JP2005348563A - 交流電源装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】サイリスタ等の半導体制御素子を含む航空照明用ランプ等のための交流電源装置の交流入力電流に含まれる高調波成分を容易且つ良好に抑制すること及び交流電源装置を簡単に無停電化することが困難であった。
【解決手段】 交流入力端子1a,1bと負荷4が接続される交流出力端2a,2bとの間にサイリスタS1、S2から成る給電制御器3を交流スイッチSa,Sbを介して接続する。給電制御器3に並列的に双方向電力変換器6を接続する。双方向電力変換器6の直流側端子に蓄電池11を接続する。双方向電力変換器6に含まれている電力変換回路の制御信号をサイリスタS1、S2の位相制御信号に基づいて形成する。双方向電力変換器6は補償電流供給と交流電力供給との両方の機能を有する。
【選択図】図1

Description

本発明は航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置に好適な高調波電流抑制機能及び無停電機能を有する単相又は3相又は多相の交流電源装置に関する。
航空照明用定電流電源装置は、例えば後記特許文献1に示されているように、交流入力端子と昇圧用トランスとの間にサイリスタの逆並列回路を接続し、昇圧用トランスの2次側に航空照明用ランプを接続し、サイリスタの位相制御によって負荷電流を調整するように構成されている。
この種の航空照明用定電流電源装置において、商用交流電源からの電力供給が停止した時に航空照明用定電流電源装置に対する電力供給を継続するために商用交流電源と航空照明用定電流電源装置との間に交流無停電電源装置を接続することがある。
上述の航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置では、位相制御可能なサイリスタを使用するので比較的大電流を流すことができ且つ電力損失が比較的小さいという長所を有する反面、サイリスタの位相制御を行うので、電流波形に高調波電流が含まれるという短所を有する。電流波形に高調波電流が含まれると、力率が悪くなり、サイリスタを含む交流電源装置が接続される発電機等の電源の電力容量が必然的に大きくなる。また、交流電源に接続されている別の負荷等に高調波障害又はノイズ障害を及ぼす可能性がある。
また、航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置において、交流無停電電源装置を独立に設けると、システムが大型且つ高価になる。また、交流無停電電源装置を交流入力端子と負荷との間に直列に接続すると、システムの効率低下を招く。
交流電源電流の波形改善及び力率改善をするために補償電流供給回路を交流入力ラインに接続することは、後記特許文献2等で公知である。また、交流無停電電源装置は後記特許文献3等で公知である。しかし、位相制御可能な半導体制御素子を含む交流電源装置における高調波抑制及び無停電化を比較的簡単な回路構成で達成することは開示されていない。
特開昭58−18897号公報 特開平10−333761号公報 特開2000−341881号公報
従って、本発明が解決しようとする課題は、交流電源装置の無停電化と位相制御可能な半導体制御素子に基づく高調波成分の抑制を容易に達成することが困難なことである。また、本発明の別な課題は、3相交流電源に対して単相負荷を接続すれば、3相交流電流のアンバランスが生じることである。
上記課題を解決するための本発明は、
交流入力端と、
負荷が接続される交流出力端と、
前記交流入力端と前記交流出力端との間に接続された交流スイッチと、
前記交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
前記交流スイッチと前記交流出力端との間に接続され且つ前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
前記交流スイッチと前記給電制御器との間からの分岐回路を形成するための導体に接続された双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記半導体制御素子の位相制御によって生じる電流波形の歪を改善するための補償電流を供給し且つ前記蓄電装置を充電することができるように前記双方向電力変換器を交流―直流変換動作させ、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記負荷に対して交流電圧を供給することができるように記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させる電力変換制御回路とを備えていることを特徴とする交流電源装置に係わるものである。
なお、本発明における交流入力端は、交流入力端子又は交流入力供給部分を意味し、また交流出力端は交流出力端子、又は負荷や出力段回路を接続する部分を意味している。
なお、請求項2に示すように、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を検出する負荷状態検出手段と前記交流入力端の交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段とを有し、前記電力変換制御回路は、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力と前記基準正弦波とに基づいて目標補償電流波形を形成し且つこの目標補償電流波形に相当する補償電流を供給するため及び前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有していることが望ましい。
また、請求項3に示すように、前記電力変換制御回路は、前記位相制御回路及び前記負荷状態検出手段に接続され且つ前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力に基づいて前記交流出力端に流れる電流の波形を理論的に推定して推定電流波形を出力する電流波形推定手段と、前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波と前記電流波形推定手段から得られた前記推定電流波形との差に相当する目標補償電流波形を形成する減算手段とを有していることが望ましい。
また、請求項4に示すように、前記電流波形推定手段は、位相制御回路と前記基準正弦波発生手段とに接続され、前記基準正弦波の前記位相制御信号の導通期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段と、前記負荷量検出又は演算手段から得られた負荷量を示す信号によって前記抽出手段で抽出した波形の振幅を補正して推定電流波形を出力する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項5に示すように、前記電力変換制御回路は、前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波から前記位相制御信号が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって前記基準正弦波を抽出する前又は抽出した後の前記基準正弦波の振幅を前記負荷状態検出手段の出力に対応するように前記負荷状態検出手段の出力に基づいて補正する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項6に示すように、前記位相制御回路は、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の基準値を示す信号を発生する基準値発生手段と、前記負荷状態検出手段で検出された負荷状態を示す信号を前記基準値に一致させるように前記半導体制御素子の位相制御信号を形成する位相制御信号形成手段とから成ることが望ましい。
また、請求項7に示すように、前記双方向電力変換器は、複数の交流端子と、対の直流端子と、前記複数の交流端子と前記対の直流端子との間においてブリッジ接続された複数の半導体スイッチ及び前記複数の半導体スイッチにそれぞれ逆方向並列に接続された個別又は寄生の複数のダイオードとから成るパルス幅変調型の電力変換回路と、前記対の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の電流通路に直列に接続されたインダクタと、前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の複数の電流通路の相互間に接続されたフィルタ用コンデンサとを有していることが望ましい。
また、請求項8に示すように、更に、前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記対の直流端子間の目標電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源と、前記直流電圧検出回路の出力と前記基準電圧との差を示す直流帰還制御信号を形成する直流帰還制御信号形成回路と、前記直流帰還制御信号によって前記基準正弦波又は前記目標補償電流波形の振幅を補正する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項9に示すように、前記電力変換制御回路は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記電流波形推定手段で推定した推定電流波形を減算する第1の減算手段と、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する第2の減算手段と、前記第1の減算手段の出力を前記第2の減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることが望ましい。
