CN111542999B - 电力变换装置 - Google Patents

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Abstract

控制电路(14)对第1支路(500)至少进行脉冲宽度调制控制，根据直流电容器(4)的直流电压与向负载的输出电压的电压变换比和至少1个阈值的比较，选择对第2支路(600)进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制。

Description

电力变换装置
技术领域
本发明涉及电力变换装置，特别涉及将来自交流电源的输入电力变换为期望的直流电力的电力变换装置。
背景技术
在绝缘的同时将从交流电源供给的交流电力变换为直流电力并供给给直流负载的电力变换装置一般由将交流电力变换为直流电力的电力变换器和使用绝缘变压器来输出期望的直流电力的绝缘型电力变换器这2个变换器构成。对此，提出通过将2个变换器合并为1个变换器实现高效化的电力变换装置(参照例如日本特开2012-249415号公报(专利文献1))。日本特开2012-249415号公报(专利文献1)公开的电力变换装置具备功率因数改善部、电流谐振转换器部以及将电流谐振转换器部的第1开关元件Q1、第2开关元件Q2与功率因数改善部的开关元件共用化的AC/DC转换器电路。通过使开关元件Q1～Q4的导通占空比变化来控制功率因数改善部的输出电压且使开关元件Q1～Q4的开关频率变化来控制AC/DC转换器电路的输出电压，并且根据开关元件Q1～Q4的导通占空比进行开关元件Q1-Q2、Q3-Q4的空载时间控制，改善效率。
参考文献
专利文献
专利文献1：日本特开2012-249415号公报
发明内容
在日本特开2012-249415号公报(专利文献1)记载的电力变换装置中，在仅用频率控制对输出电压进行降压控制的情况下，在某一定的频率以上的区域，针对频率变动的电压变动灵敏度恶化，所以必须使频率变动幅度显著增加。因此，半导体元件以及磁性零件的电力损耗增加。其结果，存在导致电力变换效率的降低，半导体元件以及磁性零件破坏的可能性。
本发明的电力变换装置是在交流电源与负载之间进行电力变换的电力变换装置，具备包括并联连接的第1支路、第2支路、第3支路以及直流电容器的逆变器电路。第1支路具有串联连接的第1半导体元件以及第2半导体元件，作为第1半导体元件以及第2半导体元件的连接点的第1交流端与交流电源的一端连接。第2支路具有串联连接的第3半导体元件以及第4半导体元件。第3支路具有串联连接的第5半导体元件以及第6半导体元件。第5半导体元件以及第6半导体元件的连接点与交流电源的另一端连接。第1半导体元件、第3半导体元件以及第5半导体元件被连接。第2半导体元件、第4半导体元件以及第6半导体元件被连接。本发明的电力变换装置还具备：变压器，具有一端与第1交流端连接且另一端与作为第3半导体元件和第4半导体元件的连接点的第2交流端连接的1次侧绕组及与1次侧绕组磁耦合的2次侧绕组；并联谐振用电抗器，与变压器的1次侧绕组并联地连接；2次侧整流电路，对来自变压器的2次侧绕组的交流输出进行整流；输出平滑电路，设置于2次侧整流电路与负载之间，包括至少1个平滑电容器；以及控制电路，控制逆变器电路。控制电路对第1支路至少进行脉冲宽度调制控制，根据直流电容器的直流电压与向负载的输出电压的电压变换比和至少1个阈值的比较，选择对第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制。
根据本发明，控制电路对第1支路至少进行脉冲宽度调制控制，根据直流电容器的直流电压与向负载的输出电压的电压变换比和至少1个阈值的比较，选择对第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制。由此，能够降低半导体元件以及磁性零件的电力损耗。
附图说明
图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置5000的结构的图。
图2是示出式(6)的电压变换比的特性的图。
图3是用于说明电力变换比的2个阈值的图。
图4是示出实施方式1中的控制方式的图。
图5是交流电源1的电压是正极性的情况下的关于占空比D501和占空比D502的占空比轨迹图。
图6是交流电源1的电压是负极性的情况下的占空比D501和占空比D502的占空比轨迹图。
图7是示出第1控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
图8是示出第1控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
图9是示出满足式(16)的关系的占空比D501以及占空比D502的轨迹以及移相量Dps的图。
图10是示出第3控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
图11是示出第3控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
图12是示出第2控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
图13是示出第2控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
图14是示出承担第1控制方式的多个控制块的图。
图15是示出承担第3控制方式的多个控制块的图。
图16是示出承担第2控制方式的多个控制块的图。
图17是示出生成第3支路300的第5半导体元件301的栅极信号g5以及第6半导体元件302的栅极信号g6的控制块151的图。
图18是示出生成交流电源1的电流指令值iac_ref的控制块152的图。
图19是示出生成占空比D501的指令值D501c、占空比D502的指令值D502c的控制块153的图。
图20是示出生成第1半导体元件501的占空比指令值D1c的控制块154的图。
图21是示出生成第2半导体元件502的占空比指令值D2c的控制块155的图。
图22是示出生成低占空比Dlimit的控制块156的图。
图23是示出生成输出电流的指令值iout_ref的控制块157的图。
图24是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块158的图。
图25是示出生成控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc的控制块159的图。
图26是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块160的图。
图27是示出生成构成第1支路500的半导体元件用的栅极信号g11、g12的控制块165的图。
图28是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块166的图。
图29是示出生成第1半导体元件501的栅极信号g1和第2半导体元件502的栅极信号g2的控制块167的图。
图30是示出生成第3半导体元件601的栅极信号g3和第4半导体元件602的栅极信号g4的控制块168的图。
图31是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块169的图。
图32是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块175的图。
图33是示出生成构成第1支路500的半导体元件用的栅极信号g11、g12的控制块176的图。
图34是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块177的图。
图35是示出实施方式1的变形例1中的控制方式的图。
图36是示出实施方式1的变形例2中的控制方式的图。
图37是示出实施方式1的变形例3中的控制方式的图。
图38是示出实施方式2中的控制方式的图。
图39是示出第4控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的例子的图。
图40是示出第4控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
图41是示出第6控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
图42是示出第6控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
图43是示出第5控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的例子的图。
图44是示出第5控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
图45是示出承担第4控制方式的多个控制块的图。
图46是示出承担第6控制方式的多个控制块的图。
图47是示出承担第5控制方式的多个控制块的图。
图48是示出生成第1半导体元件501的栅极信号g1、第2半导体元件502的栅极信号g2、第5半导体元件301的栅极信号g5、以及第6半导体元件302的栅极信号g6的控制块178的图。
图49是示出实施方式2的变形例1中的控制方式的图。
图50是示出实施方式2的变形例2中的控制方式的图。
图51是示出实施方式2的变形例3中的控制方式的图。
图52是示出变形例的电力变换装置6000的结构的图。
图53是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块161的图。
图54是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块162的图。
图55是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块163的图。
图56是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块164的图。
图57是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块170的图。
图58是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块171的图。
图59是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块172的图。
图60是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块173的图。
图61是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块174的图。
图62是用于说明开关频率fs和移相量Dps的选择方法的图。
图63是示出2次侧整流电路11的变形例的图。
图64是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。
图65是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。
图66是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。
图67是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。
图68是示出输出平滑电路1200的变形例的图。
图69是示出输出平滑电路1200的其他变形例的图。
图70是示出控制电路14的变形例的图。
(符号说明)
1：交流电源；2：功率因数改善用电抗器；4：直流电容器；7：串联谐振用电抗器；8：并联谐振用电抗器；9：变压器；10：串联谐振用电容器；11：2次侧整流电路；13：直流负载；14：控制电路；151～172、175～178：控制块；15、26、29、32、41、49、50、51、54、55、356、357、58、63、849、850、851、854、855：比较器；19、37：选择器；21、40、448：比例控制部；27、30、33、42、52、59、61、64、66、852：多路复用器；20、25、35、39a、47a、47b、47c、47d、47e、68、847a、967：减法器；23、53、853：加法器；36、69、48、840：PI控制部；962、964：绝对值输出部；44、45、844、845、968：乘法器；39b、46、846、965、966、969：除法器；56、856：逻辑与电路；300：第3支路；301：第5半导体元件；302：第6半导体元件；500：第1支路；501：第1半导体元件；502：第2半导体元件；600：第2支路；601：第3半导体元件；602：第4半导体元件；655：逆变器电路；675：第1电压检测器；676：第2电压检测器；677：第3电压检测器；678：第1电流检测器；679：第2电流检测器；57、857、979：逻辑非电路；745：处理器；746：存储器；1200：输出平滑电路；1201：第1输出平滑用电容器；1202：输出平滑用电抗器；1203：第2输出平滑用电容器；5000、6000：电力变换装置；C、C1、C2、C3：电容器；L1、L2：电感器。
具体实施方式
以下，参照附图，说明实施方式。
实施方式1.
