CN104040861A - 谐振型dc-dc变换器的控制装置 - Google Patents

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Abstract

本发明包括：检测与谐振型DC-DC变换器的负载状态相对应的直流输出电压、直流输出电流等并确定用于对开关元件的导通截止进行控制的控制量的单元；调频控制单元，该调频控制单元基于该控制量，在比谐振频率要低的频率下对开关元件进行调频控制；在谐振频率附近对开关元件进行固定频率控制的单元；以及脉冲分配单元，该脉冲分配单元基于上述各控制单元的输出，生成开关元件的驱动脉冲。本发明中，当上述控制量的值超过了变换器的直流输出电压在固定频率控制区域中能输出的最大值的值时，从固定频率控制切换为调频控制。由此，降低因半导体开关元件间的回流电流而导致的导通损耗和关断损耗，提高功率变换效率，扩大谐振型DC-DC变换器能输出的电压范围。

Description

谐振型DC-DC变换器的控制装置
技术领域
本发明涉及控制谐振型DC-DC变换器的技术，该谐振型DC-DC变换器为获得与直流电源绝缘的直流输出电压的DC-DC变换器，例如，适于作为电源电压、输出电压在较大范围内进行变化的电池的充电器。
背景技术
图14是现有的DC-DC变换器的主电路结构图，记载在专利文献1中。
图14中，Ed为直流电源，Q1～Q4为作为半导体开关元件的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，Tr为变压器，Np为变压器Tr的一次绕组(匝数也设为Np)，Ns同样为二次绕组(匝数也设为Ns)，D1～D4为二极管，Sn1～Sn4为缓冲电路，Lo为电感器，Co为电容器。此外，Vout、Rtn表示输出端子，Vin表示直流输入电压，Vo表示直流输出电压。
图14中，利用由二极管D1～D4构成的桥式整流电路，对因MOSFETQ1～Q4的开关而在变压器Tr的二次绕组Ns中产生的交流电压进行全波整流，将其变换成直流电压。利用由电感器Lo及电容器Co构成的平滑电路对该直流电压进行平滑，并从输出端子Vout、Rtn将其输出。
该现有技术中，为了抑制在二极管D1～D4反向恢复时产生的浪涌电压，包括缓冲电路Sn1～Sn4。然而，开关频率越高，缓冲电路Sn1～Sn4中的电阻损耗越会增大，存在作为DC-DC变换器的变换效率下降的问题。
接下来，图15是现有的谐振型DC-DC变换器的主电路结构图，记载在专利文献2和专利文献3中。
图15中，变压器Tr的一次绕组Np连接有构成LC串联谐振电路的电感器Lr及电容器Cr，关于其他元件，标注与图14相同的标号。
图15的电路中，利用由二极管D1～D4构成的桥式整流电路，对在变压器Tr的二次绕组Ns中产生的交流电压进行全波整流，将其变换成直流电压。然后，利用平滑电容器Co对该直流电压进行平滑，并从直流输出端子Vout、Rtn将其输出。
在该现有技术中，在二极管D1～D4反向恢复时，二极管D1～D4的两端电压被钳位于直流输出电压，因此，无需图14所示的缓冲电路Sn1～Sn4，具有可获得比图14的电路要高的变换效率的特征。
作为对图15所示的电路的直流输出电压进行控制的方法的一个示例，已知有专利文献4所记载的调频控制。
图16表示专利文献4所记载的调频控制中的基准化频率F与基准化电压变换率M的关系。此处，基准化频率F为图15的开关元件Q1～Q4的开关频率Fs、与由电感器Lr及电容器Cr产生的串联谐振频率Fr的比率，由F＝Fs/Fr来表示。
此外，基准化电压变换率M为对直流输出电压Vo与直流输入电压Vin的比率(Vo/Vin)乘以变压器Tr的匝数比n＝Np/Ns后得到的值，由M＝n·Vo/Vin来表示。
图15所示的谐振型DC-DC变换器中，如图16所示，根据负载的轻重，基准化频率F及基准化电压变换率M的特性发生变化。在轻负载的情况下，即使将基准化频率F无限增加，基准化电压变换率M也不会成为一定值以下，因此，输出电压范围较窄。因而，在将该谐振型DC-DC变换器用于电池的充电器等的情况下，难以对过放电状态的电池进行充电。
