WO2020116338A1 - 電力変換装置及びその制御装置 - Google Patents

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達也 宮▲崎▼
裕太 大河内
浩隆 大嶽
鶴谷　守
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ローム株式会社
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention disclosed in the present specification relates to a power conversion device and a control device thereof.
  • FIG. 11 is a diagram showing a conventional example of a PFC [power factor correction] circuit that converts AC power into DC power while improving the power factor.
  • the control main body of the PFC circuit is generally an analog controller X of a PI [proportional-integral] control system that applies negative feedback according to the output voltage, the output current, and the input voltage. is there.
  • This cannot be directly applied as a control body of a circuit that realizes both the /AC conversion operation (INV [inverter] operation).
  • the invention disclosed in this specification controls both an AC/DC conversion circuit (PFC circuit) and a DC/AC conversion circuit (inverter).
  • An object of the present invention is to provide a control device capable of performing the above and a power conversion device using the same.
  • the control device disclosed in the present specification is used as a control body of a power conversion device including a switch circuit including a transistor, and is a reference signal set according to an operation mode of the power conversion device. Is subtracted from the control target current of the switch circuit by a predetermined coefficient, and the control signal for the transistor is generated based on the calculation result (first configuration).
  • the switch circuit is a PFC circuit
  • the reference signal has a constant value
  • the control target current is an input current (second configuration).
  • control device having the first configuration may have a configuration (third configuration) in which the switch circuit is an inverter, the reference signal is a sinusoidal signal, and the current to be controlled is an output current. ..
  • the switch circuit is a bidirectional inverter, and the reference signal becomes a constant value during AC/DC conversion, and the reference signal becomes a sinusoidal signal during DC/AC conversion.
  • the waveform of the reference signal is changed at the time of switching the energizing direction, and the current flowing through the same node of the switch circuit is monitored as the current to be controlled during both AC/DC conversion and DC/AC conversion.
  • the control target current may be an input current during the /DC conversion, and the control target current may be an output current during the DC/AC conversion (fourth configuration).
  • control device having the second or fourth configuration may have a configuration (fifth configuration) in which a modulation signal for giving distortion to the input current is superimposed on the reference signal.
  • control device having the third or fourth configuration may have a configuration (sixth configuration) in which a modulation signal for canceling the distortion of the load current flowing from the commercial power source to another load is superimposed on the reference signal. ..
  • the frequency of the reference signal is set to a frequency required for the output current, and the coefficient can be ignored as compared with the multiplication signal of the multiplication signal.
  • the configuration (seventh configuration) may be set to be small.
  • the bidirectional inverter disclosed in the present specification includes a capacitor bridge including at least two capacitors connected in series between a first DC node and a second DC node; the first DC node and the second DC node.
  • a first transistor bridge and a second transistor bridge each including two transistors connected in series between and, and a midpoint node of the capacitor bridge and an output node of each of the first transistor bridge and the second transistor bridge.
  • a first bidirectional switch and a second bidirectional switch connected respectively; a transformer connected to the output nodes of the first transistor bridge and the second transistor bridge, respectively; and the transformer and the AC node.
  • a reactor connected between the AC node and a midpoint node of the capacitor bridge; and a phase difference of 180° between the first transistor bridge and the second transistor bridge. It is configured to operate in (8th configuration).
  • the first transistor bridge and the second transistor bridge, the first bidirectional switch and the second bidirectional switch, the transformer, the reactor, and the capacitor Is preferably a three-phase configuration (ninth configuration).
  • the transformer and the reactor may be formed as a transformer coupling reactor having both functions (the tenth configuration).
  • the transistor, the first bidirectional switch, and the second bidirectional switch are each made of a wide band gap semiconductor (eleventh eleventh). Configuration).
  • the power conversion device disclosed in this specification includes a bidirectional inverter having any one of the eighth to eleventh configurations and a bidirectional inverter having any one of the first to eighth configurations.
  • a control device serving as a control body is included (a twelfth structure).
  • a control device capable of controlling both an AC/DC conversion circuit (PFC circuit) and a DC/AC conversion circuit (inverter), and a power conversion device using the same Can be provided.
  • PFC circuit AC/DC conversion circuit
  • DC/AC conversion circuit inverter
  • the figure which shows an example of 1st Embodiment of a power converter device Diagram showing an example of PFC operation (AC ⁇ DC) Diagram showing input and output waveforms during PFC operation
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a first embodiment of a power conversion device.
  • the power conversion device 1 of the first embodiment includes a switch circuit 10, a drive circuit 20, and a digital control device 100.
  • PFC operation AC/DC conversion operation
  • ISV operation DC/AC conversion operation
  • M4 N-channel type in this figure
  • capacitors C1 and C2 capacitors C1 and C2, and an inductor L1.
  • the drains of the transistors M1 and M3 are connected to the node DC1.
  • the source of the transistor M1 and the drain of the transistor M2 are connected to the first end of the inductor L1.
  • the second end of the inductor L1 is connected to the node AC1.
  • the source of the transistor M3 and the drain of the transistor M4 are connected to the node AC2.
  • the sources of the transistors M2 and M4 are connected to the node DC2.
  • the capacitor C1 is connected between the node AC1 and the node AC2.
  • the capacitor C2 is connected between the node DC1 and the node DC2.
  • Gate signals G1 to G4 are input to the gates of the transistors M1 to M4, respectively.
  • the transistors M1 to M4 are turned on when the gate signals G1 to G4 are at high level, and are turned off when the gate signals G1 to G4 are at low level.
  • the transistors M1 and M2 are complementarily turned on/off according to the gate signals G1 and G2, respectively.
  • the transistors M3 and M4 are complementarily turned on/off in response to the gate signals G3 and G4, respectively.
  • the word “complementary” in this specification is used not only when the ON/OFF states of the transistors are completely reversed but also when the transistors are simultaneously turned off (so-called dead time) from the viewpoint of preventing shoot-through current. ) Should be understood to include the case where it is provided.
  • the drive circuit 20 is a circuit block that generates gate signals G1 to G4 according to the control signals S1 to S4, and includes gate drivers 21 to 24.
  • the gate drivers 21 to 24 increase the current capability of the control signals S1 to S4 and generate the gate signals G1 to G4, respectively.
  • the digital control device 100 is a control body of the switch circuit 10 (and by extension, the entire power conversion device 1), and as its various functional units, a reference signal setting unit 101, a coefficient setting unit 102, a multiplication unit 103, and an addition unit. It includes a unit 104, a pulse width modulation unit 105, a zero-cross detection unit 106, and a signal switching unit 107.
  • the functional blocks described above are implemented as software by executing a control program in the digital control device 100. Further, the digital control device 100 may be replaced with an analog control device having an equivalent function.
  • the coefficient setting unit 102 sets the coefficient K and outputs it to the multiplication unit 103.
  • the digital control device 100 sets the control target current I as the same node (node AC2 in the figure) of the switch circuit 10 during PFC operation (AC/DC conversion) and INV operation (DC/AC conversion). ) Is flowing to monitor the current.
  • the control target current I becomes the input current Iin during the PFC operation (AC/DC conversion), and the control target current I becomes the output current Iout during the INV operation (DC/AC conversion). ..
  • the inverted pulse width modulation signal PWMB is output.
  • the generated zero-cross signal ZX (and the inverted zero-cross signal ZXB whose logical level is inverted) is generated. More specifically, the zero-cross signal ZX has a high level when the AC voltage has a positive polarity, and has a low level when the AC voltage has a negative polarity. Therefore, when the AC voltage is a commercial AC voltage in Japan, the zero-cross signal ZX is a pulse signal of 50 Hz or 60 Hz.
  • One of the zero-cross signal ZX and the inverted zero-cross signal ZXB is output as the control signal S3 and the other is output as the control signal S4.
  • the polarity reversal timing of the AC voltage may be detected by using a photo coupler or the like.
  • the signal switching unit 107 outputs one of the pulse width modulation signal PWM and the inverted pulse width modulation signal PWMB as the control signal S1 according to the zero-cross signal ZX.
  • the digital control device 100 multiplies the control target current I of the switch circuit 10 by the predetermined coefficient K from the reference signal REF that is set according to the operation mode (operation mode setting signal MODE) of the power conversion device 1.
  • the PFC operation and the INV operation in the power conversion device 1 will be individually and specifically described.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating an example of the PFC operation (AC ⁇ DC) in the power conversion device 1.