また、請求項10に示すように、前記電力変換制御回路は、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段を有し、前記補正手段は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波の振幅を前記負荷量検出又は演算手段の出力に基づいて変調する手段であり、前記抽出手段は前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波から前記位相制御信号が非導通を示している期間に相当する部分を抽出する手段であり、前記目標補償電流波形形成手段は、更に、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波と前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する減算手段と、前記抽出手段の出力を前記減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることが望ましい。
また、請求項11に示すように、前記交流出力端に接続される負荷は、航空照明用ランプを含む負荷であり、前記半導体制御素子はサイリスタであり、 前記位相制御回路は前記負荷に一定の電流を供給するように前記サイリスタの位相制御角を制御する回路であることが望ましい。
また、請求項12に示すように、前記交流入力端は3相交流電圧を供給する第1、第2及び第3交流入力端子であり、前記交流出力端子は少なくとも1つの単相負荷を接続するためのものであり、前記交流スイッチは前記第1、第2及び第3交流入力端子の内の少なくとも2つに接続された少なくとも2つの交流スイッチであり、前記双方向電力変換器は3相構成の双方向電力変換器であことが望ましい。
また、請求項13に示すように、3相正弦波交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端と、前記3相正弦波交流電圧を遮断するために前記第1、第2及び第3の交流入力端の内の少なくとも2つに接続された少なくとも2つの交流スイッチと、前記少なくとも2つの交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、前記第1及び第2の交流入力端子間に前記2つの交流スイッチの内の少なくとも1つの交流スイッチと単相負荷回路とを介して接続され且つ負荷電流又は電圧又は電力を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、前記第1、第2及び第3の交流入力端子に少なくとも2つの交流スイッチを介して接続された3相構成の双方向電力変換器と、前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子における波形改善及び電流バランス改善のための補償電流を供給すると共に前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有している電力変換制御回路とで交流電源装置を構成することが望ましい。
各請求項の発明によれば、比較的簡単な構成によって波形改善即ち高調波電流の抑制を容易且つ良好に達成することができ且つ交流入力端からの電力供給が停止した時でも負荷に対する電力供給を継続することができる。
特に、請求項2〜5、10の発明によれば、サイリスタ等の半導体制御素子の位相制御信号に使用して目標補償電流波形を形成するので、電流の検出の遅れを伴なわないで目標補償電流波形を形成することができ、目標補償電流波形を容易且つ良好即ち正確に得ることができる。
また、請求項6の発明によれば、負荷電流の定電流化を達成することができる。
また、請求項7の発明によれば、電力変換回路によって容易に補償電流を供給することができる。
また、請求項8の発明によれば、電力変換回路の対の直流端子間電圧の上昇を抑えることができる。
また、請求項9及び10の発明によれば、目標補償電流波形の精度を高めることができる。
また、請求項11の発明によれば、航空照明用ランプを含む負荷にサイリスタの位相制御で一定の電流を容易に供給することができる。
また、請求項12及び13の発明によれば、3相交流電流のアンバランスの改善を容易に達成することができる。単相交流電源よりも電圧が高い3相交流電源を使用するので負荷に高い電圧を容易に供給することができる。
次に、本発明の実施形態を図1〜図13を参照して説明する。
図1に示す実施例1に従う無停電機能を有する航空照明用交流電源装置は、商用の3相交流電源に接続される交流入力端としての第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cと、交流出力端子と呼ぶこともできる第1及び第2の交流出力端2a、2bと、負荷の電流又は電圧又は電力を制御のための位相制御が可能な半導体制御素子としての第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の逆並列接続回路から成る給電制御器3と、航空照明用ランプ等を含む負荷4と、位相制御回路5と、双方向電力変換器6と、電力変換制御回路7と、負荷状態検出手段としての負荷電流検出器8と、第1、第2及び第3の交流入力電流検出器9a、9b、9cと、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb、Scと、スイッチ制御回路10と、蓄電装置としての蓄電池11とを有している。
第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb、Scは給電制御器3を構成している第1及び第2のサイリスタS1 、S2の逆並列接続回路と同様な周知の高速スイッチであり、これ等の一端は第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続されている。第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb、Scを設ける代わりに、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb、Scから任意に選択された2つのみを設けて3相交流電源を切り離すこともできる。
第1及び第2のサイリスタS1 、S2の逆並列接続から成る給電制御器3は電力制御器又は電流制御器又は電圧制御器又は電力変換器と呼ぶこともできるものであって、第1の交流入力端子1aと第1の交流出力端2aとの間のライン12aに第1の交流スイッチSaを介して直列に接続されている。この実施例では第2の交流入力端子1bと第2の交流出力端2bとが第2の交流スイッチSbを介し且つ給電制御器を介さないでライン12bによって接続されている。また、第3の交流入力端子1cには第3の交流スイッチScが接続されているが、負荷4は接続されていない。
負荷4は単相負荷であって、相互に電磁結合された1次及び2次巻線N1、N2を有する昇圧構成の出力トランス40と、ランプ負荷回路4´とから成る。出力トランス40の1次巻線N1 は第1及び第2の交流出力端2a、2b間に接続されている。図1では負荷4は給電制御器3と第1及び第2の交流スイッチSa,Sbとを介して第1及び第2の交流入力端子1a、1b間に接続されているので、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに対して3相不平衡負荷が接続された状態にある。勿論、第2及び第3の交流入力端子1b、1c間と第1及び第3の交流入力端子1a、1c間との一方又は両方に別の負荷を給電制御器を介して又は介さないで接続することができる。
2次巻線N2の出力端子2a´、2b´に接続されたランプ負荷回路4´は複数の負荷トランス41a、41bと、複数のランプ42a、42bとから成る。 複数の負荷トランス41a、41bの1次巻線は互いに直列に接続され且つ出力トランス40の2次巻線N2 に接続されている。照明用ランプ42a、42bは負荷トランス41a、41bの2次巻線に接続されている。なお、トランス40の出力端子2a´、2b´を交流出力端子と呼ぶこともできる。
位相制御回路5は、第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の制御端子(ゲート)に位相制御信号を供給するものであり、位相制御信号を形成するために負荷電流検出器8と電源ライン12a、12bとに接続されている。このサイリスタ制御回路5の詳細は後述する。
補償電流供給及び停電時電力供給回路と呼ぶこともできる双方向電力変換器6は、交流―直流変換機能と直流―交流変換機能とを有するものであって、LC回路61と双方向電力変換可能な周知のパルス幅変調型の電力変換回路62と平滑コンデンサ63とから成り、給電制御器3と負荷4とから成る主回路に対して並列的に接続されている。即ち、給電制御器3と負荷4とから成る主回路の第1及び第2の電源ライン12a,12bが第1及び第2の交流スイッチSa,Sbを介して第1及び第2の交流入力端子1a,1bに接続されていると共に、双方向電力変換器6の第1、第2及び第3の交流側端子としての第1、第2及び第3の交流側ライン64a、64b、64cの一方の端が第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb、Scを介して第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cに接続されている。給電制御器3と負荷4とから成る主回路の2つの電源ライン12a,12bと双方向電力変換器6の第1及び第2の交流側端子としての第1及び第2の交流側ライン64a、64bとが第1及び第2の接続点P1,P2で相互に接続されている。第1の接続点P1 は第1の交流スイッチSaと給電制御器3との間に設定されている。第2の接続点P2 は第2の交流スイッチSbと第2の交流出力端2bとの間に設定されている。双方向電力変換器6の第3の交流側ライン64cは第3の交流スイッチScを介して第3の交流入力端子1cに接続されている。なお、第1及び第2の交流側ライン64a、64bを給電制御器3と負荷4とから成る主回路の電源ライン12a,12bからの分岐導体と呼ぶこともできる。また、説明の都合上第3の交流側ライン64cも分岐導体と呼ぶこともできる。LC回路61は、第1、第2及び第3のフィルタ用コンデンサC1 、C2 、C3 と第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 とから成る。第1、第2及び第3のフィルタ用コンデンサC1 、C2 、C3 は、電力変換回路62に含まれているスイッチのオン・オフに基づく高周波(例えば20〜100のkHz)成分を除去するためのものであって、第1、第2及び第3の交流側ライン64a、64b、64cの相互間に接続され且つ平滑コンデンサ63よりも十分に小さい容量を有する。第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 は高周波成分除去機能と昇圧リアクトル機能との両方を有するものであって、電力変換回路62の第1、第2及び第3の交流側ライン64a、64b、64cに直列に接続されている。電解コンデンサから成る平滑コンデンサ63は電力変換回路62の対の直流端子としての直流側ライン65a、65b間に接続されている。蓄電装置として機能する蓄電池11は電力変換回路62の対の直流側ライン65a、65b間に平滑コンデンサ63と同様に接続されている。電力変換回路62の詳細は後述する。
