JP5020077B2 - 電源装置及びこれを用いた磁気共鳴イメージング装置 - Google Patents
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Description
このMRI装置には、磁場発生コイルとして、静磁場を発生する超電導コイル、静磁場に重畳される傾斜磁場を発生するための傾斜磁場コイル、さらに高周波磁場を発生するための高周波コイルが備えられている。
これら磁場発生コイルには、所定の強度の磁場を発生するために、そこに給電する電流の大きさとそのタイミングが制御可能な電源装置が備えられる。
また、短時間で診断に有用な画像を得るためにMRI装置の磁場電源としては、該磁場を発生する磁場コイルに流す電流は、立ち上がり、立ち下がり時間が短く、立ち上がり後に該電流のリップルや変動のない高安定、高精度の電源装置が要求される。
そのためには、傾斜磁場コイルには大きな電流を短い立ち上がり、立ち下がり時間で供給する必要があり、傾斜磁場コイルの電源としては、概ね電流が300〔A〕〜400〔A〕、電圧が2000〔V〕程度の大電流、高電圧のものが要求される。
また、多段に直列接続されたそれぞれの直列電圧電源を構成するために、例えば、特開平5−159893号公報記載のフルブリッジインバータ回路を用いると、トランジスタ及びダイオードが8組以上必要になり、回路が大型化する問題があった。
本発明の目的は、その出力端にMRI装置の傾斜磁場コイル等が負荷として接続されるマルチレベルダイオードクランプ型PWMインバータに必要な多段(複数段)に直列接続された直流電圧電源を、比較的簡単な回路で構成し、さらに当該電源の損失を抑えて、小型で高精度の高電圧、大電流の電源装置及びそれを用いたMRI装置を提供することである。
(1)複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値になるように前記電流増巾手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置であって、前記直流電圧電源手段は、商用交流電源電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する交流−直流変換昇圧手段と、この手段で昇圧された直流電圧を交流電圧に変換する直流−交流変換手段と、この変換手段で変換された交流電圧を絶縁して昇圧する複数の絶縁変圧器と、該変圧器の出力電圧を直流に変換し平滑して得られる直流電圧を直列接続して構成する。
このように構成された電源装置では、交流−直流変換昇圧手段により商用交流電源電圧を全波整流して得られる電圧よりも高い電圧に昇圧し、この昇圧された直流電圧を直流−交流変換手段で交流電圧に変換して、これらの交流電圧を変圧器で絶縁して昇圧し、さらに平滑して直流電圧を直列接続して直流電圧電源を得る構成であるので、半導体スイッチを用いた上記交流−直流変換昇圧手段及び直流−交流変換手段の動作周波数を20kHz程度に高周波化することによって、上記絶縁変圧器や平滑手段は非常に小型なものとなり、これによって上記直流電圧電源手段を商用交流電源と絶縁された小型で安価なものとすることができる。
前記直流−交流変換手段(実施形態の位相シフトインバータ回路7,60,70に対応)は、複数のアームで二組以上のフルブリッジインバータ回路を構成し、前記共通アームの半導体スイッチの導通位相に対して前記残りのアームの半導体スイッチの導通位相を遅れ位相及び/または進み位相に制御するので、前記半導体スイッチの数が少なく、しかも半導体スイッチの損失も低減できるので、小型の直流−交流変換手段を構成できる。
これによって、上記前記直流電圧電源手段の直流電圧は変動のない安定した電源電圧となり、これを直流電源とする上記マルチレベルインバータにより、負荷には立ち上がりが速く、安定な電流を供給することができる。
この昇圧型チョッパ回路の半導体スイッチの導通比率(半導体スイッチの導通期間と非導通期間の比率)をスイッチング制御することによって任意の電圧に昇圧することができる。
また、前記導通比率制御手段は、さらに前記昇圧型チョッパ回路の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第2の目標電圧指令値(実施形態の第1の電圧指令値22aに対応)との差が零となるように前記半導体スイッチの導通比率をフィードバック制御しても良い。
このように制御することによって、チョッパー回路の出力電圧の変動を阻止し、前記商用交流電源電圧の変動やその他の要因による前記直流−交流変換手段への入力直流電源電圧を一定の電圧に保持することができ、前記直流−交流変換手段を安定に動作させることができる。