实施方式1的电力变换装置应用于以电动车辆的充电器为中心的电源系统。
(电力变换装置的结构)
图1是示出实施方式1所涉及的电力变换装置5000的结构的图。
电力变换装置5000将从交流电源1供给的交流电力变换为直流电力，将直流电力输出给直流负载13。
电力变换装置5000具备功率因数改善用电抗器2、直流电容器4、第3支路300、逆变器电路655、串联谐振用电抗器7、并联谐振用电抗器8、变压器9、串联谐振用电容器10、2次侧整流电路11以及输出平滑电路1200。逆变器电路655具备第1支路500和第2支路600。
交流电源1是商用交流系统或者自家发电机等。
直流负载13例如是车辆行驶用的高压电池或者作为车辆电气安装件的电源的铅电池。直流负载13也可以是需要与其他交流输入绝缘的直流负载，例如也可以由电双层电容器(EDLC：Electric Double Layer Capacitor)构成。
第1支路500、第2支路600、第3支路300以及直流电容器4被并联连接。
第1支路500具备串联地连接的第1半导体元件501和第2半导体元件502。第2支路600具备串联地连接的第3半导体元件601和第4半导体元件602。第3支路300具备串联地连接的第5半导体元件301和第6半导体元件302。
第1半导体元件501、第3半导体元件601以及第5半导体元件301被连接。第2半导体元件502、第4半导体元件602以及第6半导体元件302被连接。
第1半导体元件501与第4半导体元件602位于对角。第2半导体元件502与第3半导体元件601位于对角。通过将包含于第1支路500以及第2支路600的位于对角的关系的2个半导体元件设为导通状态，对变压器9的1次侧端子施加矩形波电压，向直流负载13传送电力。
如图1所示，对第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602分别反并联地连接二极管，并且并联地连接有电容器。与半导体元件反并联地连接的二极管既可以使用外置的二极管，也可以使用半导体元件的体二极管。另外，关于与半导体元件并联地连接的电容器，也可以使用外置的电容器，还可以使用半导体元件的寄生电容器。
作为第1半导体元件501以及第2半导体元件502的连接点的第1交流端ND1经由功率因数改善用电抗器2，与交流电源1的一端连接。第3半导体元件601以及第4半导体元件602在第2交流端ND2连接。作为第5半导体元件301以及第6半导体元件302的连接点的第3交流端ND3与交流电源1的另一端连接。
功率因数改善用电抗器2是一端与交流电源1连接，另一端与逆变器电路655连接的减流电抗器。功率因数改善用电抗器2既可以与交流电源1的其他端子侧连接，也可以在交流电源1的两端分别分散地连接。
将相对变压器9与交流电源1连接的一侧称为1次侧，将相对变压器9与直流负载13连接的一侧称为2次侧而进行说明。
变压器9的一次侧绕组的一端经由串联谐振用电抗器7与第1交流端ND1连接。变压器9的一次侧绕组的另一端经由串联谐振用电容器10与第2交流端ND2连接。变压器9的2次侧绕组与1次绕组磁耦合。
并联谐振用电抗器8与变压器9的一次侧绕组并联地连接。
由串联谐振用电抗器7、并联谐振用电抗器8以及串联谐振用电容器10构成谐振电路。
2次侧整流电路11对来自变压器9的2次侧绕组的交流输出进行整流。2次侧整流电路11具备多个二极管。
输出平滑电路1200配置于2次侧整流电路11与直流负载13之间。输出平滑电路1200包括并联地连接的第1输出平滑用电容器1201以及第2输出平滑用电容器1203。输出平滑电路1200具备在第1输出平滑用电容器1201与第2输出平滑用电容器1203之间配置的输出平滑用电抗器1202。
电力变换装置5000具备第1电压检测器675、第2电压检测器676、第3电压检测器677、第1电流检测器678以及第2电流检测器679。
第1电压检测器675检测直流电容器4的直流电压Vdc。第2电压检测器676通过检测第2输出平滑用电容器1203的两端的电压，检测输出电压Vout。第3电压检测器677检测交流电源1的电压vac。第1电流检测器678检测交流电源1的电流iac。第2电流检测器679检测输出电流iout。
将各个电压和电流的检测值供给给控制电路14，控制电路14进行运算。控制电路14将这些运算结果分别输出给半导体元件301～302、501～502、601～602的栅极端子。
根据从交流电源1输入的电压的极性，第5半导体元件301和第6半导体元件302的导通状态和截止状态切换。具体而言，在交流电源1的电压vac是正极性的期间，第6半导体元件302成为导通状态，第5半导体元件301成为截止状态。另一方面，在交流电源1的电压vac是负极性的期间，第5半导体元件301成为导通状态，第6半导体元件302成为截止状态。
第5半导体元件301以及第6半导体元件302是有源半导体。有源半导体通过进行同步整流，降低导通损耗。此外，作为第5半导体元件301以及第6半导体元件302，不限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET(Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也可以使用SiC(Silicon Carbide，碳化硅)-MOSFET、GaN(Gallium Nitride，氮化镓)-FET、或者GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)等有源半导体。
在电力变换装置5000中，输入功率因数成为1的交流电源1的电压vac和电流iac通过式(1)以及式(2)表示。交流电源1的电力pac通过式(3)表示，被传送给直流负载13。此时，在设为直流负载13被控制为一定的输出电压Vout时，用式(4)表示供给给直流负载13的输出电流iout。在此，式(1)～式(4)内的ω是交流电源1的电压vac以及电流iac的角频率，用式(5)表示。将交流电源1的电压vac以及电流iac的周期设为Tac。如从式(4)可知，通过电力变换装置5000流入到直流负载13的电流具有交流电源1的电流iac的角频率ω的2倍的角频率的脉动分量。
[数学式1]
Figure BDA0002543176590000111
Figure BDA0002543176590000112
Pac＝Vac·Iac(1-cos2ωt) …(3)
Figure BDA0002543176590000113
Figure BDA0002543176590000114
叙述由串联谐振用电抗器7、并联谐振用电抗器8以及串联谐振用电容器10构成的谐振电路的特性。通过使用谐振电路，用式(6)表示输出电压Vout相对直流电容器4的电压Vdc的比、即电压变换比M。
[数学式2]
Figure BDA0002543176590000115
式(6)中的n是变压器9的1次匝数N1相对2次匝数N2的比，用式(7)表示。式(6)中的fr是根据串联谐振用电抗器7的电感(Lr)和串联谐振用电容器10的电容(Cr)计算的谐振频率，用式(8)表示。式(6)中的k是并联谐振用电抗器8的电感(Lm)相对串联谐振用电抗器7的电感(Lr)的比，用式(9)表示。式(6)中的Q是谐振锐度，用式(10)表示。式(6)中的fs是半导体元件501～502、601～602的开关频率。
[数学式3]
Figure BDA0002543176590000121
Figure BDA0002543176590000122
Figure BDA0002543176590000123
Figure BDA0002543176590000124
图2是示出式(6)的电压变换比的特性的图。图2的横轴示出开关频率fs相对谐振频率fr的比、即标准化频率。纵轴示出电压变换比。如图2所示，在标准化频率小于1的区域，能够得到比匝数比n高的电压变换比。如图2所示，除了各个负载的谐振峰值点以外，针对1个电压变换比，存在2个对应的开关频率。在本实施方式的电力变换装置5000中，选定2个开关频率中的、成为更大的值的开关频率。此外，也可以选定2个开关频率中的、成为更小的值的开关频率。
如图2所示，在标准化频率小于1的区域，相对标准化频率的电压变换比的灵敏度高。另一方面，在标准化频率是1以上的区域，得到匝数比n的倒数(1/n)以下的电压变换比，相对标准化频率的电压变换比的灵敏度恶化。因此，在仅用频率调制控制对输出电压Vout在宽范围进行降压控制的情况下，必须使频率变动幅度显著增加。其结果，由于半导体元件以及磁性零件的电力损耗增加，存在导致电力变换效率的降低，半导体元件以及磁性零件破坏的可能性。
因此，本实施方式的电力变换装置5000关于第2支路600，根据任意地设定的电压变换比的目标值和阈值的比较，除了脉冲宽度调制控制以外，选择并执行脉冲频率调制控制以及移相控制中的至少一方的控制，从而同时执行高功率因数控制和输出控制。其结果，无需使频率变动幅度显著地增加，能够进行宽范围的电压控制。
图3是用于说明电力变换比的2个阈值的图。
例如，阈值TH1以及阈值TH2能够如以下所述设定。
[数学式4]
TH1＝n …(11)
TH2＝0.7·n …(12)
图4是示出实施方式1中的控制方式的图。
在实施方式1中，用构成第1支路500的第1半导体元件501和第2半导体元件502进行高功率因数控制，用构成第2支路600的第3半导体元件601和第4半导体元件进行输出控制，用构成第3支路300的第5半导体元件301和第6半导体元件302，根据交流电源1的电压的极性进行整流动作。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH1的区域，根据第1控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH1以下并且大于阈值TH2的区域，根据第2控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH2以下的区域，根据第3控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
在实施方式1中，通过使用第2控制方式，能够抑制发生损耗。首先，为了使逆变器电路655动作，必须脉冲宽度调制控制。进而，在需要针对输入电压降低输出电压时，仅在频率调制控制下需要无限地高频化，成为损耗过多的主要原因。另一方面，在移相控制中，也在移相量无限地增加时，无效电力变得过大而成为损耗过多的主要原因。由此，通过组合3种调制控制，能够进行适合的控制。进而，在实施方式1中，能够在窄的频带中进行电压控制。另外，在实施方式1中，关于移相，考虑相对输入电压降低输出电压，在电力变换比小的区域使用移相。
(第3支路300的整流控制)
控制电路14通过使第5半导体元件301导通的定时和第6半导体元件302导通的定时反转，使第3支路300执行整流动作。
控制电路14根据从交流电源1输入的电压的极性，切换第5半导体元件301和第6半导体元件302的导通状态和截止状态。具体而言，控制电路14在交流电源1的电压vac是正极性的期间，将第6半导体元件302设为导通状态，并且将第5半导体元件301设为截止状态。另一方面，控制电路14在交流电源1的电压vac是负极性的期间，将第5半导体元件301设为导通状态，将第6半导体元件302设为截止状态。
(第1支路500以及第2支路600的控制)
控制电路14通过使用脉冲宽度调制控制，控制构成第1支路500的第1半导体元件501和第2半导体元件502，将交流电源1的电流iac控制为高功率因数。
电力变换装置5000具有无桥整流器的结构，所以必须根据交流电源1的电压vac的极性，切换占空比。
如下式那样，定义第1支路500的占空比D501以及占空比D502。
[数学式5]
Figure BDA0002543176590000141
Figure BDA0002543176590000142
式(13)和式(14)内的Vdc是直流电容器4的电压。
图5是交流电源1的电压是正极性的情况下的关于占空比D501和占空比D502的占空比轨迹图。在零相位和半周期(π)相位中，交流电源1的电压是零，所以占空比D501成为无限地接近零的值，占空比D502成为无限地接近1的值。
控制电路14在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，用式(13)的占空比D501使第1半导体元件501开关，用式(14)的占空比D502控制第2半导体元件502。
图6是交流电源1的电压是负极性的情况下的占空比D501和占空比D502的占空比轨迹图。在零相位和半周期(π)相位中，交流电源1的电压是零，所以占空比D501成为无限地接近1的值，占空比D502成为无限地接近零的值。
控制电路14在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，用式(14)的占空比使第1半导体元件501开关，用式(13)的占空比使第2半导体元件502开关。
在此，如式(15)、图5以及图6所示，在占空比D501和占空比D502之中，将更小的占空比定义为低占空比Dlimit。
[数学式6]
Figure BDA0002543176590000151
关于第1半导体元件501和第2半导体元件502，与任意地设定的电压变换比的阈值和电压变换比的目标值的大小关系无关地，根据交流电源1的电压极性切换占空比并且生成栅极信号，从而使用脉冲宽度调制控制进行高功率因数控制。此外，在各个半导体元件中，不限于IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也可以使用SiC(Silicon Carbide，碳化硅)-MOSFET、GaN(Gallium Nitride，氮化镓)-FET、GaN-HEMT(High Electron Mobility Transistor，高电子迁移率晶体管)。
以下，针对每个控制方式，更详细地说明控制的内容。
(第1控制方式)
图7是示出第1控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
使用脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，对第1半导体元件501以及第2半导体元件502进行高功率因数控制。使用脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，对第3半导体元件601以及第4半导体元件602进行输出控制。
在图7所示的动作中，第1半导体元件501导通的定时和第4半导体元件602导通的定时同步，第2半导体元件502截止的定时和第3半导体元件601截止的定时同步。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
