JP2005348563A - 交流電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】サイリスタ等の半導体制御素子を含む航空照明用ランプ等のための交流電源装置の交流入力電流に含まれる高調波成分を容易且つ良好に抑制すること及び交流電源装置を簡単に無停電化することが困難であった。
【解決手段】 交流入力端子１ａ，１ｂと負荷４が接続される交流出力端２ａ，２ｂとの間にサイリスタＳ１、Ｓ２から成る給電制御器３を交流スイッチＳａ，Ｓｂを介して接続する。給電制御器３に並列的に双方向電力変換器６を接続する。双方向電力変換器６の直流側端子に蓄電池１１を接続する。双方向電力変換器６に含まれている電力変換回路の制御信号をサイリスタＳ１、Ｓ２の位相制御信号に基づいて形成する。双方向電力変換器６は補償電流供給と交流電力供給との両方の機能を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置に好適な高調波電流抑制機能及び無停電機能を有する単相又は３相又は多相の交流電源装置に関する。

航空照明用定電流電源装置は、例えば後記特許文献１に示されているように、交流入力端子と昇圧用トランスとの間にサイリスタの逆並列回路を接続し、昇圧用トランスの２次側に航空照明用ランプを接続し、サイリスタの位相制御によって負荷電流を調整するように構成されている。
この種の航空照明用定電流電源装置において、商用交流電源からの電力供給が停止した時に航空照明用定電流電源装置に対する電力供給を継続するために商用交流電源と航空照明用定電流電源装置との間に交流無停電電源装置を接続することがある。

上述の航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置では、位相制御可能なサイリスタを使用するので比較的大電流を流すことができ且つ電力損失が比較的小さいという長所を有する反面、サイリスタの位相制御を行うので、電流波形に高調波電流が含まれるという短所を有する。電流波形に高調波電流が含まれると、力率が悪くなり、サイリスタを含む交流電源装置が接続される発電機等の電源の電力容量が必然的に大きくなる。また、交流電源に接続されている別の負荷等に高調波障害又はノイズ障害を及ぼす可能性がある。
また、航空照明用定電流電源装置又はこれに類似の電源装置において、交流無停電電源装置を独立に設けると、システムが大型且つ高価になる。また、交流無停電電源装置を交流入力端子と負荷との間に直列に接続すると、システムの効率低下を招く。

交流電源電流の波形改善及び力率改善をするために補償電流供給回路を交流入力ラインに接続することは、後記特許文献２等で公知である。また、交流無停電電源装置は後記特許文献３等で公知である。しかし、位相制御可能な半導体制御素子を含む交流電源装置における高調波抑制及び無停電化を比較的簡単な回路構成で達成することは開示されていない。
特開昭５８−１８８９７号公報 特開平１０−３３３７６１号公報 特開２０００−３４１８８１号公報

従って、本発明が解決しようとする課題は、交流電源装置の無停電化と位相制御可能な半導体制御素子に基づく高調波成分の抑制を容易に達成することが困難なことである。また、本発明の別な課題は、３相交流電源に対して単相負荷を接続すれば、３相交流電流のアンバランスが生じることである。

上記課題を解決するための本発明は、
交流入力端と、
負荷が接続される交流出力端と、
前記交流入力端と前記交流出力端との間に接続された交流スイッチと、
前記交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
前記交流スイッチと前記交流出力端との間に接続され且つ前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
前記交流スイッチと前記給電制御器との間からの分岐回路を形成するための導体に接続された双方向電力変換器と、
前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記半導体制御素子の位相制御によって生じる電流波形の歪を改善するための補償電流を供給し且つ前記蓄電装置を充電することができるように前記双方向電力変換器を交流―直流変換動作させ、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記負荷に対して交流電圧を供給することができるように記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させる電力変換制御回路とを備えていることを特徴とする交流電源装置に係わるものである。
なお、本発明における交流入力端は、交流入力端子又は交流入力供給部分を意味し、また交流出力端は交流出力端子、又は負荷や出力段回路を接続する部分を意味している。

なお、請求項２に示すように、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を検出する負荷状態検出手段と前記交流入力端の交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段とを有し、前記電力変換制御回路は、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力と前記基準正弦波とに基づいて目標補償電流波形を形成し且つこの目標補償電流波形に相当する補償電流を供給するため及び前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記電力変換制御回路は、前記位相制御回路及び前記負荷状態検出手段に接続され且つ前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力に基づいて前記交流出力端に流れる電流の波形を理論的に推定して推定電流波形を出力する電流波形推定手段と、前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波と前記電流波形推定手段から得られた前記推定電流波形との差に相当する目標補償電流波形を形成する減算手段とを有していることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記電流波形推定手段は、位相制御回路と前記基準正弦波発生手段とに接続され、前記基準正弦波の前記位相制御信号の導通期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段と、前記負荷量検出又は演算手段から得られた負荷量を示す信号によって前記抽出手段で抽出した波形の振幅を補正して推定電流波形を出力する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記電力変換制御回路は、前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波から前記位相制御信号が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、前記抽出手段によって前記基準正弦波を抽出する前又は抽出した後の前記基準正弦波の振幅を前記負荷状態検出手段の出力に対応するように前記負荷状態検出手段の出力に基づいて補正する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記位相制御回路は、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の基準値を示す信号を発生する基準値発生手段と、前記負荷状態検出手段で検出された負荷状態を示す信号を前記基準値に一致させるように前記半導体制御素子の位相制御信号を形成する位相制御信号形成手段とから成ることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記双方向電力変換器は、複数の交流端子と、対の直流端子と、前記複数の交流端子と前記対の直流端子との間においてブリッジ接続された複数の半導体スイッチ及び前記複数の半導体スイッチにそれぞれ逆方向並列に接続された個別又は寄生の複数のダイオードとから成るパルス幅変調型の電力変換回路と、前記対の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の電流通路に直列に接続されたインダクタと、前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の複数の電流通路の相互間に接続されたフィルタ用コンデンサとを有していることが望ましい。
また、請求項８に示すように、更に、前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出回路と、前記対の直流端子間の目標電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源と、前記直流電圧検出回路の出力と前記基準電圧との差を示す直流帰還制御信号を形成する直流帰還制御信号形成回路と、前記直流帰還制御信号によって前記基準正弦波又は前記目標補償電流波形の振幅を補正する補正手段とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記電力変換制御回路は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記電流波形推定手段で推定した推定電流波形を減算する第１の減算手段と、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する第２の減算手段と、前記第１の減算手段の出力を前記第２の減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記電力変換制御回路は、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段を有し、前記補正手段は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波の振幅を前記負荷量検出又は演算手段の出力に基づいて変調する手段であり、前記抽出手段は前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波から前記位相制御信号が非導通を示している期間に相当する部分を抽出する手段であり、前記目標補償電流波形形成手段は、更に、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波と前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する減算手段と、前記抽出手段の出力を前記減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることが望ましい。
また、請求項１１に示すように、前記交流出力端に接続される負荷は、航空照明用ランプを含む負荷であり、前記半導体制御素子はサイリスタであり、 前記位相制御回路は前記負荷に一定の電流を供給するように前記サイリスタの位相制御角を制御する回路であることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、前記交流入力端は３相交流電圧を供給する第１、第２及び第３交流入力端子であり、前記交流出力端子は少なくとも１つの単相負荷を接続するためのものであり、前記交流スイッチは前記第１、第２及び第３交流入力端子の内の少なくとも２つに接続された少なくとも２つの交流スイッチであり、前記双方向電力変換器は３相構成の双方向電力変換器であことが望ましい。
また、請求項１３に示すように、３相正弦波交流電圧を供給するための第１、第２及び第３の交流入力端と、前記３相正弦波交流電圧を遮断するために前記第１、第２及び第３の交流入力端の内の少なくとも２つに接続された少なくとも２つの交流スイッチと、前記少なくとも２つの交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、前記第１及び第２の交流入力端子間に前記２つの交流スイッチの内の少なくとも１つの交流スイッチと単相負荷回路とを介して接続され且つ負荷電流又は電圧又は電力を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、前記第１、第２及び第３の交流入力端子に少なくとも２つの交流スイッチを介して接続された３相構成の双方向電力変換器と、前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記第１、第２及び第３の交流入力端子における波形改善及び電流バランス改善のための補償電流を供給すると共に前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有している電力変換制御回路とで交流電源装置を構成することが望ましい。

