制御期間が期間３にあるとき、制御モード判定回路１１８は、制御モード信号Ｍを第２の制御モードに設定して出力する。制御モード信号Ｍは、電圧指令生成回路１１１と電圧判定回路１１２に入力される。
以下では、主に、制御モード信号Ｍが第２の制御モードのときの制御回路１００の動作および電力変換装置の動作を、図１３および図１４を用いて説明する。なお、制御モード信号Ｍが第１の制御モードのときの制御回路１００の動作および電力変換装置の動作は、図３〜図１２を用いて説明したとおりである。
図１３は、図１に示した電力変換装置が、交流電源１の電圧周期を期間１〜３の３つの期間に分割して動作する実施形態を説明するための図である。図１３には、交流電源１の電圧Ｖｒと併せて、インバータ回路４０の出力端子Ｕから出力されて負荷６に流れる電流Ｉｕも記載している。なお、インバータ回路４０の出力端子Ｕから出力される交流電圧Ｖｕは、交流電源１の電圧Ｖｒと同期している。
例えば、交流電源１の電圧Ｖｒを２５０ＶＡＣとし、出力電圧Ｖｕを２００ＶＡＣとする。そして、第１の基準電圧を１０Ｖ程度とし、第２の基準電圧を−１０Ｖ程度にする。この場合、期間１と期間３の間の切り替わりおよび期間２と期間３の間の切り替わりタイミングで生じる出力電圧Ｖｕの偏差（基本波成分の偏差）は、２Ｖ程度になる。このように第１と第２の基準電圧を設定すれば、出力電圧Ｖｕの波形ひずみに対する影響を軽微なものとすることができる。
図１４は、電圧指令Ｖｕ＊が交流電源１の電圧Ｖｒに同期し、かつ電圧指令Ｖｕ＊の振幅が交流電源１の電圧Ｖｒの振幅以下の場合の電力変換装置の動作を説明するための図である。この場合、電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚ以上のとき、領域３で動作する。また、この電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚより小さいとき、領域４で動作する。
なお、領域３または領域４で動作する場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は常にオフしている。したがって、図１４では、スイッチ素子Ｓ１〜Ｓ４の動作のみを示している。
まず、期間１のとき、電力変換装置は、領域３で動作する。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ２、Ｓ３を常にオン状態にするための制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３を生成する。また、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ４を交互にオンオフ動作させるための制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４を生成する。制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチ素子Ｓ１がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ４がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチ素子Ｓ４がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ１がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチ素子Ｓ１がオンすることにより、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路で電流Ｉｕが流れる。スイッチ素子Ｓ１がオフすると、スイッチ素子Ｓ１に流れていた電流Ｉｕが、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路に転流する。スイッチ素子Ｓ１がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチ素子Ｓ４のオン期間およびスイッチ素子Ｓ４がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｕは、上記フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れ続ける。次にスイッチ素子Ｓ１がオンすると、スイッチ素子Ｓ３に流れていた電流Ｉｕが、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路に転流する。
電力変換装置のこの動作は、図７を用いて説明した領域３の動作と同様である。
なお、期間３から期間１に切り替わった直後において、電流Ｉｕの極性が負の場合がある。このとき、電流Ｉｕは、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路、またはフィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れる。
次に、期間２のとき、電力変換装置は、領域４で動作する。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１、Ｓ４を常にオン状態にするための制御信号Ｇｓ１，Ｇｓ４を生成する。また、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ２，Ｓ３を交互にオンオフ動作させるための制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３を生成する。制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３は、所定の交流電圧を出力するために、パルス幅変調されている。
スイッチ素子Ｓ２がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ３がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。同様に、スイッチ素子Ｓ３がオンからオフに切り替わり、スイッチ素子Ｓ２がオフからオンに切り替わるとき、両素子の制御信号Ｇｓ２，Ｇｓ３には、両素子が同時にオフする休止期間Ｔｄが設けられている。