图8是示出第1控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
在图8所示的动作中，第1半导体元件501的栅极脉冲的中心相位和第4半导体元件602的栅极脉冲的中心相位同步，第2半导体元件502的栅极脉冲的中心相位和第3半导体元件601的栅极脉冲的中心相位同步。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
通过如图7和图8所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
(第3控制方式)
在移相控制中，使第2支路600的相位相对第1支路500的相位错开移相量Dps。在此，为了与第1支路500的占空比D501以及占空比D502对应，将移相量表示为占空比。
在电力变换装置5000中，需要移相量Dps始终低于占空比D501以及占空比D502。即，如式(15)所示，移相量Dps必须始终低于在占空比D501和占空比D502之中更小的占空比Dlimit。该关系能够用式(16)表示。
[数学式7]
Figure BDA0002543176590000171
图9是示出满足式(16)的关系的占空比D501以及占空比D502的轨迹以及移相量Dps的图。在图9中，横轴是交流电源1的电压vac的相位。在零相位附近，低占空比Dlimit在原理上无限地接近零，所以无法满足式(16)的关系。
因此，为了将移相量始终设为占空比Dlimit以下，在控制中使用用式(17)表示的控制用移相量Dps_limit。
[数学式8]
Dps_limit＝min(Dps，Dlimit} …(17)
在由控制电路14求出的移相量Dps是Dlimit以下的情况下，使用移相量Dps来控制。在由控制电路14求出的移相量Dps超过Dlimit的情况下，使用Dlimit来控制。
通过如上所述进行控制，与交流电源1的电压vac的相位无关地，控制用移相量Dps_limit能够始终设为可变的上限的占空比Dlimit以下。
图10是示出第3控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
在图10所示的动作中，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时和第4半导体元件602导通的定时同步，第2半导体元件502截止的定时和第3半导体元件601截止的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件的方式控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
图11是示出第3控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
在图11所示的动作中，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时和第3半导体元件601导通的定时同步，第2半导体元件502导通的定时和第4半导体元件602导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件的方式控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
通过如图10和图11所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
(第2控制方式)
图12是示出第2控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的例子的图。
在图12所示的动作中，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时和第4半导体元件602导通的定时同步，第2半导体元件502截止的定时和第3半导体元件601截止的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
图13是示出第2控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的栅极脉冲的其他例子的图。
在图13所示的动作中，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时和第3半导体元件601导通的定时同步，第2半导体元件502导通的定时和第4半导体元件602导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度和第3半导体元件601的脉冲宽度相等，第2半导体元件502的脉冲宽度和第4半导体元件602的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601以及第4半导体元件602。
通过如图12和图13所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
如以上说明那样，控制电路14对第3半导体元件601以及第4半导体元件602除了脉冲宽度调制控制之外，还生成基于频率调制控制和移相控制的至少一方的栅极信号，进行输出控制。此外，在各个半导体元件中，不限于IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)，也可以使用SiC(Silicon Carbide，碳化硅)-MOSFET、GaN(Gallium Nitride，氮化镓)-FET、GaN-HEMT(High Electron MobilityTransistor，高电子迁移率晶体管)。
(控制电路)
控制电路14具备多个控制块。电力变换装置5000具有输入电力pac(Iac×Vac×功率因数)成为恒定的恒定电力(Constant Power：CP)控制模式和输出电流iout成为恒定的恒定电流(CC：Constant Current：CC)控制模式。
图14是示出承担第1控制方式的多个控制块的图。
控制块151在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，使第5半导体元件301的栅极信号g5成为低电平，使第5半导体元件301截止，使第6半导体元件302的栅极信号g6成为高电平，使第6半导体元件302导通。控制块151在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，使第5半导体元件301的栅极信号g5成为高电平，使第5半导体元件301导通，使第6半导体元件302的栅极信号g6成为低电平，使第6半导体元件302截止。
控制块152在CP控制模式中，将从外部提供的CP控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cp作为交流电源1的电流指令值iac_ref输出。控制块152在CC控制模式中，将对反馈量进行比例积分控制而得到的CC控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cp作为交流电源1的电流指令值iac_ref输出，该反馈量是通过从直流电容器4的电压指令值Vdc_ref减去直流电容器4的直流电压Vdc求出的。
控制块153根据交流电源1的电压vac、交流电源1的实效电压Vac、交流电源1的电流iac、交流电源1的电流指令值iac_ref、直流电容器4的直流电压Vdc、直流电容器4的直流电压指令值Vdc_ref，生成占空比D501的指令值D501c和占空比D502的指令值D502c。
控制块154在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，将占空比D501的指令值D501c作为第1半导体元件501的占空比的指令值D1c输出。控制块154在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，将占空比D502的指令值D502c作为第1半导体元件501的占空比的指令值D1c输出。
控制块155在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，将占空比D502的指令值D502c作为第2半导体元件502的占空比的指令值D2c输出。控制块155在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，将占空比D501的指令值D501c作为第2半导体元件502的占空比的指令值D2c输出。
控制块157在CC控制模式中，将从外部提供的CC控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cc作为输出电流的电流指令值iout_ref输出。控制块157在CP控制模式中，将对反馈量进行比例积分控制而得到的CP控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cc作为输出电流的电流指令值iout_ref输出，该反馈量是通过从直流电容器4的电压指令值Vdc_ref减去直流电容器4的直流电压Vdc求出的。
控制块169通过从控制块157输出的输出电流的指令值iout_ref减去输出电流iout来计算差电流，并对差电流进行比例控制，输出开关频率的指令值fs_ref。
控制块165在从控制块153输出的占空比D502的指令值D502c小于具有从控制块169输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，使第1支路用的第1栅极信号g11成为高电平，使第1支路用的第2栅极信号g12成为低电平。控制块165在从控制块153输出的占空比D502的指令值D502c是具有从控制块169输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，使第1支路用的第1栅极信号g11成为低电平，使第1支路用的第2栅极信号g12成为高电平。
控制块175在从控制块153输出的占空比D501的指令值D501c小于具有从控制块169输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，使第2支路用的第1栅极信号g21成为高电平，使第2支路用的第2栅极信号g22成为低电平。控制块175在从控制块153输出的占空比D501的指令值D501c是具有从控制块169输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，使第2支路用的第1栅极信号g21成为低电平，使第2支路用的第2栅极信号g22成为高电平。
控制块167在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，将第1支路用的第1栅极信号g11作为第1半导体元件501的栅极信号g1输出，将第1支路用的第2栅极信号g12作为第2半导体元件502的栅极信号g2输出。控制块167在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，将第1支路用的第2栅极信号g12作为第1半导体元件501的栅极信号g1输出，将第1支路用的第1栅极信号g11作为第2半导体元件502的栅极信号g2输出。
控制块168在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，将第2支路用的第1栅极信号g21作为第3半导体元件601的栅极信号g3输出，将第2支路用的第2栅极信号g22作为第4半导体元件602的栅极信号g4输出。控制块168在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22作为第3半导体元件601的栅极信号g3输出，将第2支路用的第1栅极信号g21作为第4半导体元件602的栅极信号g4输出。
图15是示出承担第3控制方式的多个控制块的图。
第3控制方式的多个控制块与第1控制方式的多个控制块相异的方面是，在第3控制方式的多个控制块中，代替控制块169而包括控制块156、158、159，代替控制块165、175而包括控制块176、177的方面。
控制块156在第1半导体元件501的占空比的指令值D1c小于第2半导体元件502的占空比的指令值D2c的情况下，将第1半导体元件501的占空比的指令值D1c作为低占空比Dlimit输出。控制块156在第1半导体元件501的占空比的指令值D1c是第2半导体元件502的占空比的指令值D2c以上的情况下，将第2半导体元件502的占空比的指令值D2c作为低占空比Dlimit输出。
控制块158输出通过对从输出电流的指令值iout_ref减去输出电流iout而得到的作为反馈量的差电流进行比例控制而得到的移相量Dps的指令值Dpsc。
控制块159在低占空比Dlimit是指令值Dpsc以上的情况下，将指令值Dpsc作为控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc输出。控制块159在低占空比Dlimit小于指令值Dpsc的情况下，将低占空比Dlimit作为控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc输出。
控制块176在占空比D502的指令值D502c小于具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波的情况下，使第1支路用的第1栅极信号g11成为高电平，使第1支路用的第2栅极信号g12成为低电平。控制块176在占空比D502的指令值D502c是具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波以上的情况下，使第1支路用的第1栅极信号g11成为低电平，使第1支路用的第2栅极信号g12成为高电平。
控制块177求出第2半导体元件502的占空比的指令值D2c(交流电源1的电压vac是正极性的情况)或者第1半导体元件501的占空比的指令值D1c(交流电源1的电压vac是负极性的情况)与从控制块159输出的控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc之和W。