各請求項の発明によれば、比較的簡単な構成によって波形改善即ち高調波電流の抑制を容易且つ良好に達成することができ且つ交流入力端からの電力供給が停止した時でも負荷に対する電力供給を継続することができる。
特に、請求項２〜５、１０の発明によれば、サイリスタ等の半導体制御素子の位相制御信号に使用して目標補償電流波形を形成するので、電流の検出の遅れを伴なわないで目標補償電流波形を形成することができ、目標補償電流波形を容易且つ良好即ち正確に得ることができる。
また、請求項６の発明によれば、負荷電流の定電流化を達成することができる。
また、請求項７の発明によれば、電力変換回路によって容易に補償電流を供給することができる。
また、請求項８の発明によれば、電力変換回路の対の直流端子間電圧の上昇を抑えることができる。
また、請求項９及び１０の発明によれば、目標補償電流波形の精度を高めることができる。
また、請求項１１の発明によれば、航空照明用ランプを含む負荷にサイリスタの位相制御で一定の電流を容易に供給することができる。
また、請求項１２及び１３の発明によれば、３相交流電流のアンバランスの改善を容易に達成することができる。単相交流電源よりも電圧が高い３相交流電源を使用するので負荷に高い電圧を容易に供給することができる。

次に、本発明の実施形態を図１〜図１３を参照して説明する。

図１に示す実施例１に従う無停電機能を有する航空照明用交流電源装置は、商用の３相交流電源に接続される交流入力端としての第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃと、交流出力端子と呼ぶこともできる第１及び第２の交流出力端２ａ、２ｂと、負荷の電流又は電圧又は電力を制御のための位相制御が可能な半導体制御素子としての第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の逆並列接続回路から成る給電制御器３と、航空照明用ランプ等を含む負荷４と、位相制御回路５と、双方向電力変換器６と、電力変換制御回路７と、負荷状態検出手段としての負荷電流検出器８と、第１、第２及び第３の交流入力電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃと、第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ、Ｓｃと、スイッチ制御回路１０と、蓄電装置としての蓄電池１１とを有している。

第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ、Ｓｃは給電制御器３を構成している第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2の逆並列接続回路と同様な周知の高速スイッチであり、これ等の一端は第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されている。第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ、Ｓｃを設ける代わりに、第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ、Ｓｃから任意に選択された２つのみを設けて３相交流電源を切り離すこともできる。

第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2の逆並列接続から成る給電制御器３は電力制御器又は電流制御器又は電圧制御器又は電力変換器と呼ぶこともできるものであって、第１の交流入力端子１ａと第１の交流出力端２ａとの間のライン１２ａに第１の交流スイッチＳａを介して直列に接続されている。この実施例では第２の交流入力端子１ｂと第２の交流出力端２ｂとが第２の交流スイッチＳｂを介し且つ給電制御器を介さないでライン１２ｂによって接続されている。また、第３の交流入力端子１ｃには第３の交流スイッチＳｃが接続されているが、負荷４は接続されていない。

負荷４は単相負荷であって、相互に電磁結合された１次及び２次巻線Ｎ1、Ｎ２を有する昇圧構成の出力トランス４０と、ランプ負荷回路４´とから成る。出力トランス４０の１次巻線Ｎ1 は第１及び第２の交流出力端２ａ、２ｂ間に接続されている。図１では負荷４は給電制御器３と第１及び第２の交流スイッチＳａ，Ｓｂとを介して第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂ間に接続されているので、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに対して３相不平衡負荷が接続された状態にある。勿論、第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃ間と第１及び第３の交流入力端子１ａ、１ｃ間との一方又は両方に別の負荷を給電制御器を介して又は介さないで接続することができる。

２次巻線Ｎ2の出力端子２ａ´、２ｂ´に接続されたランプ負荷回路４´は複数の負荷トランス４１ａ、４１ｂと、複数のランプ４２ａ、４２ｂとから成る。 複数の負荷トランス４１ａ、４１ｂの１次巻線は互いに直列に接続され且つ出力トランス４０の２次巻線Ｎ2 に接続されている。照明用ランプ４２ａ、４２ｂは負荷トランス４１ａ、４１ｂの２次巻線に接続されている。なお、トランス４０の出力端子２ａ´、２ｂ´を交流出力端子と呼ぶこともできる。

位相制御回路５は、第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の制御端子（ゲート）に位相制御信号を供給するものであり、位相制御信号を形成するために負荷電流検出器８と電源ライン１２ａ、１２ｂとに接続されている。このサイリスタ制御回路５の詳細は後述する。

補償電流供給及び停電時電力供給回路と呼ぶこともできる双方向電力変換器６は、交流―直流変換機能と直流―交流変換機能とを有するものであって、ＬＣ回路６１と双方向電力変換可能な周知のパルス幅変調型の電力変換回路６２と平滑コンデンサ６３とから成り、給電制御器３と負荷４とから成る主回路に対して並列的に接続されている。即ち、給電制御器３と負荷４とから成る主回路の第１及び第２の電源ライン１２ａ，１２ｂが第１及び第２の交流スイッチＳａ，Ｓｂを介して第１及び第２の交流入力端子１ａ，１ｂに接続されていると共に、双方向電力変換器６の第１、第２及び第３の交流側端子としての第１、第２及び第３の交流側ライン６４ａ、６４ｂ、６４ｃの一方の端が第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ、Ｓｃを介して第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃに接続されている。給電制御器３と負荷４とから成る主回路の２つの電源ライン１２ａ，１２ｂと双方向電力変換器６の第１及び第２の交流側端子としての第１及び第２の交流側ライン６４ａ、６４ｂとが第１及び第２の接続点Ｐ１，Ｐ２で相互に接続されている。第１の接続点Ｐ1 は第１の交流スイッチＳａと給電制御器３との間に設定されている。第２の接続点Ｐ２ は第２の交流スイッチＳｂと第２の交流出力端２ｂとの間に設定されている。双方向電力変換器６の第３の交流側ライン６４ｃは第３の交流スイッチＳｃを介して第３の交流入力端子１ｃに接続されている。なお、第１及び第２の交流側ライン６４ａ、６４ｂを給電制御器３と負荷４とから成る主回路の電源ライン１２ａ，１２ｂからの分岐導体と呼ぶこともできる。また、説明の都合上第３の交流側ライン６４ｃも分岐導体と呼ぶこともできる。ＬＣ回路６１は、第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 と第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 とから成る。第１、第２及び第３のフィルタ用コンデンサＣ1 、Ｃ2 、Ｃ3 は、電力変換回路６２に含まれているスイッチのオン・オフに基づく高周波（例えば２０〜１００のｋＨｚ）成分を除去するためのものであって、第１、第２及び第３の交流側ライン６４ａ、６４ｂ、６４ｃの相互間に接続され且つ平滑コンデンサ６３よりも十分に小さい容量を有する。第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 は高周波成分除去機能と昇圧リアクトル機能との両方を有するものであって、電力変換回路６２の第１、第２及び第３の交流側ライン６４ａ、６４ｂ、６４ｃに直列に接続されている。電解コンデンサから成る平滑コンデンサ６３は電力変換回路６２の対の直流端子としての直流側ライン６５ａ、６５ｂ間に接続されている。蓄電装置として機能する蓄電池１１は電力変換回路６２の対の直流側ライン６５ａ、６５ｂ間に平滑コンデンサ６３と同様に接続されている。電力変換回路６２の詳細は後述する。

負荷状態検出手段としての負荷電流検出器８は給電制御器３及び第１の交流出力端２ａを通る補償前の負荷電流を検出するものであって第１の接続点Ｐ1 と第１の交流出力端２ａとの間のラインに沿って配置されている。なお、この負荷電流検出器８を図１において点線で示すように出力トランス４０の２次巻線Ｎ2 の出力ラインに沿って配置することもできる。この負荷電流検出器８はＣＴ又はホールＩＣ等で構成することができ、ライン８１によって位相制御回路５に接続されている。負荷電流検出器８は後述するライン５１ａの代わりに点線で示すライン８２によって電力変換制御回路７に接続することもできる。なお、給電制御器３によって負荷電圧を一定に制御する場合には負荷電流検出器８の代わりに第１及び第２の交流出力端２ａ、２ｂ間の電圧又は負荷４内の電圧を検出する回路を設け、また、給電制御器３によって負荷電力を一定に制御する場合には負荷電流検出器８の代わりに負荷電力を検出する回路を設ける。

第１及び第２の入力電流検出器９ａ、９ｂは第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂと相互接続点Ｐ1 、Ｐ2 との間のラインに沿って配置され、第３の入力電流検出器９ｃは第３の交流入力端子１ｃから電力変換回路６２に至るラインに沿って配置されている。従って、第１、第２及び第３の入力電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃは第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃを通る補償後の交流入力電流を検出する。