スイッチ素子Ｓ２がオンすることにより、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路で電流Ｉｕが流れる。スイッチ素子Ｓ２がオフすると、スイッチ素子Ｓ２に流れていた電流Ｉｕが、フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路に転流する。スイッチ素子Ｓ２がオフした後の休止期間Ｔｄ、スイッチ素子Ｓ３のオン期間およびスイッチ素子Ｓ３がオフした後の休止期間Ｔｄの間、電流Ｉｕは、上記フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ４→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れ続ける。次にスイッチ素子Ｓ２がオンすると、スイッチ素子Ｓ４に流れていた電流Ｉｕが、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路に転流する。
電力変換装置のこの動作は、図８を用いて説明した領域４の動作と同様である。
なお、期間３から期間２に切り替わった直後において、電流Ｉｕの極性が正の場合がある。このとき、電流Ｉｕは、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路、またはフィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ３→フィルタ回路５および負荷６の経路で流れる。
次に、期間３のとき、電力変換装置は、交流電源１の電圧Ｖｒを出力端子Ｕに出力する（第２の制御モード）。したがって、制御回路１００は、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２を常にオン状態にし、スイッチ素子Ｓ３、Ｓ４を常にオフ状態にするための制御信号Ｇｓ１〜Ｇｓ４を生成する。
スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が常にオンしているため、期間１後の期間３では、電流Ｉｕは、交流電源１→スイッチ素子Ｓ１→フィルタ回路５および負荷６→交流電源１の経路で流れる。また、期間２後の期間３では、電流Ｉｕは、交流電源１→フィルタ回路５および負荷６→スイッチ素子Ｓ２→交流電源１の経路で流れる。いずれの場合にもスイッチ素子のオンオフ動作は生じない。したがって、期間３において、リアクトルＬｆ１に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧は発生しない。
なお、期間１から期間３への切り替えは、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。同様に、期間２から期間３への切り替えも、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２が同時にオンしているタイミングで行うのが好ましい。このタイミングで期間の切り替えを行えば、期間１または期間２におけるスイッチ素子のオンオフ状態を維持しながら期間３に移行することができる。そして、スイッチ素子のオンオフ動作が切り替わらないため、このタイミングで休止期間Ｔｄを挿入する必要がない。
このように、交流電源１のゼロクロス付近に期間３を設けると、電圧判定回路１１２において、領域３と領域４の誤判定を防止することができる。そして、期間３において、スイッチ素子Ｓ１，Ｓ２のいずれか一方の素子にのみに電流Ｉｕが流れ、また、いずれの素子もオンオフ動作を行わないため、電力損失を低減することができる。また、常に電流Ｉｕが流れる経路が構成されているため、リアクトルＬｆ１に蓄積された誘導性エネルギーに起因するサージ電圧の発生を抑制することができる。
なお、電圧Ｖｒがゼロ電圧Ｖｚとゼロクロスする前後において、電圧判定回路１１２が、領域を誤判定する虞は、他の領域で動作している場合にも起こりうる。したがって、上記のように、交流電源１の電圧Ｖｒの周期を期間１〜３の３つの期間に分割するのは、電力変換装置が他の領域で動作する場合にも有効である。
次に、図１５は、本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。この電力変換装置は、図１に示したインバータ回路を２組用いて、三相交流電源１１と三相負荷６０とをＶ結線接続している。すなわち、この電力変換装置において、交流電源１１の端子Ｓが負荷６０のＶ相端子と接続されるとともに、直流電源直列回路３０の中性点端子Ｏと接続される。そして、交流電源１１の端子Ｒと負荷６０のＵ相端子との間にインバータ回路４１が接続される。また、交流電源１１の端子Ｔと負荷６０のＷ相端子との間にインバータ回路４２が接続される。
この電力変換装置において、インバータ回路４１は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｒｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子Ｕ−Ｖ間に交流電圧を出力する。また、インバータ回路４２は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｔｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子Ｗ−Ｖ間に交流電圧を出力する。
この電力変換装置は、各制御期間で、インバータ回路４１，４２に領域１〜領域６の動作をさせることができる。この動作により、図１〜図１２を用いて説明した実施形態と同様に、電力損失を低減することができる。また、領域間の移動を同一の論理処理によって行うことができるので、交流電源１１の停電を検出する必要がない。また、交流電源１１の停電時に、出力電圧Ｖｕに擾乱を生じることがない。
また、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２の損失を低減することができ、または、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２を小型化することができる。