上記パルス幅変調制御手段は、さらに前記交流−直流変換昇圧手段の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第3の目標電圧指令値(実施形態の第1の電圧指令値22aに対応)との差が零となるように前記半導体スイッチの導通パルス幅をフィードバック制御する。
そして、上記パルス幅変調制御手段は、さらに前記商用交流電源の相電圧と相電流を検出する手段を備え、前記相電圧と相電流の位相が一致するように制御する。
このような交流−直流変換昇圧手段を用いることによって、上記(4)の交流−直流変換昇圧手段と同じ電圧に昇圧することができ、また回路構成要素も少なくなる。さらに力率が改善されて皮相電力が小さくなり、半導体スイッチに流れる電流は小さくて済むと共に前記商用交流電源設備の容量も低減することができる。
このように構成された磁場発生用コイルの電源装置は、商用交流電源と絶縁された高精度の高電圧、大電流のものとすることができ、これによってパルス状傾斜磁場の強度は大きく、立ち上がり、立ち下がり時間の短い磁場とすることができるので、MRI装置の撮影を高速化して撮影時間の短縮化を図ることができる。
図1は、本発明電源装置の第1の実施形態によるMRI装置の傾斜磁場電源装置の回路構成図である。
この傾斜磁場電源装置2は、三相交流電源3から電力の供給を受け、負荷である傾斜磁場コイル1に電流を供給するように構成され、三相交流電源3に接続されて三相交流電圧を直流電圧に変換する第1の交流-直流変換器4と、この交流−直流変換器4の出力側に接続されて直流電圧を平滑化する第1の平滑コンデンサ5と、この第1の平滑コンデンサ5に接続されて平滑化された直流電圧を所定の直流電圧に昇圧する直流−直流変換器(以下、昇圧型チョッパ回路と呼ぶ)6と、この昇圧型チョッパ回路6の出力側に接続されて昇圧された直流電圧を二つの単相交流電圧に変換する3つのアームで構成された直流-交流変換器(以下、位相シフトインバータ回路と呼ぶ)7と、この位相シフトインバータ回路7の出力側に接続されて二つの単相交流電圧をそれぞれ互いに絶縁する二つの絶縁変圧器8,9と、該変圧器8,9の二次側にそれぞれ接続されて絶縁された二つの交流電圧を直流電流に変換する第2の交流−直流変換器10及び第3の交流−直流変換器11と、これらの変換された直流電圧を平滑化する第2の平滑コンデンサ12及び第3の平滑コンデンサ13から成る交流・直流昇圧変換部(二つの直流電圧Vdc1及びVdc2を生成する)14と、この交流・直流昇圧変換部14からの二つの直流電圧を受電し、傾斜磁場コイル1のX軸コイル15、Y軸コイル16及びZ軸コイル17にそれぞれ電流を供給する3レベルのマルチレベルPWM(Pulse Width Modulation、以下、PWMと略称)インバータ回路18でそれぞれ構成された電流増幅器19,20,21とを備えて構成される。
なお、6gは前記スイッチング制御装置6fから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅して前記半導体スイッチ6bを駆動する回路である。
この状態から前記半導体スイッチ6bを非導通にすると、前記リアクトル6aに蓄積された電磁エネルギーはダイオード6hを介して第4の平滑コンデンサ6dに充電される。
この動作、すなわち半導体スイッチ6bを所定の周期で導通、非導通にスイッチング制御することによって第4の平滑コンデンサ6dに前記第1の平滑コンデンサ5の電圧、すなわち三相交流電源3の電圧を全波整流して得られる電圧以上に昇圧することができ、MRI装置のシーケンサ22から出力される第1の電圧指令値22aと前記第1の電圧検出器6eで検出した検出値とが一致するように第1のスイッチング制御装置6fで前記半導体スイッチ6bをスイッチング制御する。
そして、上記昇圧型チョッパ回路6の出力電圧である前記第4の平滑コンデンサ6dの電圧、すなわち前記位相シフトインバータ回路7への入力直流電源電圧Vdccは、前述したように前記半導体スイッチ6bを所定の周期で導通、非導通にスイッチング制御することによって任意の電圧に昇圧することができる。