電力変換制御回路７は、第１、第２及び第３の交流スイッチSa,Sb,Scがオン状態に制御されている時に波形改善及び３相電流バランス改善用の補償電流を供給するため及び蓄電池１１を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって電力変換回路６２を制御する交流―直流変換制御機能と、第１、第２及び第３の交流スイッチSa,Sb,Scがオフ状態に制御されている時に電力変換回路６２を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって電力変換回路６２を制御する直流―交流変換制御機能とを有している。この電力変換制御回路７は、図示が省略されているラインによって電力変換回路６２に接続されている他に、ライン８２によって負荷電流検出器８に接続され、ライン９１、９２、９３によって第１、第２及び第３の入力電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃに接続され、且つライン９４によって位相制御回路５に接続され、且つライン９５、９６、９７によって第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃを介して第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続され、且つライン９８、９９によって平滑コンデンサ６３及び蓄電池１１に接続され、且つライン１０ａによってスイッチ制御回路１０に接続されている。この電力変換制御回路７の詳細は後述する。
なお、電力変換制御回路７と負荷電流検出器８と第１、第２及び第３の入力電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃとの組み合わせを、電力変換回路６２に含まれているスイッチをオン・オフ制御するための電力変換制御手段と呼ぶこともできる。

図１の電力変換回路６２は、図２に詳しく示すように、交流―直流変換と直流―交流変換との両方が可能なものであって、３相ブリッジ接続された第１、第２、第３、第４、第５及び第６のダイオードＤ1 、Ｄ2 、Ｄ3 、Ｄ4 、Ｄ5 、Ｄ6 と、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 に対してそれぞれ逆方向並列に接続された変換用スイッチとしての第１、第２、第３、第４、第５及び第６のスイッチＱ1 、Ｑ2 、Ｑ3 、Ｑ4 、Ｑ5 及びＱ6 とから成る。図２では第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 が絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ即ちＩＧＢＴで示されているが、この代りにＦＥＴ、トランジスタ等の別の制御可能な半導体スイッチとすることができる。また、第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 を個別ダイオードで構成する代りに第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の内蔵即ち寄生ダイオードとすることができる。

第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子（ゲート）は、図示が省略されているラインによって図１の電力変換制御回路７に接続されている。更に詳細には、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子は図４に詳しく示す電力変換制御回路７の第１〜第６の制御信号Ｇ1 〜Ｇ6 を供給するラインに接続されている。電力変換回路６２の第１及び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 の相互接続点、第３及び第４のダイオードＤ3 、Ｄ4 の相互接続点、第５及び第６のダイオードＤ5 、Ｄ6 の相互接続点は、第１、第２及び第３の交流側ライン６４ａ、６４ｂ、６４ｃと第１、第２及び第３のインダクタＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 と第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃを介して第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続されている。第１、第３、第５のダイオードＤ1 、Ｄ3 、Ｄ5 のカソードは一方の直流側ライン６５ａに接続され、第２、第４、第６のダイオードＤ2 、Ｄ4 、Ｄ6 のアノードは他方の直流側ライン６５ｂに接続されている。

図１の位相制御回路５は、図３に詳しく示すように、第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の位相制御信号Ｖg1を形成する周知の回路であり、電流検出回路５１と誤差増幅器５２と基準電圧源５３と鋸波発生回路５４と比較器５５とから成る。

電流検出回路５１は負荷電流Ｉ1 の実効値を示す電流検出信号Ｖi を得るための電流検出手段であって、ライン８１によって負荷電流検出器８に接続され、給電制御器３及び第１の交流出力端２ａを流れる負荷電流Ｉ1 の実効値に対応する直流電圧からなる電流検出信号Ｖi を出力する。なお、電流検出回路５１を負荷電流Ｉ1 の平均値を示す信号を出力するように形成することもできる。また、負荷電流検出器８が負荷電流Ｉ1 の実効値又は平均値を示す信号を出力する場合には電流検出回路５１を省くことができる。電流検出回路５１は誤差増幅器５２に接続されていると共に、ライン５１ａによって電力変換制御回路７にも接続されている。従って、電流検出回路５１は電力変換制御回路７における電流量検出又は演算手段と兼用されている。なお、電流検出回路５１を電力変換制御回路７の中に設け、電力変換制御回路７から電流検出信号Ｖiを得て、これを比較器５２に送ることもできる。また、給電制御器３で負荷電圧を制御する場合には、電流検出回路５１の代わりに第１及び第２の交流出力端２ａ、２ｂ間の電圧又は負荷４内の電圧の実効値又は平均値を示す直流信号を出力する電圧検出回路 を設ける。また、給電制御器３で負荷電力を制御する場合には、電流検出回路５１の代わりに負荷４の電力の実効値又は平均値を示す直流信号を出力する電力検出回路を設ける。

誤差増幅器５２の一方の入力端子は電流検出回路５１に接続され、他方の入力端子は所望の負荷電流を示す基準電圧を供給する基準電圧源５３に接続されている。従って、誤差増幅器５２は電流検出信号Ｖiと 基準電圧との差を示す誤差信号Ｖe を出力する。

鋸波発生回路５４はライン５６、５７を介して第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続され、図８（Ａ）に示す第１相電圧からなる正弦波交流入力電圧Ｖa に同期してこの１／２の周期（例えば１０ｍｓ）で鋸波電圧Ｖt を図８（Ｂ）に示すように発生する。なお、ライン５６、５７を第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂに接続する代わりに図５の基準正弦波発生手段７０に接続し、鋸波発生回路５４の鋸波電圧Ｖｔ を図５の基準正弦波発生手段７０の出力に基づいて形成することができる。また、鋸波電圧Ｖt の代りに三角波電圧を使用することができる。

比較器５５の一方の出力端子は誤差増幅器５２に接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路５４に接続されている。従って、比較器５５は図８（Ｂ）に示すように鋸波電圧Ｖt と誤差信号Ｖe とを比較し、図８（Ｃ）に示す２値信号から成る位相制御信号Ｖg1を形成する。位相制御信号Ｖg1は図示が省略されているゲート駆動回路とライン５８、５９とを介して図１の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 のゲート端子に送られ、且つライン９４によって電力変換制御回路７にも送られる。

電力変換制御回路７は第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオン状態に制御されている時に双方向電力変換器６を交流―直流変換動作させ、第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオフ状態に制御されている時に双方向電力変換器６を直流―交流変換動作させるためのものであって、図４に概略的に示すように、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａとＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂと切換手段７ｃとを有する。ＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａは、ＡＣ−ＤＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成し、ＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂはＤＣ−ＡＣ変換を実行するための第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御信号を形成する。切換手段７ｃはライン１０ａの信号が電源正常を示している時にＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａを出力ライン７ｄに送出し、ライン１０ａの信号が電源異常を示している時にＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂから得られる制御信号Ｇ１’〜Ｇ６’をライン７ｄに送出する。図４のライン７ｄは図２の第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のゲートに接続されている。なお、図４のライン７ｄは６本のラインを示している。

ＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ、図５に詳しく示すように基準正弦波発生手段７０と、直流帰還制御信号形成回路７１と、第１、第２及び第３相制御回路７２ａ、７２ｂ、７２ｃとから成る。第１、第２及び第３相制御回路７２ａ、７２ｂ、７２ｃは、互いに１２０度の位相差を有する３相の基準正弦波に基づいて動作する点を除いて実質的に同一であるので、図５には第１相制御回路７２ａのみが詳しく示され、第２及び第３相制御回路７２ｂ、７２ｃはブロックで示されている。

基準正弦波発生手段７０は、ライン９５、９６、９７によって図１の第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに接続され、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃにおける第１、第２及び第３相交流入力電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖcを検出し、この第１、第２及び第３相交流入力電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖcに対応する第１、第２及び第３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc をライン７０ａ，７０ｂ，７０ｃに発生する。ここでは説明を容易にするために第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃにおける第１、第２及び第３相交流入力電圧と図５の基準正弦波発生手段７０から出力される第１、第２及び第３相基準正弦波電圧との両方を同一のＶa 、Ｖb 、Ｖc で示すことにする。例えば５０Ｈｚの第１、第２及び第３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc は図９に示すように互いに１２０度の位相差を有し、第１、第２及び第３相制御回路７２ａ、７２ｂ、７２ｃに供給される。なお、第１、第２及び第３相基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖcを、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃにおける第１、第２及び第３相交流入力電流Ｉａ、Ｉｂ、Ｉｃの目標基準波形と呼ぶこともできる。

直流帰還制御信号形成回路７１は、ライン９８、９９によって図１の平滑コンデンサ６３及び蓄電池１１に接続された直流電圧検出回路７１ａと、所望の直流電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源７１ｂと、直流電圧検出回路７１ａと基準電圧源７１ｂとに接続された誤差増幅器７１ｃと、誤差増幅器７１ｃに接続された比例積分回路７１ｄとから成る。誤差増幅器７１ｃから得られる直流電圧検出信号と基準電圧との差を示す信号は比例積分回路７１ｄで平滑化された後に第１、第２及び第３相制御回路７２ａ、７２ｂ、７２ｃに送られ、基準正弦波の補正に使用される。