控制块177在具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波是指令值Dps_limitc以上、并且和W是具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波以上的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为高电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为低电平。控制块177在具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波是指令值Dps_limitc以上、并且和W小于具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。控制块177在具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波小于指令值Dps_limitc、并且和W是具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波以上的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。控制块177在具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波小于指令值Dps_limitc、并且和W小于具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。
图16是示出承担第2控制方式的多个控制块的图。
第2控制方式的多个控制块与第1控制方式的多个控制块相异的方面是，在第2控制方式的多个控制块中，代替控制块169而包括控制块156、158、159、160，代替控制块175而包括控制块166的方面。
控制块156、158、159与在第3控制方式中说明的部分相同，所以不重复。
控制块160将通过对输出电压Vout和输出电流iout进行乘法而得到的输出电力PW1除以通过对交流电源1的实效电压Vac和交流电源1的实效电流Iac进行乘法而得到的输入电力PW2，从而求出变换效率η。在控制块160中，作为通过对预先决定的目标效率ηref和变换效率η进行减法而得到的反馈量，对差效率Sη进行比例积分，输出开关频率的指令值fs_ref。
控制块166求出第2半导体元件502的占空比的指令值D2c(交流电源1的电压vac是正极性的情况)或者第1半导体元件501的占空比的指令值D1c(交流电源1的电压vac是负极性的情况)与从控制块159输出的控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc之和W。
控制块166在具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波是指令值Dps_limitc以上、并且和W是具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为高电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为低电平。控制块166在具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波是指令值Dps_limitc以上、并且和W小于具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。控制块166在具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波小于指令值Dps_limitc、并且和W是具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。控制块166在具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波小于指令值Dps_limitc、并且和W小于具有从控制块160输出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，将第2支路用的第2栅极信号g22设定为低电平，将第1支路用的第1栅极信号g11设定为高电平。
图17是示出生成第3支路300的第5半导体元件301的栅极信号g5以及第6半导体元件302的栅极信号g6的控制块151的图。
控制块151具备比较器15和逻辑非电路979。比较器15比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压。逻辑非电路979接受比较器15的输出。从比较器15输出第6半导体元件302的栅极信号g6。从逻辑非电路979输出第5半导体元件301的栅极信号g5。
说明控制块151的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压vac是正极性的情况下，比较器15的输出成为高电平。其结果，第6半导体元件302的栅极信号g6成为高电平，第6半导体元件302成为导通。进而，比较器15的输出被输入到逻辑非电路979，所以第5半导体元件301的栅极信号g5成为低电平，第5半导体元件301成为截止。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压是负极性的情况下，比较器的输出15成为低电平。其结果，第6半导体元件302的栅极信号成为低电平，第6半导体元件302成为截止。进而，比较器15的输出被输入到逻辑非电路979，所以第5半导体元件301的栅极信号成为高电平，第5半导体元件301成为导通。
图18是示出生成交流电源1的电流指令值iac_ref的控制块152的图。
控制块152具备减法器68、PI控制部69以及选择器18。
减法器68通过从直流电容器的电压指令值Vdc_ref减去由第1电压检测器675检测出的直流电容器4的直流电压Vdc，求出反馈量。
PI控制部68通过对减法器68的输出进行比例积分控制，输出CC控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cc。
选择器18接受从PI控制部68输出的CC控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cc和CP控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cp。在此，电流指令值iac_ref_cp是预先决定的目标电流实效值。也可以代替选择器18，而使用多路复用器。
说明控制块152的动作。
在CP控制模式中，用选择器18选择CP控制模式用的交流电源1的电流指令值iac_ref_cp，作为交流电源1的电流指令值iac_ref输出。
在CC控制模式中，用选择器18选择由减法器68以及PI控制部69求出的电流指令值iac_ref_cc，作为交流电源1的电流指令值iac_ref输出。
图19是示出生成占空比D501的指令值D501c、占空比D502的指令值D502c的控制块153的图。
控制块153具备除法器969、乘法器968、绝对值输出部964、绝对值输出部963、减法器20、比例控制部21、除法器965、绝对值输出部962、减法器967、除法器966、加法器23以及减法器25。
除法器969输出将从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac除以交流电源1的实效电压Vac而得到的值。
乘法器968通过对交流电源1的电流指令值iac_ref和除法器969的输出进行乘法，生成与交流电源1的正弦波的电压vac成为同相位的关系的交流电源1的目标正弦波电流波形。
绝对值输出部964输出交流电源1的目标正弦波电流波形的绝对值。
绝对值输出部963输出从第1电流检测器678得到的交流电源1的电流iac的绝对值。
减法器20将从绝对值输出部964输出的目标正弦波电流波形的绝对值和从绝对值输出部963输出的交流电源1的电流iac的绝对值的电流差，计算为反馈量。
比例控制部21对从减法器20输出的反馈量进行比例控制。
除法器965将比例控制部21的输出除以直流电容器4的直流电压Vdc。
绝对值输出部962输出从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac的绝对值。
减法器967计算直流电容器4的电压的目标值Vdc_ref和从绝对值输出部962输出的交流电源1的电压vac的绝对值的差。
除法器966通过将减法器967的输出除以直流电容器4的电压的目标值Vdc_ref，计算用式(14)表示的前馈项。
加法器23通过对从除法器966输出的前馈项和从除法器965输出的值进行加法，输出占空比D502的指令值D502c。
减法器25通过从数值“1”减去占空比D502的指令值D502c，输出占空比D501的指令值D501c。
图20是示出生成第1半导体元件501的占空比指令值D1c的控制块154的图。
控制块154具备多路复用器(MUX)27和比较器26。
比较器26比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)27接受占空比D501的指令值D501c和占空比D502的指令值D502c。多路复用器(MUX)27依照比较器26的输出信号，将输入的任一方的指令值作为第1半导体元件501的占空比的指令值D1c输出。
说明控制块154的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压vac是正极性的情况下，比较器26的输出成为高电平。多路复用器(MUX)27将占空比D501的指令值D501c作为第1半导体元件501的占空比的指令值D1c输出。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压vac是负极性的情况下，比较器26的输出成为低电平。多路复用器(MUX)27将占空比D502的指令值D502c作为第1半导体元件501的占空比的指令值D1c输出。
图21是示出生成第2半导体元件502的占空比指令值D2c的控制块155的图。
控制块155具备多路复用器(MUX)30和比较器29。
比较器29比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)30接受占空比D501的指令值D501c和占空比D502的指令值D502c。多路复用器(MUX)30依照比较器29的输出信号，将输入的任一方的指令值作为第2半导体元件502的占空比的指令值D2c输出。
说明控制块155的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压vac是正极性的情况下，比较器29的输出29成为高电平。多路复用器(MUX)30将占空比D502的指令值D502c作为第2半导体元件502的占空比的指令值D2c输出。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的电压vac是负极性的情况下，比较器29的输出成为低电平。多路复用器(MUX)30将占空比D501的指令值D501c作为第2半导体元件502的占空比的指令值D2c输出。
图22是示出生成低占空比Dlimit的控制块156的图。
控制块156具备比较器32和多路复用器(MUX)33。
比较器32比较第2半导体元件502的占空比的指令值D2c和第1半导体元件501的占空比的指令值D1c，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)33接受第2半导体元件502的占空比的指令值D2c和第1半导体元件501的占空比的指令值D1c。多路复用器(MUX)33依照比较器32的输出信号，将输入的任一方的指令值作为低占空比Dlimit输出。
说明控制块156的动作。
在第1半导体元件501的占空比的指令值D1c小于第2半导体元件502的占空比的指令值D2c的情况下，比较器的输出32成为高电平。多路复用器(MUX)33将第1半导体元件501的占空比的指令值D1c作为低占空比Dlimit输出。
另一方面，在第1半导体元件501的占空比的指令值D1c是第2半导体元件502的占空比的指令值D2c以上的情况下，比较器的输出32成为低电平。多路复用器(MUX)33将第2半导体元件502的占空比的指令值D2c作为低占空比Dlimit输出。
图23是示出生成输出电流的指令值iout_ref的控制块157的图。
控制块157具备减法器35、PI控制部36以及选择器37。
减法器35通过从直流电容器的电压指令值Vdc_ref减去由第1电压检测器675检测出的直流电容器4的直流电压Vdc，求出反馈量。
PI控制部36通过对减法器35的输出进行比例积分控制，输出CP控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cp。
选择器37接受从PI控制部36输出的CP控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cp和CC控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cc。在此，电流指令值iout_ref_cc是预先决定的目标电流实效值。也可以代替选择器37，使用多路复用器。
说明控制块157的动作。
在CC控制模式中，用选择器37选择CC控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cc，作为输出电流的电流指令值iout_ref输出。
在CP控制模式中，用选择器37选择由减法器35以及PI控制部36求出的CP控制模式用的输出电流的电流指令值iout_ref_cp，作为输出电流的电流指令值iout_ref输出。
图24是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块158的图。
控制块158具备减法器39a和比例控制部40。
减法器39a通过从图23的控制块157输出的输出电流的指令值iout_ref减去由第2电流检测器679检测出的输出电流iout，计算作为反馈量的差电流。
比例控制部40通过对差电流进行比例控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。
图25是示出生成控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc的控制块159的图。
控制块159具备比较器41和多路复用器(MUX)42。
比较器41比较由图22的控制块156计算出的低占空比Dlimit和由图24的控制块158计算出的移相量Dps的指令值Dpsc，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)42接受低占空比和指令值Dpsc。多路复用器(MUX)42依照比较器41的输出信号，将输入的任一方作为控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc输出。
说明控制块159的动作。