  • an AC power supply E1 that supplies AC power (input voltage Vin, input current Iin) is connected between the nodes AC1 and AC2.
  • a DC load Z1 that receives supply of DC power (output voltage Vout, output current Iout) is connected between the nodes DC1 and DC2.
  • the switch circuit 10 functions as a PFC circuit (step-up converter) that converts AC power into DC power.
  • the reference signal REF is set to a constant value, and the input current
  • ( absolute value of the input current Iin) is input as the current to be controlled.
  • the coefficient K is variably controlled so that the output voltage Vout has a constant value. More specifically, the coefficient K may be variably controlled according to the difference value between the resistance voltage division value of the output voltage Vout and a predetermined output command value, for example.
  • transistors M1 and M2 are PWM-operated, and the transistors M3 and M4 are in the OFF state to be used as a diode, so that the current direction can be fixed and the backflow can be prevented.
  • transistors M3 and M4 are operated at low frequencies. In that case, the zero-cross signal ZX is output as the control signal S4, and the inverted zero-cross signal ZXB is output as the control signal S3.
  • the transistors M3 and M4 (only the switch for storing power in the reactor L1) is operated.
  • the input voltage is Vin
  • the output voltage is Vout
  • the switching cycle is T
  • the on time and off time of the transistor are Ton and Toff, respectively (however, the on time is defined for the drive side transistor, When turned off, the following equations (1) to (3) are established.
  • FIG. 3 is a diagram showing input/output waveforms during PFC operation, in which the input voltage Vin, the input current Iin, and the output voltage Vout are depicted in order from the top. As shown in this figure, it can be seen that AC power is converted to DC power by the PFC operation of the power converter 1.
  • FIG. 4 is a diagram illustrating an example of the INV operation (DC ⁇ AC) in the power conversion device 1.
  • a DC power supply E2 that supplies DC power (input voltage Vin, input current Iin) is connected between the node DC1 and the node DC2.
  • An AC load Z2 that receives supply of AC power (output voltage Vout, output current Iout) is connected between the nodes AC1 and AC2. That is, the input and output of the switch circuit 10 are opposite to those in FIG. At this time, the switch circuit 10 functions as an inverter that converts DC power into AC power.
  • the reference signal REF is set to a sinusoidal signal (may be a sinusoidal signal obtained by full-wave rectification), and the output current
  • the reference signal REF may be set in synchronization with the zero cross signal ZX.
  • a sine wave signal having a desired frequency may be generated.
  • the coefficient K is variably controlled so that the output voltage
  • _ave ( the absolute average value of the output voltage Vout) becomes a constant value.
  • the coefficient K may be variably controlled according to, for example, the difference value between the average value of the full-wave rectified output voltage Vout and a predetermined output command value.
  • the inverted zero-cross signal ZXB is output as the control signal S3 and the zero-cross signal ZX is output as the control signal S4. This is an example of the operation, and the control is not limited to this method as long as the output is a sine wave.
  • the input voltage is Vin
  • the output voltage is Vout
  • the switching cycle is T
  • the on time and off time of the transistor are Ton and Toff, respectively (however, the on time is defined for the drive side transistor, When it is turned off, the following expressions (4) to (6) are established.
  • the output voltage Vout is proportional to the on-time Ton if the switching cycle T and the input voltage Vin are constant. Therefore, in the case of the self-standing I inverter, if the output current Iout has the same waveform as the output voltage Vout, the output current Iout should also be proportional to the on-time Ton. Therefore, it seems that if the output current Iout is controlled so as to be proportional to the on time Ton, the output current Iout having the same waveform as the output voltage Vout can be obtained. However, in such control, the ON time Ton becomes proportionally longer when the output current Iout increases, and the positive feedback control is performed, so that the INV operation becomes impossible.
  • a reference signal REF having the same waveform as the output voltage Vout (a sine wave when the output voltage Vout is a sine wave) is set in advance, and the output current is changed from the reference signal REF.
  • the frequency of the reference signal REF is required for the output current Iout according to the specifications of the AC load Z2. You can set it to the frequency you want.
  • FIG. 5 is a diagram showing input/output waveforms during INV operation, in which the input voltage Vin, the output voltage Vout, and the output current Iout are depicted in order from the top. As shown in this figure, it can be seen that the DC power is converted to the AC power by the INV operation of the power converter 1.
  • the digital control device 100 causes the reference signal REF to have a constant value during the PFC operation (AC/DC conversion) of the switch circuit 10 and during the INV operation ( A function of dynamically changing the waveform of the reference signal REF when switching the energizing direction is provided so that the reference signal REF becomes a sinusoidal signal during DC/AC conversion).
  • the switch circuit 10 can be operated as a bidirectional inverter, so that, for example, AC power supplied from a commercial AC power supply is converted into DC power to charge a storage battery, On the contrary, it becomes possible to convert the DC power generated by the solar cell into AC power and regenerate it into a commercial AC power supply. It can also be used for parallel operation and hot swap.
  • the operation mode does not necessarily have to be dynamically switched.
  • the reference signal REF may be fixed to a constant value
  • the switch circuit 10 is used only as a unidirectional inverter
  • the reference signal REF is a sine wave. It may be fixed to a wavy signal.
  • FIG. 6 is a diagram showing a first modulation example of the reference signal REF during the PFC operation (at the time of AC/DC conversion), and the reference signal REF and the input current Iin are depicted in order from the top.
  • the left side of the figure shows a waveform when the modulation processing of the reference signal REF is not performed, and the right side of the figure shows a waveform when the modulation processing of the reference signal REF is performed.
  • FIG. 7 is a diagram showing a second modulation example of the reference signal REF during the INV operation (particularly when the regenerative inverter is used as the distortion correction device).
  • the reference signal REF and the commercial power supply supply the regenerative inverter from top to bottom.
  • the input current Iin that is applied, the load current Iload that flows to another load, and the total supply current Isup from the commercial power supply are depicted.
  • the left side of the drawing shows a waveform when the modulation processing of the reference signal REF is not performed, and the right side of the drawing shows a waveform when the modulation processing of the reference signal REF is performed.
  • the total supply current Isup becomes a sinusoidal current. According to such a modulation process, for example, it is possible to suppress the harmonic component of the load current Iload and prevent the distortion current from being output to the outside.
  • FIG. 8 is a figure which shows 2nd Embodiment of a power converter device.
  • a three-phase TL-NPC Trans-Linked Neutral-Point-Clamped] bidirectional inverter is used as the switch circuit 10.
  • the switch circuit 10 includes, for example, capacitors C11 and C12, three-phase switch circuit units 11 to 13 and capacitors C21 to C23.
  • the switch circuit unit 11 includes transistors M11 and M12 (N-channel type), transistors M21 and M22 (N-channel type), bidirectional switches SW1 and SW2 (N-channel type), a transformer TR11, and a reactor L11. And, including.
  • circuit configurations of the switch circuit units 12 and 13 are the same as that of the switch circuit unit 11, so redundant description will be omitted. Further, although the drive circuit 20 and the digital control device 100 are not shown in the drawing for convenience of illustration, they will be described in detail later.
  • VC (DC11-DC12)/2.
  • the drain of the transistor M11 is connected to the node DC11.
  • the source of the transistor M11 is connected to the drain of the transistor M12.
  • the source of the transistor M12 is connected to the node DC12.
  • Gate signals G11 and G12 are input to the gates of the transistors M11 and M12, respectively.
  • the transistors M11 and M12 are turned on when the gate signals G11 and G12 are high level, respectively, and are turned off when the gate signals G11 and G12 are low level, respectively.
  • the transistors M11 and M12 are connected in series between the node DC11 and the node DC12 and function as a first transistor bridge.
  • the drain of the transistor M21 is connected to the node DC11.
  • the source of the transistor M21 is connected to the drain of the transistor M22.
  • the source of the transistor M22 is connected to the node DC12.
  • Gate signals G21 and G22 are input to the gates of the transistors M21 and M22, respectively.
  • the transistors M21 and M22 are turned on when the gate signals G21 and G22 are high level, respectively, and are turned off when the gate signals G21 and G22 are low level, respectively.
  • the transistors M21 and M22 are connected in series between the node DC11 and the node DC12 and function as a second transistor bridge.
  • the gate signal G13 is input to the gate of the bidirectional switch SW1.