図５の補正手段７６は直流電圧補正手段又は基準正弦波振幅変調手段と呼ぶこともできるものであって、電力変換回路６２の直流端子として機能する直流側ライン６５ａ、６５ｂ間の直流電圧を所定値に保つための機能を有し、基準正弦波発生手段７０と直流帰還制御信号形成回路７１とに接続されており、例えば図６に示すように第１相基準正弦波電圧Ｖaの振幅を変調するための乗算器で構成される。従って、この補正手段７６は第１相基準正弦波電圧Ｖa に直流帰還制御信号Ｖ71を乗算して振幅変調された第１相基準正弦波電圧Ｖa ′を出力する。補正前及び後の第１相基準正弦波電圧Ｖa 及びＶa ′は第１の交流入力端子１ａを流れる目標電流を示しているので、これ等を目標電流指令信号と呼ぶこともできる。なお、直流電圧の補正が不要な場合は直流帰還制御信号形成回路７１及び補正手段７６を省くことができる。

第１相制御回路７２ａは、基準正弦波発生手段７０の出力と直流帰還制御信号形成回路７１の出力とライン９４の位相信号Ｖg1とライン５１ａの電流検出回路５１の出力Ｖi とライン９１の第１相交流入力電流Ｉa とに基づいて所望の補償電流を供給するための第１及び第２の制御信号Ｇ1 、Ｇ2 を形成する。図５では、第１相制御回路７２ａが、負荷電流波形推定手段７３と補正手段７６と目標補償電流波形形成手段７７と制御信号形成手段７８とで示されている。しかし、第１相制御回路７２ａから制御信号形成手段７８を除いた部分を目標補償電流波形形成手段と呼ぶこともできる。

負荷電流波形推定手段７３は抽出手段７３’と補正手段７５とから成る。抽出手段７３’は負荷電流基準波形推定手段と呼ぶこともできるものであり、所望の補償電流の供給を容易且つ正確に達成するために設けられている。この抽出手段７３’は、ライン９４によって位相制御回路５に接続され且つライン７４によって補正手段７６に接続されており、ライン９４の位相制御信号Ｖg1が第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の導通を示している期間にのみ補正後の第１相基準正弦波電圧Ｖa ’を抽出する。この抽出手段７３’は例えば図６に概略的に示すように半導体スイッチ等から成る信号抽出スイッチＳＷをライン７４に直列に接続し、この抽出スイッチＳＷの制御端子に位相制御信号Ｖg1のライン９４を接続することによって構成できる。抽出スイッチＳＷは、図８（Ａ）の第１相基準正弦波電圧Ｖaに相似の波形を有する補正後の第１相基準正弦波電圧Ｖa ’における図８（Ｃ）に示す位相制御信号Ｖg1の導通期間ｔ1 〜ｔ2 、ｔ3 〜ｔ4 の部分のみを抽出して図８（Ｅ）に示す負荷電流理論波形とも呼ぶことができる負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’を出力する。この負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’は図８（Ｄ）に示す実際の負荷電流Ｉ1 の波形に必ずしも一致しない。図８（Ｄ）の実際の負荷電流Ｉ1 の波形は図８（Ｃ）の位相制御信号Ｖg1に対して遅れを有しているが、図８（Ｅ）の負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’は位相制御信号Ｖg1に対して実質的に遅れを有していない。本実施例に従って遅れを実質的に有していない負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’を使用して目標補償電流を決定すると、目標補償電流の検出応答遅れが改善される。図５では、ライン７４が補正手段７６の出力端子に接続されているが、この代わりに図５及び図６において点線で示すように基準正弦波発生手段７０に接続し、補正前の第１相基準正弦波電圧Ｖaを抽出手段７３’に送ることができる。

抽出手段７３’から得られる負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の振幅は必ずしも正確でない。もし、負荷４が固定であり、負荷電流Ｉ1 も固定であれば、負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の振幅も正確に推定できる。しかし、実際には負荷４が変動するので、負荷４の変動に対する負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の補正を実行するため又は負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の振幅を所望値に調整するために抽出手段７３’に補正手段７５が接続されている。補正手段７５は振幅調整信号形成回路７５ａと乗算器７５ｂとから成る。

振幅調整信号形成回路７５ａはライン５１ａによって図３の電流検出回路５１に接続されている。この振幅調整信号形成回路７５ａは、負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の振幅を実際の負荷電流Ｉ1の振幅に一致させるように補正するための振幅調整値ａを出力する。即ち、振幅調整信号形成回路７５ａは、負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’の振幅を目標補償電流の振幅に適合させるように補正するための係数Ｋを決定し、この係数Ｋをライン５１ａの電流検出信号Ｖi に乗算することによって振幅調整値ａを決定する。この実施例では電流検出回路５１が図３の位相制御回路５に含まれているが、前述したように電流検出回路５１を補正手段７５に含めることができ、且つ電流検出回路５１と振幅調整信号形成回路７５ａとを合わせて交流出力端２ａ，２ｂに流れる電流の実効値又は平均値を示す電流量を検出又は演算するための電流量検出又は演算手段と呼ぶこともできる。振幅調整信号形成回路７５ａは電流検出回路５１を介して負荷電流検出器８に接続されているが、負荷電流の変動を無視できる時には、負荷電流検出器８の代わりに主回路の回路定数から負荷電流を推定する負荷電流推定手段を設け、また、電流検出回路５１の代わりに負荷電流推定手段の出力から電流量を演算する電流量演算手段を設けることができる。また、電流検出回路５１と振幅調整信号形成回路７５ａとを一体に構成することができる。

乗算器７５ｂは抽出手段７３’から得られた負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’に振幅調整信号形成回路７５ａから得られた振幅調整値ａを乗算してＶ73’×ａから成る補正後の負荷電流推定波形信号Ｖ75を図８（Ｆ）に示すように出力する。この補正後の負荷電流推定波形信号Ｖ75は振幅を除いて図８（Ｅ）の補正前の推定波形信号Ｖ73’と同一の波形である。

図５の目標補償電流波形形成手段７７は、補正手段７６と乗算器７５ｂと第１相入力電流検出ライン９１に接続され、図８（Ｉ）に示す目標補償電流波形Ｖ77を作成する。図８（Ｉ）の目標補償電流波形Ｖ77は、図８（Ａ）の第１相基準正弦波電圧Ｖa を補正手段７６で補正した後の第１相基準正弦波電圧Ｖa ′から図８（Ｆ）の乗算器７５ｂが得られる推定波形信号Ｖ75を減算した波形にほぼ相当する。

図５の目標補償電流波形形成手段７７は、図６に詳しく示すように第１及び第２の減算器１０１、１０２と補正回路１０３とから成る。第１の減算器１０１の一方の入力端子は第１相基準正弦波電圧Ｖa ′を出力する補正手段７６に接続され、他方の入力端子は負荷電流推定波形補正用の乗算器７５ｂに接続されている。もし、補正手段７６及び乗算器７５ｂを設ける必要がない場合には、第１の減算器１０１の一方の入力端子を基準正弦波発生手段７０に接続し、他方の入力端子を抽出手段７３’に接続する。この第１の減算器１０１は図８（Ａ）の基準正弦波電圧Ｖa に相似の補正後の第１相基準正弦波電圧Ｖa ′から図８（Ｆ）の補正後の負荷電流推定波形信号Ｖ75を減算して図８（Ｇ）に示す目標補償電流波形信号Ｖ101 を出力する。この目標補償電流波形信号Ｖ101 のみでも目標とする補償電流の供給制御を実行できる。しかし、図６の実施例では更に補償精度及び応答特性を高めるために第２の減算器１０２を設け、この出力で第１の減算器１０１の出力を補正している。

第２の減算器１０２の一方の入力端子は補正手段７６に接続され、他方の入力端子は第１相交流入力電流検出ライン９１を介して図１の電流検出器９ａに接続され、補正手段７６から得られる目標交流入力電流指令値に相当する補正後の基準正弦波電圧Ｖa ′から第１相交流入力電流Ｉa に相当する信号を減算した値を有する図８（Ｈ）に示す誤差信号Ｖ102 を出力する。