負荷状態検出手段としての負荷電流検出器8は給電制御器3及び第1の交流出力端2aを通る補償前の負荷電流を検出するものであって第1の接続点P1 と第1の交流出力端2aとの間のラインに沿って配置されている。なお、この負荷電流検出器8を図1において点線で示すように出力トランス40の2次巻線N2 の出力ラインに沿って配置することもできる。この負荷電流検出器8はCT又はホールIC等で構成することができ、ライン81によって位相制御回路5に接続されている。負荷電流検出器8は後述するライン51aの代わりに点線で示すライン82によって電力変換制御回路7に接続することもできる。なお、給電制御器3によって負荷電圧を一定に制御する場合には負荷電流検出器8の代わりに第1及び第2の交流出力端2a、2b間の電圧又は負荷4内の電圧を検出する回路を設け、また、給電制御器3によって負荷電力を一定に制御する場合には負荷電流検出器8の代わりに負荷電力を検出する回路を設ける。
第1及び第2の入力電流検出器9a、9bは第1及び第2の交流入力端子1a、1bと相互接続点P1 、P2 との間のラインに沿って配置され、第3の入力電流検出器9cは第3の交流入力端子1cから電力変換回路62に至るラインに沿って配置されている。従って、第1、第2及び第3の入力電流検出器9a、9b、9cは第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cを通る補償後の交流入力電流を検出する。
電力変換制御回路7は、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオン状態に制御されている時に波形改善及び3相電流バランス改善用の補償電流を供給するため及び蓄電池11を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって電力変換回路62を制御する交流―直流変換制御機能と、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されている時に電力変換回路62を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって電力変換回路62を制御する直流―交流変換制御機能とを有している。この電力変換制御回路7は、図示が省略されているラインによって電力変換回路62に接続されている他に、ライン82によって負荷電流検出器8に接続され、ライン91、92、93によって第1、第2及び第3の入力電流検出器9a、9b、9cに接続され、且つライン94によって位相制御回路5に接続され、且つライン95、96、97によって第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scを介して第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続され、且つライン98、99によって平滑コンデンサ63及び蓄電池11に接続され、且つライン10aによってスイッチ制御回路10に接続されている。この電力変換制御回路7の詳細は後述する。
なお、電力変換制御回路7と負荷電流検出器8と第1、第2及び第3の入力電流検出器9a、9b、9cとの組み合わせを、電力変換回路62に含まれているスイッチをオン・オフ制御するための電力変換制御手段と呼ぶこともできる。
図1の電力変換回路62は、図2に詳しく示すように、交流―直流変換と直流―交流変換との両方が可能なものであって、3相ブリッジ接続された第1、第2、第3、第4、第5及び第6のダイオードD1 、D2 、D3 、D4 、D5 、D6 と、第1〜第6のダイオードD1 〜D6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第1、第2、第3、第4、第5及び第6のスイッチQ1 、Q2 、Q3 、Q4 、Q5 及びQ6 とから成る。図2では第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちIGBTで示されているが、この代りにFET、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。また、第1〜第6のダイオードD1 〜D6 を個別ダイオードで構成する代りに第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の内蔵即ち寄生ダイオードとすることができる。
第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子(ゲート)は、図示が省略されているラインによって図1の電力変換制御回路7に接続されている。更に詳細には、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子は図4に詳しく示す電力変換制御回路7の第1〜第6の制御信号G1 〜G6 を供給するラインに接続されている。電力変換回路62の第1及び第2のダイオードD1 、D2 の相互接続点、第3及び第4のダイオードD3 、D4 の相互接続点、第5及び第6のダイオードD5 、D6 の相互接続点は、第1、第2及び第3の交流側ライン64a、64b、64cと第1、第2及び第3のインダクタL1 、L2 、L3 と第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scを介して第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続されている。第1、第3、第5のダイオードD1 、D3 、D5 のカソードは一方の直流側ライン65aに接続され、第2、第4、第6のダイオードD2 、D4 、D6 のアノードは他方の直流側ライン65bに接続されている。
図1の位相制御回路5は、図3に詳しく示すように、第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の位相制御信号Vg1を形成する周知の回路であり、電流検出回路51と誤差増幅器52と基準電圧源53と鋸波発生回路54と比較器55とから成る。
電流検出回路51は負荷電流I1 の実効値を示す電流検出信号Vi を得るための電流検出手段であって、ライン81によって負荷電流検出器8に接続され、給電制御器3及び第1の交流出力端2aを流れる負荷電流I1 の実効値に対応する直流電圧からなる電流検出信号Vi を出力する。なお、電流検出回路51を負荷電流I1 の平均値を示す信号を出力するように形成することもできる。また、負荷電流検出器8が負荷電流I1 の実効値又は平均値を示す信号を出力する場合には電流検出回路51を省くことができる。電流検出回路51は誤差増幅器52に接続されていると共に、ライン51aによって電力変換制御回路7にも接続されている。従って、電流検出回路51は電力変換制御回路7における電流量検出又は演算手段と兼用されている。なお、電流検出回路51を電力変換制御回路7の中に設け、電力変換制御回路7から電流検出信号Viを得て、これを比較器52に送ることもできる。また、給電制御器3で負荷電圧を制御する場合には、電流検出回路51の代わりに第1及び第2の交流出力端2a、2b間の電圧又は負荷4内の電圧の実効値又は平均値を示す直流信号を出力する電圧検出回路 を設ける。また、給電制御器3で負荷電力を制御する場合には、電流検出回路51の代わりに負荷4の電力の実効値又は平均値を示す直流信号を出力する電力検出回路を設ける。
誤差増幅器52の一方の入力端子は電流検出回路51に接続され、他方の入力端子は所望の負荷電流を示す基準電圧を供給する基準電圧源53に接続されている。従って、誤差増幅器52は電流検出信号Viと 基準電圧との差を示す誤差信号Ve を出力する。
鋸波発生回路54はライン56、57を介して第1及び第2の交流入力端子1a、1bに接続され、図8(A)に示す第1相電圧からなる正弦波交流入力電圧Va に同期してこの1/2の周期(例えば10ms)で鋸波電圧Vt を図8(B)に示すように発生する。なお、ライン56、57を第1及び第2の交流入力端子1a、1bに接続する代わりに図5の基準正弦波発生手段70に接続し、鋸波発生回路54の鋸波電圧Vt を図5の基準正弦波発生手段70の出力に基づいて形成することができる。また、鋸波電圧Vt の代りに三角波電圧を使用することができる。
比較器55の一方の出力端子は誤差増幅器52に接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路54に接続されている。従って、比較器55は図8(B)に示すように鋸波電圧Vt と誤差信号Ve とを比較し、図8(C)に示す2値信号から成る位相制御信号Vg1を形成する。位相制御信号Vg1は図示が省略されているゲート駆動回路とライン58、59とを介して図1の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 のゲート端子に送られ、且つライン94によって電力変換制御回路7にも送られる。