  • the bidirectional switch SW1 turns on when the gate signal G13 is at a high level, and turns off when the gate signal G13 is at a low level.
  • the gate signal G23 is input to the gate of the bidirectional switch SW2.
  • the bidirectional switch SW2 is turned on when the gate signal G23 is at a high level, and is turned off when the gate signal G23 is at a low level.
  • the transformer TR11 is connected between the output node of each of the first transistor bridge and the second transistor bridge and the first end of the reactor L11.
  • the second end of the reactor L11 is connected to the node AC11.
  • the transformer TR11 and the reactor L11 can be configured as a transformer coupling reactor TCR11 (FIG. 9) having both functions.
  • the reactor L11 is formed by the leakage inductances Ls1 and Ls2 of the transformer coupling reactor TCR11.
  • the node voltages VN1 and VN2 appearing between the coupling portion of the transformer coupling reactor TCR11 and the leakage inductances Ls1 and Ls2 are substantially the same potential as the node voltage VN appearing at the midpoint node of the transformer TR11.
  • the switching output level of the transistor bridge is not a binary value of H/L (+E and -E) but a ternary value (+E, 0, -E) or higher gradation. It can be changed in multiple steps to have a value. Therefore, since the applied voltage to the reactor L11 can be reduced, the reactor L11 can be downsized, its loss can be reduced, and its noise can be reduced. Further, since it is possible to reduce the applied voltage to each transistor, it is possible to employ a low breakdown voltage element which is widely distributed in the market and to reduce switching loss.
  • power converters are currently being applied to a very wide range of fields such as in-vehicle equipment as well as consumer and industrial equipment.
  • the power converters used for these applications place importance on small size, light weight, and high efficiency, and the demand is higher for larger power devices. Therefore, the power converter 1 of the present embodiment is suitable. I can say.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example of the digital control device 100 used in the power conversion device 1 according to the second embodiment.
  • the digital control device 100 of the present configuration example is based on the first embodiment (FIG. 1), but is modified in the subsequent stage of the pulse width modulation unit 105. More specifically, the digital control device 100 of this configuration example includes a phase shift unit 108 and signal switching units 109 and 110 instead of the signal switching unit 107 described above.
  • PWM2 and the pulse width modulation signal PWM2
  • An inverted pulse width modulation signal PWM2B whose logical level is inverted is output.
  • the signal switching unit 109 switches the output destination of the pulse width modulation signal PWM and the inverted pulse width modulation signal PWMB according to the zero-cross signal ZX.
  • the signal switching unit 110 switches the output destination of the pulse width modulation signal PWM2 and the inverted pulse width modulation signal PWM2B according to the zero-cross signal ZX.
  • ⁇ Application of wide band gap semiconductor (SiC, GaN)>
  • Various switch elements used in the power conversion device 1 transistors M1 to M4 in FIG. 1, or transistors M11 to M12 and M21 to M22 in FIG. 8 (and FIG. 9), and bidirectional switches SW1 and SW2).
  • at least one of them may be formed of a wide band gap semiconductor (such as a SiC-based semiconductor or a GaN-based semiconductor).
  • the switch element is made of a SiC-based semiconductor (SiC-MOSFET, etc.) or GaN-based semiconductor (GaN-HEMT [high electron mobility transistor], etc.), its output is higher than that of a switch element made of a Si-based semiconductor. Since it is possible to reduce parasitic capacitance such as capacitance and feedback capacitance, it is possible to suppress an increase in switching loss during high frequency driving.