すなわち、前記アーム1を前記第1のフルブリッジインバータ回路と第2のフルブリッジインバータ回路で共用するもので、これによってフルブリッジインバータ回路を構成するアーム数は四つから三つとなり、半導体スイッチ数の低減を図ることができる。なお、7n〜7sは前記第2のスイッチング制御装置7mから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅して前記半導体スイッチ7a,7b,7e,7f,7i,7jを駆動する回路である。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム2の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ遅れさせ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム2の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ遅れさせ、該遅れ位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。
なお、上記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路と同様に、図3に示した半導体スイッチ7iの電流Ii、半導体7jの電流Ijにおける負の部分の電流は、半導体スイッチ7i及び7jと逆並列に接続されたダイオード7k,7lに流れる電流であり、前記半導体スイッチ7i及び7jには正の電流のみが流れる。
従って、上記のようにアーム1の半導体スイッチ7a,7bには他のアームの半導体スイッチよりも多くの電流は流れるが、周波数の高いPWM制御における半導体スイッチの損失の多くはスイッチング損失が占めているので、アーム1の半導体スイッチ7a、7bの損失は導通損失のみを考慮すれば良い。
これに対して、アーム2及びアーム3の半導体スイッチは、スイッチング損失は発生するが、流れる電流は小さいのでスイッチング損失も小さなものとなる。
すなわち、アーム1の半導体スイッチは導通損失、他のアームの半導体スイッチはスイッチング損失に重点を置いてインバータ回路を実装すれば良い。
また、図示していないが、一般に半導体スイッチには、スイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するためにコンデンサと抵抗等から成るサージ電圧抑制手段を設けるが、上記第1の制御方法では、スイッチング損失が発生するアーム2及びアーム3の半導体スイッチのみにサージ電圧抑制手段を設け、スイッチング損失がほとんど発生しないアーム1の半導体スイッチには前記サージ電圧抑制手段は設けないようにすることにより実装を簡素なものとすることができる。
さらに、各アームの半導体スイッチで発生する損失の特徴を考慮して、例えば、スイッチング損失が発生するアーム2とアーム3の半導体スイッチには高速の半導体スイッチを選択し、アーム1の半導体スイッチには導通損失の小さいものを選択するようにすることにより、損失、発熱を効果的に抑制することができ、位相シフトインバータ回路の実装を小型で簡素なものにすることが可能となる。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム2の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ遅れさせ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム2の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ遅れさせ、該遅れ位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。
前記第2のフルブリッジインバータ回路のアーム3の半導体スイッチ7iに流れる電流についても上記と同様に動作し、アーム3の半導体スイッチ7iよりも先にアーム1の半導体スイッチ7bが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cに転流して、アーム3の半導体スイッチ7i-絶縁変圧器9-アーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cの回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aにゲート信号が入力されてもアーム3の半導体スイッチ7jが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7jが導通する前に零となる。
すなわち、第1のフルブリッジインバータ回路を構成するアーム1の半導体スイッチ7aに対してアーム2の半導体スイッチ7fの導通位相をφ1だけ進ませ、前記アーム1の半導体スイッチ7aから位相が180°遅れたアーム1の半導体スイッチ7bに対してはアーム2の半導体スイッチ7eの導通位相をφ1だけ進ませ、該進み位相差φ1を電気角0から180°まで可変とすることによって第1の交流出力電圧Vac1を0から最大電圧までの間で任意の交流電圧に可変とすることができる。