作为上述的输出电压范围较窄的问题的解决对策，已知有专利文献2所记载的调相控制和专利文献3所记载的、在调频控制与调相控制之间进行切换的控制方法。
图17表示基于专利文献2的调相控制中的基准化频率F与基准化电压变换率M的关系。
在专利文献2所公开的技术中，通过如图17所示使基准化频率F为1、即，使开关频率Fs与串联谐振频率Fr相等来进行调相控制(移相控制)，从而与图16相比扩大了DC-DC变换器的输出电压范围。
此外，图18表示专利文献3所公开的调频控制及调相控制中的基准化频率F与基准化电压变换率M的关系。
在专利文献3所公开的技术中，如图18所示，在从基准化频率F到最大频率Fmax为止的范围内进行调频控制，对于在调频控制下不可能输出的电压范围，通过切换成将开关频率Fs固定于最大频率Fmax的调相控制，从而与图16相比扩大了输出电压范围。
此处，图19是表示以图15所示的电路为对象进行调相控制的情况下的动作的时序图，记载在专利文献2中。作为其动作，例如，在一个周期T内的时刻t2～t3的期间，使MOSFET Q1、Q3为导通状态，在时刻t4～t5的期间，使MOSFET Q2、Q4为导通状态，通过重复上述动作，从而生成由MOSFETQ1～Q4构成的全桥式电路的输出电压Vuv为零的期间tcom(换流期间)、和输出电压Vuv为+Vin或-Vin的期间ton(导通期间)。
上述导通期间ton为直流电源Ed的电压施加于串联谐振电路的期间，换流期间tcom为直流电源Ed的电压未施加于串联谐振电路的期间，通过将使MOSFET Q1～Q4导通或截止的相位移动来控制导通期间ton，从而能将直流输出电压Vo控制为规定值。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平1－295675号公报(第1页右下栏第2行～第13行、图3等)
专利文献2：日本专利特开2010-11625号公报(第[0028]～[0037]段、图1～图4等)
专利文献3：日本专利特开2002-262569号公报(第[0014]、[0015]段、图1等)
专利文献4：日本专利特开2006-174571号公报(第[0009]～[0017]段、图1～图5等)
发明内容
发明所要解决的技术问题
在专利文献2所公开的调相控制方法中，在将谐振型DC-DC变换器使用于像电池的充电器那样直流输入电压、直流输出电压在较宽范围内变化的用途的情况下，存在以下问题。
即，图19中，因MOSFET Q1、Q3或MOSFET Q2、Q4的同时导通而导致电压Vuv为零的换流期间tcom越长，因导通状态的MOSFET Q1、Q3间或MOSFET Q2、Q4间的回流电流而导致的导通损耗越大，作为DC-DC变换器的功率变换效率降低。
另一方面，在专利文献3所记载的、在调频控制与调相控制之间进行切换的控制方法中，能缩小在调相控制下动作的电压范围，因此，能降低因上述回流电流而导致的导通损耗。
然而，从图18可知，存在如下问题：使开关频率Fs在比串联谐振频率Fr要高的区域内动作，在MOSFET Q1～Q4关断的时刻，流过MOSFET的电流有时在谐振电流的峰值附近，因此，这会导致开关损耗增大、变换效率下降。
因而，本发明的目的在于扩大谐振型DC-DC变换器能输出的电压范围。
此外，本发明的其他目的在于降低因半导体开关元件间的回流电流而导致的导通损耗和关断损耗，提高谐振型DC-DC变换器的功率变换效率。
解决技术问题所采用的技术方案
为了解决上述课题，本发明涉及谐振型DC-DC变换器的控制装置，包括：直流电源；全桥式电路，该全桥式电路的输入侧与直流电源两端连接，且输出侧经由串联谐振电路与变压器的一次绕组连接，并且，该全桥式电路由半导体开关元件构成；与变压器的二次绕组连接的整流电路；以及与整流电路输出侧连接的平滑电容器，通过使半导体开关元件导通截止，使串联谐振电路中流过谐振电流，从而经由变压器、整流电路及平滑电容器输出直流电压。