  • the SiC-MOSFET has a small reverse recovery current of the body diode and a small parasitic capacitance, the effective value of the current can be suppressed to a low value, the conduction loss of the switch element and the pattern, and the copper of the transformer coupling reactor. It is possible to reduce the loss.
  • the switch element made of a wide band gap semiconductor has high withstand voltage, low on-resistance and low switching loss, and the tendency is relatively retained even at high temperatures. Therefore, even when the input voltage and the voltage directly applied to the switch element are high, a sufficiently thermally allowable operation is possible.
  • the power conversion device disclosed in this specification can be used in a very wide range of fields such as in-vehicle devices as well as consumer devices and industrial devices.
  • Switch circuit (bidirectional inverter) 11 to 13 switch circuit section 20 drive circuit 21 to 24 gate driver 100 digital control apparatus 101 reference signal setting section 102 coefficient setting section 103 multiplication section 104 addition section 105 pulse width modulation section 106 zero-cross detection section 107 signal switching section 108 phase shift section 109, 110 signal switching unit AC1, AC2, AC11 to AC13 node (AC node) C1, C2, C11, C12, C21 to C23 capacitors DC1, DC2, DC11, DC12 node (DC node) E1, E2 Power supply L1 Inductor L11 Reactor Lm1, Lm2 Exciting inductance Ls1, Ls2 Leakage inductance M1 to M4, M11, M12, M21, M22 Transistor SW1, SW2 Bidirectional switch TCR11 Transformer coupling reactor TR11 Transformer Z1, Z2 Load

Abstract

制御装置１００は、トランジスタＭ１～Ｍ４を含むスイッチ回路１０を備えた電力変換装置１の制御主体として用いられるものであり、電力変換装置１の動作方式ＭＯＤＥ（ＰＦＣ／ＩＮＶ）に応じて設定される基準信号ＲＥＦから、スイッチ回路１０の制御対象電流Ｉに所定の係数Ｋを乗じた乗算信号（＝Ｋ×Ｉ）を減じ、その演算結果（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉ）に基づいてトランジスタＭ１～Ｍ４の制御信号Ｓ１～Ｓ４（延いてはゲート信号Ｇ１～Ｇ４）を生成する。

Description

電力変換装置及びその制御装置
　本明細書中に開示されている発明は、電力変換装置及びその制御装置に関する。
　図１１は、力率改善を行いながら交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ［power　factor　correction］回路の一従来例を示す図である。ＰＦＣ回路の制御主体としては、本図で示すように、出力電圧、出力電流、及び、入力電圧それぞれに応じて負帰還を掛けるＰＩ［proportional-integral］制御方式のアナログ制御装置Ｘが一般的である。
特開２００５－２１８２５２号公報
　しかしながら、従来のアナログ制御装置Ｘでは、ＰＩ制御方式が採用されていたので、定常状態に至るまでの振動が大きくなり、制御が難しかった。また、電圧ループと電流ループが存在するので、２つの補償器（アンプＸ１及びＸ２）が必要となり、回路規模が大きかった。さらに、ダイオードブリッジレスの大電力型ＰＦＣ回路では、入力電圧に応じた制御信号を単純な抵抗分圧から生成することが困難になる。そのため、入力電圧の印加端とアナログ制御装置Ｘとの間に、商用周波数用のトランスを設ける必要があるので、小型化や低コスト化に不向きであった。なお、ＰＩ制御方式を採用している限り、アナログ制御装置Ｘを単純にデジタル制御装置に置き換えても、上記課題は解消されない。
　一方、上記課題を解決するための従来技術として、入力電圧の代わりに入力電流を検出して負帰還を掛けるアナログ制御装置が提案されている（例えば、特許文献１を参照）。確かに、本従来技術によれば、電流制御用の補償器を割愛することができる上、入力電圧に応じた制御信号も不要となるので、帰還ループの調整や回路規模の点で有利である。
　しかしながら、特許文献１のアナログ制御装置は、あくまで、ＰＦＣ回路用であり、例えば、双方向インバータ（＝単一のスイッチ回路の入出力を入れ換えることにより、ＡＣ／ＤＣ変換動作（ＰＦＣ動作）とＤＣ／ＡＣ変換動作（ＩＮＶ［inverter］動作）の双方を実現する回路）の制御主体として、これをそのまま適用することはできなかった。
　本明細書中に開示されている発明は、本願発明者らにより見出された上記課題に鑑み、ＡＣ／ＤＣ変換回路（ＰＦＣ回路）とＤＣ／ＡＣ変換回路（インバータ）の双方を制御することのできる制御装置及びこれを用いた電力変換装置を提供することを目的とする。
　本明細書中に開示されている制御装置は、トランジスタを含むスイッチ回路を備えた電力変換装置の制御主体として用いられるものであって、前記電力変換装置の動作方式に応じて設定される基準信号から、前記スイッチ回路の制御対象電流に所定の係数を乗じた乗算信号を減じ、その演算結果に基づいて前記トランジスタの制御信号を生成する構成（第１の構成）とされている。
　第１の構成から成る制御装置は、前記スイッチ回路がＰＦＣ回路であり、前記基準信号が一定値であり、前記制御対象電流が入力電流である構成（第２の構成）にするとよい。
　また、第１の構成から成る制御装置は、前記スイッチ回路がインバータであり、前記基準信号が正弦波状信号であり、前記制御対象電流が出力電流である構成（第３の構成）にしてもよい。
　また、第１の構成から成る制御装置は、前記スイッチ回路が双方向インバータであり、ＡＣ／ＤＣ変換時には前記基準信号が一定値となり、ＤＣ／ＡＣ変換時には前記基準信号が正弦波状信号となるように、通電方向の切替時に前記基準信号の波形を変更し、前記制御対象電流として、ＡＣ／ＤＣ変換時にもＤＣ／ＡＣ変換時にも前記スイッチ回路の同一ノードに流れる電流を監視しており、ＡＣ／ＤＣ変換時には前記制御対象電流が入力電流となり、ＤＣ／ＡＣ変換時には前記制御対象電流が出力電流となる構成（第４の構成）にしてもよい。
　また、第２または第４の構成から成る制御装置は、前記入力電流に歪みを与えるための変調信号を前記基準信号に重畳する構成（第５の構成）にしてもよい。
　また、第３または第４の構成から成る制御装置は、商用電源から他の負荷に流れる負荷電流の歪みを打ち消すための変調信号を前記基準信号に重畳する構成（第６の構成）にするとよい。
　また、第３または第４の構成から成る制御装置は、前記基準信号の周波数が前記出力電流に要求される周波数に設定されており、前記係数が前記乗算信号が前記基準信号と比べて無視できる程度に小さくなるように設定されている構成（第７の構成）にしてもよい。
　また、本明細書中に開示されている双方向インバータは、第１ＤＣノードと第２ＤＣノードとの間に直列接続された少なくとも２つのコンデンサを含むコンデンサブリッジと；前記第１ＤＣノードと前記第２ＤＣノードとの間に直列接続された２つのトランジスタをそれぞれ含む第１トランジスタブリッジ及び第２トランジスタブリッジと；前記コンデンサブリッジの中点ノードと前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジそれぞれの出力ノードとの間にそれぞれ接続された第１双方向スイッチ及び第２双方向スイッチと；前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジそれぞれの出力ノードに接続された変圧器と；前記変圧器とＡＣノードとの間に接続されたリアクトルと；前記ＡＣノードと前記コンデンサブリッジの中点ノードとの間に接続されたコンデンサと；を備え、前記第１トランジスタブリッジと前記第２トランジスタブリッジを互いに１８０°の位相差で動作させる構成（第８の構成）とされている。
