JP2011109789A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチレベル変換装置では、直流部にコンデンサ直列回路を用いるが、電圧をバランスさせるために、外部に半導体スイッチやリアクトルなどの部品を追加して対処するが、装置が大型で、高価格になる。
【解決手段】コンデンサ直列回路を直流電源と並列接続し、コンデンサ直列回路を直流入力として、半サイクル期間に３つ以上の電位を持つ交流電圧を出力する電力変換装置で、交流負荷の中性点とコンデンサ直列回路の中間接続点とを直接接続し、各コンデンサの電圧を検出し、その差に応じて、各交流出力を同電位にして得られる零電圧ベクトルを調整する。
【選択図】図１

Description

本発明は、半サイクル期間に３つ以上の異なる電位を持った交流電圧を出力するマルチレベルインバータに関し、特に直流入力に設置されたコンデンサ直列回路の各コンデンサの電圧をバランスさせるための技術に関する。

図７に、半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いた半サイクル期間に３つ以上の異なる電位を持った交流電圧を出力する電力変換装置（３レベルインバータ）の回路を示す。マルチレベルインバータとしては、５レベルなど３レベルより多いレベルを持った構成もあるが、ここでは３レベルインバータを例にとって説明する。３レベルインバータの直流回路部は、直流入力として正極側および負極側にコンデンサＣｐ、Ｃｎの直列回路を有し、この直列回路と並列に直流電源Ｅｄが接続された構成である。また、インバータＩＮＶは６個のＩＧＢＴ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）で構成されたブリッジ回路の各交流端子とコンデンサ直列回路の内部接続点との間に、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続した双方向スイッチを各々接続した構成である。

図８に示す回路構成では、直流入力部に２つの直流電源Ｅｄ１、Ｅｄ２を用い、直列接続されたそれぞれのコンデンサと並列接続した構成で、インバータ部は図７と同じである。この構成の場合、二つの直流電源が必要となる。
図９に示す回路構成では、図８の回路において２つの直流電源Ｅｄ１、Ｅｄ２を、２次２巻線変圧器Ｔｒ１とダイオード整流回路Ｒｅｃ１、Ｒｅｃ２で構成した従来の整流電源の一例である。この構成により、２つの直流電源を生成しつつ、交流電源１次側の力率を向上させることができる。ただし、３レベルインバータの正極側および負極側コンデンサの電圧がアンバランスになると力率が悪化する。

上述のように、３つの電位を持つ交流電圧を出力する３レベルインバータの直流電源部は、正極側のコンデンサと負極側のコンデンサの電圧をバランスさせるために種々の構成が採用されている。しかし、ＩＧＢＴの動作や制御上のばらつき、部品のばらつき等により、上述の回路構成だけでは電圧アンバランスを回避することは難しい。

この課題解決のため、図１０に示す特許文献１に記載された回路構成が知られている。
図１０の例は、正極側および負極側のコンデンサの直列回路と並列に、半導体スイッチＱｐｃｈとＱｎｃｈの直列回路を接続し、その内部接続点とコンデンサ直列回路の内部接続点との間にリアクトルＬｃｈを接続した電圧バランス用チョッパＣＨである。正極側および負極側のコンデンサＣｐ、Ｃｎの電圧値に差が生じた場合、半導体スイッチ素子Ｑｐｃｈ、Ｑｎｃｈを任意にオンオフさせ、電圧を調整するものである。
また、特許文献２は、負荷の中性点と直流入力のコンデンサ直列回路の内部接続点との間に双方向スイッチを接続し、この双方向スイッチを、コンデンサの電圧差に従って任意にオンオフさせ、電圧アンバランスを調整するものである。

特許第３２４９３８０号公報 特許第４２７９６４０号公報

上述のように、特許文献１、特許文献２とも、直流電圧のアンバランスを調整するために、別途半導体スイッチ素子やリアクトルが必要となり、装置の大型化やコストアップにつながる課題がある。

上述の課題を解決するために、第１の発明においては、複数個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路を直流入力として、半サイクルに３つ以上の電位を持った交流電圧を出力する電力変換装置において、
スター結線された交流負荷の中性点と前記コンデンサ直列回路の中間接続点とを直接接続したことを特徴とする。

第２の発明においては、第１の発明において、前記各コンデンサの電圧を検出し、その差に応じて、各交流出力を同電位にして得られる零電圧ベクトルを調整することを特徴とする。

第３の発明においては、前記各コンデンサの検出電圧の差が所定値より小さい時は、各交流出力が中性点電位となるモードに制御して、各コンデンサの電圧を調整することを特徴とする。