而且，本发明的控制装置包括检测与谐振型DC-DC变换器的负载状态相对应的直流输出电压、直流输出电流等电气量并确定用于对半导体开关元件的导通截止进行控制的控制量的单元。此外，包括：调频控制单元，该调频控制单元基于所确定的控制量，在比串联谐振电路的谐振频率要低的频率下对半导体开关元件进行调频控制；在所述谐振频率附近对半导体开关元件进行固定频率控制的固定频率控制单元；以及脉冲分配单元，该脉冲分配单元利用基于上述调频控制单元及固定频率控制单元的输出的逻辑运算，生成半导体开关元件的驱动脉冲。
而且，本发明中，当上述控制量的值超过了谐振型DC-DC变换器的直流输出电压能在固定频率控制区域中输出的最大值时，从固定频率控制切换为调频控制。
此处，优选为，固定频率控制单元将控制量与由调频控制单元生成的载波信号进行比较，生成脉冲宽度调制信号，从而对谐振型DC-DC变换器的半导体开关元件进行脉冲宽度调制控制。
此外，也可以为，固定频率控制单元将控制量与载波信号进行比较，生成脉冲宽度调制信号，根据该脉冲宽度调制信号和由调频控制单元生成的调频信号，生成调相信号，对变换器的半导体开关元件进行调相控制。
进一步地，也可以为，固定频率控制单元对变换器的半导体开关元件进行脉冲宽度调制控制和调相控制。
在此情况下，固定频率控制单元将控制量与载波信号进行比较，生成脉冲宽度调制信号，根据该脉冲宽度调制信号和调频信号，生成调相信号，并且，根据变换器的直流输出电流或直流输出电压，在脉冲宽度调制控制和调相控制之间进行切换。
此外，也可以为，固定频率控制单元在变换器启动时进行脉冲宽度调制控制，在脉冲宽度比谐振频率的半个周期要短的状态下对平滑电容器进行初始充电之后，切换为调相控制。进一步地，也可以为，在对上述平滑电容器进行初始充电之后，切换为调频控制。
另外，优选为，上述控制量由误差放大器等利用上述检测值来确定，以使变换器的直流输出电压、直流输出电流达到规定值。
发明效果
根据本发明，在串联谐振电路的谐振频率附近进行固定频率控制，在比谐振频率要低的频率下进行调频控制，从而可扩大谐振型DC-DC变换器能输出的电压范围，并消除在固定频率控制和调频控制之间切换时的直流输出电压的变化。此处，固定频率控制单元由脉冲宽度调制控制单元或调相控制单元构成，这些控制单元的主要部分可共用限制器、比较器等来实现。
此外，由于在谐振电流的半个周期过去后将半导体开关元件关断，因此，关断时的谐振电流瞬时值与谐振电流的峰值相比足够小，能降低关断损耗。进一步地，在调相控制时，越是轻负载时，半导体开关元件间的回流电流导致的导通损耗越是增加，但在本发明中，通过在轻负载时进行脉冲宽度调制控制，从而在变压器的非励磁期间，半导体开关元件全部为截止状态，因此，不会产生回流电流，能降低导通损耗。
因此，根据本发明，能提高谐振型DC-DC变换器的功率变换效率。
附图说明
图1是将本发明的实施方式的谐振型DC-DC变换器的主电路与控制装置一起示出的电路图。
图2是表示本发明的实施方式中的基准化频率与基准化电压变换率之间的关系的特性图。
图3是表示本发明的实施方式中、使MOSFET导通截止的控制量与基准化频率及占空比之间的关系的特性图。
图4是表示本发明的实施方式中的控制装置的实施例1的框图。
图5是表示实施例1中的脉冲宽度调制控制时的控制动作的波形图。
图6是表示实施例1中的脉冲宽度调制控制时的主电路动作的波形图。
图7是表示实施例1中的调频控制时的控制动作的波形图。
图8是表示实施例1中的调频控制时的主电路动作的波形图。
图9是表示本发明的实施方式中的控制装置的实施例2的框图。
图10是表示实施例2中的调相控制时的控制动作的波形图。
图11是表示实施例2中的调相控制时的主电路动作的波形图。
图12是表示实施例2中的调频控制时的控制动作的波形图。
图13是表示本发明的实施方式中的控制装置的实施例3的框图。