電力変換制御回路7は第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオン状態に制御されている時に双方向電力変換器6を交流―直流変換動作させ、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されている時に双方向電力変換器6を直流―交流変換動作させるためのものであって、図4に概略的に示すように、AC−DC変換制御回路7aとDC−AC変換制御回路7bと切換手段7cとを有する。AC−DC変換制御回路7aは、AC−DC変換を実行するための第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御信号を形成し、DC−AC変換制御回路7bはDC−AC変換を実行するための第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御信号を形成する。切換手段7cはライン10aの信号が電源正常を示している時にAC−DC変換制御回路7aを出力ライン7dに送出し、ライン10aの信号が電源異常を示している時にDC−AC変換制御回路7bから得られる制御信号G1’〜G6’をライン7dに送出する。図4のライン7dは図2の第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 のゲートに接続されている。なお、図4のライン7dは6本のラインを示している。
AC−DC変換制御回路7a、図5に詳しく示すように基準正弦波発生手段70と、直流帰還制御信号形成回路71と、第1、第2及び第3相制御回路72a、72b、72cとから成る。第1、第2及び第3相制御回路72a、72b、72cは、互いに120度の位相差を有する3相の基準正弦波に基づいて動作する点を除いて実質的に同一であるので、図5には第1相制御回路72aのみが詳しく示され、第2及び第3相制御回路72b、72cはブロックで示されている。
基準正弦波発生手段70は、ライン95、96、97によって図1の第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに接続され、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cにおける第1、第2及び第3相交流入力電圧Va 、Vb 、Vcを検出し、この第1、第2及び第3相交流入力電圧Va 、Vb 、Vcに対応する第1、第2及び第3相基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vc をライン70a,70b,70cに発生する。ここでは説明を容易にするために第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cにおける第1、第2及び第3相交流入力電圧と図5の基準正弦波発生手段70から出力される第1、第2及び第3相基準正弦波電圧との両方を同一のVa 、Vb 、Vc で示すことにする。例えば50Hzの第1、第2及び第3相基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vc は図9に示すように互いに120度の位相差を有し、第1、第2及び第3相制御回路72a、72b、72cに供給される。なお、第1、第2及び第3相基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vcを、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cにおける第1、第2及び第3相交流入力電流Ia、Ib、Icの目標基準波形と呼ぶこともできる。
直流帰還制御信号形成回路71は、ライン98、99によって図1の平滑コンデンサ63及び蓄電池11に接続された直流電圧検出回路71aと、所望の直流電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源71bと、直流電圧検出回路71aと基準電圧源71bとに接続された誤差増幅器71cと、誤差増幅器71cに接続された比例積分回路71dとから成る。誤差増幅器71cから得られる直流電圧検出信号と基準電圧との差を示す信号は比例積分回路71dで平滑化された後に第1、第2及び第3相制御回路72a、72b、72cに送られ、基準正弦波の補正に使用される。
図5の補正手段76は直流電圧補正手段又は基準正弦波振幅変調手段と呼ぶこともできるものであって、電力変換回路62の直流端子として機能する直流側ライン65a、65b間の直流電圧を所定値に保つための機能を有し、基準正弦波発生手段70と直流帰還制御信号形成回路71とに接続されており、例えば図6に示すように第1相基準正弦波電圧Vaの振幅を変調するための乗算器で構成される。従って、この補正手段76は第1相基準正弦波電圧Va に直流帰還制御信号V71を乗算して振幅変調された第1相基準正弦波電圧Va ′を出力する。補正前及び後の第1相基準正弦波電圧Va 及びVa ′は第1の交流入力端子1aを流れる目標電流を示しているので、これ等を目標電流指令信号と呼ぶこともできる。なお、直流電圧の補正が不要な場合は直流帰還制御信号形成回路71及び補正手段76を省くことができる。
第1相制御回路72aは、基準正弦波発生手段70の出力と直流帰還制御信号形成回路71の出力とライン94の位相信号Vg1とライン51aの電流検出回路51の出力Vi とライン91の第1相交流入力電流Ia とに基づいて所望の補償電流を供給するための第1及び第2の制御信号G1 、G2 を形成する。図5では、第1相制御回路72aが、負荷電流波形推定手段73と補正手段76と目標補償電流波形形成手段77と制御信号形成手段78とで示されている。しかし、第1相制御回路72aから制御信号形成手段78を除いた部分を目標補償電流波形形成手段と呼ぶこともできる。
負荷電流波形推定手段73は抽出手段73’と補正手段75とから成る。抽出手段73’は負荷電流基準波形推定手段と呼ぶこともできるものであり、所望の補償電流の供給を容易且つ正確に達成するために設けられている。この抽出手段73’は、ライン94によって位相制御回路5に接続され且つライン74によって補正手段76に接続されており、ライン94の位相制御信号Vg1が第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の導通を示している期間にのみ補正後の第1相基準正弦波電圧Va ’を抽出する。この抽出手段73’は例えば図6に概略的に示すように半導体スイッチ等から成る信号抽出スイッチSWをライン74に直列に接続し、この抽出スイッチSWの制御端子に位相制御信号Vg1のライン94を接続することによって構成できる。抽出スイッチSWは、図8(A)の第1相基準正弦波電圧Vaに相似の波形を有する補正後の第1相基準正弦波電圧Va ’における図8(C)に示す位相制御信号Vg1の導通期間t1 〜t2 、t3 〜t4 の部分のみを抽出して図8(E)に示す負荷電流理論波形とも呼ぶことができる負荷電流推定基準波形信号V73’を出力する。この負荷電流推定基準波形信号V73’は図8(D)に示す実際の負荷電流I1 の波形に必ずしも一致しない。図8(D)の実際の負荷電流I1 の波形は図8(C)の位相制御信号Vg1に対して遅れを有しているが、図8(E)の負荷電流推定基準波形信号V73’は位相制御信号Vg1に対して実質的に遅れを有していない。本実施例に従って遅れを実質的に有していない負荷電流推定基準波形信号V73’を使用して目標補償電流を決定すると、目標補償電流の検出応答遅れが改善される。図5では、ライン74が補正手段76の出力端子に接続されているが、この代わりに図5及び図6において点線で示すように基準正弦波発生手段70に接続し、補正前の第1相基準正弦波電圧Vaを抽出手段73’に送ることができる。
抽出手段73’から得られる負荷電流推定基準波形信号V73’の振幅は必ずしも正確でない。もし、負荷4が固定であり、負荷電流I1 も固定であれば、負荷電流推定基準波形信号V73’の振幅も正確に推定できる。しかし、実際には負荷4が変動するので、負荷4の変動に対する負荷電流推定基準波形信号V73’の補正を実行するため又は負荷電流推定基準波形信号V73’の振幅を所望値に調整するために抽出手段73’に補正手段75が接続されている。補正手段75は振幅調整信号形成回路75aと乗算器75bとから成る。
振幅調整信号形成回路75aはライン51aによって図3の電流検出回路51に接続されている。この振幅調整信号形成回路75aは、負荷電流推定基準波形信号V73’の振幅を実際の負荷電流I1の振幅に一致させるように補正するための振幅調整値aを出力する。即ち、振幅調整信号形成回路75aは、負荷電流推定基準波形信号V73’の振幅を目標補償電流の振幅に適合させるように補正するための係数Kを決定し、この係数Kをライン51aの電流検出信号Vi に乗算することによって振幅調整値aを決定する。この実施例では電流検出回路51が図3の位相制御回路5に含まれているが、前述したように電流検出回路51を補正手段75に含めることができ、且つ電流検出回路51と振幅調整信号形成回路75aとを合わせて交流出力端2a,2bに流れる電流の実効値又は平均値を示す電流量を検出又は演算するための電流量検出又は演算手段と呼ぶこともできる。振幅調整信号形成回路75aは電流検出回路51を介して負荷電流検出器8に接続されているが、負荷電流の変動を無視できる時には、負荷電流検出器8の代わりに主回路の回路定数から負荷電流を推定する負荷電流推定手段を設け、また、電流検出回路51の代わりに負荷電流推定手段の出力から電流量を演算する電流量演算手段を設けることができる。また、電流検出回路51と振幅調整信号形成回路75aとを一体に構成することができる。
乗算器75bは抽出手段73’から得られた負荷電流推定基準波形信号V73’に振幅調整信号形成回路75aから得られた振幅調整値aを乗算してV73’×aから成る補正後の負荷電流推定波形信号V75を図8(F)に示すように出力する。この補正後の負荷電流推定波形信号V75は振幅を除いて図8(E)の補正前の推定波形信号V73’と同一の波形である。
図5の目標補償電流波形形成手段77は、補正手段76と乗算器75bと第1相入力電流検出ライン91に接続され、図8(I)に示す目標補償電流波形V77を作成する。図8(I)の目標補償電流波形V77は、図8(A)の第1相基準正弦波電圧Va を補正手段76で補正した後の第1相基準正弦波電圧Va ′から図8(F)の乗算器75bが得られる推定波形信号V75を減算した波形にほぼ相当する。