本発明によれば、半サイクルに３つ以上の異なる電位を持った交流電圧を出力できる電力変換装置において、正極側と負極側のコンデンサの電圧アンバランスの解消を、別途部品を付加することなく達成することができ、装置の小型化と低価格化が可能となる。

本発明の第１の実施例を示す回路構成を示す。 本発明の第１の実施例における第1の動作説明図である。 本発明の第１の実施例における第２の動作説明図である。 本発明の第１の実施例における第３の動作説明図である。 本発明の第２の実施例における動作説明図である。 本発明の第３の実施例を示す回路図である。 第1の従来例を示す回路構成図である。 第2の従来例を示す回路構成図である。 図２の従来例の具体例を示す回路構成図である。 第３の従来例を示す回路構成図である。

本発明の要点は、複数個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路を直流入力として、半サイクル期間に３つ以上の電位を持った交流電圧を出力する電力変換装置において、スター結線された交流負荷の中性点と前記コンデンサ直列回路の中間接続点とを直接接続し、前記各コンデンサの電圧を検出し、その差に応じて、各交流出力を同電位にして得られる零電圧ベクトルを調整する点である。

図１に、本発明の第1の実施例を示す。半導体スイッチ素子としてＩＧＢＴを用いた半サイクル期間に３つ以上の異なる電位を持った交流電圧を出力できる電力変換装置（３レベルインバータ）である。３レベルインバータの直流回路部は、直流入力として正極と負極間にコンデンサＣｐ、Ｃｎの直列回路を有し、この直列回路と並列に直流電源Ｅｄが接続された構成である。

また、インバータＩＮＶは６個のＩＧＢＴ（Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ）で構成されたブリッジ回路の各交流端子とコンデンサ直列回路の内部接続点との間に、逆阻止型ＩＧＢＴを逆並列接続した双方向スイッチＱｓｕ、Ｑｓｖ、Ｑｓｗを各々接続した構成である。また、正極と負極との間のコンデンサＣｐ、Ｃｎの直列回路の接続点とスター結線された交流負荷Ｍの中性点とは直接接続されている。さらに、正極側および負極側コンデンサＣｐ、Ｃｎには、電圧を検出するための電圧検出器Ｄｐ、Ｄｎが備えられ、この出力を電圧検出回路Ｄｐｔでレベル変換し、それらの検出値をＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴに送り、ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴで６個のＩＧＢＴと３個の双方向スイッチ用のオンオフ信号を生成する。

ＰＷＭ制御回路ＣＯＮＴでの制御動作を図２に示す。
図２（ａ）は、図１の回路構成において零相分に着目した等価回路を示している。零電圧は図１の回路のＩＧＢＴＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗを同時にオン、又はＩＧＢＴＱｘ、Ｑｙ、Ｑｚを同時にオンしたときの交流出力電圧であり、図２（ａ）に示すように、ＩＧＢＴＱｕ、Ｑｖ、Ｑｗの同時オンをＩＧＢＴＱｐに、ＩＧＢＴＱｘ、Ｑｙ、Ｑｚの同時オンをＩＧＢＴＱｎに集約した等価回路に置き換えることができる。また、交流負荷ＭはインダクタンスＬｚと表すことができる。さらに、交流負荷Ｍの中性点は前述のごとく、直流中間コンデンサＥｐ、Ｅｎの接続点に接続される。

次に、図２（ｂ）、（ｃ）にこの動作例を示す。コンデンサＣｐの電荷をコンデンサＣｎに移す時の動作である。まず、図２（ｂ）において、ＩＧＢＴＱｐをオンさせると、正極側コンデンサＣｐ→ＩＧＢＴＱｐ→交流負荷ＭのインダクタンスＬｚの経路で電流が流れ、交流負荷ＭのインダクタンスＬｚにエネルギーが蓄えられる。次にＩＧＢＴＱｐをオフすると、交流負荷ＭのインダクタンスＬｚに蓄えられたエネルギーは、図２（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴＱｎに逆並列接続されているダイオードを経由して負極側コンデンサＣｎを充電する。コンデンサＣｐの電圧が高い時には、このような動作により、コンデンサＣｐの電荷をコンデンサＣｎに移すことができる。