また、この電力変換装置は、各制御期間で、インバータ回路４１，４２に領域７の動作をさせることができる。この動作により、電力損失をより低減することができる。
また、この電力変換装置は、電圧指令の周期を期間１〜３に分けてインバータ回路４１，４２を動作させることができる。この動作により、図１１および図１２を用いて説明した実施形態と同様に、リアクトルＬｆ１，Ｌｆ２によるサージ電圧を低減することができる。
次に、図１６は、本発明を適用した電力変換装置の他の実施形態を説明するための図である。この電力変換装置は、図１に示したインバータ回路を３組用いて、三相交流電源１１と三相負荷６０とをＹ結線接続している。すなわち、この電力変換装置は、交流電源１１の端子Ｒと負荷６０のＵ相端子との間にインバータ回路４１を接続し、交流電源１１の端子Ｓと負荷６０のＶ相端子との間にインバータ回路４３を接続し、交流電源１１の端子Ｔと負荷６０のＷ相端子との間にインバータ回路４２を接続している。また、この電力変換装置は、インバータ回路４１〜４３を直流電源直列回路に並列に接続している。
この電力変換装置において、インバータ回路４１は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｒの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＵにＵ相の交流電圧を出力する。また、インバータ回路４３は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｓの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＶにＶ相の交流電圧を出力する。また、インバータ回路４２は、正電圧Ｖｐ，負電圧Ｖｎ，ゼロ電圧Ｖｚおよび交流電圧Ｖｔの４レベルの電圧を用いて、出力端子ＷにＷ相の交流電圧を出力する。
この電力変換装置は、各制御期間でインバータ回路４１〜４３に領域１〜領域６の動作をさせることができる。この動作において、電圧重畳のための商用周波数のトランスは不要である。そして、電力変換装置は、この動作により、図１〜図１２を用いて説明した実施形態と同様に、電力損失を低減することができる。また、この電力変換装置は、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３の損失を低減することができ、または、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３を小型化することができる。
また、この電力変換装置は、各制御期間でインバータ回路４１〜４３に領域７の動作をさせることができる。この動作により、電力損失をより低減することができる。また、領域間の移動を同一の論理処理によって行うことができるので、交流電源１１の停電を検出する必要がない。また、交流電源１１の停電時に、出力電圧Ｖｕに擾乱を生じることがない。
また、この電力変換装置は、電圧指令の周期を期間１〜３に分けてインバータ回路４１〜４３を動作させることができる。この動作により、図１１および図１２を用いて説明した実施形態と同様に、リアクトルＬｆ１〜Ｌｆ３によるサージ電圧を低減することができる。
本発明は、瞬時電圧低下補償装置または無停電電源装置など、交流電源の電圧変動および交流電源の停電が発生しても、負荷に安定な電圧を供給するための装置に適用することができる。
１，１１ 交流電源
２，２１〜２３ コンデンサ
３，３１ コンバータ回路
３０ 直流電源直列回路
４，４０〜４３ インバータ回路
５，５１ フィルタ回路
６，６０ 負荷
１００〜１０２ 制御回路
本発明によれば、交流電源の停電を検出することなく、電圧指令に従った交流電圧を出力することができる。また、本発明によれば、電力変換装置の電力損失を低減することができる。また、本発明によれば、電圧重畳のための商用周波数のトランスを用いずに電圧補償動作を行うことができる。


Claims (16)

  1. 第１の直流電源と第２の直流電源との接続点を中性点端子とする直流電源直列回路の正側端子に接続される正側スイッチング素子と、前記直流電源直列回路の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなるスイッチング素子直列回路と、
    前記正側スイッチング素子と前記負側スイッチング素子との接続点に接続される第１の出力端子と、
    前記中性点端子に接続される第２の出力端子と、
    第１のスイッチ素子と第２のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなり、前記中性点端子に一端が接続される交流電源の他端と前記第１の出力端子との間に接続される第１の双方向スイッチと、
    第３のスイッチ素子と第４のスイッチ素子とを逆並列または逆直列に接続してなり、前記第１と第２の出力端子の間に接続される第２の双方向スイッチと、
    を有するインバータ回路と、
    前記電圧指令の周期を複数の制御期間に分割し、各制御期間のそれぞれで、前記正側と負側のスイッチング素子および前記第１から第４のスイッチ素子の中から選択した第１と第２の素子とを休止期間を挟んで相補的にオンオフさせる制御信号と、他の素子をオンまたはオフ状態にする制御信号とを生成する制御回路と、
    を備え、
    前記制御期間のそれぞれで生成された制御信号に基づいて前記素子を動作させることにより、前記電圧指令に対応する交流電圧を前記第１と第２の出力端子の間に出力する第１の制御モードで動作することを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧以上であってかつ前記交流電源の電圧が前記ゼロ電圧以下のとき、
    前記正側スイッチング素子を第１の素子、前記第４のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記負側スイッチング素子および前記第１と第２のスイッチ素子をオフ、前記第３のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧以上かつ前記交流電源の電圧が前記ゼロ電圧より大きくかつ前記電圧指令が前記交流電源の電圧より大きいとき、