图14是现有的DC-DC变换器的主电路结构图。
图15是现有的谐振型DC-DC变换器的主电路结构图。
图16是用于说明现有的调频控制特性的、表示基准化频率与基准化电压变换率之间的关系的特性图。
图17是用于说明现有的调相控制特性的、表示基准化频率与基准化电压变换率之间的关系的特性图。
图18是表示在现有的调频控制与调相控制之间进行切换的情况下、基准化频率与基准化电压变换率之间的关系的特性图。
图19是表示以图15所示的电路为对象进行调相控制的情况下的动作的时序图。
具体实施方式
以下，根据附图说明本发明的实施方式。
首先，图1是将本发明的实施方式的谐振型DC-DC变换器的主电路100与控制装置Cont一起示出的电路图。
图1的主电路100中，在直流电源Ed的两端连接有由作为半导体开关元件的MOSFET Q1～Q4构成的全桥式电路。G1～G4是MOSFET Q1～Q4的栅极，以下，对栅极脉冲也标注相同的标号G1～G4来进行说明。
在MOSFET Q1、Q2的串联连接点与MOSFET Q3、Q4的串联连接点之间，电感器Lr、变压器Tr的一次绕组Np、电容器Cr串联连接。此处，电感器Lr及电容器Cr构成LC串联谐振电路。
在变压器Tr的二次绕组Ns的两端连接有由二极管D1～D4构成的桥式整流电路，在其直流输出端子间连接有平滑电容器Co。此外，在平滑电容器Co的两端连接有电阻Ra、Rb的串联电路。
Vout、Rtn为直流输出端子，Vin为直流输入电压，Vu为MOSFET Q1、Q2的串联连接点的电压，Vv为MOSFET Q3、Q4的串联连接点的电压，Vuv为Vu与Vv之间的差电压。
在该电路中，设由电阻Ra、Rb对平滑电容器Co的两端电压进行分压后得到的值为直流输出电压检测值Vo，从与上述桥式整流电路的负侧线路连接的电流检测器CT的输出得到直流输出电流检测值Io。上述直流输出电压检测值Vo及直流输出电流检测值Io输入到控制装置Cont，通过控制装置Cont中的运算，生成作为MOSFET Q1～Q4的驱动脉冲的栅极脉冲G1～G4。将上述栅极脉冲G1～G4经由未图示的栅极驱动电路提供给MOSFET Q1～Q4，从而对MOSFET Q1～Q4进行开关。
此处，在由控制装置Cont生成栅极脉冲G1～G4时，在直流输出电压检测值Vo及直流输出电流检测值Io的基础上，也可以追加使用变压器Tr的一次电流Ip、二次电流Is的检测值。
接下来，参照图2，对本实施方式的控制特性进行说明。
图2是表示基准化频率F与基准化电压变换率M之间的关系的特性图，如前所述，基准化频率F＝Fs/Fr(Fs：MOSFET Q1～Q4的开关频率，Fr：谐振频率)，基准化电压变换率M＝n·Vo/Vin(n：变压器Tr的匝数比，Vo：直流输出电压，Vin：直流输入电压)。
图1的控制装置Cont包括以与由电感器Lr及电容器Cr构成的LC串联谐振电路的谐振频率Fr基本相等的开关频率Fs进行固定频率控制(即，在F＝1的状态下进行控制)的固定频率控制单元、以及以比谐振频率Fr要低的开关频率Fs进行调频控制(即，在F＜1的状态下进行控制)的调频控制单元。
在固定频率控制区域中，当直流输出电压Vo超过DC-DC变换器能输出的最大值时，将控制方法从固定频率控制切换为调频控制。即，图2中，从M＝0起、到F＝1的特性线与负载特性线(轻负载特性线、中负载特性线、重负载特性线)的交点为止的距离相当于固定频率控制区域中能输出的电压范围。
从图2可知，在F＝1的特性线与负载特性线的交点，与负载的轻重无关，基准化电压变换率M为1。即，在固定频率控制区域中，DC-DC变换器的直流输出电压的最大值为与M＝1相当的值。
此外，通过将M超过1的区域设为调频控制区域，从而在与固定频率控制进行切换的前后，能无缝地进行切换，而不使DC-DC变换器的输出电压急剧变化。
图3表示使MOSFET Q1～Q4导通截止的控制量λ、基准化频率F及占空比Ds之间的关系。