図３はコンデンサＣｎの電荷をコンデンサＣｐに移す時の動作である。図３（ｂ）に示すように、ＩＧＢＴＱｎをオンすると、負極側コンデンサＣｎ→交流負荷ＭのインダクタンスＬｚ→ＩＧＢＴＱｎの経由で電流が流れ、交流負荷ＭのインダクタンスＬｚにエネルギーが蓄積される。次に、ＩＧＢＴＱｎをオフすると、交流負荷ＭのインダクタンスＬｚに蓄えられたエネルギーは、図３（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴＱｐに逆並列接続されているダイオードを経由して正極側コンデンサＣｐを充電する。コンデンサＣｎの電圧が高い時には、このような動作により、コンデンサＣｎの電荷をコンデンサＣｐに移すことができる。上述の動作により、正極側コンデンサＣｐの電荷を負極側コンデンサＣｎに、又は、負極側コンデンサＣｎの電荷を正極側コンデンサに移すことができる。

即ち、正極側、負極側コンデンサＣｐ、Ｃｎの電圧を検出し、それぞれの電圧値Ｖｐ、Ｖｎの電圧差に応じて図２または図３の動作をさせればコンデンサＣｐ、Ｃｎの電圧を平衡させることができる。例えば、コンデンサＣｐの電圧Ｖｃｐ＞コンデンサＣｎの電圧Ｖｃｎの場合には図２の動作を、コンデンサＣｐの電圧Ｖｃｐ＜コンデンサＣｎの電圧Ｖｃｎの場合には図３の動作をさせることで正極側コンデンサ及び負極側コンデンサの電圧値を均等にすることができ、安定した電力を交流負荷Ｍに供給することができる。

図４は、３レベルインバータの基本的な運転パターンを基に、前記動作を説明した図である。図４（ａ）は、ＩＧＢＴＱｐをオンして、正極側コンデンサＣｐから交流負荷ＭのインダクタンスＬｚにエネルギーを供給するモードである。次にＩＧＢＴＱｐをオフ、双方向スイッチＱｓをオンすると、図４（ｂ）に示すように交流負荷ＭのインダクタンスＬｚに蓄えられたエネルギーは交流スイッチＱｓを通る経路で還流する。次に、双方向スイッチＱｓをオフさせると、交流負荷ＭのインダクタンスＬｚに蓄えられたエネルギーは、図４（ｃ）に示すように、ＩＧＢＴＱｎの逆並列接続されたダイオードを経由して負極側コンデンサＣｎに蓄えられる。また、負極側コンデンサＣｎから正極側コンデンサＣｐへの電荷の授受も上下対称の動作で同様の動作が可能である。

尚、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧差が所定値より小さい場合は、図４（ｂ）に示すモードで還流させ、交流負荷Ｍ又は双方向スイッチＱｓの抵抗分を利用して消費させてもコンデンサ電圧をバランスさせることができる。従って、所定値とは交流負荷Ｍ又は双方向スイッチＱｓの抵抗分で消費可能な電力に基づいたコンデンサ電圧を意味する。

図５に、本発明の第２の実施例を示す。図５は、クランプダイオードを使用した一般的な中性点クランプ式３レベルインバータでの回路構成である。以下に動作を説明する。
図５（ａ）はＩＧＢＴＱ１、Ｑ２をオンして正極側コンデンサＣｐより交流負荷Ｍへ供給しているモードであり、インダクタンスＬｚにエネルギーが蓄積される。次にＩＧＢＴＱ１をオフ、ＩＧＢＴＱ３をオンとすると、図５（ｂ）に示すように、インダクタンスＬｚに蓄えられたエネルギーはＩＧＢＴＱ２を経由して還流する。次に、ＩＧＢＴＱ２をオフ、ＩＧＢＴＱ４をオンすると、交流負荷に蓄えられたエネルギーはＩＧＢＴＱ３、Ｑ４に逆並列に接続されているダイオードを経由して負極側コンデンサＣｎに蓄えられる。また、負極側コンデンサＣｎから正極側コンデンサＣｐへのエネルギー授受も上下対称の動作で同様の動作が可能である。

尚、正極側コンデンサと負極側コンデンサの電圧差が所定値より小さい場合は、図５（ｂ）に示すモードで還流させ、交流負荷Ｍ、ダイオードＤ１、Ｄ２、ＩＧＢＴＱ２、Ｑ３の抵抗分を利用して消費させてもコンデンサ電圧をバランスさせることができる。従って、所定値とは交流負荷Ｍ又は双方向スイッチＱｓの抵抗分で消費可能な電力に基づいた電圧を意味する。