図5の目標補償電流波形形成手段77は、図6に詳しく示すように第1及び第2の減算器101、102と補正回路103とから成る。第1の減算器101の一方の入力端子は第1相基準正弦波電圧Va ′を出力する補正手段76に接続され、他方の入力端子は負荷電流推定波形補正用の乗算器75bに接続されている。もし、補正手段76及び乗算器75bを設ける必要がない場合には、第1の減算器101の一方の入力端子を基準正弦波発生手段70に接続し、他方の入力端子を抽出手段73’に接続する。この第1の減算器101は図8(A)の基準正弦波電圧Va に相似の補正後の第1相基準正弦波電圧Va ′から図8(F)の補正後の負荷電流推定波形信号V75を減算して図8(G)に示す目標補償電流波形信号V101 を出力する。この目標補償電流波形信号V101 のみでも目標とする補償電流の供給制御を実行できる。しかし、図6の実施例では更に補償精度及び応答特性を高めるために第2の減算器102を設け、この出力で第1の減算器101の出力を補正している。
第2の減算器102の一方の入力端子は補正手段76に接続され、他方の入力端子は第1相交流入力電流検出ライン91を介して図1の電流検出器9aに接続され、補正手段76から得られる目標交流入力電流指令値に相当する補正後の基準正弦波電圧Va ′から第1相交流入力電流Ia に相当する信号を減算した値を有する図8(H)に示す誤差信号V102 を出力する。
補正回路103は加算回路から成り、第1、第2、第3及び第4の抵抗R1 、R2 、R3 、R4 と演算増幅器A1 とを有している。第1及び第2の減算器101、102の出力端子は第1及び第2の抵抗R1 、R2 をそれぞれ介して演算増幅器A1 の一方の入力端子に接続されている。第3の抵抗R3 は演算増幅器A1 の一方の入力端子と出力端子との間に接続されている。第4の抵抗R4 は演算増幅器A1 の他方の入力端子とグランドとの間に接続されている。第1及び第2の抵抗R1 、R2 は調整可能な抵抗であって第1及び第2の減算器101、102から得られる目標補償電流波形信号V101 と誤差信号V102 との混合比率を調整する。補正回路103は図8(G)に示す目標補償電流信号V101 に図8(H)に示す誤差信号V102 を加算した波形に相当する図8(I)に示す補正後の目標補償電流波形信号V77を出力する。この補正後の目標補償電流波形信号V77は図8(D)に示す第1相の負荷電流I1 に加算することによって図8(A)に示す基準正弦波電圧Va と同一の正弦波電流を得るための補償電流指令値として機能する。
図6の実施例では第1の減算器101の出力を第2の減算器102の出力で補正しているが、コストの低減等のために第2の減算器102による補正が不要な場合は、第2の減算器102、補正回路103、第1、第2及び第3の電流検出器9a、9b、9cを省くことができる。また、波形改善及び電流バランスの制御の遅れがさほど問題とならない時には、抽出手段73’、補正手段75、第1の減算器101、補正回路103を省き、第2の減算器102から得られる誤差信号V102 を補償電流帰還制御とすることができる。
目標補償電流波形形成手段77に接続されている制御信号形成手段78は、図2に示す電力変換回路62の第1相の第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 のためのPWM形式の第1及び第2の制御信号G1 、G2 を形成するものであって、鋸波発生回路104と比較器105と反転回路即ちNOT回路106とから成る。鋸波発生回路104は第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cの交流電圧の周波数、例えば50Hz、よりも十分に高い周波数、例えば20〜100kHz、で図10(A)に示す鋸波電圧V104 を発生する。なお、鋸波電圧V104 の代りに三角波等の周期性を有する比較波を使用することができる。比較器105の一方の入力端子は補正回路103に接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路104に接続されている。従って、比較器105は図8(A)に示すように鋸波電圧V104 と目標補償電流波形信号V77とを比較して図10(B)に示すPWMパルスを第1の制御信号G1 として形成し、これを図2の第1のスイッチQ1 のゲートに送る。NOT回路106は比較器105に接続されており、図10(B)の第1の制御信号G1 の反転信号から成る第2の制御信号G2 を形成し、図2の第2のスイッチQ2 のゲートに送る。
図5の第2相制御回路72bは第1相制御回路72aと同様な方式で電力変換回路62の第3及び第4のスイッチQ3 及びQ4 のための第3及び第4の制御信号G3 、G4 を形成して第3及び第4のスイッチQ3 、Q4 のゲートにそれぞれ送る。
第3相制御回路72cは第1相制御回路72aと同様な方式で電力変換回路62の第5及び第6のスイッチQ5 、Q6 のための第5及び第6の制御信号G5 、G6 を形成して第5及び第6のスイッチQ5 、Q6 のゲートにそれぞれ送る。なお、図1の実施例では第3の交流入力端子1cに負荷4が接続されていないので、第1相制御回路72aにおける負荷電流波形推定回路73に対するライン94の入力に相当するものは零であり、乗算器75bから得られる補正後の推定波形信号V75に相当するものも零である。従って、第3相制御回路72cにおける図6の第1の減算器101の補償電流波形信号V77に相当するものは乗算器76の出力段の補正後の基準正弦波電圧Va ′に相当する基準正弦波電圧Vc ′と同一になる。
なお、第2及び第3相制御回路72b、72cは第1相制御回路72aの鋸波発生回路104を兼用している。しかし、第2及び第3相制御回路72b、72cにも鋸波発生回路104に相当するものを独立に設けることができる。
図7は図4のDC−AC変換制御回路7bを詳しく示す。このDC−AC変換制御回路7bは電力変換回路62をDC−AC変換動作即ちインバータ動作させるための周知の回路であって、第1、第2及び第3相回路21、22、23を有する。第1、第2及び第3相回路21、22、23は第1、第2及び第3相基準正弦波電圧Va、Vb,Vcを得るためにライン24a,24b,24cによって図5の基準正弦波発生手段70に接続されている。勿論、図5の基準正弦波発生手段70と同様なものをDC−AC変換制御回路7bに内蔵させることができる。第1相回路21は、第1及び第2のスイッチQ1 、Q2 の制御信号G1 ′、G2 ′を形成するために、電圧検出回路25、基準電圧源26、誤差増幅器27、乗算器28、鋸波発生器回路29、比較器30、及び位相反転信号形成回路31を有する。
電圧検出回路25は、ライン95,96,97を介して図1の双方向電力変換器6の交流側端子に接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路25から得られた第1、第2及び第3相の交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源26の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器27で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図7では電圧検出回路25が三相電圧を検出しているが、この代りに第1相の瞬時電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器27から得られた電圧帰還信号は第2及び第3相回路22、23にも送られる。
乗算器28の一方の入力端子は第1相基準正弦波電圧Vaのライン24aに接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器27に接続されている。従って、乗算器28は第1相基準正弦波電圧Va に電圧帰還信号を乗算して第1相目標電圧信号Va’’を形成する。なお、第1相基準正弦波電圧Va及び第1相目標電圧信号Va’’を全波整流波形とすることもできる。乗算器28から得られた第1相目標電圧信号Va’’には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、電圧検出回路25を交流電圧の瞬時値検出回路に変形した場合には、検出された交流電圧の瞬時値と第1相基準正弦波電圧Vaとの差を求め、これを比較器30に送る帰還制御方式に変形する。
鋸波発生回路29は、第1相目標電圧信号Va’’の周波数よりも十分に高い例えば20〜100kHz の繰返し周波数で鋸波電圧Vt’即ちキャリア波形を発生する。第1相回路21の鋸波発生回路29は、第2及び第3相回路22、23にも接続されている。なお、鋸波発生回路29の代りに三角発生回路を設けることができる。また、AC−DC変換制御回路7aの鋸波発生回路104とDC−AC変換制御回路7bの鋸波発生回路29とのいずれか一方を省いて、鋸波発生回路29又は鋸波発生回路104をAC−DC変換制御回路7aとDC−AC変換制御回路7bとで共用することができる。
比較器30の一方即ち負入力端子は乗算器28に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生回路29に接続されている。従って、比較器30は鋸波電圧Vt’と乗算器28から得られた第1相目標電圧信号Va’’とを比較して周知のPWM信号から成るDC−AC変換用の第1制御信号G1 ′を出力する。
比較器30に接続された位相反転信号形成回路31は、第1の制御信号G1 ′の位相反転信号から成る第2の制御信号G2 ′を形成する。位相反転信号形成回路31の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器28の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧Vt’を入力させてPWM信号から成る第2の制御信号G2 ′を形成することができる。なお、第1及び第2の制御信号G1 ′、G2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。
図7の第2相回路22及び第3相回路23は第1相回路21と同様に形成されており、第3〜第6のスイッチQ3 〜Q6 のための第3〜第6の制御信号G3 ′〜G6 ′を送出する。