关于控制量λ，基于图1中的直流输出电压检测值Vo和直流输出电流检测值Io，利用误差放大器等对其进行调整，以使得直流输出电压和直流输出电流达到所希望的值。该控制量λ的范围为0≤λ≤1。
关于占空比Ds，在后述的控制装置Cont的实施例1(图4)中为各MOSFET的导通时间与开关周期之比，在控制装置Cont的实施例2(图9)中为图1中的MOSFET Q1、Q2的串联连接点的电压Vu和MOSFET Q3、Q4的串联连接点的电压Vv的调相时间、与开关周期之比。
此处，图3中，在λ超过λlim时，将基准化频率F限制为Fmin。下面，说明其理由。
图2中，在各负载特性中控制频率F小于基准化电压变换率M达到峰值的点时，处于被称为谐振丢失的状态。若发生谐振丢失，则图1中的串联连接的两个MOSFET中的一个MOSFET中流过的谐振电流换流至寄生二极管，在该时刻另一个MOSFET导通。此时，一个MOSFET的寄生二极管以急剧的电流变化率进行反向恢复，从而有时MOSFET会损坏。为了防止这种情况，图3中，对图2的特性中比重负载特性的基准化电压变换率M达到峰值的频率要高的频率设定Fmin，在λ＞λlim的区域中，将基准化频率F限制为Fmin。
接下来，图4是表示本实施方式中的控制装置Cont的实施例1的框图。
图4中，11是作为调频控制单元的调频电路，21是作为固定频率控制单元的脉冲宽度调制电路，31是脉冲分配电路。从调频电路11输出的调频信号Vpfm和从脉冲宽度调制电路21输出的脉冲宽度调制信号Vpwm输入到脉冲分配电路31，通过该脉冲分配电路31中的逻辑运算，生成MOSFET Q1～Q4的栅极脉冲G1～G4。
调频电路11包括输入“1”与控制量λ的偏差的限制器LIM1、输入限制器LIM1的输出信号的积分器INT1、对从积分器INT1输出的载波信号Vtr与基准电压V1的大小关系进行比较的比较器CMP1、以及输入比较器CMP1的输出信号的作为分频单元的T触发器T-FF，从T触发器T-FF输出调频信号Vpfm。
另外，比较器CMP1的基准电压V1设定为与λc相等的值。此外，设控制量λ如上述那样基于直流输出电压检测值Vo和直流输出电流检测值Io来生成。
将积分器INT1的积分时间常数调整为使得如图3所示那样，λ＝λc时F＝1。由于该积分器INT1在作为其输出的载波信号Vtr达到λc时被来自比较器CMP1的输出信号(复位信号reset)复位，因此，载波信号Vtr以呈锯齿状的方式进行动作。
此外，比较器CMP1的输出信号被T触发器T-FF分频，从T触发器T-FF输出占空比50％(Ds＝0.5)的调频信号Vpfm。
另一方面，脉冲宽度调制电路21包括输入控制量λ的限制器LIM2、以及对限制器LIM2的输出信号与载波信号Vtr的大小关系进行比较的比较器CMP2。而且，比较器CMP2的输出信号作为脉冲宽度调制信号Vpwm输入到脉冲分配电路31。
脉冲分配电路31包括输入调频信号Vpfm及脉冲宽度调制信号Vpwm的与门AND1、将调频信号Vpfm的逻辑反转的非门MOT1、输入非门MOT1的输出信号和脉冲宽度调制信号Vpwm的与门AND2、以及分别输入与门AND1、AND2的输出信号的导通延迟电路DT1、DT2，作为导通延迟电路DT1的输出，得到栅极脉冲G1、G4，作为导通延迟电路DT2的输出，得到栅极脉冲G2、G3。
上述导通延迟电路DT1、DT2为了防止MOSFET Q1、Q2同时导通或MOSFET Q3、Q4同时导通，将栅极脉冲G1、G4及栅极脉冲G2、G3延迟时间td。
上述调频电路11的限制器LIM1和脉冲宽度调制电路21的限制器LIM2用于根据控制量λ，在调频控制和利用固定频率的脉冲宽度调制控制之间进行切换。此处，设定限制器LIM1的下限值为1-λc，上限值为图3的λlim，设定限制器LIM2的下限值为0，上限值为图3的λc。
由此，在λ小于λc时，积分器INT1的输入信号限制为1-λc，载波信号Vtr的频率成为一定，执行利用固定频率的脉冲宽度调制控制。