　なお、第８の構成から成る双方向インバータにおいて、前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジ、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチ、前記変圧器、前記リアクトル、並びに、前記コンデンサは、３相構成である構成（第９の構成）にするとよい。
　また、第８または第９の構成から成る双方向インバータにおいて、前記変圧器及び前記リアクトルは、双方の機能を有するトランス結合リアクトルとして形成されている構成（第１０の構成）にするとよい。
　また、第８～第１０いずれかの構成から成る双方向インバータにおいて、前記トランジスタ、並びに、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチは、それぞれ、ワイドバンドギャップ半導体から成る構成（第１１の構成）にするとよい。
　また、本明細書中に開示されている電力変換装置は、上記第８～第１１いずれかの構成から成る双方向インバータと、上記第１～第８いずれかの構成から成り前記双方向インバータの制御主体となる制御装置と、を有する構成（第１２の構成）とされている。
　本明細書中に開示されている発明によれば、ＡＣ／ＤＣ変換回路（ＰＦＣ回路）とＤＣ／ＡＣ変換回路（インバータ）の双方を制御することのできる制御装置及びこれを用いた電力変換装置を提供することが可能となる。
電力変換装置の第１実施形態の一例を示す図 ＰＦＣ動作（ＡＣ→ＤＣ）の一例を示す図 ＰＦＣ動作時の入出力波形を示す図 ＩＮＶ動作（ＤＣ→ＡＣ）の一例を示す図 ＩＮＶ動作時の入出力波形を示す図 基準信号の第１変調例を示す図 基準信号の第２変調例を示す図 電力変換装置の第２実施形態を示す図 第２実施形態の一変形例を示す図 第２実施形態で用いられる制御装置の一構成例を示す図 ＰＦＣ回路の一従来例を示す図
＜電力変換装置（第１実施形態）＞
　図１は、電力変換装置の第１実施形態の一例を示す図である。第１実施形態の電力変換装置１は、スイッチ回路１０と、駆動回路２０と、デジタル制御装置１００とを有する。
　スイッチ回路１０は、その入出力（＝通電方向）を入れ換えることにより、ＡＣ／ＤＣ変換動作（ＰＦＣ動作）とＤＣ／ＡＣ変換動作（ＩＮＶ動作）の双方を実現する双方向インバータであり、トランジスタＭ１～Ｍ４（本図ではいずれもＮチャネル型）と、コンデンサＣ１及びＣ２と、インダクタＬ１と、を含む。
　トランジスタＭ１及びＭ３それぞれのドレインは、ノードＤＣ１に接続されている。トランジスタＭ１のソースとトランジスタＭ２のドレインは、インダクタＬ１の第１端に接続されている。インダクタＬ１の第２端は、ノードＡＣ１に接続されている。トランジスタＭ３のソースとトランジスタＭ４のドレインは、ノードＡＣ２に接続されている。トランジスタＭ２及びＭ４それぞれのソースは、ノードＤＣ２に接続されている。コンデンサＣ１は、ノードＡＣ１とノードＡＣ２との間に接続されている。コンデンサＣ２は、ノードＤＣ１とノードＤＣ２との間に接続されている。
　トランジスタＭ１～Ｍ４それぞれのゲートには、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４が入力されている。トランジスタＭ１～Ｍ４は、それぞれ、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がハイレベルであるときにオンし、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がローレベルであるときにオフする。なお、トランジスタＭ１及びＭ２は、それぞれ、ゲート信号Ｇ１及びＧ２に応じて相補的にオン／オフされる。また、トランジスタＭ３及びＭ４は、それぞれ、ゲート信号Ｇ３及びＧ４に応じて相補的にオン／オフされる。なお、本明細書中における「相補的」という文言は、各トランジスタのオン／オフ状態が完全に逆転している場合だけでなく、貫通電流防止の観点から各トランジスタの同時オフ期間（いわゆるデッドタイム）が設けられている場合も含むものと理解するべきである。
　駆動回路２０は、制御信号Ｓ１～Ｓ４に応じたゲート信号Ｇ１～Ｇ４を生成する回路ブロックであり、ゲートドライバ２１～２４を含む。ゲートドライバ２１～２４は、それぞれ、制御信号Ｓ１～Ｓ４の電流能力を高めてゲート信号Ｇ１～Ｇ４を生成する。
　デジタル制御装置１００は、スイッチ回路１０（延いては電力変換装置１全体）の制御主体であり、その各種機能部として、基準信号設定部１０１と、係数設定部１０２と、乗算部１０３と、加算部１０４と、パルス幅変調部１０５と、ゼロクロス検出部１０６と、信号切替部１０７と、を含む。なお、上記の機能ブロックは、デジタル制御装置１００で制御プログラムを実行することにより、ソフトウェア的に実装されるものである。また、デジタル制御装置１００は、同等の機能を持つアナログ制御装置に置換してもよい。
　基準信号設定部１０１は、動作モード設定信号ＭＯＤＥ（＝電力変換装置１の動作方式をＰＦＣ動作及びＩＮＶ動作のいずれか一方に切り替えるための制御信号）に応じて、基準信号ＲＥＦを設定する。
　係数設定部１０２は、係数Ｋを設定して乗算部１０３に出力する。
　乗算部１０３は、スイッチ回路１０（本図ではノードＡＣ２）に流れる制御対象電流Ｉに係数Ｋを乗じて乗算信号（＝Ｋ×Ｉ）を出力する。なお、デジタル制御装置１００は、制御対象電流Ｉとして、ＰＦＣ動作時（ＡＣ／ＤＣ変換時）にもＩＮＶ動作時（ＤＣ／ＡＣ変換時）にもスイッチ回路１０の同一ノード（本図ではノードＡＣ２）に流れる電流を監視している。詳細は後述するが、ＰＦＣ動作時（ＡＣ／ＤＣ変換時）には制御対象電流Ｉが入力電流Ｉｉｎとなり、ＩＮＶ動作時（ＤＣ／ＡＣ変換時）には制御対象電流Ｉが出力電流Ｉｏｕｔとなる。
　加算部１０４（本図の例では減算器）は、基準信号ＲＥＦから乗算信号（＝Ｋ×Ｉ）を差し引いて差分信号（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉ）を出力する。
　パルス幅変調部１０５は、差分信号（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉ）と三角波状または鋸波状のスロープ信号（不図示）とを比較することにより、パルス幅変調信号ＰＷＭ（及びその論理レベルを反転させた反転パルス幅変調信号ＰＷＭＢ）を出力する。
　ゼロクロス検出部１０６は、ノードＡＣ１及びＡＣ２相互間に印加される交流電圧（＝ＰＦＣ動作時には入力電圧Ｖｉｎ、ＩＮＶ動作時には出力電圧Ｖｏｕｔ）の極性反転タイミング（＝ゼロクロスタイミング）を検出し、これに同期したゼロクロス信号ＺＸ（及びその論理レベルを反転させた反転ゼロクロス信号ＺＸＢ）を生成する。より具体的に述べると、ゼロクロス信号ＺＸは、例えば、上記交流電電圧が正極性であるときにハイレベルとなり、上記交流電圧が負極性であるときにローレベルとなる。従って、上記交流電圧が日本国内の商用交流電圧である場合、ゼロクロス信号ＺＸは、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚのパルス信号となる。なお、ゼロクロス信号ＺＸと反転ゼロクロス信号ＺＸＢは、一方が制御信号Ｓ３として出力され、他方が制御信号Ｓ４として出力される。上記交流電圧の極性反転タイミングは、フォトカプラなどを用いて検出すればよい。
　信号切替部１０７は、ゼロクロス信号ＺＸに応じて、パルス幅変調信号ＰＷＭ及び反転パルス幅変調信号ＰＷＭＢの一方を制御信号Ｓ１として出力する。また、信号切替部１０７は、制御信号Ｓ１の論理レベルを反転させた制御信号Ｓ２（＝Ｓ１Ｂ）も出力する。従って、例えば、ＺＸ＝Ｌであるときには、Ｓ１＝ＰＷＭとなり、Ｓ２＝ＰＷＭＢとなる。一方、ＺＸ＝Ｈであるときには、Ｓ１＝ＰＷＭＢとなり、Ｓ２＝ＰＷＭとなる。
　このように、デジタル制御装置１００は、電力変換装置１の動作方式（動作モード設定信号ＭＯＤＥ）に応じて設定される基準信号ＲＥＦから、スイッチ回路１０の制御対象電流Ｉに所定の係数Ｋを乗じた乗算信号（＝Ｋ×Ｉ）を減じ、その演算結果（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉ）に基づいてトランジスタＭ１及びＭ２の制御信号Ｓ１及びＳ２を生成する。以下では、電力変換装置１におけるＰＦＣ動作とＩＮＶ動作について、個別具体的に説明する。
＜ＰＦＣ動作（ＡＣ→ＤＣ）＞
　図２は、電力変換装置１におけるＰＦＣ動作（ＡＣ→ＤＣ）の一例を示す図である。本図では、ノードＡＣ１とノードＡＣ２との間に、交流電力（入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ）を供給する交流電源Ｅ１が接続されている。また、ノードＤＣ１とノードＤＣ２との間には、直流電力（出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ）の供給を受ける直流負荷Ｚ１が接続されている。このとき、スイッチ回路１０は、交流電力を直流電力に変換するＰＦＣ回路（昇圧コンバータ）として機能する。