    前記正側スイッチング素子を第１の素子、前記第２のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記負側スイッチング素子および前記第３と第４のスイッチ素子をオフ、前記第１のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧以上かつ前記交流電源の電圧が前記ゼロ電圧より大きくかつ前記電圧指令が前記交流電源の電圧以下のとき、
    前記第１のスイッチ素子を第１の素子、前記第４のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記正側および負側スイッチング素子をオフ、前記第２と第３のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令および前記交流電源の電圧が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ前記電圧指令が前記交流電源の電圧以上のとき、
    前記第２のスイッチ素子を第１の素子、前記第３のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記正側および負側スイッチング素子をオフ、前記第１と第４のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  6. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令および前記交流電源の電圧が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ前記電圧指令が前記交流電源の電圧より小さいとき、
    前記負側スイッチング素子を第１の素子、前記第１のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記正側スイッチング素子および前記第３と第４のスイッチ素子をオフ、前記第２のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  7. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令が前記中性点端子の電位であるゼロ電圧より小さくかつ前記交流電源の電圧が前記ゼロ電圧以上のとき、
    前記負側スイッチング素子を第１の素子、前記第３のスイッチ素子を第２の素子としてオンオフさせる制御信号と、
    前記正側スイッチング素子および前記第１と第２のスイッチ素子をオフ、前記第４のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、
    を生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  8. 前記制御回路は、前記第１の制御モードで動作する制御期間において、前記電圧指令と前記交流電源の電圧との間の偏差が予め定められた範囲内にあるとき、
    前記第１と第２のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、前記正側と負側のスイッチング素子および前記第３と第４のスイッチ素子をオフさせる制御信号とを生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  9. 前記制御期間において前記第１と第２の出力端子の間に出力される電圧の平均値は、その制御期間における前記電圧指令に等しいことを特徴とする請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  10. 請求項９に記載の電力変換装置を２組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
  11. 請求項９に記載の電力変換装置を３組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
  12. 前記制御回路は、前記電圧指令を前記交流電源の電圧に同期させるとともに、
    前記交流電源の電圧周期を、前記交流電源の電圧が第１の基準電圧以上である第１の期間と、前記交流電源の電圧が前記第１の基準電圧よりも小さい第２の基準電圧以下である第２の期間と、前記交流電源の電圧が前記第１の基準電圧より小さくかつ前記第２の基準電圧より大きい第３の期間とに分割し、
    前記第１の期間および前記第２の期間は、前記第１の制御モードで動作する制御信号を生成し、
    前記第３の期間は、前記第１と第２のスイッチ素子をオンさせる制御信号と、前記正側および負側スイッチング素子と前記第３と第４のスイッチ素子とをオフさせる制御信号を生成して、
    前記第３の期間は、前記交流電源の電圧を前記第１と第２の出力端子の間に出力する第２の制御モードで動作することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  13. 前記第１の基準電圧は前記中性点端子の電位であるゼロ電圧よりも大きい電圧であり、前記第２の基準電圧は前記ゼロ電圧よりも小さい電圧であることを特徴とする請求項１２に記載の電力変換装置。
  14. 前記第１の制御モードから前記第２の制御モードへの切り替えは、前記第１と第２のスイッチ素子が同時にオンしているときに行われることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 請求項１４に記載の電力変換装置を２組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＶ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
  16. 請求項１４に記載の電力変換装置を３組用いて、三相交流電源と三相負荷とをＹ結線接続することを特徴とする電力変換装置。
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