図2の電力変換回路62をDC−AC駆動即ちインバータ駆動させるための周知の第1〜第6の制御信号G1 ′〜G6 ′は図4の切換手段7cを介して第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 の制御端子に送られる。
図1のスイッチ制御回路10は無停電電源装置において周知のものであって、電源異常検出回路とスイッチ駆動回路とを含む。スイッチ制御回路10の電源異常検出回路は周知の比較手段によって第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cの交流入力電圧が所定範囲か否かを検出し、所定範囲の時に正常を示す信号を出力し、前記所定範囲から外れた時又は所定の停電検出状態の時又は所定の過電圧検出状態の時に異常を示す信号を出力する。スイッチ駆動回路は交流入力電圧が正常の時に第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scをオン状態に制御し、交流入力電圧が異常の時に第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scをオフ状態に制御する。スイッチ制御回路10の電源異常検出回路はライン10aによって交流入力電圧の正常と異常とを区別する信号を電力変換制御回路7に送る。なお、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scのオン・オフを電源異常検出回路によって自動的に行う代わりに手動で行うことができる。
第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオン状態に制御されている正常時には、第1の交流入力端子1a、給電制御器3、負荷4、及び第2の交流入力端子1bから成る経路で負荷電流I1が供給される。この時、負荷4に含まれているランプ42a、42bに供給する電力を一定に保つように給電制御器3の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の導通位相が位相制御回路5によって制御される。図1の航空照明用交流電源装置において、負荷4に含まれているランプ42a、42bに電力を供給する時には、給電制御器3の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 が一定電流を供給するように位相制御回路5によって制御される。第1及び第2のサイリスタS1 、S2 を位相制御すると、負荷電流I1 が図8(D)に示すように第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の導通制御期間t1 〜t2 、t3 〜t4 にほぼ一致して流れる。従って、第1相の負荷電流I1 、及び第2相の負荷電流I2 は高調波成分を含む。しかし、この実施例ではライン10aの第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオン状態に制御されていること即ち正常状態であることを示すライン10aの信号に応答して図4の電力変換制御回路7のAC−DC変換制御回路7aから得られるAC−DC変換用の第1〜第6の制御信号G1〜G6が電力変換回路62に送てられて補償電流が流れる。即ち、電力変換回路62は、負荷電流I1 に図8(I)に示す目標補償電流波形信号V77に相当する補償電流を付加して第1の交流入力端子1aに図9の第1相の基準正弦波電圧Va に対応する正弦波交流入力電流を流し、且つ第2相の負荷電流I2 を補償して第2の交流入力端子1bに図9の第2相の基準正弦波電圧Vb に対応する正弦波交流入力電流Ib を流し、且つ第3の交流入力端子1cに図9の第3相の基準正弦波電圧Vc に対応する正弦波交流入力電流Ic を流すように動作する。これにより、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに流れる第1、第2及び第3相交流入力電流Ia 、Ib 、Ic は正弦波又は近似正弦波となり、且つ第1、第2及び第3相交流入力電圧Va 、Vb 、Vc と同相又はほぼ同相となり、波形及び力率改善が達成される。
図2の電力変換回路62による補償電流の供給動作は、前記特許文献2等で公知であるので、詳しい説明は省略し、概略のみ述べる。図2の第1〜第6のダイオードD1 〜D6 は3相ブリッジ接続されているので、3相全波整流回路として機能する。しかし、第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 から選択されたものがオンになると、第1〜第3のインダクタL1 〜L3 から選択されたものを含む短絡回路が形成される。例えば第1のダイオードD1 が順方向バイアスされている期間に第3のスイッチQ3 がオンになると、第1の交流入力端子1a、第1のインダクタL1 、第1のダイオードD1 、第3のスイッチQ3 、第2のインダクタL2 及び第2の交流入力端子1bの経路に電流が流れ、これが補償電流即ち波形及び力率改善、及び3相電流のバランス改善に寄与する。第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 のオン時間幅を制御することによって目標補償電流波形信号V77に相当する補償電流を流すことが可能になる。
上記の短絡回路が形成された後に第1〜第6のスイッチQ1 〜Q6 がオフになると、第1〜第3のインダクタL1 〜L3 に蓄積されたエネルギの放出動作が生じ、第1〜第3の交流入力端子1a〜1cの第1〜第3相交流入力電圧Va 〜Vc に第1〜第3のインダクタL1 〜L3 の電圧が加算された出力が発生し、これによって平滑コンデンサ63及び蓄電池11が充電される。平滑コンデンサ63及び蓄電池11の電圧は図5の直流帰還制御信号形成回路71によって所望値に制御されているので、異常に高くならず、ほぼ一定に保たれる。このため、平滑コンデンサ13及び蓄電池11から成る蓄電装置が直流電源として機能する。
第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されている異常時には、第1及び第2の交流入力端子1a、1bからの負荷4への電力供給が停止する。しかし、ライン10aの異常を示す信号に応答して図4の DC−AC変換制御回路7bのDC−AC変換用の第1〜第6の制御信号G1’〜G6’が電力変換回路62に送られ、電力変換回路62がDC−AC変換動作即ちインバータ動作して平滑コンデンサ63及び蓄電池11の電圧が交流電圧に変換され、電力変換回路62、給電制御器3及び負荷4から成る経路で負荷電流I1が供給される。これにより、負荷4に対して実質的に無停電で電力を供給することができる。なお、異常時に第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されているので、電力変換回路62の出力が第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1c側に流出することはない。
本実施例は次の効果を有する。
(1) 給電制御器3の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の位相制御によって生じる負荷電流I1 の高調波成分の補償、及び第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されている時の負荷4に対する電力供給の両方を1つの双方向電力変換器6によって達成できる。従って、給電制御器3を含む交流電源装置の小型化及び低コスト化が達成できる。
(2)双方向電力変換器6は給電制御器3と負荷4とから成る主回路に対して並列的に接続されており、第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cと給電制御器3と負荷4とから成る主回路との間に直列に双方向電力変換器6が介在していない。従って、第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cから負荷4に電力を供給している時に負荷電流I1が双方向電力変換器6に流れず、双方向電力変換器6における電力損失が小さくなり、交流電源装置の効率が高くなる。
(3) 商用交流電源の正常時に第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cから電力を供給し、且つ第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b,1cと給電制御器3と負荷4とから成る主回路との間に双方向電力変換器6が直列に介在していないので、双方向電力変換器6が故障しても負荷4に対する電力供給を継続でき、信頼性の高い交流電源装置を提供できる。
(4) 給電制御器3の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の位相制御によって負荷電流I1 に高調波成分が含まれても、双方向電力変換器6によって補償電流を供給するので、交流入力電流の波形、及び力率、及びノイズの改善が達成される。
(5) 3相交流電源に対して単相の負荷4が接続され、不平衡負荷状態にあるにも拘らず、第1、第2及び第3の交流入力端子1a、1b、1cに対して3相の補償電流を供給することが可能な双方向電力変換器6を接続したので、3相の電流バランス改善を達成することができる。
(6) 給電制御器3の第1及び第2のサイリスタS1 、S2 の位相制御信号Vg1と基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vc とに基づいて負荷電流推定基準波形信号V73’等を形成し、基準正弦波電圧Va 、Vb 、Vc 又はこれを補正した基準正弦波電圧Va ′、Vb ′、Vb ′と負荷電流推定基準波形信号V73’又はこれを補正した推定波形信号V75との差によって目標補償電流波形信号V101 又はV77を形成し、これを電力変換回路62の制御に使用する。即ち、負荷電流I1 、I2 等を理論的に推定して補償電流の制御に利用する。理論的に推定した負荷電流の波形は実際に検出する負荷電流よりも遅れが少ないので、補償電流の供給の遅れを低減し、良好な補償を達成することができる。