图5是用于说明实施例1中的脉冲宽度调制控制时的控制装置Cont的动作的波形图，图6是用于说明主电路的动作的波形图。
如图5所示，根据控制量λ与载波信号Vtr的大小关系，从比较器CMP2输出脉冲宽度调制信号Vpwm。另一方面，从T触发器T-FF输出将比较器CMP1的输出信号分频后的调频信号Vpfm。
图4的脉冲分配电路31内的与门AND1、AND2利用脉冲宽度调制信号Vpwm、调频信号Vpfm、及其反转信号进行逻辑运算。此外，如图5所示，利用导通延迟电路DT1、DT2对与门AND1、AND2的输出信号附加延迟时间td，生成MOSFET Q1～Q4的栅极脉冲G1～G4。
利用栅极脉冲G1～G4对MOSFET Q1～Q4进行开关，从而图1的主电路中的电压Vuv成为图5的下部所示的波形。
此外，包含电压Vuv在内，图1的主电路中的各部分的电压、电流波形如图6所示。
接下来，在λ大于λc时，根据λ的值，载波信号Vtr的频率发生变化。此时，载波信号Vtr的最大值为λc，因此，比较器CMP2的输出始终为高电平，执行调频控制。即，当控制量λ的值超过了谐振型DC-DC变换器的直流输出电压能在固定频率控制区域中输出的最大值时，从固定频率控制切换为调频控制。
图7是用于说明实施例1中的调频控制时的控制装置Cont的动作的波形图，图8是用于说明主电路的动作的波形图。
在调频控制区域中，从图8可知，在谐振电流的半个周期过去后将MOSFET关断，因此，关断时的谐振电流瞬时值与谐振电流的峰值相比足够小，与变压器Tr的励磁电流(Ip的波形中的虚线部分)相等。因此，在本实施例中，能降低关断损耗。
接下来，图9是表示本实施方式中的控制装置Cont的实施例2的框图。图9中，对与图4相同的结构要素标注相同标号并省略说明，以下，以与图4不同的部分为中心来进行说明。
图9中，41是作为固定频率控制单元的调相电路，该调相电路41包括限制器LIM2、比较器CMP2、及异或门XOR1。对异或门XOR1输入作为比较器CMP2的输出的脉冲宽度调制信号Vpwm、作为T触发器T-FF的输出的调频信号Vpfm，作为异或门XOR1的输出的调相信号Vps及上述调频信号Vpfm输入到脉冲分配电路32。
脉冲分配电路32包括对调频信号Vpfm附加延迟时间td而生成栅极脉冲G1的导通延迟电路DT1、使调频信号Vpfm的逻辑反转的非门NOT1、以及对非门NOT1的输出信号附加延迟时间td而生成栅极脉冲G2的导通延迟电路DT2。脉冲分配电路32还包括对调相信号Vps附加延迟时间td而生成栅极脉冲G3的导通延迟电路DT3、使调相信号Vps的逻辑反转的非门NOT2、以及对非门NOT2的输出信号附加延迟时间td而生成栅极脉冲G4的导通延迟电路DT4。
图10是用于说明实施例2中的调相控制时的控制装置Cont的动作的波形图，图11是表示调相控制时的主电路动作的波形图。图12是用于说明调频控制时的控制装置Cont的动作的波形图。另外，调频控制时的主电路动作波形与图8相同，因此，省略图示及说明。
在该实施例2中，也根据λ与λc的大小关系来输出调频信号Vpfm、脉冲宽度调制信号Vpwm，因此，图10中的Vpfm、Vpwm的波形与图4相同。但是，在实施例2中，如图9、图10所示，利用调频信号Vpfm与脉冲宽度调制信号Vpwm的异或逻辑，生成调相信号Vps，该调相信号Vps与调频信号Vpfm一起提供给脉冲分配电路32。
此处，在调相控制区域中，从图11可知，在谐振电流变为零后将MOSFET关断，因此，关断时的谐振电流瞬时值与谐振电流的峰值相比足够小，与变压器Tr的励磁电流(Ip的波形中的虚线部分)相等。因此，在本实施例中，也能降低关断损耗。
图13是表示本实施方式中的控制装置Cont的实施例3的框图。图13中，对与图9相同的结构要素标注相同标号并省略说明，以下，以与图9不同的部分为中心来进行说明。
如图13所示，实施例3的控制装置Cont包括调频电路11、调相电路41、调相/脉冲宽度调制切换电路51、及脉冲分配电路33。此处，调频电路11和调相电路41的结构与图9相同。