同様に、アーム2の半導体スイッチ7eよりも先にアーム1の半導体スイッチ7bが非導通になるので、負荷に流れていた電流はアーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7cに転流して、アーム1の半導体スイッチ7aの逆並列ダイオード7c-アーム2の半導体スイッチ7e-絶縁変圧器8の回路で流れ続け、この電流はアーム1の半導体スイッチ7aにゲート信号が入力されてもアーム2の半導体スイッチ7fが導通するまで漸次減少し、前記半導体スイッチ7fが導通する前に零となる。
したがって、アーム1ではスイッチング損失は発生し、また電流が大きい。それに対して、アーム2及びアーム3では電流が小さく、スイッチング損失が発生しない。アーム1のスイッチに損失を集中させる制御方法である。
また、スイッチング損失と導通損失からなる半導体スイッチの損失は、アームによって異なるので、スイッチング損失が発生しないアームの半導体スイッチはサージ電圧抑制手段は不要であり、導通損失の多いアームの半導体スイッチには導通損失の小さい半導体スイッチを選択するなどして、各アームの半導体スイッチごとに発生する損失を考慮した放熱実装(半導体スイッチの冷却のためのヒートシンクやフィン、空冷ファン等の実装)、サージ電圧抑制手段の最少化及び半導体スイッチの選択の適正化によりインバータ回路を小型で安価にものとすることができる。
このため、前記Vdc1とVdc2を絶縁して検出できる絶縁電圧検出器12a,13aを設け、これらの検出器で検出した検出値とMRI装置のシーケンサ22から出力される第2の電圧指令値22bとが一致するように前記第2のスイッチング制御装置7mで前記位相シフトインバータ回路7の半導体スイッチ7a,7b,7e,7f,7i,7jをスイッチング制御する。
そして、上記の位相シフトインバータ回路7の動作周波数を高くすれば(20kHz程度)、前記交流・直流昇圧変換部14の絶縁変圧器8,9を小型、安価なものとすることができる。
なお、18i〜18pはスイッチング制御装置18qから出力されるスイッチング制御信号を所定の値に増幅してマルチレベルPWMインバータ回路18のアーム24〜27の各半導体スイッチ18a,18bを駆動する回路である。
また、この3レベルPWMインバータ回路18では、直流電圧源E-E0間の直流電圧を2分割(E/2)しており、2対のIGBTによる半導体スイッチ18a,18bおよびそれぞれに逆並列接続したダイオード18c,18dを直列に接続した4組のアーム24〜27を有し、前記4組のアームをフルブリッジ接続している。
そして、第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点(レベル2の電位)とフルブリッジ構成の各アーム24〜27の半導体スイッチの接続点との間にダイオード18e,18f,18g,18hを接続して、マルチレベルダイオードクランプ型PWMコンバータを構成している。
すなわち、アーム24の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間に図示のようにダイオード18eを、アーム25の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18fを、アーム26の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18gを、アーム27の半導体スイッチ18aと18bの接続点と前記第2の平滑コンデンサ12と第3の平滑コンデンサ13の接続点との間にダイオード18hを接続している。
さらに、これらをPWM制御することによって、-Eから+Eまでの間で任意の電圧を出力することができる。
また、電流増幅器19〜21にそれぞれマルチレベルPWMインバータ回路18を使用してPWM制御しているため、他のインバータを使用した場合に比べて電流リップルを減少させることができる。
同様に上記位相シフトインバータ回路7の入力直流電源電圧Vdcc、すなわち昇圧チョッパ回路6の出力電圧Vdccについても電圧検出器6eで検出した値とMRI装置のシーケンサ22から出力される第1の電圧指令値22aとの差が零になるように上記昇圧チョッパ回路6の半導体スイッチ6bの導通と非導通の比率を制御することにより上記位相シフトインバータ回路7の入力直流電源電圧Vdccを安定なものとすることができる。
なお、上記マルチレベルPWMインバータ回路18の直流電源電圧Vdc1とVdc2は位相シフトインバータ回路7でフィードバック制御されて安定化されるので、上記昇圧型チョッパ回路6の出力電圧は必ずしもフィードバック制御する必要はない場合もある。