(7) 負荷電流推定基準波形信号V73’ 又はこれを補正した推定波形信号V75のみで目標補償電流波形信号V77を形成しないで、図6に示す第2の減算器102から得られる誤差信号V102 による補正を加えて目標補償電流波形信号V77を形成しているので、波形及び力率改善を良好に達成することができる。
(8) 負荷電流推定基準波形信号V73’を振幅調整値aで補正する方式であるので、正確な負荷電流の推定波形信号V75を得ることができる。
次に、図11を参照して実施例2の交流電源装置を説明する。図11に示めされている実施例2に従う変形されたAC−DC変換制御回路7a’は、図5の実施例1のAC−DC変換制御回路7aの一部を変形したものである。この実施例2の交流電源装置はAC−DC変換制御回路7a’を除いて図1〜図7と同様に構成されている。従って、図11及びこの動作を説明するための図12において図5〜図10と同一部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、実施例2の説明においても必要に応じて図1〜図8を参照する。
図11の変形されたAC−DC変換制御回路7a’は図5の抽出手段73’を省き、且つ補正手段75の乗算器75bを基準正弦波電圧Va の補正手段76の出力段に移し、且つ図6の第1の減算器101の代りに補償成分抽出回路110を設け、この他は図5及び図6と実質的に同一に構成したものである。
乗算器75bは基準正弦波Va’の振幅を負荷電流検出器8の出力に対応するように変調する変調手段である。この乗算器75bの一方の入力端子は補正手段76に接続され、他方の入力端子は振幅調整信号形成回路75aに接続されている。従って、乗算器75bは基準正弦波電圧Va を直流帰還制御信号V71で補正した基準正弦波電圧Va ′に対して振幅調整信号形成回路75aから得られた振幅調整値aを乗算してVx =a×Va ′を出力する。この乗算器75bの出力Vx は第1の交流入力端子1aの目標電流波形にほぼ相当している。なお、図11の実施例2では、乗算器75bを補正手段76の出力段に配置したが、この代りに基準正弦波発生手段70と補正手段76との間に配置すること、又は補正回路103と制御信号形成手段78との間に配置することもできる。要するに負荷電流I1 の変化に応じて目標補償電流の振幅を何らかの方法で調整できる場所に乗算器75bを配置するか、又は乗算器75bと等価機能を有する振幅調整手段を設ければよい。
目標補償電流成分抽出回路110は、基準正弦波発生手段70から得られた基準正弦波から位相制御信号Vg1が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段であって、NOT回路111と抽出スイッチ111とから成る。抽出スイッチ112は乗算器75bと補正回路103との間に接続されている。NOT回路111は位相制御信号ライン94と抽出スイッチ112の制御端子との間に接続され、図12(C)の位相制御信号Vg1の反転信号から成る抽出制御信号V111 を図12(F)に示すように出力する。抽出スイッチ112は、図10(F)の抽出制御信号V111 に応答して乗算器75bの出力Vx の図12のt0 〜t1 期間、t2 〜t3 期間を抽出して図12(G)に示す目標補償電流信号V110 を補正回路103に送る。図12(G)の目標補償電流信号V110 は図8(G)の目標補償電流信号V101 と実質的に同一である。図11の補正回路103は図5及び図6で同一符号で示されているものと同一に構成されている。
図12は図3及び図11の各部の状態を図8と同様に示すものである。この図12における(A)〜(D)、(H)、(I)は図8における(A)〜(D)、(H)、(I)と同一である。
図11のAC−DC変換制御回路7a’においても、位相制御信号Vg1を使用して目標補償電流信号V77を形成しているので、比較的簡単な回路で遅れの少ない補償電流の供給を行うことができる。また、実施例2によっても実施例1と同一の効果を得ることができる。
図13は実施例3の交流電源装置の主回路部分を示す。この実施例3の交流電源装置では、第1及び第2の交流入力端子1a、1b間に第1及び第2の交流スイッチSa,Sbと第1の給電制御器3aを介して第1の負荷4aが接続され、第2及び第3の交流入力端子1b、1c間に第2及び第3の交流スイッチSb,Scと第2の給電制御器3bを介して第2の負荷4bが接続され、第1及び第3の交流入力端子1a、1c間に第1及び第3の交流スイッチSa,Scと第3の給電制御器3cを介して第3の負荷4cが接続されている。また、3相の双方向電力変換器6が第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scと第1、第2及び第3の給電制御器3a、3b、3cとの間の電源ラインに対して分岐回路を形成するように接続されている。即ち、第1、第2及び第3の給電制御器3a、3b、3cと3相の双方向電力変換器6とが並列接続されている。
第1、第2及び第3の給電制御器3a、3b、3cは図1の給電制御器3と同様に2つのサイリスタの逆並列回路から成る。第1、第2及び第3の負荷4a、4b、4cは図1の負荷4と同様に航空照明用ランプを含むものであり、同一又は不同一のインピーダンスを有する。図13の第1、第2及び第3の給電制御器3a、3b、3cのための位相制御回路及び双方向電力変換器6のための電力変換制御回路及びこれ等に付随する電圧及び電流検出手段は図1〜図7と実質的に同一に構成されている。従って、図13の実施例3によっても実施例1と同様な効果を得ることができる。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
(1) 給電制御器3、3a、3b、3cをサイリスタの逆並列回路で構成する代りにトライアック、IGBTの逆並列回路、トランジスタ又はFETの逆並列回路、又は位相制御可能スイッチとダイオードとの組み合せ回路等の周知の交流スイッチに置き換えることができる。また、第1、第2及び第3の交流スイッチSa,Sb,Scをサイリスタの逆並列回路で構成する代りにトライアック、IGBTの逆並列回路、トランジスタ又はFETの逆並列回路、又は位相制御可能スイッチとダイオードとの組み合せ回路等の周知の交流スイッチに置き換えることができる。
(2) 図1の第3の交流入力端子3cを省いた構成に相当する単相交流入力端子から単相の負荷4に電力を供給するように構成し、且つ双方向電力変換器6も単相回路に構成することができる。
(3) 図13において第3の給電制御器3c、及び第3の負荷4cを省くことができる。
(4) 実施例1において、異常時に電力変換回路62の第1〜第6のスイッチQ1〜Q6を3相制御しているが、この代わりに、第1〜第4のスイッチQ1〜Q4をインバータ制御し、電力変換回路62を単相インバータとして駆動しても良い。
(5) AC−DC変換制御回路7a、7a´に蓄電池11の充電電流に周知の垂下特性を待たせることができる。即ち,蓄電池11の電圧が所望の設定値(基準値)よりも低く、充電電流が多く流れる場合には、検出された充電電流と垂下設定電流とを比較し、充電電流を垂下設定電流以下に制限することができる。
(6) 給電制御器3、3a、3b、3cを電流制御器として使用する代わりに電圧制御器、又は電流及び電圧制御器又は電力制御器として使用することができる。電圧制御器の場合には、第1及び第2の交流出力端2a,2b間の電圧又は負荷4の電圧を検出する出力電圧検出回路を設け、出力電圧検出回路の出力に基づいて電圧帰還信号を形成し、この電圧帰還信号を使用して出力電圧を一定にするように位相制御回路5を変形する。また、電流及び電圧制御器の場合には、電流制御の位相制御回路5に対して上記電圧制御の機能を付加する。また、電力制御器の場合には、負荷電力帰還信号を形成し、この負荷電力帰還信号を使用して負荷電力を一定にするように位相制御回路5を変形する。
(7)負荷4の出力トランス40を降圧トランスとすること、又は1次巻線N1の電圧よりもやや高い電圧又は同一の電圧を1次巻線N2から得るように構成すること、又は第1及び第2の交流入力端子1a,1b間の交流入力電圧と同一の一定出力電圧を得るように構成すること、出力トランス40を省くことができる。
(8) 第1、第2及び第3の交流入力端子1a,1b、1cの電圧を低くして電力変換回路62に供給するための絶縁トランス又はオートトランスを電力変換回路62の交流側ライン64a,64b,64cに接続することができる。
本発明の交流電源装置は航空照明用定電流電源等に利用可能である。
本発明の実施例1の交流電源装置を示す回路図である。 図1の電力変換回路を詳しく示す回路図である。 図1の位相制御回路を詳しく示すブロック図である。 図1の電力変換制御回路を概略的に示すブロック図である。 図4のAC−DC変換制御回路を詳しく示すブロック図である。 図5の第1相制御回路を詳しく示すブロック図である。 図4のDC−AC変換制御回路を詳しく示すブロック図である。 図3及び図5の各部の状態を示す波形図である。 図5の基準正弦波発生手段の出力を示す波形図である。 図6の比較器の入力及び出力を示す波形図である。 実施例2のAC−DC変換制御回路を図5と同様に示すブロック図である。 図3及び図11の各部の状態を示す波形図である。 実施例3の交流電源装置の主回路部分を示す回路図である。
符号の説明
1a,1b,1c 第1、第2及び第3の交流入力端子
2a,2b 第1及び第2の交流出力端
3 給電制御器
4 負荷
5 位相制御回路
6 双方向電力変換器
7 電力変換制御回路
11 蓄電池
42a,42b 航空照明用ランプ
62 電力変換回路
63 平滑コンデンサ
Sa,Sb,Sc 交流スイッチ

Claims (13)

  1. 交流入力端と、
    負荷が接続される交流出力端と、
    前記交流入力端と前記交流出力端との間に接続された交流スイッチと、
    前記交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
    前記交流スイッチと前記交流出力端との間に接続され且つ前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
    前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