在低占空比Dlimit是指令值Dpsc以上的情况下，比较器41的输出成为高电平。多路复用器(MUX)42将指令值Dpsc作为控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc输出。
另一方面，在低占空比Dlimit小于指令值Dpsc的情况下，比较器41的输出成为低电平。多路复用器(MUX)42将低占空比Dlimit作为控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc输出。
图26是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块160的图。
控制块160具备乘法器44、乘法器45、除法器46、减法器47a以及PI控制部48。
乘法器44通过对从第2电压检测器676得到的输出电压Vout和从第2电流检测器679得到的输出电流iout进行乘法，输出输出电力PW1。
乘法器45通过对从第3电压检测器677得到的交流电源1的实效电压Vac和从第1电流检测器678得到的交流电源1的实效电流Iac进行乘法，输出输入电力PW2。
除法器46通过将输出电力PW1除以输入电力PW2，输出变换效率η。
减法器47a通过对预先决定的目标效率ηref和从除法器46输出的变换效率η进行减法，作为反馈量计算差效率Sη。
PI控制部48对差效率Sη进行比例积分控制，输出开关频率的指令值fs_ref。此外，输入电力PW2是考虑输入功率因数的有效电力。
图27是示出生成构成第1支路500的半导体元件用的栅极信号g11、g12的控制块165的图。
控制块165具备比较器49和比较器50。
比较器49比较具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波和由图19的控制块153计算出的占空比D502的指令值D502c，根据比较结果，设定第1支路用的第1栅极信号g11的电平。
比较器50比较由图19的控制块153计算出的占空比D502的指令值D502c和具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波，根据比较结果，设定第1支路用的第2栅极信号g12的电平。
说明控制块165的动作。
在占空比D502的指令值D502c小于具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，比较器49输出的第1支路用的第1栅极信号g11成为高电平，比较器50输出的第1支路用的第2栅极信号g12成为低电平。
另一方面，在占空比D502的指令值D502c是具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，比较器49输出的第1支路用的第1栅极信号g11成为低电平，比较器50输出的第1支路用的第2栅极信号g12成为高电平。
图28是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块166的图。
控制块166具备比较器51、多路复用器(MUX)52、加法器53、比较器54、比较器55、逻辑与电路56以及逻辑非电路57。
在从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是正极性的情况下，比较器51的输出成为高电平。多路复用器(MUX)52输出第2半导体元件502的占空比的指令值D2c。
另一方面，在从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是负极性的情况下，比较器51的输出成为低电平。多路复用器(MUX)52输出第1半导体元件501的占空比的指令值D1c。
加法器53对从控制块159输出的控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc和多路复用器(MUX)52的输出值进行加法，计算运算值。
比较器54比较具有由控制块160计算出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波和指令值Dps_limitc，输出比较结果OP1。
比较器54比较具有由控制块160计算出的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波和加法器53的输出值，输出比较结果OP2。
逻辑与电路56取比较结果OP1和比较结果OP2的逻辑与，输出第2支路用的第2栅极信号g22。
逻辑非电路57使比较结果OP1和比较结果OP2的逻辑与反转，输出第2支路用的第1栅极信号g21。
图29是示出生成第1半导体元件501的栅极信号g1和第2半导体元件502的栅极信号g2的控制块167的图。
控制块167具备比较器58、多路复用器59以及多路复用器61。
比较器58比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)59接受第1支路用的第1栅极信号g11和第1支路用的第2栅极信号g12。多路复用器(MUX)59依照比较器58的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第1半导体元件501的栅极信号g1输出。
多路复用器(MUX)61接受第1支路用的第1栅极信号g11和第1支路用的第2栅极信号g12。多路复用器(MUX)61依照比较器58的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第2半导体元件502的栅极信号g2输出。
说明控制块167的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是正极性的情况下，比较器58的输出成为高电平。多路复用器(MUX)59将第1支路用的第1栅极信号g11作为第1半导体元件501的栅极信号g1输出。多路复用器(MUX)61将第1支路用的第2栅极信号g12作为第2半导体元件502的栅极信号g2输出。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是负极性的情况下，比较器58的输出成为低电平。多路复用器(MUX)59将第1支路用的第2栅极信号g12作为第1半导体元件501的栅极信号g1输出。多路复用器(MUX)61将第1支路用的第1栅极信号g11作为第2半导体元件502的栅极信号g2输出。
图30是示出生成第3半导体元件601的栅极信号g3和第4半导体元件602的栅极信号g4的控制块168的图。
控制块168具备比较器49、多路复用器64以及多路复用器65。
比较器49比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)64接受第2支路用的第1栅极信号g21和第2支路用的第2栅极信号g22。多路复用器(MUX)64依照比较器49的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第3半导体元件601的栅极信号g3输出。
多路复用器(MUX)66接受第2支路用的第1栅极信号g21和第2支路用的第2栅极信号g22。多路复用器(MUX)66依照比较器49的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第4半导体元件602的栅极信号g4输出。
说明控制块168的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是正极性的情况下，比较器49的输出成为高电平。多路复用器(MUX)64将第2支路用的第1栅极信号g21作为第3半导体元件601的栅极信号g3输出。多路复用器(MUX)66将第2支路用的第2栅极信号g22作为第4半导体元件602的栅极信号g4输出。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是负极性的情况下，比较器49的输出成为低电平。多路复用器(MUX)64将第2支路用的第2栅极信号g22作为第3半导体元件601的栅极信号g3输出。多路复用器(MUX)66将第2支路用的第1栅极信号g21作为第4半导体元件602的栅极信号g4输出。
图31是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块169的图。
控制块169具备减法器39b和比例控制部448。
减法器39b通过从图23的控制块157输出的输出电流的指令值iout_ref减去由第2电流检测器679检测出的输出电流iout，计算作为反馈量的差电流。
比例控制部448通过对差电流进行比例控制，输出开关频率的指令值fs_ref。
图32是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块175的图。
控制块175具备比较器357和比较器356。
比较器357比较具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波和由图19的控制块153计算出的占空比D501的指令值D501c，根据比较结果，设定第2支路用的第1栅极信号g21的电平。
比较器356比较由图19的控制块153计算出的占空比D501的指令值D501c和具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波，根据比较结果，设定第2支路用的第2栅极信号g22的电平。
说明控制块175的动作。
在占空比D501的指令值D501c小于具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波的情况下，比较器357输出的第2支路用的第1栅极信号g21成为高电平，比较器356输出的第2支路用的第2栅极信号g22成为低电平。
另一方面，在占空比D501的指令值D501c是具有开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波以上的情况下，比较器357输出的第2支路用的第1栅极信号g21成为低电平，比较器356输出的第2支路用的第2栅极信号g22成为高电平。
图33是示出生成构成第1支路500的半导体元件用的栅极信号g11、g12的控制块176的图。
控制块176具备比较器849和比较器850。
比较器849比较具有固定的开关频率的分量的载波和由图19的控制块153计算出的占空比D502的指令值D502c，根据比较结果，设定第1支路用的第1栅极信号g11的电平。
比较器850比较由图19的控制块153计算出的占空比D502的指令值D502c和具有固定的开关频率的分量的载波，根据比较结果，设定第1支路用的第2栅极信号g12的电平。
说明控制块176的动作。
在占空比D502的指令值D502c小于具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波的情况下，比较器849输出的第1支路用的第1栅极信号g11成为高电平，比较器850输出的第1支路用的第2栅极信号g12成为低电平。
另一方面，在占空比D502的指令值D502c是具有固定的开关频率fs0的频率分量的载波以上的情况下，比较器849输出的第1支路用的第1栅极信号g11成为低电平，比较器850输出的第1支路用的第2栅极信号g12成为高电平。
图34是示出生成构成第2支路600的半导体元件用的栅极信号g21、g22的控制块177的图。
控制块177具备比较器851、多路复用器(MUX)852、加法器853、比较器854、比较器855、逻辑与电路856以及逻辑非电路857。
在从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是正极性的情况下，比较器851的输出成为高电平。多路复用器(MUX)852输出第2半导体元件502的占空比的指令值D2c。
另一方面，在从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是负极性的情况下，比较器851的输出成为低电平。多路复用器(MUX)852输出第1半导体元件501的占空比的指令值D1c。
加法器853对从控制块159输出的控制用移相量Dps_limit的指令值Dps_limitc和多路复用器(MUX)852的输出值进行加法，计算运算值。
比较器854比较具有固定的开关频率的频率分量的载波和指令值Dps_limitc，输出比较结果OP1。
比较器855比较具有固定的开关频率的指令值fs_ref的频率分量的载波和加法器853的输出值，输出比较结果OP2。
逻辑与电路856取比较结果OP1和比较结果OP2的逻辑与，输出第2支路用的第2栅极信号g22。
逻辑非电路857使比较结果OP1和比较结果OP2的逻辑与反转，输出第2支路用的第1栅极信号g21。
在本实施方式的电力变换装置中，通过除了脉冲频率调制控制以外，同时使用频率调制控制和移相控制的至少一方，用1个全桥逆变器电路同时实现高功率因数控制和输出控制。由此，能够以少的频率变动幅度进行宽范围的输出控制，能够抑制半导体元件以及磁性零件的损耗增加，防止半导体元件以及磁性零件的破坏。
实施方式1的变形例1.
图35是示出实施方式1的变形例1中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH1的区域，根据第3控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH1以下并且大于阈值TH2的区域，根据第2控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH2以下的区域，根据第1控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
实施方式1的变形例2.
图36是示出实施方式1的变形例2中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH的区域，根据第1控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH以下的区域，根据第2控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
实施方式1的变形例3.
图37是示出实施方式1的变形例3中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH的区域，根据第2控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH以下的区域，根据第3控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制，控制第2支路600。控制电路14使第3支路300进行整流控制。
实施方式2.