補正回路１０３は加算回路から成り、第１、第２、第３及び第４の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 と演算増幅器Ａ1 とを有している。第１及び第２の減算器１０１、１０２の出力端子は第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 をそれぞれ介して演算増幅器Ａ1 の一方の入力端子に接続されている。第３の抵抗Ｒ3 は演算増幅器Ａ1 の一方の入力端子と出力端子との間に接続されている。第４の抵抗Ｒ4 は演算増幅器Ａ1 の他方の入力端子とグランドとの間に接続されている。第１及び第２の抵抗Ｒ1 、Ｒ2 は調整可能な抵抗であって第１及び第２の減算器１０１、１０２から得られる目標補償電流波形信号Ｖ101 と誤差信号Ｖ102 との混合比率を調整する。補正回路１０３は図８（Ｇ）に示す目標補償電流信号Ｖ101 に図８（Ｈ）に示す誤差信号Ｖ102 を加算した波形に相当する図８（Ｉ）に示す補正後の目標補償電流波形信号Ｖ77を出力する。この補正後の目標補償電流波形信号Ｖ77は図８（Ｄ）に示す第１相の負荷電流Ｉ1 に加算することによって図８（Ａ）に示す基準正弦波電圧Ｖa と同一の正弦波電流を得るための補償電流指令値として機能する。

図６の実施例では第１の減算器１０１の出力を第２の減算器１０２の出力で補正しているが、コストの低減等のために第２の減算器１０２による補正が不要な場合は、第２の減算器１０２、補正回路１０３、第１、第２及び第３の電流検出器９ａ、９ｂ、９ｃを省くことができる。また、波形改善及び電流バランスの制御の遅れがさほど問題とならない時には、抽出手段７３’、補正手段７５、第１の減算器１０１、補正回路１０３を省き、第２の減算器１０２から得られる誤差信号Ｖ102 を補償電流帰還制御とすることができる。

目標補償電流波形形成手段７７に接続されている制御信号形成手段７８は、図２に示す電力変換回路６２の第１相の第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のためのPWM形式の第１及び第２の制御信号Ｇ1 、Ｇ2 を形成するものであって、鋸波発生回路１０４と比較器１０５と反転回路即ちＮＯＴ回路１０６とから成る。鋸波発生回路１０４は第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃの交流電圧の周波数、例えば５０Ｈｚ、よりも十分に高い周波数、例えば２０〜１００ｋＨｚ、で図１０（Ａ）に示す鋸波電圧Ｖ104 を発生する。なお、鋸波電圧Ｖ104 の代りに三角波等の周期性を有する比較波を使用することができる。比較器１０５の一方の入力端子は補正回路１０３に接続され、他方の入力端子は鋸波発生回路１０４に接続されている。従って、比較器１０５は図８（Ａ）に示すように鋸波電圧Ｖ104 と目標補償電流波形信号Ｖ77とを比較して図１０（Ｂ）に示すＰＷＭパルスを第１の制御信号Ｇ1 として形成し、これを図２の第１のスイッチＱ1 のゲートに送る。ＮＯＴ回路１０６は比較器１０５に接続されており、図１０（Ｂ）の第１の制御信号Ｇ1 の反転信号から成る第２の制御信号Ｇ2 を形成し、図２の第２のスイッチＱ2 のゲートに送る。

図５の第２相制御回路７２ｂは第１相制御回路７２ａと同様な方式で電力変換回路６２の第３及び第４のスイッチＱ3 及びＱ4 のための第３及び第４の制御信号Ｇ3 、Ｇ4 を形成して第３及び第４のスイッチＱ3 、Ｑ4 のゲートにそれぞれ送る。

第３相制御回路７２ｃは第１相制御回路７２ａと同様な方式で電力変換回路６２の第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のための第５及び第６の制御信号Ｇ5 、Ｇ6 を形成して第５及び第６のスイッチＱ5 、Ｑ6 のゲートにそれぞれ送る。なお、図１の実施例では第３の交流入力端子１ｃに負荷４が接続されていないので、第１相制御回路７２ａにおける負荷電流波形推定回路７３に対するライン９４の入力に相当するものは零であり、乗算器７５ｂから得られる補正後の推定波形信号Ｖ75に相当するものも零である。従って、第３相制御回路７２ｃにおける図６の第１の減算器１０１の補償電流波形信号Ｖ77に相当するものは乗算器７６の出力段の補正後の基準正弦波電圧Ｖa ′に相当する基準正弦波電圧Ｖc ′と同一になる。
なお、第２及び第３相制御回路７２ｂ、７２ｃは第１相制御回路７２ａの鋸波発生回路１０４を兼用している。しかし、第２及び第３相制御回路７２ｂ、７２ｃにも鋸波発生回路１０４に相当するものを独立に設けることができる。

図７は図４のＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂを詳しく示す。このＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂは電力変換回路６２をＤＣ−ＡＣ変換動作即ちインバータ動作させるための周知の回路であって、第１、第２及び第３相回路２１、２２、２３を有する。第１、第２及び第３相回路２１、２２、２３は第１、第２及び第３相基準正弦波電圧Ｖa、Ｖｂ，Ｖｃを得るためにライン２４ａ，２４ｂ，２４ｃによって図５の基準正弦波発生手段７０に接続されている。勿論、図５の基準正弦波発生手段７０と同様なものをＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂに内蔵させることができる。第１相回路２１は、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′を形成するために、電圧検出回路２５、基準電圧源２６、誤差増幅器２７、乗算器２８、鋸波発生器回路２９、比較器３０、及び位相反転信号形成回路３１を有する。

電圧検出回路２５は、ライン９５，９６，９７を介して図１の双方向電力変換器６の交流側端子に接続された三相整流平滑回路から成る。電圧検出回路２５から得られた第１、第２及び第３相の交流電圧に対応する直流電圧と基準電圧源２６の基準電圧との差に対応する信号が誤差増幅器２７で形成され、これが電圧帰還信号となる。なお、電圧帰還信号は直流信号である。図７では電圧検出回路２５が三相電圧を検出しているが、この代りに第１相の瞬時電圧を検出するように変形することができる。誤差増幅器２７から得られた電圧帰還信号は第２及び第３相回路２２、２３にも送られる。

乗算器２８の一方の入力端子は第１相基準正弦波電圧Ｖａのライン２４ａに接続され、その他方の入力端子は誤差増幅器２７に接続されている。従って、乗算器２８は第１相基準正弦波電圧Ｖa に電圧帰還信号を乗算して第１相目標電圧信号Ｖa’’を形成する。なお、第１相基準正弦波電圧Ｖa及び第１相目標電圧信号Ｖa’’を全波整流波形とすることもできる。乗算器２８から得られた第１相目標電圧信号Ｖa’’には交流電圧の波形情報と出力電圧調整情報とが含まれている。なお、電圧検出回路２５を交流電圧の瞬時値検出回路に変形した場合には、検出された交流電圧の瞬時値と第１相基準正弦波電圧Ｖaとの差を求め、これを比較器３０に送る帰還制御方式に変形する。

鋸波発生回路２９は、第１相目標電圧信号Ｖa’’の周波数よりも十分に高い例えば２０〜１００kHz の繰返し周波数で鋸波電圧Ｖｔ’即ちキャリア波形を発生する。第１相回路２１の鋸波発生回路２９は、第２及び第３相回路２２、２３にも接続されている。なお、鋸波発生回路２９の代りに三角発生回路を設けることができる。また、ＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａの鋸波発生回路１０４とＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂの鋸波発生回路２９とのいずれか一方を省いて、鋸波発生回路２９又は鋸波発生回路１０４をＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａとＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂとで共用することができる。

比較器３０の一方即ち負入力端子は乗算器２８に接続され、他方即ち正の入力端子は鋸波発生回路２９に接続されている。従って、比較器３０は鋸波電圧Ｖｔ’と乗算器２８から得られた第１相目標電圧信号Ｖa’’とを比較して周知のＰＷM信号から成るＤＣ−ＡＣ変換用の第１制御信号Ｇ1 ′を出力する。

比較器３０に接続された位相反転信号形成回路３１は、第１の制御信号Ｇ1 ′の位相反転信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成する。位相反転信号形成回路３１の代りに比較器を設け、この正入力端子に乗算器２８の出力信号を入力させ、この負入力端子に鋸波電圧Ｖｔ’を入力させてＰＷＭ信号から成る第２の制御信号Ｇ2 ′を形成することができる。なお、第１及び第２の制御信号Ｇ1 ′、Ｇ2 ′の相互間に周知のデッドタイムを付加する手段を設けることが望ましい。

図７の第２相回路２２及び第３相回路２３は第１相回路２１と同様に形成されており、第３〜第６のスイッチＱ3 〜Ｑ6 のための第３〜第６の制御信号Ｇ3 ′〜Ｇ6 ′を送出する。
図２の電力変換回路６２をＤＣ−ＡＣ駆動即ちインバータ駆動させるための周知の第１〜第６の制御信号Ｇ1 ′〜Ｇ6 ′は図４の切換手段７ｃを介して第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 の制御端子に送られる。