    前記交流スイッチと前記給電制御器との間からの分岐回路を形成するための導体に接続された双方向電力変換器と、
    前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
    前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記半導体制御素子の位相制御によって生じる電流波形の歪を改善するための補償電流を供給し且つ前記蓄電装置を充電することができるように前記双方向電力変換器を交流―直流変換動作させ、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記負荷に対して交流電圧を供給することができるように記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させる電力変換制御回路と
    を備えていることを特徴とする交流電源装置。
  2. 更に、前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を検出する負荷状態検出手段と前記交流入力端の交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段とを有し、
    前記電力変換制御回路は、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力と前記基準正弦波とに基づいて目標補償電流波形を形成し且つこの目標補償電流波形に相当する補償電流を供給するため及び前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有していることを特徴とする請求項1記載の交流電源装置。
  3. 前記電力変換制御回路は、
    前記位相制御回路及び前記負荷状態検出手段に接続され且つ前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力に基づいて前記交流出力端に流れる電流の波形を理論的に推定して推定電流波形を出力する電流波形推定手段と、
    前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波と前記電流波形推定手段から得られた前記推定電流波形との差に相当する目標補償電流波形を形成する減算手段と
    を有していることを特徴とする請求項2記載の交流電源装置
  4. 前記電流波形推定手段は、
    位相制御回路と前記基準正弦波発生手段とに接続され、前記基準正弦波の前記位相制御信号の導通期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、
    前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段と、
    前記負荷量検出又は演算手段から得られた負荷量を示す信号によって前記抽出手段で抽出した波形の振幅を補正して推定電流波形を出力する補正手段と
    を有していることを特徴とする請求項3記載の交流電源装置。
  5. 前記電力変換制御回路は、
    前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波から前記位相制御信号が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、
    前記抽出手段によって前記基準正弦波を抽出する前又は抽出した後の前記基準正弦波の振幅を前記負荷状態検出手段の出力に対応するように前記負荷状態検出手段の出力に基づいて補正する補正手段と
    を有していることを特徴とする請求項2記載の交流電源装置
  6. 前記位相制御回路は、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の基準値を示す信号を発生する基準値発生手段と、前記負荷状態検出手段で検出された負荷状態を示す信号を前記基準値に一致させるように前記半導体制御素子の位相制御信号を形成する位相制御信号形成手段とから成ることを特徴とする請求項1乃至5のいずれかに記載の交流電源装置。
  7. 前記双方向電力変換器は、
    複数の交流端子と、
    対の直流端子と、
    前記複数の交流端子と前記対の直流端子との間においてブリッジ接続された複数の半導体スイッチ及び前記複数の半導体スイッチにそれぞれ逆方向並列に接続された個別又は寄生の複数のダイオードとから成るパルス幅変調型の電力変換回路と、
    前記対の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、
    前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の電流通路に直列に接続されたインダクタと、
    前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の複数の電流通路の相互間に接続されたフィルタ用コンデンサと
    を有していることを特徴とする請求項1乃至6のいずれかに記載の交流電源装置。
  8. 更に、前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出回路と、
    前記対の直流端子間の目標電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源と、
    前記直流電圧検出回路の出力と前記基準電圧との差を示す直流帰還制御信号を形成する直流帰還制御信号形成回路と、
    前記直流帰還制御信号によって前記基準正弦波又は前記目標補償電流波形の振幅を補正する補正手段と
    を有していることを特徴とする請求項2乃至7のいずれかに記載の交流電源装置。
  9. 前記電力変換制御回路は、
    前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記電流波形推定手段で推定した推定電流波形を減算する第1の減算手段と、
    前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、
    前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する第2の減算手段と、
    前記第1の減算手段の出力を前記第2の減算手段から得られた誤差信号で補正する手段と
    を有していることを特徴とする請求項3又は4又は8記載の交流電源装置。
  10. 前記電力変換制御回路は、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段を有し、
    前記補正手段は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波の振幅を前記負荷量検出又は演算手段の出力に基づいて変調する手段であり、
    前記抽出手段は前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波から前記位相制御信号が非導通を示している期間に相当する部分を抽出する手段であり、
    前記目標補償電流波形形成手段は、更に、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波と前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する減算手段と、前記抽出手段の出力を前記減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることを特徴とする請求項5記載の交流電源装置。
  11. 前記交流出力端に接続される負荷は、航空照明用ランプを含む負荷であり、
    前記半導体制御素子はサイリスタであり、
    前記位相制御回路は前記負荷に一定の電流を供給するように前記サイリスタの位相制御角を制御する回路であることを特徴とする請求項1乃至10のいずれかに記載の交流電源装置。
  12. 前記交流入力端は3相交流電圧を供給する第1、第2及び第3交流入力端子であり、
    前記交流出力端は少なくとも1つの単相負荷を接続するためのものであり、
    前記交流スイッチは前記第1、第2及び第3交流入力端子の内の少なくとも2つに接続された少なくとも2つの交流スイッチであり、
    前記双方向電力変換器は3相構成の双方向電力変換器であことを特徴とする請求項1記載の交流電源装置。
  13. 3相正弦波交流電圧を供給するための第1、第2及び第3の交流入力端子と、
    前記3相正弦波交流電圧を遮断するために前記第1、第2及び第3の交流入力端子の内の少なくとも2つに接続された少なくとも2つの交流スイッチと、
    前記少なくとも2つの交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
    前記第1及び第2の交流入力端子間に前記2つの交流スイッチの内の少なくとも1つの交流スイッチと単相負荷回路とを介して接続され且つ負荷電流又は電圧又は電力を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
    前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
    前記第1、第2及び第3の交流入力端子に少なくとも2つの交流スイッチを介して接続された3相構成の双方向電力変換器と、
    前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
    前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記第1、第2及び第3の交流入力端子における波形改善及び電流バランス改善のための補償電流を供給すると共に前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有している電力変換制御回路と
    を備えていることを特徴とする交流電源装置。
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