本实施方式中的电力变换装置的电路结构与实施方式1所示的情况大致相同，所以不重复结构的详细的说明。
在实施方式2中，构成第1支路500的第1半导体元件501和第2半导体元件502以及构成第3支路300的第5半导体元件301和第6半导体元件302被高功率因数控制，构成第2支路600的第3半导体元件601和第4半导体元件被输出控制。
图38是示出实施方式2中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH1的区域，根据第4控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH1以下并且大于阈值TH2的区域，根据第5控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH2以下的区域，根据第6控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制控制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第3支路300。
(第4控制方式)
图39是示出第4控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的例子的图。
在图39所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。进而，第1半导体元件501导通的定时、第6半导体元件302导通的定时以及第4半导体元件602导通的定时同步，并且第2半导体元件502截止的定时、第5半导体元件301截止的定时以及第3半导体元件601截止的定时同步。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
图40是示出第4控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
在图40所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。进而，第1半导体元件501的栅极脉冲的中心相位、第4半导体元件602的栅极脉冲的中心相位以及第6半导体元件302的栅极脉冲的中心相位同步，并且第2半导体元件502的栅极脉冲的中心相位、第3半导体元件601的栅极脉冲的中心相位以及第5半导体元件301的栅极脉冲的中心相位同步。进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
通过如图39和图40所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
(第6控制方式)
图41是示出第6控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
在图41所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，并且第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。进而，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时、第4半导体元件602导通的定时以及第6半导体元件302导通的定时同步，第2半导体元件502截止的定时、第3半导体元件601截止的定时以及第5半导体元件301导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。
进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。
控制电路14以满足这样的条件的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
图42是示出第6控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
在图42所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。
进而，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时、第3半导体元件601导通的定时以及第6半导体元件302导通的定时同步、并且第2半导体元件502导通的定时、第4半导体元件602导通的定时、以及第5半导体元件301导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。
进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。
控制电路14以满足这样的条件的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
通过如图41和图42所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
(第5控制方式)
图43是示出第5控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的例子的图。
在图43所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。
进而，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时、第4半导体元件602导通的定时以及第6半导体元件302导通的定时同步，第2半导体元件502截止的定时、第3半导体元件601截止的定时以及第5半导体元件301导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。
进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。
控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
图44是示出第5控制方式中的第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的栅极脉冲的其他例子的图。
在图44所示的动作中，第1半导体元件501的脉冲和第6半导体元件302的脉冲同步，第2半导体元件502的脉冲和第5半导体元件301的脉冲同步。
进而，将移相控制的初始状态定义为第1半导体元件501导通的定时、第3半导体元件601导通的定时以及第6半导体元件302导通的定时同步、并且第2半导体元件502导通的定时、第4半导体元件602导通的定时以及第5半导体元件301导通的定时同步的状态。从该初始状态起，第3半导体元件601的相位以及第4半导体元件602的相位移位。
进而，第1半导体元件501的脉冲宽度、第3半导体元件601的脉冲宽度以及第6半导体元件302的脉冲宽度相等，并且第2半导体元件502的脉冲宽度、第4半导体元件602的脉冲宽度以及第5半导体元件301的脉冲宽度相等。
控制电路14以满足这样的条件并且使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302的共用的开关频率fs变化的方式，控制第1半导体元件501、第2半导体元件502、第3半导体元件601、第4半导体元件602、第5半导体元件301以及第6半导体元件302。
通过如图43和图44所示的控制，能够使位于对角的第1半导体元件501以及第4半导体元件602同时导通的期间的长度和位于对角的第2半导体元件502以及第3半导体元件601同时导通的期间的长度相同，所以能够进行稳定的电力供给。
图45是示出承担第4控制方式的多个控制块的图。
第4控制方式的多个控制块与实施方式1的承担第1控制方式的多个控制块相异的方面在于，在第4控制方式的多个控制块中，代替控制块167而包括控制块178。
控制块178在交流电源1的电压vac是正极性的情况下，将第1支路用的第1栅极信号g11作为第1半导体元件501的栅极信号g1以及第6半导体元件302的栅极信号g6输出，将第1支路用的第2栅极信号g12作为第2半导体元件502的栅极信号g2以及第5半导体元件301的栅极信号g5输出。控制块167在交流电源1的电压vac是负极性的情况下，将第1支路用的第2栅极信号g12作为第1半导体元件501的栅极信号g1以及第6半导体元件302的栅极信号g6输出，将第1支路用的第1栅极信号g11作为第2半导体元件502的栅极信号g2以及第5半导体元件301的栅极信号g5输出。
图46是示出承担第6控制方式的多个控制块的图。
第6控制方式的多个控制块与实施方式1的承担第3控制方式的多个控制块相异的方面在于，在第6控制方式的多个控制块中，代替控制块167而包括控制块178。
控制块178与第4控制方式的控制块178相同，所以不重复说明。
图47是示出承担第5控制方式的多个控制块的图。
第5控制方式的多个控制块与实施方式1的承担第2控制方式的多个控制块相异的方面在于，在第5控制方式的多个控制块中，代替控制块167而包括控制块178。
控制块178与第4控制方式的控制块178相同，所以不重复说明。
图48是示出生成第1半导体元件501的栅极信号g1、第2半导体元件502的栅极信号g2、第5半导体元件301的栅极信号g5以及第6半导体元件302的栅极信号g6的控制块178的图。
控制块178具备比较器58、多路复用器59以及多路复用器61。
比较器58比较由第3电压检测器677检测出的交流电源1的电压vac和接地电压，输出表示比较结果的信号。
多路复用器(MUX)59接受第1支路用的第1栅极信号g11和第1支路用的第2栅极信号g12。多路复用器(MUX)59依照比较器58的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第1半导体元件501的栅极信号g1以及第6半导体元件302的栅极信号g6输出。
多路复用器(MUX)61接受第1支路用的第1栅极信号g11和第1支路用的第2栅极信号g12。多路复用器(MUX)61依照比较器58的输出信号，将输入的任一方的栅极信号作为第2半导体元件502的栅极信号g2以及第5半导体元件301的栅极信号g5输出。
说明控制块178的动作。
在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是正极性的情况下，比较器58的输出成为高电平。多路复用器(MUX)59将第1支路用的第1栅极信号g11作为第1半导体元件501的栅极信号g1以及第6半导体元件302的栅极信号g6输出。多路复用器(MUX)61将第1支路用的第2栅极信号g12作为第2半导体元件502的栅极信号g2以及第5半导体元件301的栅极信号g5输出。
另一方面，在从检测交流电源1的电压的第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac是负极性的情况下，比较器58的输出成为低电平。多路复用器(MUX)59将第1支路用的第2栅极信号g12作为第1半导体元件501的栅极信号g1以及第6半导体元件302的栅极信号g6输出。多路复用器(MUX)61将第1支路用的第1栅极信号g11作为第2半导体元件502的栅极信号g2以及第5半导体元件301的栅极信号g5输出。
根据本实施方式，通过使第1半导体元件501、第2半导体元件502、第5半导体元件301以及第6半导体元件302分担电力损耗，能够以不会局部地产生电力损耗的方式动作。另外，在本实施方式中，使用如上述的电路结构以及控制手法，所以能够与实施方式1所示的电力变换装置同样地，用1级的全桥逆变器电路同时进行高功率因数控制和宽范围的输出控制。
实施方式2的变形例1.
图49是示出实施方式2的变形例1中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH1的区域，根据第6控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制控制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH1以下并且大于阈值TH2的区域，根据第5控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH2以下的区域，根据第4控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率控制，控制第3支路300。
实施方式2的变形例2.
图50是示出实施方式2的变形例2中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH的区域，根据第4控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH以下的区域，根据第5控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
实施方式2的变形例3.