　本図で示すように、ＰＦＣ動作時には、基準信号ＲＥＦが一定値に設定されると共に、制御対象電流として入力電流｜Ｉｉｎ｜（＝入力電流Ｉｉｎの絶対値）が入力される。また、係数Ｋは、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値となるように可変制御される。より具体的に述べると、係数Ｋは、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔの抵抗分圧値と所定の出力指令値との差分値に応じて可変制御すればよい。
　また、ＰＦＣ動作時には、トランジスタＭ１及びＭ２のみＰＷＭ動作させ、トランジスタＭ３及びＭ４はＯＦＦ状態としてダイオードとして使用することで、電流方向を一定方向にして逆流を防ぐことができる。効率を改善する場合は、トランジスタＭ３及びＭ４を低周波で動作させる。その場合、制御信号Ｓ４としてゼロクロス信号ＺＸが出力され、制御信号Ｓ３として反転ゼロクロス信号ＺＸＢが出力される。その結果、トランジスタＭ３及びＭ４の一方（リアクトルＬ１に電力を蓄えるためのスイッチのみ）が動作される。
　次に、ＰＦＣ動作の原理について説明する。入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、スイッチング周期をＴとし、トランジスタのオン時間及びオフ時間をそれぞれＴｏｎ及びＴｏｆｆ（ただし、オン時間は駆動側トランジスタに対して定義、還流側トランジスタ導通時はオフ）とすると、次の（１）式～（３）式が成り立つ。
　Ｖｉｎ×Ｔｏｎ＝（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ　…　（１）
　Ｖｉｎ×（Ｔ－Ｔｏｆｆ）＝（Ｖｏｕｔ－Ｖｉｎ）×Ｔｏｆｆ　…　（２）
　Ｖｉｎ×Ｔ＝Ｖｏｕｔ×Ｔｏｆｆ　…　（３）
　上記（３）式から、スイッチング周期Ｔと出力電圧Ｖｏｕｔが一定であれば、入力電圧Ｖｉｎがオフ時間Ｔｏｆｆに比例することが分かる。ここで、入力電流Ｉｉｎが入力電圧Ｖｉｎと同一波形であるならば、入力電流Ｉｉｎもオフ時間Ｔｏｆｆに比例するはずである。従って、入力電流Ｉｉｎをオフ時間Ｔｏｆｆに比例するように制御すれば、入力電圧Ｖｉｎと同一波形の入力電流Ｉｉｎを得ることができる。その上で、出力電圧Ｖｏｕｔが一定値となるように係数Ｋを設定すれば、ＰＦＣ動作を実現することが可能となる。
　図３は、ＰＦＣ動作時の入出力波形を示す図であり、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ、及び、出力電圧Ｖｏｕｔが描写されている。本図で示したように、電力変換装置１のＰＦＣ動作により、交流電力が直流電力に変換されていることが分かる。
＜ＩＮＶ動作（ＤＣ→ＡＣ）＞
　図４は、電力変換装置１におけるＩＮＶ動作（ＤＣ→ＡＣ）の一例を示す図である。本図では、ノードＤＣ１とノードＤＣ２との間に、直流電力（入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎ）を供給する直流電源Ｅ２が接続されている。また、ノードＡＣ１とノードＡＣ２との間には、交流電力（出力電圧Ｖｏｕｔ、出力電流Ｉｏｕｔ）の供給を受ける交流負荷Ｚ２が接続されている。すなわち、先出の図２とは、スイッチ回路１０の入出力が逆となっている。このとき、スイッチ回路１０は、直流電力を交流電力に変換するインバータとして機能する。
　本図で示すように、ＩＮＶ動作時には、例えば基準信号ＲＥＦが正弦波状信号（全波整流した正弦波状信号としてもよい）に設定されるとともに、制御対象電流として出力電流｜Ｉｏｕｔ｜（＝出力電流Ｉｏｕｔの絶対値）が入力される。なお、交流電源に電力を回生する回生インバータの場合には、基準信号ＲＥＦをゼロクロス信号ＺＸに同期して設定すればよい。一方、自立インバータの場合には、所望の周波数の正弦波信号を生成すればよい。また、係数Ｋは、出力電圧｜Ｖｏｕｔ｜＿ａｖｅ（＝出力電圧Ｖｏｕｔの絶対平均値）が一定値となるように可変制御される。より具体的に述べると、係数Ｋは、例えば、全波整流された出力電圧Ｖｏｕｔの平均値と所定の出力指令値との差分値に応じて可変制御すればよい。また、ＩＮＶ動作時には、制御信号Ｓ３として反転ゼロクロス信号ＺＸＢが出力され、制御信号Ｓ４としてゼロクロス信号ＺＸが出力される。これは動作の一例であり、出力が正弦波となるような制御であればこの方式に限定するものではない。
　次に、ＩＮＶ動作の原理について説明する。入力電圧をＶｉｎとし、出力電圧をＶｏｕｔとし、スイッチング周期をＴとし、トランジスタのオン時間及びオフ時間をそれぞれＴｏｎ及びＴｏｆｆ（ただし、オン時間は駆動側トランジスタに対して定義、還流側トランジスタ導通時はオフ）とすると、次の（４）式～（６）式が成り立つ。
　（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）×Ｔｏｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｔｏｆｆ　…　（４）
　（Ｖｉｎ－Ｖｏｕｔ）×Ｔｏｎ＝Ｖｏｕｔ×（Ｔ－Ｔｏｎ）　…　（５）
　　Ｖｉｎ×Ｔｏｎ＝Ｖｏｕｔ×Ｔ　…　（６）
　上記（６）式から、スイッチング周期Ｔと入力電圧Ｖｉｎが一定であれば、出力電圧Ｖｏｕｔがオン時間Ｔｏｎに比例することが分かる。従って、自立Ｉインバータの場合、出力電流Ｉｏｕｔが出力電圧Ｖｏｕｔと同一波形であるならば、出力電流Ｉｏｕｔもオン時間Ｔｏｎと比例するはずである。従って、出力電流Ｉｏｕｔをオン時間Ｔｏｎに比例するように制御すれば、出力電圧Ｖｏｕｔと同一波形の出力電流Ｉｏｕｔが得られるように思われる。ただし、このような制御では、出力電流Ｉｏｕｔが増大したときにオン時間Ｔｏｎも比例して長くなり、正帰還制御となってしまうので、ＩＮＶ動作が不可能となる。
　そのため、出力電流Ｉｏｕｔが増大した場合、オン時間Ｔｏｎを短縮する必要がある。このような負帰還制御を実現するには、予め出力電圧Ｖｏｕｔと同一波形（出力電圧Ｖｏｕｔが正弦波である場合には正弦波）の基準信号ＲＥＦを設定しておき、基準信号ＲＥＦから出力電流Ｉｏｕｔに比例する乗算信号（＝Ｋ×Ｉｏｕｔ）を差し引いた差分信号（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉｏｕｔ）に基づいてオン時間Ｔｏｎを制御すればよい。
　基準信号ＲＥＦは、正弦波である。また、出力電流Ｉｏｕｔが正弦波であるならば、これに比例する乗算信号（＝Ｋ×Ｉｏｕｔ）も正弦波である。従って、基準信号ＲＥＦから乗算信号（＝Ｋ×Ｉｏｕｔ）を減じた差分信号（＝ＲＥＦ－Ｋ×Ｉｏｕｔ）も正弦波となるので、これに基づいて制御される出力電流Ｉｏｕｔは、正弦波となる。この場合、出力電流Ｉｏｕｔが増大したときにはオン時間Ｔｏｎが短縮される。従って、負帰還制御が実現されるので、安定的なＩＮＶ動作が可能となる。また、係数Ｋを変えることにより、出力電流Ｉｏｕｔを調整することもできる。
　なお、電力変換装置１を回生インバータ（＝商用交流電源系統に連系される系統連系インバータ）として利用する場合、交流電圧のゼロと極性を検出して基準信号ＲＥＦを作成し動作させる。また、回生インバータの出力電圧をソフトスタートさせる場合、電力を送り出すスイッチのみ動作させ、他のスイッチをオフさせておくことにより、電流が逆流することなく安全に起動可能となる。出力電圧が所定の電圧（＝接続された交流電圧値）になった後、他のスイッチを同期整流させれば、損失を低減させることもできる。
　一方、電力変換装置１を自立インバータ（＝交流負荷Ｚ２に接続される一般的なインバータ）として利用する場合、基準信号ＲＥＦの周波数は、交流負荷Ｚ２の仕様に応じて、出力電流Ｉｏｕｔに要求される周波数に設定しておけばよい。また、係数Ｋについては、乗算信号（＝Ｋ×Ｉｏｕｔ）が基準信号ＲＥＦと比べて無視できる程度に小さくなる値（例えばＫ＝０）に設定しておけばよい。
　図５は、ＩＮＶ動作時の入出力波形を示す図であり、上から順に、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧Ｖｏｕｔ、及び、出力電流Ｉｏｕｔが描写されている。本図で示したように、電力変換装置１のＩＮＶ動作により、直流電力が交流電力に変換されていることが分かる。
＜動作モード切替（ＰＦＣ／ＩＮＶ）＞
　以上で説明したように、デジタル制御装置１００は、動作モード設定信号ＭＯＤＥに応じて、スイッチ回路１０のＰＦＣ動作時（ＡＣ／ＤＣ変換時）には基準信号ＲＥＦが一定値となり、ＩＮＶ動作時（ＤＣ／ＡＣ変換時）には基準信号ＲＥＦが正弦波状信号となるように、通電方向の切替時に基準信号ＲＥＦの波形を動的に変更する機能を備えている。
　このような機能を具備することにより、スイッチ回路１０を双方向インバータとして動作させることができるので、例えば、商用交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して蓄電池を充電したり、これとは反対に、太陽電池で生成される直流電力を交流電力に変換して商用交流電源に回生したりすることが可能となる。また、並列運転やホットスワップなどにも対応できる。