図１のスイッチ制御回路１０は無停電電源装置において周知のものであって、電源異常検出回路とスイッチ駆動回路とを含む。スイッチ制御回路１０の電源異常検出回路は周知の比較手段によって第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃの交流入力電圧が所定範囲か否かを検出し、所定範囲の時に正常を示す信号を出力し、前記所定範囲から外れた時又は所定の停電検出状態の時又は所定の過電圧検出状態の時に異常を示す信号を出力する。スイッチ駆動回路は交流入力電圧が正常の時に第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃをオン状態に制御し、交流入力電圧が異常の時に第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃをオフ状態に制御する。スイッチ制御回路１０の電源異常検出回路はライン１０ａによって交流入力電圧の正常と異常とを区別する信号を電力変換制御回路７に送る。なお、第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃのオン・オフを電源異常検出回路によって自動的に行う代わりに手動で行うことができる。

第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオン状態に制御されている正常時には、第１の交流入力端子１ａ、給電制御器３、負荷４、及び第２の交流入力端子１ｂから成る経路で負荷電流Ｉ１が供給される。この時、負荷４に含まれているランプ４２ａ、４２ｂに供給する電力を一定に保つように給電制御器３の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の導通位相が位相制御回路５によって制御される。図１の航空照明用交流電源装置において、負荷４に含まれているランプ４２ａ、４２ｂに電力を供給する時には、給電制御器３の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 が一定電流を供給するように位相制御回路５によって制御される。第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 を位相制御すると、負荷電流Ｉ1 が図８（Ｄ）に示すように第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の導通制御期間ｔ1 〜ｔ2 、ｔ3 〜ｔ4 にほぼ一致して流れる。従って、第１相の負荷電流Ｉ1 、及び第２相の負荷電流Ｉ2 は高調波成分を含む。しかし、この実施例ではライン１０ａの第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオン状態に制御されていること即ち正常状態であることを示すライン１０ａの信号に応答して図４の電力変換制御回路７のＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａから得られるＡＣ−ＤＣ変換用の第１〜第６の制御信号Ｇ１〜Ｇ６が電力変換回路６２に送てられて補償電流が流れる。即ち、電力変換回路６２は、負荷電流Ｉ1 に図８（Ｉ）に示す目標補償電流波形信号Ｖ77に相当する補償電流を付加して第１の交流入力端子１ａに図９の第１相の基準正弦波電圧Ｖa に対応する正弦波交流入力電流を流し、且つ第２相の負荷電流Ｉ2 を補償して第２の交流入力端子１ｂに図９の第２相の基準正弦波電圧Ｖb に対応する正弦波交流入力電流Ｉb を流し、且つ第３の交流入力端子１ｃに図９の第３相の基準正弦波電圧Ｖc に対応する正弦波交流入力電流Ｉc を流すように動作する。これにより、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに流れる第１、第２及び第３相交流入力電流Ｉa 、Ｉb 、Ｉc は正弦波又は近似正弦波となり、且つ第１、第２及び第３相交流入力電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc と同相又はほぼ同相となり、波形及び力率改善が達成される。

図２の電力変換回路６２による補償電流の供給動作は、前記特許文献２等で公知であるので、詳しい説明は省略し、概略のみ述べる。図２の第１〜第６のダイオードＤ1 〜Ｄ6 は３相ブリッジ接続されているので、３相全波整流回路として機能する。しかし、第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 から選択されたものがオンになると、第１〜第３のインダクタＬ1 〜Ｌ3 から選択されたものを含む短絡回路が形成される。例えば第１のダイオードＤ1 が順方向バイアスされている期間に第３のスイッチＱ3 がオンになると、第１の交流入力端子１ａ、第１のインダクタＬ1 、第１のダイオードＤ1 、第３のスイッチＱ3 、第２のインダクタＬ2 及び第２の交流入力端子１ｂの経路に電流が流れ、これが補償電流即ち波形及び力率改善、及び３相電流のバランス改善に寄与する。第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 のオン時間幅を制御することによって目標補償電流波形信号Ｖ77に相当する補償電流を流すことが可能になる。

上記の短絡回路が形成された後に第１〜第６のスイッチＱ1 〜Ｑ6 がオフになると、第１〜第３のインダクタＬ1 〜Ｌ3 に蓄積されたエネルギの放出動作が生じ、第１〜第３の交流入力端子１ａ〜１ｃの第１〜第３相交流入力電圧Ｖa 〜Ｖc に第１〜第３のインダクタＬ1 〜Ｌ3 の電圧が加算された出力が発生し、これによって平滑コンデンサ６３及び蓄電池１１が充電される。平滑コンデンサ６３及び蓄電池１１の電圧は図５の直流帰還制御信号形成回路７１によって所望値に制御されているので、異常に高くならず、ほぼ一定に保たれる。このため、平滑コンデンサ１３及び蓄電池１１から成る蓄電装置が直流電源として機能する。

第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオフ状態に制御されている異常時には、第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂからの負荷４への電力供給が停止する。しかし、ライン１０ａの異常を示す信号に応答して図４の ＤＣ−ＡＣ変換制御回路７ｂのＤＣ−ＡＣ変換用の第１〜第６の制御信号Ｇ１’〜Ｇ６’が電力変換回路６２に送られ、電力変換回路６２がＤＣ−ＡＣ変換動作即ちインバータ動作して平滑コンデンサ６３及び蓄電池１１の電圧が交流電圧に変換され、電力変換回路６２、給電制御器３及び負荷４から成る経路で負荷電流Ｉ１が供給される。これにより、負荷４に対して実質的に無停電で電力を供給することができる。なお、異常時に第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオフ状態に制御されているので、電力変換回路６２の出力が第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃ側に流出することはない。

本実施例は次の効果を有する。
（１） 給電制御器３の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の位相制御によって生じる負荷電流Ｉ1 の高調波成分の補償、及び第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃがオフ状態に制御されている時の負荷４に対する電力供給の両方を１つの双方向電力変換器６によって達成できる。従って、給電制御器３を含む交流電源装置の小型化及び低コスト化が達成できる。
（２）双方向電力変換器６は給電制御器３と負荷４とから成る主回路に対して並列的に接続されており、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃと給電制御器３と負荷４とから成る主回路との間に直列に双方向電力変換器６が介在していない。従って、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃから負荷４に電力を供給している時に負荷電流Ｉ１が双方向電力変換器６に流れず、双方向電力変換器６における電力損失が小さくなり、交流電源装置の効率が高くなる。
（３） 商用交流電源の正常時に第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃから電力を供給し、且つ第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ，１ｃと給電制御器３と負荷４とから成る主回路との間に双方向電力変換器６が直列に介在していないので、双方向電力変換器６が故障しても負荷４に対する電力供給を継続でき、信頼性の高い交流電源装置を提供できる。
（４） 給電制御器３の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の位相制御によって負荷電流Ｉ1 に高調波成分が含まれても、双方向電力変換器６によって補償電流を供給するので、交流入力電流の波形、及び力率、及びノイズの改善が達成される。
（５） ３相交流電源に対して単相の負荷４が接続され、不平衡負荷状態にあるにも拘らず、第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ、１ｂ、１ｃに対して３相の補償電流を供給することが可能な双方向電力変換器６を接続したので、３相の電流バランス改善を達成することができる。
（６） 給電制御器３の第１及び第２のサイリスタＳ1 、Ｓ2 の位相制御信号Ｖg1と基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc とに基づいて負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’等を形成し、基準正弦波電圧Ｖa 、Ｖb 、Ｖc 又はこれを補正した基準正弦波電圧Ｖa ′、Ｖb ′、Ｖb ′と負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’又はこれを補正した推定波形信号Ｖ75との差によって目標補償電流波形信号Ｖ101 又はＶ77を形成し、これを電力変換回路６２の制御に使用する。即ち、負荷電流Ｉ1 、Ｉ2 等を理論的に推定して補償電流の制御に利用する。理論的に推定した負荷電流の波形は実際に検出する負荷電流よりも遅れが少ないので、補償電流の供給の遅れを低減し、良好な補償を達成することができる。
（７） 負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’ 又はこれを補正した推定波形信号Ｖ75のみで目標補償電流波形信号Ｖ77を形成しないで、図６に示す第２の減算器１０２から得られる誤差信号Ｖ102 による補正を加えて目標補償電流波形信号Ｖ77を形成しているので、波形及び力率改善を良好に達成することができる。
（８） 負荷電流推定基準波形信号Ｖ73’を振幅調整値ａで補正する方式であるので、正確な負荷電流の推定波形信号Ｖ75を得ることができる。