调相/脉冲宽度调制切换电路51包括状态判别电路51a及D触发器D-FF。以如下方式进行动作：状态判别电路51a判别负载的大小、直流输出电压的大小等，将其判别结果输入到D触发器D-FF，利用得到的Q输出及其反转输出，在调相控制和脉冲宽度调制控制之间进行切换。
对D触发器D-FF输入调频信号Vpfm作为时钟信号，D触发器D-FF以所谓的前沿触发方式进行动作。即，为了防止在状态判别电路51a的状态判别结果发生变化时栅极脉冲G1～G4在中途进行切换，使D触发器D-FF在调频信号Vpfm的上升沿的时刻进行动作，在调相控制和脉冲宽度调制控制之间进行切换。
在脉冲分配电路33中，调频信号Vpfm输入到与门AND1、AND5、或非门NOR1的各一个输入端子、及非门NOT1。此外，调相信号Vps输入到非门NOT2、与门AND4的一个输入端子、与门AND5的另一个输入端子、及或非门NOR1的另一个输入端子。此外，非门NOT1、NOT2的输出分别输入到与门AND2、AND3的各一个输入端子。此外，与门AND5的输出输入到与门AND6的一个输入端子，或非门NOR1的输出输入到与门AND7的一个输入端子。
D触发器D-FF的Q输出输入到与门AND1～AND4的各另一个输入端子，D触发器D-FF的反转输出输入到与门AND6、AND7的各另一个输入端子。
与门AND1～AND4的输出分别输入到或门OR1～OR4的各一个输入端子。此外，与门AND6的输出输入到或门OR1、OR4的各另一个输入端子，与门AND7的输出输入到或门OR2、OR3的各另一个输入端子。
而且，或门OR1～OR4的输出分别输入到导通延迟电路DT1～DT4，被附加了延迟时间td，并作为MOSFET Q1～Q4的栅极脉冲G1～G4输出。
通常，在调相控制时，越是轻负载，在MOSFET间电流回流的期间越长，存在导通损耗增加的问题。因此，本实施例中，状态判别电路51a检测出变为轻负载这一情况，经由D触发器D-FF切换成脉冲宽度调制控制。由此，图1中的变压器Tr的非励磁期间内，各MOSFET全部变成截止状态，因此，MOSFET间不会产生回流电流，能降低导通损耗。
此外，在DC-DC变换器100启动时等直流输出侧的平滑电容器Co未被充电的状态下进行调相控制、调频控制的情况下，可能会发生上述谐振丢失，因MOSFET的反向恢复导致MOSFET损坏。作为其对策，优选为，状态判别电路51a基于直流输出电压Vo，检测出DC-DC变换器100处于启动状态这一情况。而且，启动时，经由D触发器D-FF，利用与谐振频率Fr的半个周期相比足够短的宽度的脉冲进行脉冲宽度调制控制，将平滑电容器Co初始充电至某一电压，之后切换为调相控制或调频控制，从而能防止上述反向恢复的发生，保护MOSFET。
另外，图4、图9、图13所示的控制装置Cont的实施例1～3可以由模拟电路来实现，也可以由具有相同功能的数字控制单元来实现。
工业上的实用性
本发明可适用于以对混合动力汽车、电动车等的电池进行充电的车载用充电装置为代表的、用于获得规定的直流电压的各种谐振型DC-DC变换器。
标号说明
Ed：直流电源
Q1、Q2、Q3、Q4：MOSFET
Lr：电感器
Cr、Co：电容器
Tr：变压器
Np：一次绕组
Ns：二次绕组
D1、D2、D3、D4：二极管
Ra、Rb：电阻
LIM1、LIM2：限制器
INT1：积分器
CMP1、CMP2：比较器
T-FF：T触发器
D-FF：D触发器
XOR1：异或门
AND1～AND7：与门
OR1～OR4：或门
NOT1、NOT2：非门
NOR1：或非门
DT1～DT4：导通延迟电路
Cont：控制装置
CT：电流检测器
11：调频电路
21：脉冲宽度调制电路
31、32、33：脉冲分配电路
41：调相电路
51：调相/脉冲宽度调制切换电路
51a：状态判别电路
100：主电路

Claims (10)

1.一种谐振型DC-DC变换器的控制装置，其包括：