図６に、本発明の第３の実施例を示す。５レベルインバータでの実施例を示す零相分に着目した等価回路である。５レベルインバータは半サイクル期間に５つの電位を持った交流電圧を出力する電力変換回路である。図１に示した第１の実施例のインバータＩＮＶの直流入力の２個のコンデンサＣｐ、Ｃｎを４個のコンデンサＣｐ１、Ｃｐ２、Ｃｎ１、Ｃｎ２に変更し、双方向スイッチを各コンデンサの接続点とインバータの各交流出力との間に接続した構成である。負荷の中性点と直列コンデンサの中間接続点とは接続されている。
このような構成における動作は、第１の実施例と同様である。

ＩＧＢＴＱｐをオンオフさせるモードでは、ＩＧＢＴＱｐをオンさせると、コンデンサＣｐ１とＣｐ２の直列回路が電源となり、ＩＧＢＴＱｐ→負荷Ｍ→コンデンサ４個の中間接続点Ｏの経路で電流が流れ、負荷のインダクタンスＬｚにエネルギーが蓄積される。次に、ＩＧＢＴＱｐをオフさせると負荷のエネルギーは、双方向スイッチＱｓ２をオンさせると還流モードに、双方向スイッチＱｓ３をオンさせるとコンデンサＣｎ１を充電するモードに、双方向スイッチＱｓ２、Ｑｓ３をオフのままにするとコンデンサＣｎ１とＣｎ２を充電するモードとなる。

双方向スイッチＱｓ１をオンオフさせるモードでは、双方向スイッチＱｓ１をオンさせると、コンデンサＣｐ２が電源となり、負荷のインダクタンスＬｚにエネルギーを蓄積する。次に、双方向スイッチＱｓ１をオフさせると、負荷のエネルギーは、双方向スイッチＱｓ２をオンさせると還流モードに、双方向スイッチＱｓ３をオンさせるとコンデンサＣｎ１を充電するモードに、双方向スイッチＱｓ２、Ｑｓ３をオフのままにするとコンデンサＣｎ１とＣｎ２を充電するモードとなる。
また、負極側コンデンサＣｎ１、Ｃｎ２から正極側コンデンサＣｐ１、Ｃｐ２へのエネルギー授受も上下対称の動作で同様の動作が可能である。
また、コンデンサの電圧差が所定値より小さい場合は、還流モードによりエネルギーを消費させることができる。
上記のような動作により、電圧の高いコンデンサから、電圧の低いコンデンサへ電荷を移すことができ、コンデンサ電圧をバランスさせることができる。
尚、実施例では、３レベルと５レベルのインバータでの例を示したが、インバータの回路構成によらず、半サイクル期間に３以上のレベルを持った交流を出力する電力変換装置に適用できる。

本発明は、コンデンサを直列接続した直流入力を用いたマルチレベルインバータを適用する電動機駆動装置、無停電電源装置などへの適用が可能である。

Ｅｄ、Ｅｄ１、Ｅｄ２・・・直流電源 Ｒｅｃ・・・整流電源
Ｃｐ、Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｎ、Ｃｎ１、Ｃｎ２・・・コンデンサ
Ｑｓ、Ｑｓｕ、Ｑｓｖ、Ｑｓｗ、Ｑｓ１〜Ｑｓ３・・・双方向スイッチ
Ｑｐ、Ｑｎ、Ｑｕ、Ｑｖ、Ｑｗ、Ｑｘ、Ｑｙ、Ｑｚ、Ｑ１〜Ｑ４・・・ＩＧＢＴ
Ｑｏｃｈ、Ｑｎｃｈ・・・ＩＧＢＴ Ｌｃｈ・・・リアクトル
Ｄ１、Ｄ２・・・ダイオード Ｍ・・・負荷 ＣＨ・・・チョッパ
ＩＮＶ・・・インバータ Ｄｐ、Ｄｎ・・・電圧検出器
Ｄｐｔ・・・電圧検出回路 ＣＯＮＴ・・・ＰＷＭ制御回路

Claims (3)

1. 複数個のコンデンサを直列接続したコンデンサ直列回路を直流電源と並列に接続し、前記コンデンサ直列回路を直流入力として、半サイクルに３つ以上の電位を持った交流電圧を出力する電力変換装置において、
   スター結線された交流負荷の中性点と前記コンデンサ直列回路の中間接続点とを直接接続したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記各コンデンサの電圧を検出し、その差に応じて、各交流出力を同電位にして得られる零電圧ベクトルを調整することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記各コンデンサの検出電圧の差が所定値より小さい時は、各交流出力が中性点電位となるモードに制御して、各コンデンサの電圧を調整することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
   

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