例えば、200〔V〕の商用電源電圧を第1の交流−直流変換器4で直流に変換し、さらにこれを第1の平滑コンデンサ5で平滑して得られる電圧約282〔V〕(200×√2)を昇圧チョッパ回路6で3倍の846〔V〕(半導体スイッチIGBTの耐電圧を考慮して)に昇圧し、この昇圧された電圧を絶縁変圧器8,9で2.5倍程度に昇圧すれば上記の目標の直流高電圧を得ることが可能となる。
この場合、前述したように前記絶縁変圧器8,9の入力電圧は前記位相シフトインバータ回路7で20kHz程度まで高周波化することにより、当該絶縁変圧器8,9及び第2,第3の平滑コンデンサ(静電容量を小さくできるため)は小型なものとなる。
ただし、直流高電圧発生のための構成要素のうち、上記図1の第1の実施形態の昇圧チョッパ回路6までは同じ構成であるので、図6では位相シフトインバータ回路60及び交流・直流・昇圧変換部50のみを示し、またこの交流・直流昇圧変換部50の出力を受けるマルチレベルPWMインバータ回路は5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30とし、その出力側には負荷としてX軸コイル15が接続されてる。なお、この回路30の半導体スイッチング制御装置及びこの装置からの出力信号を増幅してマルチレベルPWMインバータ回路30の半導体スイッチを駆動する回路は省略してある。
なお、Y軸コイル16及びZ軸コイル17についても同様の5レベルのマルチレベルPWMインバータ回路30を用いるが、ここではX軸コイル15の場合についてのみ説明する。
本発明の第2の実施形態では、これらの4つの同じ直流電圧を得るために、図1の昇圧型チョッパ回路6の出力電圧Vdcc(第4の平滑コンデンサ6dの電圧)を位相シフトインバータ回路60で4つの交流電圧に変換し、これを交流・直流昇圧変換部50で直流に変換する。
なお、前記半導体スイッチ60a〜60jには逆並列ダイオードが接続されている。
すなわち、アーム1の半導体スイッチの導通位相に対してアーム2〜アーム5の対向する半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、入力の直流電圧Vdccを前記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac3に変換し、前記アーム1とアーム3で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac4に変換し、前記アーム1とアーム4で構成される第3のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac5に変換し、前記アーム1とアーム5で構成される第4のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac6に変換して、これらの変換された交流電圧を交流・直流昇圧変換部50の4つの絶縁変圧器31a,31b,31c,31dの入力側にそれぞれ入力する。
これらの4つの直流電圧Vdc3,Vdc4,Vdc5,Vdc6は同じ値の変動のない安定な電圧とするために、前記Vdc3,Vdc4,Vdc5,Vdc6を絶縁電圧検出器34a,34b,34c,34dでそれぞれ絶縁して検出し、前述したように前記直流電圧Vdc3,Vdc4,Vdc5,Vdc6を第3の電圧指令値22dに一致させるように第3のスイッチング制御装置60kへフィードバックする。
さらに、第1の実施形態で述べたように、半導体スイッチの導通制御に第1の制御方法、第2の制御方法または第3の制御方法のいずれかのうちの任意の制御方法を用いることにより、各アームの半導体スイッチで発生する損失を考慮した放熱実装の最適化、サージ電圧抑制手段の最少化及び半導体スイッチの選択の適正化により、インバータ回路を小型で安価にものとすることができる。
さらに、これらをPWM変調することによって、−Eから+Eまでの間で任意の電圧を出力することができる。
この第3の実施形態は、位相シフトインバータ回路70の主回路構成のみが前記図6の第2の実施形態と異なり、他は同じであるのであるので、ここでは位相シフトインバータ回路70の構成について説明する。
すなわち、半導体スイッチ70aと70bによるアーム1と、半導体スイッチ70cと70dによるアーム2と、半導体スイッチ70eと70fによるアーム3とで二組のフルブリッジインバータ回路を構成し、半導体スイッチ70gと70hによるアーム4と、半導体スイッチ70iと70jによるアーム5と、半導体スイッチ70kと70lによるアーム6とでもう二組のフルブリッジインバータ回路を構成する。