直流电源；
全桥式电路，该全桥式电路的输入侧与所述直流电源的两端连接，且输出侧经由串联谐振电路与变压器的一次绕组连接，并且，该全桥式电路由半导体开关元件构成；
与所述变压器的二次绕组连接的整流电路；以及
与所述整流电路的输出侧连接的平滑电容器，
通过使所述半导体开关元件导通截止，使谐振电流流过所述串联谐振电路，从而经由所述变压器、所述整流电路及所述平滑电容器输出直流电压，其特征在于，包括：
检测与所述谐振型DC-DC变换器的负载状态相对应的电气量并确定用于对所述半导体开关元件的导通截止进行控制的控制量的单元；
调频控制单元，该调频控制单元基于所述控制量，以比所述串联谐振电路的谐振频率要低的频率对所述半导体开关元件进行调频控制；
固定频率控制单元，该固定频率控制单元基于所述控制量，在所述谐振频率附近对所述半导体开关元件进行固定频率控制；以及
脉冲分配单元，该脉冲分配单元基于所述调频控制单元及所述固定频率控制单元的输出，生成所述半导体开关元件的驱动脉冲，
当所述控制量的值超过了所述谐振型DC-DC变换器的直流输出电压能在固定频率控制区域中输出的最大值时，从由所述固定频率控制单元进行的控制动作切换为由所述调频控制单元进行的控制动作。
2.如权利要求1所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元对所述半导体开关元件进行脉冲宽度调制控制。
3.如权利要求2所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元将所述控制量与由所述调频控制单元生成的载波信号进行比较，从而生成脉冲宽度调制信号。
4.如权利要求1所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元对所述半导体开关元件进行调相控制。
5.如权利要求4所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元将所述控制量与由所述调频控制单元生成的载波信号进行比较，从而生成脉冲宽度调制信号，根据该脉冲宽度调制信号和由所述调频控制单元生成的调频信号，生成调相信号。
6.如权利要求1所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元对所述半导体开关元件进行脉冲宽度调制控制和调相控制。
7.如权利要求6所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元将所述控制量与由所述调频控制单元生成的载波信号进行比较，从而生成脉冲宽度调制信号，根据该脉冲宽度调制信号和由所述调频控制单元生成的调频信号，生成调相信号，并且，根据所述谐振型DC-DC变换器的直流输出电流或直流输出电压，在脉冲宽度调制控制和调相控制之间进行切换。
8.如权利要求7所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
所述固定频率控制单元在所述谐振型DC-DC变换器启动时进行脉冲宽度调制控制，在脉冲宽度比所述串联谐振电路的谐振频率的半个周期要短的状态下对所述平滑电容器进行初始充电之后，切换为调相控制。
9.如权利要求2所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
在所述谐振型DC-DC变换器启动时，所述固定频率控制单元进行脉冲宽度调制控制，在脉冲宽度比所述串联谐振电路的谐振频率的半个周期要短的状态下对所述平滑电容器进行初始充电之后，切换为由所述调频单元进行的调频控制。
10.如权利要求1至9中任一项所述的谐振型DC-DC变换器的控制装置，其特征在于，
使用所述谐振型DC-DC变换器的直流输出电压检测值及直流输出电流检测值，以确定所述控制量。
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