图51是示出实施方式2的变形例3中的控制方式的图。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*大于阈值TH的区域，根据第5控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和脉冲频率调制控制，控制第3支路300。
控制电路14在电压变换比M的目标值M*是阈值TH以下的区域，根据第6控制方式，控制第1支路500、第2支路600以及第3支路300。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第1支路500。控制电路14通过脉冲宽度调制控制和移相调制，控制第2支路600。控制电路14通过脉冲宽度调制控制，控制第3支路300。
(变形例)
本发明不限于上述实施方式，例如还包括如以下那样的变形例。
(1)电力变换装置的变形例
图52是示出变形例的电力变换装置6000的结构的图。
在图52中，第5半导体元件301和第6半导体元件302由作为无源半导体的二极管构成。
交流电源1的一端经由功率因数改善用电抗器2与第1半导体元件501和第2半导体元件502被连接的第1交流端ND1连接。第1交流端ND1与串联谐振用电抗器7连接。通过成为这样的结构，具有在交流电源1产生的交流电力的频率的2倍的频率分量的所有电力脉动被传送给直流负载13，在直流电容器4仅由于开关周期T所引起的充放电发生电压纹波。因此，无需用直流电容器4对交流电力的周期的2倍的频率的电力脉动进行平滑。因此，与设置2个电力变换器并对2个电力变换器的链接部连接电容器的一般的方式不同，直流电容器4仅对开关周期Ts所引起的充放电纹波进行平滑即可。其结果，相比于一般的方式，能够大幅降低直流电容器4的电容，能够实现直流电容器4的小型化。
(2)生成开关频率的指令值fs_ref的控制逻辑的变形例
生成开关频率的指令值fs_ref的控制逻辑不限定于图26的控制块160，也可以使用其他控制逻辑。
图53是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块161的图。
乘法器44通过对从第2电压检测器676得到的输出电压Vout和从第2电流检测器679得到的输出电流iout进行乘法，输出输出电力PW1。
减法器47b计算预先决定的输出电力的目标值Pout_ref和输出电力PW1的差电力SP1。将计算出的差电力SP1作为反馈量，输入给PI控制部48。PI控制部48对差电力SP1进行比例积分控制，输出开关频率的指令值fs_ref。
图54是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块162的图。
乘法器44通过对从第3电压检测器677得到的交流电源1的实效电压Vac和从第1电流检测器678得到的交流电源1的实效电流Iac进行乘法，计算交流电源1的电力、即输入电力PW2。
减法器47c计算预先决定的输入电力的目标值Pac_ref和输入电力PW2的差电力SP2。将计算出的差电力SP2作为反馈量，输入给PI控制部48。PI控制部48对差电力SP2进行比例积分控制，输出开关频率的指令值fs_ref。此外，输入电力PW2是考虑输入功率因数的有效电力。
图55是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块163的图。
减法器47d计算预先决定的交流电源1的目标电流实效值Iac_ref和从第1电流检测器678得到的交流电源1的实效电流Iac的差电流SI1。将计算出的差电流SI1作为反馈量，输入给PI控制部48。PI控制部48对差电流SI1进行比例积分控制，输出开关频率的指令值fs_ref。交流电源1的实效电流表示输入电流。
图56是示出生成开关频率的指令值fs_ref的控制块164的图。
减法器47e计算预先决定的输出电流的目标值iout_ref和从第2电流检测器679得到的输出电流iout的差电流SI2。将计算出的差电流SI2作为反馈量，输入给PI控制部48。PI控制部48对差电流SI2进行比例积分控制，输出开关频率的指令值fs_ref。
(3)生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块
生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制逻辑不限定于图24的控制块158，也可以使用其他控制逻辑。
图57是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块170的图。
控制块170具备乘法器844、乘法器845、除法器846、减法器847a以及PI控制部848。
乘法器844通过对从第2电压检测器676得到的输出电压Vout和从第2电流检测器679得到的输出电流iout进行乘法，输出输出电力PW1。
乘法器845通过对从第3电压检测器677得到的交流电源1的实效电压Vac和从第1电流检测器678得到的交流电源1的实效电流Iac进行乘法，输出输入电力PW2。
除法器846通过将输出电力PW1除以输入电力PW2，输出变换效率η。
减法器847a通过对预先决定的目标效率ηref和从除法器46输出的变换效率η进行减法，作为反馈量计算差效率Sη。
PI控制部848对差效率Sη进行比例积分控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。此外，输入电力PW2是考虑输入功率因数的有效电力。
图58是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块171的图。
控制块171具备乘法器44、减法器47b以及PI控制部40。
乘法器44通过对从第2电压检测器676得到的输出电压Vout和从第2电流检测器679得到的输出电流iout进行乘法，输出输出电力PW1。
减法器47b通过对预先决定的目标输出电力pout_ref和从乘法器44输出的输出电力PW1进行减法，作为反馈量计算差电力SPwp。
PI控制部40对差电力SP进行比例积分控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。
图59是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块172的图。
控制块172具备乘法器45、减法器47c以及PI控制部40。
乘法器45通过对从第3电压检测器677得到的交流电源1的电压vac和从第1电流检测器678得到的交流电源1的电流iac进行乘法，输出交流电力PW2。此外，输入电力PW2是考虑输入功率因数的有效电力。
减法器47c通过对预先决定的目标交流电力pac_ref和从乘法器45输出的交流电力PW2进行减法，作为反馈量计算差电力SP。
PI控制部40对差电力SP进行比例积分控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。
图60是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块173的图。
控制块173具备减法器47d和PI控制部40。
减法器47d通过对预先决定的交流电流iac_ref和从第1电流检测器678得到的交流电源1的电流iac进行减法，作为反馈量计算差电流SI。
PI控制部40对差电流SI进行比例积分控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。
图61是示出生成移相量Dps的指令值Dpsc的控制块174的图。
控制块174具备减法器47e和PI控制部40。
减法器47e通过对预先决定的输出电流iout_ref和从第2电流检测器679得到的输出电流iout进行减法，作为反馈量计算差电流SI。
PI控制部40对差电流SI进行比例积分控制，输出移相量Dps的指令值Dpsc。
(4)基于效率的控制
控制块160以使根据检测到的电压和电流运算的效率追随目标效率的方式生成开关频率的指令值fs_ref，控制块170以使根据检测到的电压和电流运算的效率追随目标效率的方式生成移相量Dps的指令值Dpsc，但基于效率的控制手法不限于此。
图62是用于说明开关频率fs和移相量Dps的选择方法的图。
如图62所示，也可以将得到期望的电压变换比的开关频率fs和移相量Dps的组合存储多个样式，收敛于在其中变换效率变得最大的组合的动作条件。此时，既可以连续存储开关频率和移相量Dps的组合，如图62所示，也可以针对每个任意地设定的开关频率的变化幅度Δfs存储组合。另外，不限于变换效率，也可以存储输出电力成为最大的组合，还可以存储输入电力成为最大的组合，还可以存储输入电流成为最大的组合，还可以存储输出电流成为最大的组合。
(5)2次侧整流电路11
2次侧整流电路11不限于图1所示的结构。
图63是示出2次侧整流电路11的变形例的图。如图63所示，也可以设为将变压器9设为中心抽头型、在半导体元件中使用二极管的中心抽头二极管整流方式。
图64是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。如图64所示，也可以设为在2个支路内将一方用2个二极管构成而将另一方用2个电容器构成的倍压二极管整流方式。
图65是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。如图65所示，也可以设为用4个有源半导体构成全桥的全桥同步整流方式。
图66是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。如图66所示，也可以设为将变压器9设为中心抽头型且在半导体元件中使用有源半导体的中心抽头同步整流方式。
图67是示出2次侧整流电路11的其他变形例的图。如图67所示，也可以设为在2个支路内将一方用2个有源半导体构成而将另一方用2个电容器构成的倍压同步整流方式。
(6)输出平滑电路1200
图68是示出输出平滑电路1200的变形例的图。如图68所示，也可以使输出平滑电路1200的结构成为仅使用电容器C进行平滑的电容器输入方式。
图69是示出输出平滑电路1200的其他变形例的图。如图69所示，也可以对输出平滑电路1200的结构采用将电容器C1、C2、C3和电感器L1、L2交替连接多个的平滑方式。此外，电容器和电感器的数量不限于此。
(7)第2电压检测器676
检测输出电压Vout的第2电压检测器不限于图1记载的检测第2输出平滑用电容器1203的电压的手法，也可以检测第1输出平滑用电容器1201的电压，还可以检测直流负载13的电压。此外，在输出平滑电路1200是图68或者图69所示的结构的情况下，选择检测任意的电容器电压的手法或者检测直流负载13的电压的手法中的某一方即可。
(8)第2电流检测器679
检测输出电流iout的第2电流检测器不限于如图1与直流负载13串联连接的部位，也可以配置于与输出平滑用电抗器1202串联连接的部位，也可以检测输出平滑用电抗器1202的电流。
(9)控制块
包含于控制电路的控制块也可以使用运算电路用硬件构成。图70是示出控制电路14的变形例的图。如图70所示，也可以使用存储程序的存储器746和处理该程序的处理器745在软件上构成。
(10)谐振电路
串联谐振用电抗器7也可以用变压器9的泄漏电感代用，并联谐振用电抗器8也可以用变压器9的励磁电感代用。在图1中，将串联谐振用电抗器7、并联谐振用电抗器8以及串联谐振用电容器10配置于变压器9的1次侧，但也可以配置于变压器9的2次侧或者还可以分别分散配置于变压器9的1次侧和2次侧。在图1中，将串联谐振用电抗器7和串联谐振用电容器10与变压器9的1次侧端子的某一个连接，但也可以分散配置于两侧端子，还可以分散配置于变压器9的2次侧的两侧端子。
(11)第2控制方式以及第5控制方式
也可以代替控制块160而使用控制块169。
(12)移相量的指令值以及开关频率的指令值
也可以并非通过运算求出移相量Dps的指令值Dpsc，而唯一地输出针对每个动作条件设定的固定的移相量。在该情况下，也可以将开关频率作为反馈量，进行输出控制。另外，也可以并非通过运算求出开关频率的指令值fs_ref，而唯一地输出针对每个动作条件设定的固定的开关频率。此时，也可以将移相量作为反馈量，进行输出控制。
(13)在第1～第6控制方式中，也可以执行以下。
在第1控制方式中，也可以在CP控制模式中，如以下所述控制。第1支路500根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行输出控制。也可以在CC控制模式中，如以下所述控制。第1支路500根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间和频率，进行输出控制。
在第4控制方式中，也可以在CP控制模式中，如以下所述控制。第1支路500以及第3支路根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行输出控制。也可以在CC控制模式中，如以下所述控制。第1支路500以及第3支路根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间和频率，进行输出控制。
在第2控制方式中，也可以在CP控制模式中，如以下所述控制。第1支路500根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间、移相量以及开关频率，从而进行输出控制。也可以在CC控制模式中，如以下所述控制。第1支路500根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间、频率以及移相量，进行输出控制。
在第4控制方式中，也可以在CP控制模式中，如以下所述控制。第1支路500以及第3支路根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间、移相量以及开关频率，从而进行输出控制。也可以在CC控制模式中，如以下所述控制。第1支路500以及第3支路根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间和开关频率，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间、频率以及移相量，进行输出控制。
在第3控制方式中，在CP控制模式中，第1支路500根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间和移相量，从而进行输出控制。在CC控制模式中，第1支路500根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间和移相量，进行输出控制。
在第6控制方式中，在CP控制模式中，第1支路500以及第3支路根据从第1电流检测器678得到的值，以追随与从第3电压检测器677得到的正弦波电压相同的相位的目标正弦波电流的方式调整导通期间，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第1电压检测器675得到的值，以追随目标直流电压的方式调整导通期间和移相量，从而进行输出控制。在CC控制模式中，第1支路500以及第3支路根据从第1电压检测器675、第3电压检测器677以及第1电流检测器678得到的值，以使直流电容器4的直流电压追随目标直流电压的方式调整导通期间，从而进行高功率因数控制。第2支路600根据从第2电流检测器679得到的值，以追随目标直流电流的方式调整导通期间和移相量，进行输出控制。
应认为本次公开的实施方式在所有方面仅为例示而非限制性的。本发明的范围并非由上述说明表示而由权利要求书表示，意图包括与权利要求书均等的意义以及范围内的所有变更。

Claims (26)

1.一种电力变换装置，在交流电源与负载之间进行电力变换，其中，
具备包括并联连接的第1支路、第2支路、第3支路以及直流电容器的逆变器电路，
所述第1支路具有串联连接的第1半导体元件以及第2半导体元件，作为所述第1半导体元件以及所述第2半导体元件的连接点的第1交流端与所述交流电源的一端连接，
所述第2支路具有串联连接的第3半导体元件以及第4半导体元件，
所述第3支路具有串联连接的第5半导体元件以及第6半导体元件，所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件的连接点与所述交流电源的另一端连接，
所述第1半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第5半导体元件被连接，所述第2半导体元件、所述第4半导体元件以及所述第6半导体元件被连接，
所述电力变换装置还具备：
变压器，具有一端与所述第1交流端连接且另一端与作为所述第3半导体元件和所述第4半导体元件的连接点的第2交流端连接的1次侧绕组及与所述1次侧绕组磁耦合的2次侧绕组；
并联谐振用电抗器，与所述变压器的所述1次侧绕组并联地连接；
2次侧整流电路，对来自所述变压器的所述2次侧绕组的交流输出进行整流；
输出平滑电路，设置于所述2次侧整流电路与负载之间，包括至少1个平滑电容器；以及
控制电路，控制所述逆变器电路，
所述控制电路对所述第1支路至少进行脉冲宽度调制控制，根据所述直流电容器的直流电压与向所述负载的输出电压的电压变换比和至少1个阈值的比较，选择对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制、还是进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制。
2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