同様に、前記アーム4〜アーム6による二組のフルブリッジインバータ回路は、アーム4とアーム5で第3のフルブリッジインバータ回路を構成し、アーム4とアーム6で第4のフルブリッジインバータ回路を構成するもので、前記アーム4を第3,第4のフルブリッジインバータ回路で共用する。
すなわち、前記アーム1の半導体スイッチの導通位相に対してアーム2、アーム3の半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、直流電圧Vdccを前記アーム1とアーム2で構成される第1のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac3に変換し、前記アーム1とアーム3で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac4に変換する。
同様に、前記アーム4の半導体スイッチの導通位相に対してアーム5、アーム6の半導体スイッチを遅れ位相又は進み位相で導通制御して、直流電圧Vdccを前記アーム4とアーム5で構成される第3のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac5に変換し、前記アーム4とアーム6で構成される第2のフルブリッジインバータ回路により交流電圧Vac6に変換する。
すなわち、前記第1の実施形態の昇圧型チョッパ回路6で昇圧される、例えば、846〔V〕程度の電圧まで昇圧することができる。
さらに、前記第4の交流−直流変換器80は、前記三相交流電源3の相電流と相電圧を検出する相電流及び相電圧検出器80tを備えることによって、前記交流電源の相電流と相電圧の位相差及び上記平滑コンデンサ80pの出力電圧の設定値22a(第1の電圧指令値)との誤差に応じて前記半導体スイッチ80a〜80fをパルス幅変調制御することにより、前記交流電源の相電流と相電圧の位相を一致させることができるので、力率が改善されて皮相電力が小さくなり、前記第4の交流−直流変換器80に流れる電流は小さくて済むと共に前記三相交流電源設備の容量も低減できるという効果が得られる。
したがって、上記マルチレベルPWMインバータ回路への直流電源電圧のフィードバック制御は必要に応じて適用すれば良い。
さらにまた、本発明電源装置には負荷としてMRI装置の傾斜磁場コイルを接続した例について説明したが、静磁場もしくは高周波磁場を発生させるコイルを負荷として接続して用いることもできる。
さらにまた、上記実施例において交流・直流昇圧変換部により生成する直流電圧の数は図示例では偶数であったが、奇数個の直流電圧を生成するようにしても良い。
Claims (14)
- 複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、この直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、この電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値となるように前記電流増幅手段を制御する電流制御手段とを備えた電源装置であって、
前記直流電圧電源手段は、商用交流電源電圧を直流電圧に変換し、この変換された直流電圧を昇圧する交流−直流変換昇圧手段と、この手段で昇圧された直流電圧を偶数の交流電圧に変換する直流−交流変換手段と、この変換手段で変換された偶数の交流電圧を絶縁して昇圧する複数の絶縁変圧器と、該変圧器の出力電圧を直流に変換して得られる複数の直流電圧源を直列接続して構成し、前記直流−交流変換手段は、半導体スイッチとこの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードとによるスイッチ手段を二つ直列に接続して構成されたアームを少なくとも三つ以上並列に接続し、これら複数アームのうちの少なくとも一つのアームを共通にして、該共通アームと前記残りのアームで構成された二組以上の偶数のフルブリッジインバータ回路と、各フルブリッジインバータ回路の前記共通アーム中のそれぞれの半導体スイッチに対して残りのアームの対向する半導体スイッチに位相差を与えて制御する位相差制御手段とを備えていることを特徴とする電源装置。 - 前記位相差制御手段は、前記共通アームの半導体スイッチの導通位相に対して前記残りのアームの半導体スイッチの導通位相を遅れ位相及び/または進み位相とすることを特徴とする請求項1項に記載の電源装置。
- 前記交流−直流変換昇圧手段は、前記商用交流電源電圧を直流に変換する手段と、この手段で変換された直流電圧を昇圧する昇圧型チョッパ回路と、このチョッパ回路の半導体スイッチの導通比率を制御する導通比率制御手段とを備えていることを特徴とする請求項1又は2に記載の電源装置。