　ただし、動作モードは、必ずしも動的に切り替える必要はない。例えば、スイッチ回路１０をＰＦＣ回路としてのみ利用する場合には、基準信号ＲＥＦを一定値に固定すればよく、また、スイッチ回路１０を単方向インバータとしてのみ利用する場合には、基準信号ＲＥＦを正弦波状信号に固定すればよい。
＜基準信号の変調処理＞
　図６は、ＰＦＣ動作時（ＡＣ／ＤＣ変換時）における基準信号ＲＥＦの第１変調例を示す図であり、上から順に、基準信号ＲＥＦと入力電流Ｉｉｎが描写されている。なお、本図左側には、基準信号ＲＥＦの変調処理を行わない場合の波形が描写されており、本図右側には、基準信号ＲＥＦの変調処理を行う場合の波形が描写されている。
　入力電流Ｉｉｎに意図的な歪み成分を生じさせたい場合には、入力電流Ｉｉｎに歪み成分を与えるための変調信号（＝正弦波電流波形と所望の電流波形との差分に相当する変調成分）を基準信号ＲＥＦに重畳するとよい。このような変調処理によれば、例えば、疑似電流負荷試験などに用いられる交流電子負荷装置として、電力変換装置１を利用することが可能となる。
　図７は、ＩＮＶ動作時（特に回生インバータを歪み補正装置として使用する場合）における基準信号ＲＥＦの第２変調例を示す図であり、上から順に、基準信号ＲＥＦ、商用電源から回生インバータに供給される入力電流Ｉｉｎ、他の負荷に流れる負荷電流Ｉｌｏａｄ、及び、商用電源からの総供給電流Ｉｓｕｐが描写されている。なお、本図左側には、基準信号ＲＥＦの変調処理を行わない場合の波形が描写されており、本図右側には、基準信号ＲＥＦの変調処理を行う場合の波形が描写されている。
　負荷電流Ｉｌｏａｄに意図しない歪み成分が生じた場合には、その歪み成分を打ち消すための変調信号（＝上記の歪み成分と逆の電流を流すための変調成分）を基準信号ＲＥＦに重畳して入力電流Ｉｉｎにも意図的な歪み成分を生じさせ、その入力電流Ｉｉｎと負荷電流Ｉｌｏａｄを加えると、総供給電流Ｉｓｕｐは正弦波状電流となる。このような変調処理によれば、例えば、負荷電流Ｉｌｏａｄの高調波成分を抑制し、外部に歪み電流を出さないようにすることが可能となる。
＜電力変換装置（第２実施形態）＞
　図８は、電力変換装置の第２実施形態を示す図である。第２実施形態の電力変換装置１１では、スイッチ回路１０として、３相ＴＬ－ＮＰＣ［Trans-Linked　Neutral-Point-Clamped］型の双方向インバータが用いられている。
　具体的に述べると、スイッチ回路１０は、例えば、コンデンサＣ１１及びＣ１２と、３相構成のスイッチ回路部１１～１３及びコンデンサＣ２１～Ｃ２３と、を含む。
　また、スイッチ回路部１１は、トランジスタＭ１１及びＭ１２（Ｎチャネル型）と、トランジスタＭ２１及びＭ２２（Ｎチャネル型）と、双方向スイッチＳＷ１及びＳＷ２（Ｎチャネル型）と、変圧器ＴＲ１１と、リアクトルＬ１１と、を含む。
　なお、スイッチ回路部１２及び１３それぞれの回路構成は、スイッチ回路部１１と同様であるため、重複した説明を割愛する。また、本図では、図示の便宜上、駆動回路２０やデジタル制御装置１００の描写を省略しているが、これらについては後ほど詳述する。
　コンデンサＣ１１及びＣ１２は、ノードＤＣ１１とノードＤ１２との間に直列接続されており、相互間の接続ノードが交流中性点（＝中性点電圧ＶＣの印加端）となるコンデンサブリッジとして機能する。なお、コンデンサＣ１１及びＣ１２それぞれの容量値が等しい場合には、ＶＣ＝（ＤＣ１１－ＤＣ１２）／２となる。
　トランジスタＭ１１のドレインは、ノードＤＣ１１に接続されている。トランジスタＭ１１のソースは、トランジスタＭ１２のドレインに接続されている。トランジスタＭ１２のソースは、ノードＤＣ１２に接続されている。トランジスタＭ１１及びＭ１２それぞれのゲートには、ゲート信号Ｇ１１及びＧ１２が入力されている。トランジスタＭ１１及びＭ１２は、それぞれ、ゲート信号Ｇ１１及びＧ１２がハイレベルであるときにオンし、ゲート信号Ｇ１１及びＧ１２がローレベルであるときにオフする。このように、トランジスタＭ１１及びＭ１２は、ノードＤＣ１１とノードＤＣ１２との間に直列接続されており、第１トランジスタブリッジとして機能する。
　トランジスタＭ２１のドレインは、ノードＤＣ１１に接続されている。トランジスタＭ２１のソースは、トランジスタＭ２２のドレインに接続されている。トランジスタＭ２２のソースは、ノードＤＣ１２に接続されている。トランジスタＭ２１及びＭ２２それぞれのゲートには、ゲート信号Ｇ２１及びＧ２２が入力されている。トランジスタＭ２１及びＭ２２は、それぞれ、ゲート信号Ｇ２１及びＧ２２がハイレベルであるときにオンし、ゲート信号Ｇ２１及びＧ２２がローレベルであるときにオフする。このように、トランジスタＭ２１及びＭ２２は、ノードＤＣ１１とノードＤＣ１２との間に直列接続されており、第２トランジスタブリッジとして機能する。
　なお、上記の第１トランジスタブリッジ（＝トランジスタＭ１１及びＭ１２）と第２トランジスタブリッジ（＝トランジスタＭ２１及びＭ２２）は、互いに所定の位相差θ（例えば１／２周期分の位相差、すなわち、θ＝π（１８０°））を持って駆動される。
　双方向スイッチＳＷ１は、コンデンサブリッジの中点ノード（＝コンデンサＣ１１及びＣ１２相互間の接続ノード）と第１トランジスタブリッジの出力ノード（＝トランジスタＭ１１及びＭ１２相互間の接続ノード）との間にそれぞれ接続されている。双方向スイッチＳＷ１のゲートには、ゲート信号Ｇ１３が入力されている。双方向スイッチＳＷ１は、ゲート信号Ｇ１３がハイレベルであるときにオンし、ゲート信号Ｇ１３がローレベルであるときにオフする。
　双方向スイッチＳＷ２は、コンデンサブリッジの中点ノード（＝コンデンサＣ１１及びＣ１２相互間の接続ノード）と第２トランジスタブリッジの出力ノード（＝トランジスタＭ２１及びＭ２２相互間の接続ノード）との間にそれぞれ接続されている。双方向スイッチＳＷ２のゲートには、ゲート信号Ｇ２３が入力されている。双方向スイッチＳＷ２は、ゲート信号Ｇ２３がハイレベルであるときにオンし、ゲート信号Ｇ２３がローレベルであるときにオフする。
　変圧器ＴＲ１１は、第１トランジスタブリッジ及び第２トランジスタブリッジそれぞれの出力ノードとリアクトルＬ１１の第１端との間に接続されている。リアクトルＬ１１の第２端は、ノードＡＣ１１に接続されている。
　なお、変圧器ＴＲ１１の励磁インダクタンスＬｍ１、Ｌｍ２がリアクトルＬ１１に対して十分に大きい場合、変圧器ＴＲ１１とリアクトルＬ１１は、双方の機能を有するトランス結合リアクトルＴＣＲ１１（図９）として構成することができる。この場合、リアクトルＬ１１は、トランス結合リアクトルＴＣＲ１１の漏れインダクタンスＬｓ１、Ｌｓ２により形成される。また、トランス結合リアクトルＴＣＲ１１の結合部と漏れインダクタンスＬｓ１及びＬｓ２との間に現れるノード電圧ＶＮ１及びＶＮ２は、実質的に、変圧器ＴＲ１１の中点ノードに現れるノード電圧ＶＮと同電位になる。
　コンデンサＣ２１～Ｃ２３は、それぞれ、ノードＡＣ１１～ＡＣ１３とコンデンサブリッジの中点ノード（＝コンデンサＣ１１及びＣ１２相互間の接続ノード）との間に接続されている。
　本実施形態の電力変換装置１であれば、トランジスタブリッジのスイッチング出力レベルを、Ｈ／Ｌの２値（＋Ｅと－Ｅ）ではなく、３値（＋Ｅ、０、－Ｅ）またはそれ以上の諧調値を持つように多段階で変化させることができる。従って、リアクトルＬ１１の印加電圧を低減することができるので、リアクトルＬ１１の小型化や低損失化、ないしは、低ノイズ化を実現することが可能となる。また、各トランジスタの印加電圧を低減することもできるので、市場流通の多い低耐圧素子を採用したり、スイッチング損失を低減したりすることも可能となる。
　特に、電力変換装置は、現在、民生機器や産業機器だけでなく車載機器などの非常に幅広い分野に適用されている。これらの用途に供される電力変換装置は、小型・軽量・高効率が重視されており、大電力装置であるほどその要望は大きいことから、本実施形態の電力変換装置１が好適であると言える。
　図１０は、第２実施形態の電力変換装置１に用いられるデジタル制御装置１００の一構成例を示す図である。本構成例のデジタル制御装置１００は、第１実施形態（図１）をベースとしつつ、パルス幅変調部１０５の後段に変更が加えられている。より具体的に述べると、本構成例のデジタル制御装置１００は、先出の信号切替部１０７に代えて、位相シフト部１０８と信号切替部１０９及び１１０と、を含む。
　位相シフト部１０８は、パルス幅変調信号ＰＷＭを所定の位相差θ（例えば１／２周期分の位相差、すなわち、θ＝π（１８０°））だけシフトさせたパルス幅変調信号ＰＷＭ２（及びその論理レベルを反転させた反転パルス幅変調信号ＰＷＭ２Ｂ）を出力する。
　信号切替部１０９は、ゼロクロス信号ＺＸに応じて、パルス幅変調信号ＰＷＭ及び反転パルス幅変調信号ＰＷＭＢの出力先を切り替える。
　例えば、ＺＸ＝Ｈであるときには、Ｓ１１＝ＰＷＭとなり、Ｓ１２＝Ｌ固定となり、Ｓ１３＝ＰＷＭＢとなる。このような信号切替により、交流電圧が正極性であるとき（ＺＸ＝Ｈ）には、トランジスタＭ１１と双方向スイッチＳＷ１が相補的にオン／オフされ、トランジスタＭ１２が常時オフされる。
　一方、ＺＸ＝Ｌであるときには、Ｓ１１＝Ｌ固定となり、Ｓ１２＝ＰＷＭＢとなり、Ｓ１３＝ＰＷＭとなる。このような信号切替により、交流電圧が負極性であるとき（ＺＸ＝Ｌ）には、トランジスタＭ１２と双方向スイッチＳＷ１が相補的にオン／オフされ、トランジスタＭ１１が常時オフされる。