次に、図１１を参照して実施例２の交流電源装置を説明する。図１１に示めされている実施例２に従う変形されたＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ’は、図５の実施例１のＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａの一部を変形したものである。この実施例２の交流電源装置はＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ’を除いて図１〜図７と同様に構成されている。従って、図１１及びこの動作を説明するための図１２において図５〜図１０と同一部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、実施例２の説明においても必要に応じて図１〜図８を参照する。

図１１の変形されたＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ’は図５の抽出手段７３’を省き、且つ補正手段７５の乗算器７５ｂを基準正弦波電圧Ｖa の補正手段７６の出力段に移し、且つ図６の第１の減算器１０１の代りに補償成分抽出回路１１０を設け、この他は図５及び図６と実質的に同一に構成したものである。

乗算器７５ｂは基準正弦波Ｖａ’の振幅を負荷電流検出器８の出力に対応するように変調する変調手段である。この乗算器７５ｂの一方の入力端子は補正手段７６に接続され、他方の入力端子は振幅調整信号形成回路７５ａに接続されている。従って、乗算器７５ｂは基準正弦波電圧Ｖa を直流帰還制御信号Ｖ71で補正した基準正弦波電圧Ｖa ′に対して振幅調整信号形成回路７５ａから得られた振幅調整値ａを乗算してＶx ＝ａ×Ｖa ′を出力する。この乗算器７５ｂの出力Ｖx は第１の交流入力端子１ａの目標電流波形にほぼ相当している。なお、図１１の実施例２では、乗算器７５ｂを補正手段７６の出力段に配置したが、この代りに基準正弦波発生手段７０と補正手段７６との間に配置すること、又は補正回路１０３と制御信号形成手段７８との間に配置することもできる。要するに負荷電流Ｉ1 の変化に応じて目標補償電流の振幅を何らかの方法で調整できる場所に乗算器７５ｂを配置するか、又は乗算器７５ｂと等価機能を有する振幅調整手段を設ければよい。

目標補償電流成分抽出回路１１０は、基準正弦波発生手段７０から得られた基準正弦波から位相制御信号Ｖｇ１が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段であって、ＮＯＴ回路１１１と抽出スイッチ１１１とから成る。抽出スイッチ１１２は乗算器７５ｂと補正回路１０３との間に接続されている。ＮＯＴ回路１１１は位相制御信号ライン９４と抽出スイッチ１１２の制御端子との間に接続され、図１２（Ｃ）の位相制御信号Ｖg1の反転信号から成る抽出制御信号Ｖ111 を図１２（Ｆ）に示すように出力する。抽出スイッチ１１２は、図１０（Ｆ）の抽出制御信号Ｖ111 に応答して乗算器７５ｂの出力Ｖx の図１２のｔ0 〜ｔ1 期間、ｔ2 〜ｔ3 期間を抽出して図１２（Ｇ）に示す目標補償電流信号Ｖ110 を補正回路１０３に送る。図１２（Ｇ）の目標補償電流信号Ｖ110 は図８（Ｇ）の目標補償電流信号Ｖ101 と実質的に同一である。図１１の補正回路１０３は図５及び図６で同一符号で示されているものと同一に構成されている。

図１２は図３及び図１１の各部の状態を図８と同様に示すものである。この図１２における（Ａ）〜（Ｄ）、（Ｈ）、（Ｉ）は図８における（Ａ）〜（Ｄ）、（Ｈ）、（Ｉ）と同一である。

図１１のＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ’においても、位相制御信号Ｖg1を使用して目標補償電流信号Ｖ77を形成しているので、比較的簡単な回路で遅れの少ない補償電流の供給を行うことができる。また、実施例２によっても実施例１と同一の効果を得ることができる。

図１３は実施例３の交流電源装置の主回路部分を示す。この実施例３の交流電源装置では、第１及び第２の交流入力端子１ａ、１ｂ間に第１及び第２の交流スイッチＳａ，Ｓｂと第１の給電制御器３ａを介して第１の負荷４ａが接続され、第２及び第３の交流入力端子１ｂ、１ｃ間に第２及び第３の交流スイッチＳｂ，Ｓｃと第２の給電制御器３ｂを介して第２の負荷４ｂが接続され、第１及び第３の交流入力端子１ａ、１ｃ間に第１及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｃと第３の給電制御器３ｃを介して第３の負荷４ｃが接続されている。また、３相の双方向電力変換器６が第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃと第１、第２及び第３の給電制御器３ａ、３ｂ、３ｃとの間の電源ラインに対して分岐回路を形成するように接続されている。即ち、第１、第２及び第３の給電制御器３ａ、３ｂ、３ｃと３相の双方向電力変換器６とが並列接続されている。

第１、第２及び第３の給電制御器３ａ、３ｂ、３ｃは図１の給電制御器３と同様に２つのサイリスタの逆並列回路から成る。第１、第２及び第３の負荷４ａ、４ｂ、４ｃは図１の負荷４と同様に航空照明用ランプを含むものであり、同一又は不同一のインピーダンスを有する。図１３の第１、第２及び第３の給電制御器３ａ、３ｂ、３ｃのための位相制御回路及び双方向電力変換器６のための電力変換制御回路及びこれ等に付随する電圧及び電流検出手段は図１〜図７と実質的に同一に構成されている。従って、図１３の実施例３によっても実施例１と同様な効果を得ることができる。

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば次の変形が可能なものである。
（１） 給電制御器３、３ａ、３ｂ、３ｃをサイリスタの逆並列回路で構成する代りにトライアック、ＩＧＢＴの逆並列回路、トランジスタ又はＦＥＴの逆並列回路、又は位相制御可能スイッチとダイオードとの組み合せ回路等の周知の交流スイッチに置き換えることができる。また、第１、第２及び第３の交流スイッチＳａ，Ｓｂ，Ｓｃをサイリスタの逆並列回路で構成する代りにトライアック、ＩＧＢＴの逆並列回路、トランジスタ又はＦＥＴの逆並列回路、又は位相制御可能スイッチとダイオードとの組み合せ回路等の周知の交流スイッチに置き換えることができる。
（２） 図１の第３の交流入力端子３ｃを省いた構成に相当する単相交流入力端子から単相の負荷４に電力を供給するように構成し、且つ双方向電力変換器６も単相回路に構成することができる。
（３） 図１３において第３の給電制御器３ｃ、及び第３の負荷４ｃを省くことができる。
（４） 実施例１において、異常時に電力変換回路６２の第１〜第６のスイッチＱ１〜Ｑ６を３相制御しているが、この代わりに、第１〜第４のスイッチＱ１〜Ｑ４をインバータ制御し、電力変換回路６２を単相インバータとして駆動しても良い。
（５） ＡＣ−ＤＣ変換制御回路７ａ、７ａ´に蓄電池１１の充電電流に周知の垂下特性を待たせることができる。即ち，蓄電池１１の電圧が所望の設定値（基準値）よりも低く、充電電流が多く流れる場合には、検出された充電電流と垂下設定電流とを比較し、充電電流を垂下設定電流以下に制限することができる。
（６） 給電制御器３、３ａ、３ｂ、３ｃを電流制御器として使用する代わりに電圧制御器、又は電流及び電圧制御器又は電力制御器として使用することができる。電圧制御器の場合には、第１及び第２の交流出力端２ａ，２ｂ間の電圧又は負荷４の電圧を検出する出力電圧検出回路を設け、出力電圧検出回路の出力に基づいて電圧帰還信号を形成し、この電圧帰還信号を使用して出力電圧を一定にするように位相制御回路５を変形する。また、電流及び電圧制御器の場合には、電流制御の位相制御回路５に対して上記電圧制御の機能を付加する。また、電力制御器の場合には、負荷電力帰還信号を形成し、この負荷電力帰還信号を使用して負荷電力を一定にするように位相制御回路５を変形する。
（７）負荷４の出力トランス４０を降圧トランスとすること、又は１次巻線Ｎ１の電圧よりもやや高い電圧又は同一の電圧を１次巻線Ｎ２から得るように構成すること、又は第１及び第２の交流入力端子１ａ，１ｂ間の交流入力電圧と同一の一定出力電圧を得るように構成すること、出力トランス４０を省くことができる。
（８） 第１、第２及び第３の交流入力端子１ａ，１ｂ、１ｃの電圧を低くして電力変換回路６２に供給するための絶縁トランス又はオートトランスを電力変換回路６２の交流側ライン６４ａ，６４ｂ，６４ｃに接続することができる。