- 前記交流−直流変換昇圧手段は、複数対の半導体スイッチが並列接続されたブリッジ回路と前記複数対のそれぞれの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードと、前記ブリッジ回路の交流入力端と前記商用交流電源電圧を出力する商用交流電源間に接続されたリアクトルと、前記半導体スイッチをパルス幅変調制御するパルス幅変調制御手段とを備えていることを特徴とする請求項1又は2に記載の電源装置。
- 前記位相差制御手段は、さらに前記直流電圧電源手段の直流電圧を検出する直流電圧検出手段を備え、この手段で検出した検出値と第1の目標電圧指令値との差が零になるように前記位相差をフィードバック制御することを特徴とする請求項2に記載の電源装置。
- 前記導通比率制御手段は、さらに前記昇圧型チョッパ回路の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第2の目標電圧指令値との差が零になるように前記半導体スイッチの導通比率をフィードバック制御することを特徴とする請求項3に記載の電源装置。
- 前記パルス幅変調制御手段は、さらに前記交流−直流変換昇圧手段の出力電圧を検出する手段を備え、この手段で検出した検出値と第3の目標電圧指令値との差が零になるように前記半導体スイッチの導通パルス幅をフィードバック制御することを特徴とする請求項4に記載の電源装置。
- 前記パルス幅変調制御手段は、さらに前記商用交流電源の相電圧と相電流を検出する手段を備え、前記相電圧と相電流の位相が一致するように制御することを特徴とする請求項7に記載の電源装置。
- 複数の直流電圧源を直列に接続した直流電圧電源手段と、該直流電圧電源手段の直流電圧を電源とするマルチレベルインバータによる電流増幅手段と、該電流増幅手段の出力に負荷が接続され該負荷に流れる電流を電流指令値となるように前記電流増幅手段を制御する電流制御手段と、を備えた電源装置を用いた磁気共鳴イメージング装置であって、
前記負荷は磁気共鳴イメージング装置の磁場発生用コイルであり、前記電源装置は、請求項1乃至8の何れか一項に記載の電源装置を用いたことを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。 - その入力端に適用三相交流電源が接続される交流―直流変換昇圧部、該交流―直流変換昇圧部の出力端がその入力端に接続される直流―交流変換部、該直流―交流変換部の出力端がその入力端に接続される交流―直流昇圧変換部および該交流―直流昇圧変換部の出力端がその入力端に接続されその出力端が負荷に接続されるマルチレベルダイオードクランプ型PWMインバータから構成される電源装置において、
前記直流―交流変換部は、半導体スイッチとこの半導体スイッチに逆並列に接続されたダイオードとによるスイッチ手段を二つ直列に接続して構成したアームを少なくとも三つ以上並列に接続し、これら複数のアームのうち少なくとも一つのアームを共通にして、この共通アームと残りのアームで構成した二組以上の複数のフルブリッジインバータ回路と、各フルブリッジインバータ回路の共通アーム中のそれぞれの半導体スイッチに対して、残りアームの対向する半導体スイッチに導通位相差を与えて制御する位相差制御手段を備えた位相シフトインバータで構成したことを特徴とする電源装置。 - 前記位相シフトインバータは、二つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは一つの共通アームと残りの二つのアームの一つと組合せて構成され、二つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求項10に記載の電源装置。
- 前記位相シフトインバータは、四つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは一つの共通アームと残り四つのアームの一つと組み合わせて構成され四つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求項10に記載の電源装置。
- 前記位相シフトインバータは、四つのフルブリッジインバータ回路を有し、これらは二つの共通アームと二つの共通アームのそれぞれと組合わされるそれぞれ二つの残りアームから構成され四つの出力交流電圧を生成することを特徴とする請求項10に記載の電源装置。
- 前記位相シフトインバータの動作周波数は約20kHzであることを特徴とする請求項10に記載の電源装置。
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