具备包括串联谐振用电容器以及串联谐振电抗器的串联谐振电路，所述串联谐振用电容器以及串联谐振电抗器设置在所述变压器的所述1次侧绕组与所述第1交流端之间、所述变压器的所述1次侧绕组与所述第2交流端之间或者所述变压器的所述2次侧绕组与所述2次侧整流电路之间的至少1个部位。
3.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于第1阈值的情况下选择第1控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第1阈值以下并且大于比所述第1阈值小的第2阈值的情况下选择第2控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第2阈值以下的情况下选择第3控制方式，
在所述第1控制方式、所述第2控制方式以及所述第3控制方式中，根据所述交流电源的电压极性，使所述第5半导体元件导通的定时和所述第6半导体元件导通的定时反转，从而使所述第3支路进行整流控制，
在所述第1控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第2控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，
在所述第3控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制。
4.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于第1阈值的情况下选择第3控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第1阈值以下并且大于比所述第1阈值小的第2阈值的情况下选择第2控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第2阈值以下的情况下选择第1控制方式，
在所述第1控制方式、所述第2控制方式以及所述第3控制方式中，根据所述交流电源的电压极性，使所述第5半导体元件导通的定时和所述第6半导体元件导通的定时反转，从而使所述第3支路进行整流控制，
在所述第1控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第2控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，
在所述第3控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制。
5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于所述阈值的情况下选择第1控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述阈值以下的情况下选择第2控制方式，
在所述第1控制方式、所述第2控制方式中，根据所述交流电源的电压极性，使所述第5半导体元件导通的定时和所述第6半导体元件导通的定时反转，从而使所述第3支路进行整流控制，
在所述第1控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第2控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制。
6.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于所述阈值的情况下选择第2控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述阈值以下的情况下选择第3控制方式，
在所述第2控制方式、所述第3控制方式中，根据所述交流电源的电压极性，使所述第5半导体元件导通的定时和所述第6半导体元件导通的定时反转，从而使所述第3支路进行整流控制，
在所述第2控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，
在所述第3控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制。
7.根据权利要求3至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第1控制方式中，
以使所述第1半导体元件导通的定时和所述第4半导体元件导通的定时同步，并且使所述第2半导体元件截止的定时和所述第3半导体元件截止的定时同步，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
8.根据权利要求3至5中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第1控制方式中，
以使所述第1半导体元件的栅极脉冲的中心相位和所述第4半导体元件的栅极脉冲的中心相位同步，并且使所述第2半导体元件的栅极脉冲的中心相位和所述第3半导体元件的栅极脉冲的中心相位同步，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
9.根据权利要求3至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第2控制方式中，
以将使所述第1半导体元件导通的定时和所述第4半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时和所述第3半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
10.根据权利要求3至6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第2控制方式中，
以将使所述第1半导体元件导通的定时和所述第3半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时和所述第4半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
11.根据权利要求3、4、6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第3控制方式中，
以将使所述第1半导体元件导通的定时和所述第4半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时和所述第3半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
12.根据权利要求3、4、6中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第3控制方式中，
以将使所述第1半导体元件导通的定时和所述第3半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时和所述第4半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度和所述第3半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度和所述第4半导体元件的脉冲宽度相等的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件以及所述第4半导体元件。
13.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于第1阈值的情况下选择第4控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第1阈值以下并且大于比所述第1阈值小的第2阈值的情况下选择第5控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第2阈值以下的情况下选择第6控制方式，
在所述第4控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第5控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第6控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制。
14.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于第1阈值的情况下选择第6控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第1阈值以下并且大于比所述第1阈值小的第2阈值的情况下选择第5控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述第2阈值以下的情况下选择第4控制方式，
在所述第4控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第5控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第6控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制。
15.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于所述阈值的情况下选择第4控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述阈值以下的情况下选择第5控制方式，
在所述第4控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第5控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制。
16.根据权利要求1所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路通过控制所述逆变器电路的动作，控制所述电压变换比，
在所述电压变换比的目标值大于所述阈值的情况下选择第5控制方式，在所述电压变换比的目标值是所述阈值以下的情况下选择第6控制方式，
在所述第5控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制、脉冲频率调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制以及脉冲频率调制控制，
在所述第6控制方式中，对所述第1支路进行脉冲宽度调制控制，对所述第2支路进行脉冲宽度调制控制以及移相调制控制，对所述第3支路进行脉冲宽度调制控制。
17.根据权利要求13至15中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第4控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
使所述第1半导体元件导通的定时、所述第4半导体元件导通的定时以及所述第6半导体元件导通的定时同步，并且使所述第2半导体元件截止的定时、所述第3半导体元件截止的定时以及所述第5半导体元件截止的定时同步，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
18.根据权利要求13至15中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第4控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
使所述第1半导体元件的栅极脉冲的中心相位、所述第4半导体元件的栅极脉冲的中心相位以及所述第6半导体元件的栅极脉冲的中心相位同步，并且使所述第2半导体元件的栅极脉冲的中心相位、所述第3半导体元件的栅极脉冲的中心相位以及所述第5半导体元件的栅极脉冲的中心相位同步，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
19.根据权利要求13至16中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第5控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
将使所述第1半导体元件导通的定时、所述第4半导体元件导通的定时以及所述第6半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时、所述第3半导体元件截止的定时以及所述第5半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
20.根据权利要求13至16中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第5控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
将使所述第1半导体元件导通的定时、所述第3半导体元件导通的定时以及所述第6半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时、所述第4半导体元件截止的定时以及所述第5半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等，
进而，使所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件的共用的开关频率变化的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
21.根据权利要求13、14、16中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第6控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
将使所述第1半导体元件导通的定时、所述第4半导体元件导通的定时以及所述第6半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时、所述第3半导体元件截止的定时以及所述第5半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
22.根据权利要求13、14、16中的任意一项所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第6控制方式中，
以使所述第1半导体元件的脉冲和所述第6半导体元件的脉冲同步，并且使所述第2半导体元件的脉冲和所述第5半导体元件的脉冲同步，
将使所述第1半导体元件导通的定时、所述第3半导体元件导通的定时以及所述第6半导体元件导通的定时同步并且使所述第2半导体元件截止的定时、所述第4半导体元件截止的定时以及所述第5半导体元件截止的定时同步的状态作为初始状态，从所述初始状态起使所述第3半导体元件的相位以及所述第4半导体元件的相位移位，
进而，使所述第1半导体元件的脉冲宽度、所述第3半导体元件的脉冲宽度以及所述第6半导体元件的脉冲宽度相等，并且使所述第2半导体元件的脉冲宽度、所述第4半导体元件的脉冲宽度以及所述第5半导体元件的脉冲宽度相等的方式，
控制所述第1半导体元件、所述第2半导体元件、所述第3半导体元件、所述第4半导体元件、所述第5半导体元件以及所述第6半导体元件。
23.根据权利要求3或者4所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在输入电力成为恒定的恒定电力控制模式中，将从外部提供的恒定电力控制模式用的所述交流电源的电流指令值作为所述交流电源的电流指令值，将通过对反馈量进行比例积分控制而得到的恒定电力控制模式用的输出电流的电流指令值作为输出电流的电流指令值，所述反馈量是通过从所述直流电容器的电压指令值减去所述直流电容器的直流电压而求出的，
所述控制电路在输出电流成为恒定的恒定电流控制模式中，将对反馈量进行比例积分控制而得到的恒定电流控制模式用的所述交流电源的电流指令值作为所述交流电源的电流指令值，所述反馈量是通过从所述直流电容器的电压指令值减去所述直流电容器的直流电压而求出的，将从外部提供的恒定电流控制模式用的输出电流的电流指令值作为输出电流的电流指令值。
24.根据权利要求23所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第1控制方式中，
通过对所述输出电流的电流指令值和所述输出电流的差进行比例积分控制，计算开关频率的指令值。
25.根据权利要求23所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第2控制方式中，
以使所述输出电流追随预先决定的所述输出电流的指令值的方式
或者以使输出电力追随预先决定的输出电力的指令值的方式，
或者以使所述交流电源的电力追随所述交流电源的电力指令值的方式，
或者以使所述交流电源的电流追随所述交流电源的电流指令值的方式，
或者以使变换效率追随预先决定的变换效率的指令值的方式，计算开关频率的指令值。
26.根据权利要求23所述的电力变换装置，其中，
所述控制电路在所述第2控制方式以及所述第3控制方式中，
通过对所述输出电流的电流指令值和所述输出电流的差进行比例控制，计算移相量的指令值，将所述第1半导体元件的占空比的指令值和所述第2半导体元件的占空比的指令值中的小的一方的指令值和所述移相量的指令值中的小的一方作为用于控制的控制用移相量。
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