本発明の交流電源装置は航空照明用定電流電源等に利用可能である。

本発明の実施例１の交流電源装置を示す回路図である。 図１の電力変換回路を詳しく示す回路図である。 図１の位相制御回路を詳しく示すブロック図である。 図１の電力変換制御回路を概略的に示すブロック図である。 図４のＡＣ−ＤＣ変換制御回路を詳しく示すブロック図である。 図５の第１相制御回路を詳しく示すブロック図である。 図４のＤＣ−ＡＣ変換制御回路を詳しく示すブロック図である。 図３及び図５の各部の状態を示す波形図である。 図５の基準正弦波発生手段の出力を示す波形図である。 図６の比較器の入力及び出力を示す波形図である。 実施例２のＡＣ−ＤＣ変換制御回路を図５と同様に示すブロック図である。 図３及び図１１の各部の状態を示す波形図である。 実施例３の交流電源装置の主回路部分を示す回路図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ，１ｃ 第１、第２及び第３の交流入力端子
２ａ，２ｂ 第１及び第２の交流出力端
３ 給電制御器
４ 負荷
５ 位相制御回路
６ 双方向電力変換器
７ 電力変換制御回路
１１ 蓄電池
４２ａ，４２ｂ 航空照明用ランプ
６２ 電力変換回路
６３ 平滑コンデンサ
Ｓａ，Ｓｂ，Ｓｃ 交流スイッチ

Claims (13)

1. 交流入力端と、
   負荷が接続される交流出力端と、
   前記交流入力端と前記交流出力端との間に接続された交流スイッチと、
   前記交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
   前記交流スイッチと前記交流出力端との間に接続され且つ前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
   前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
   前記交流スイッチと前記給電制御器との間からの分岐回路を形成するための導体に接続された双方向電力変換器と、
   前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
   前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記半導体制御素子の位相制御によって生じる電流波形の歪を改善するための補償電流を供給し且つ前記蓄電装置を充電することができるように前記双方向電力変換器を交流―直流変換動作させ、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記負荷に対して交流電圧を供給することができるように記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させる電力変換制御回路と
   を備えていることを特徴とする交流電源装置。
2. 更に、前記交流出力端の電流又は電圧又はこれ等の両方を検出する負荷状態検出手段と前記交流入力端の交流電圧に同期した基準正弦波を発生する基準正弦波発生手段とを有し、
   前記電力変換制御回路は、前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力と前記基準正弦波とに基づいて目標補償電流波形を形成し且つこの目標補償電流波形に相当する補償電流を供給するため及び前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成して前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有していることを特徴とする請求項１記載の交流電源装置。
3. 前記電力変換制御回路は、
   前記位相制御回路及び前記負荷状態検出手段に接続され且つ前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記位相制御信号と前記負荷状態検出手段の出力に基づいて前記交流出力端に流れる電流の波形を理論的に推定して推定電流波形を出力する電流波形推定手段と、
   前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波と前記電流波形推定手段から得られた前記推定電流波形との差に相当する目標補償電流波形を形成する減算手段と
   を有していることを特徴とする請求項２記載の交流電源装置
4. 前記電流波形推定手段は、
   位相制御回路と前記基準正弦波発生手段とに接続され、前記基準正弦波の前記位相制御信号の導通期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、
   前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段と、
   前記負荷量検出又は演算手段から得られた負荷量を示す信号によって前記抽出手段で抽出した波形の振幅を補正して推定電流波形を出力する補正手段と
   を有していることを特徴とする請求項３記載の交流電源装置。
5. 前記電力変換制御回路は、
   前記基準正弦波発生手段から得られた前記基準正弦波から前記位相制御信号が非導通期間を示している期間に相当する部分を抽出する抽出手段と、
   前記抽出手段によって前記基準正弦波を抽出する前又は抽出した後の前記基準正弦波の振幅を前記負荷状態検出手段の出力に対応するように前記負荷状態検出手段の出力に基づいて補正する補正手段と
   を有していることを特徴とする請求項２記載の交流電源装置
6. 前記位相制御回路は、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の基準値を示す信号を発生する基準値発生手段と、前記負荷状態検出手段で検出された負荷状態を示す信号を前記基準値に一致させるように前記半導体制御素子の位相制御信号を形成する位相制御信号形成手段とから成ることを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の交流電源装置。
7. 前記双方向電力変換器は、
   複数の交流端子と、
   対の直流端子と、
   前記複数の交流端子と前記対の直流端子との間においてブリッジ接続された複数の半導体スイッチ及び前記複数の半導体スイッチにそれぞれ逆方向並列に接続された個別又は寄生の複数のダイオードとから成るパルス幅変調型の電力変換回路と、
   前記対の直流端子間に接続された平滑コンデンサと、
   前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の電流通路に直列に接続されたインダクタと、
   前記複数の交流端子と前記電力変換回路との間の複数の電流通路の相互間に接続されたフィルタ用コンデンサと
   を有していることを特徴とする請求項１乃至６のいずれかに記載の交流電源装置。
8. 更に、前記対の直流端子間の電圧を検出する直流電圧検出回路と、
   前記対の直流端子間の目標電圧を示す基準電圧を発生する基準電圧源と、
   前記直流電圧検出回路の出力と前記基準電圧との差を示す直流帰還制御信号を形成する直流帰還制御信号形成回路と、
   前記直流帰還制御信号によって前記基準正弦波又は前記目標補償電流波形の振幅を補正する補正手段と
   を有していることを特徴とする請求項２乃至７のいずれかに記載の交流電源装置。
9. 前記電力変換制御回路は、
   前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記電流波形推定手段で推定した推定電流波形を減算する第１の減算手段と、
   前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、
   前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波から前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する第２の減算手段と、
   前記第１の減算手段の出力を前記第２の減算手段から得られた誤差信号で補正する手段と
   を有していることを特徴とする請求項３又は４又は８記載の交流電源装置。
10. 前記電力変換制御回路は、更に、前記交流出力端の電流又は電圧又は電力の実効値又は平均値を示す負荷量を検出又は演算するために前記負荷状態検出手段に接続された負荷量検出又は演算手段を有し、
    前記補正手段は、前記基準正弦波又は前記直流帰還制御信号で補正された基準正弦波の振幅を前記負荷量検出又は演算手段の出力に基づいて変調する手段であり、
    前記抽出手段は前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波から前記位相制御信号が非導通を示している期間に相当する部分を抽出する手段であり、
    前記目標補償電流波形形成手段は、更に、前記交流入力端を通って流れる入力電流を検出する入力電流検出手段と、前記基準正弦波又は前記補正された基準正弦波又は前記変調された基準正弦波と前記入力電流検出手段の出力との誤差信号を形成する減算手段と、前記抽出手段の出力を前記減算手段から得られた誤差信号で補正する手段とを有していることを特徴とする請求項５記載の交流電源装置。
11. 前記交流出力端に接続される負荷は、航空照明用ランプを含む負荷であり、
    前記半導体制御素子はサイリスタであり、
    前記位相制御回路は前記負荷に一定の電流を供給するように前記サイリスタの位相制御角を制御する回路であることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれかに記載の交流電源装置。
12. 前記交流入力端は３相交流電圧を供給する第１、第２及び第３交流入力端子であり、
    前記交流出力端は少なくとも１つの単相負荷を接続するためのものであり、
    前記交流スイッチは前記第１、第２及び第３交流入力端子の内の少なくとも２つに接続された少なくとも２つの交流スイッチであり、
    前記双方向電力変換器は３相構成の双方向電力変換器であことを特徴とする請求項１記載の交流電源装置。
13. ３相正弦波交流電圧を供給するための第１、第２及び第３の交流入力端子と、
    前記３相正弦波交流電圧を遮断するために前記第１、第２及び第３の交流入力端子の内の少なくとも２つに接続された少なくとも２つの交流スイッチと、
    前記少なくとも２つの交流スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御回路と、
    前記第１及び第２の交流入力端子間に前記２つの交流スイッチの内の少なくとも１つの交流スイッチと単相負荷回路とを介して接続され且つ負荷電流又は電圧又は電力を制御する位相制御可能な半導体制御素子を含んでいる給電制御器と、
    前記半導体制御素子の位相制御信号を形成して前記半導体制御素子に送る位相制御回路と、
    前記第１、第２及び第３の交流入力端子に少なくとも２つの交流スイッチを介して接続された３相構成の双方向電力変換器と、
    前記双方向電力変換器の直流端子に接続された蓄電装置と、
    前記交流スイッチがオン状態に制御されている時に前記第１、第２及び第３の交流入力端子における波形改善及び電流バランス改善のための補償電流を供給すると共に前記蓄電装置を充電するための交流―直流変換制御信号を形成し、この交流―直流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する交流―直流変換制御機能と、前記交流スイッチがオフ状態に制御されている時に前記双方向電力変換器を直流―交流変換動作させるための直流―交流変換制御信号を形成し、この直流―交流変換制御信号によって前記双方向電力変換器を制御する直流―交流変換制御機能とを有している電力変換制御回路と
    を備えていることを特徴とする交流電源装置。

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