　信号切替部１１０は、ゼロクロス信号ＺＸに応じて、パルス幅変調信号ＰＷＭ２及び反転パルス幅変調信号ＰＷＭ２Ｂの出力先を切り替える。
　例えば、ＺＸ＝Ｈであるときには、Ｓ２１＝ＰＷＭとなり、Ｓ２２＝Ｌ固定となり、Ｓ２３＝ＰＷＭＢとなる。このような信号切替により、交流電圧が正極性であるとき（ＺＸ＝Ｈ）には、トランジスタＭ２１と双方向スイッチＳＷ２が相補的にオン／オフされ、トランジスタＭ２２が常時オフされる。
　一方、ＺＸ＝Ｌであるときには、Ｓ２１＝Ｌ固定となり、Ｓ２２＝ＰＷＭＢとなり、Ｓ２３＝ＰＷＭとなる。このような信号切替により、交流電圧が負極性であるとき（ＺＸ＝Ｌ）には、トランジスタＭ２２と双方向スイッチＳＷ２が相補的にオン／オフされ、トランジスタＭ２１が常時オフされる。
＜ワイドバンドギャップ半導体（ＳｉＣ、ＧａＮ）の適用＞
　なお、電力変換装置１で用いられる各種のスイッチ素子（図１のトランジスタＭ１～Ｍ４、ないしは、図８（及び図９）のトランジスタＭ１１～Ｍ１２及びＭ２１～Ｍ２２、並びに、双方向スイッチＳＷ１及びＳＷ２）については、少なくともその一つをワイドバンドギャップ半導体（ＳｉＣ系半導体またはＧａＮ系半導体など）で形成するとよい。
　このように、ＳｉＣ系半導体（ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴなど）またはＧａＮ系半導体（ＧａＮ－ＨＥＭＴ［high　electron　mobility　transistor］など）から成るスイッチ素子であれば、Ｓｉ系半導体から成るスイッチ素子と比べて、その出力容量や帰還容量といった寄生容量を低減することができるので、高周波駆動時におけるスイッチング損失の増大を抑制することができる。
　また、上記のスイッチ素子としてＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴを用いれば、低オン抵抗と縦型構造による高い熱伝導率が得られる。従って、大電流・大電力の電力変換装置１を実現することが可能となる。
　また、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴは、ボディダイオードの逆回復電流が小さく、かつ、寄生容量が小さいので、電流の実効値を低く抑えることができ、スイッチ素子やパターンの導通損失、並びに、トランス結合リアクトルの銅損を低減することが可能となる。
　このように、ワイドバンドギャップ半導体から成るスイッチ素子は、高耐圧でありながらも、低オン抵抗・低スイッチング損失であり、かつ、高温時にもその傾向が比較的保持される。そのため、入力電圧及びスイッチ素子への直接印加電圧が高い場合でも、十分に熱的に許容される動作が可能になる。
＜その他の変形例＞
　なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。例えば、バイポーラトランジスタとＭＯＳ電界効果トランジスタとの相互置換や、各種信号の論理レベル反転は任意である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
　本明細書中に開示されている電力変換装置は、民生機器や産業機器だけでなく車載機器などの非常に幅広い分野で利用することが可能である。
　　　１　　電力変換装置
　　　１０　　スイッチ回路（双方向インバータ）
　　　１１～１３　　スイッチ回路部
　　　２０　　駆動回路
　　　２１～２４　　ゲートドライバ
　　　１００　　デジタル制御装置
　　　１０１　　基準信号設定部
　　　１０２　　係数設定部
　　　１０３　　乗算部
　　　１０４　　加算部
　　　１０５　　パルス幅変調部
　　　１０６　　ゼロクロス検出部
　　　１０７　　信号切替部
　　　１０８　　位相シフト部
　　　１０９、１１０　　信号切替部
　　　ＡＣ１、ＡＣ２、ＡＣ１１～ＡＣ１３　　ノード（ＡＣノード）
　　　Ｃ１、Ｃ２、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ２１～Ｃ２３　　コンデンサ
　　　ＤＣ１、ＤＣ２、ＤＣ１１、ＤＣ１２　　ノード（ＤＣノード）
　　　Ｅ１、Ｅ２　　電源
　　　Ｌ１　　インダクタ
　　　Ｌ１１　　リアクトル
　　　Ｌｍ１、Ｌｍ２　　励磁インダクタンス
　　　Ｌｓ１、Ｌｓ２　　漏れインダクタンス
　　　Ｍ１～Ｍ４、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ２１、Ｍ２２　　トランジスタ
　　　ＳＷ１、ＳＷ２　　双方向スイッチ
　　　ＴＣＲ１１　　トランス結合リアクトル
　　　ＴＲ１１　　変圧器
　　　Ｚ１、Ｚ２　　負荷

Claims (12)

  1. 　トランジスタを含むスイッチ回路を備えた電力変換装置の制御主体として用いられる制御装置であって、
    　前記電力変換装置の動作方式に応じて設定される基準信号から、前記スイッチ回路の制御対象電流に所定の係数を乗じた乗算信号を減じ、その演算結果に基づいて前記トランジスタの制御信号を生成することを特徴とする制御装置。
  2. 　前記スイッチ回路がＰＦＣ［power　factor　correction］回路であり、
    　前記基準信号が一定値であり、
    　前記制御対象電流が入力電流である、
    　ことを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
  3. 　前記スイッチ回路がインバータであり、
    　前記基準信号が正弦波状信号であり、
    　前記制御対象電流が出力電流である、
    　ことを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
  4. 　前記スイッチ回路が双方向インバータであり、
    　ＡＣ／ＤＣ変換時には前記基準信号が一定値となり、ＤＣ／ＡＣ変換時には前記基準信号が正弦波状信号となるように、通電方向の切替時に前記基準信号の波形を変更し、
    　前記制御対象電流として、ＡＣ／ＤＣ変換時にもＤＣ／ＡＣ変換時にも前記スイッチ回路の同一ノードに流れる電流を監視しており、ＡＣ／ＤＣ変換時には前記制御対象電流が入力電流となり、ＤＣ／ＡＣ変換時には前記制御対象電流が出力電流となる、
    　ことを特徴とする、請求項１に記載の制御装置。
  5. 　前記入力電流の歪みを打ち消すための変調信号を前記基準信号に重畳することを特徴とする、請求項２または請求項４に記載の制御装置。
  6. 　商用電源から他の負荷に流れる負荷電流の歪みを打ち消すための変調信号を前記基準信号に重畳することを特徴とする、請求項３または請求項４に記載の制御装置。
  7. 　前記基準信号の周波数が前記出力電流に要求される周波数に設定されており、
    　前記係数が前記乗算信号が前記基準信号と比べて無視できる程度に小さくなるように設定されている、
    　ことを特徴とする、請求項３または請求項４に記載の制御装置。
  8. 　第１ＤＣノードと第２ＤＣノードとの間に直列接続された少なくとも２つのコンデンサを含むコンデンサブリッジと；
    　前記第１ＤＣノードと前記第２ＤＣノードとの間に直列接続された２つのトランジスタをそれぞれ含む第１トランジスタブリッジ及び第２トランジスタブリッジと；
    　前記コンデンサブリッジの中点ノードと前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジそれぞれの出力ノードとの間にそれぞれ接続された第１双方向スイッチ及び第２双方向スイッチと；
    　前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジそれぞれの出力ノードに接続された変圧器と；
    　前記変圧器とＡＣノードとの間に接続されたリアクトルと；
    　前記ＡＣノードと前記コンデンサブリッジの中点ノードとの間に接続されたコンデンサと；
    　を備え、
    　前記第１トランジスタブリッジと前記第２トランジスタブリッジを互いに１８０°の位相差で動作させることを特徴とする、双方向インバータ。
  9. 　前記第１トランジスタブリッジ及び前記第２トランジスタブリッジ、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチ、前記変圧器、前記リアクトル、並びに、前記コンデンサは、３相構成であることを特徴とする、請求項８に記載の双方向インバータ。
  10. 　前記変圧器と前記リアクトルは、双方の機能を有するトランス結合リアクトルとして形成されていることを特徴とする、請求項８または請求項９に記載の双方向インバータ。
  11. 　前記トランジスタ、並びに、前記第１双方向スイッチ及び前記第２双方向スイッチは、それぞれ、ワイドバンドギャップ半導体から成ることを特徴とする、請求項８～請求項１０のいずれか一項に記載の双方向インバータ。
  12. 　請求項８～請求項１１のいずれか一項に記載の双方向インバータと、
    　前記双方向インバータの制御主体となる請求項１～請求項７のいずれか一項に記載の制御装置と、
    　を有することを特徴とする、電力変換装置。
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