CN110535343A - 用于谐振电路的控制器和控制方法以及直流-直流转换器 - Google Patents

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CN110535343A CN201810509293.4A CN201810509293A CN110535343A CN 110535343 A CN110535343 A CN 110535343A CN 201810509293 A CN201810509293 A CN 201810509293A CN 110535343 A CN110535343 A CN 110535343A
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Abstract

本公开涉及一种用于谐振电路的控制器及其控制方法，以及包括该控制器的直流‑直流转换器。该控制器包括：电流检测单元，用于检测谐振电路中流动的电流；单调化单元，用于对电流检测单元检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及控制单元，用于基于所述谐振电路的输出电压和所述电流检测信号生成用于控制所述谐振电路的控制信号。在将根据本公开的控制器用于控制谐振电路时，能够获得更宽的带宽，谐振电路的输出电压的线频率波纹减小，并且在线电压瞬变的情况下具有提高的响应速度。

Description

用于谐振电路的控制器和控制方法以及直流-直流转换器
技术领域
本公开总体上涉及电力电子技术，具体地说涉及一种用于谐振电路的控制器。更特别地，本公开涉及使用双闭环控制技术来控制谐振电路的控制器及其控制方法、以及包含该控制器的直流-直流转换器。
背景技术
开关电源是现代电力电子技术中通过控制开关管导通和关断的时间比率来维持稳定输出电压的一种电源。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备。
具有谐振电路拓扑的直流-直流(DC-DC)转换器是开关电源的核心部件，能够将电能质量较差的原生态直流电压，转换成满足设备要求的质量较高的直流电压。根据DC-DC转换器中的开关器件的开关条件，DC-DC转换器可以分为硬开关(Hard Switching)DC-DC转换器和软开关(Soft Switching)DC-DC转换器两种。
硬开关DC-DC转换器的开关器件在承受电压或流过电流的情况下导通或关断电路，因此在导通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗(Switchingloss)。开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激发电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗。
软开关DC-DC转换器的开关器件在导通或关断过程中，施加在开关器件上的电压为零，即零电压开关(Zero-Voltage-Switching，ZVS)，或者流过开关器件的电流为零，即零电流开关(Zero-Current-Switching，ZCS)。这种软开关方式可以显著减小开关损耗以及开关过程中激发的振荡，使开关频率可以大幅度提高，便于DC-DC转换器的小型化和模块化。
具有电压控制环和电流控制环的双闭环控制器由于宽带宽、小体积、高效率、保护功能完善、稳定性高和精确性高等优点，目前被广泛应用于硬开关DC-DC转换器的控制。然而，由于软开关DC-DC转换器的拓扑结构和工作原理与硬开关DC-DC转换器存在差别，双闭环控制器难以应用于软开关DC-DC转换器。
因此，本公开的目的之一在于提供一种能够应用于软开关DC-DC转换器的双闭环控制器，从而使得整体系统能够兼具软开关拓扑的损耗低等的优点以及双闭环控制的宽带宽等的优点。
本发明的其他目的包括提供一种能够应用于软开关DC-DC转换器的双闭环控制方法以及一种使用根据本公开的上述方面的控制器的DC-DC转换器。
应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本申请的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本申请的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。
发明内容
在下文中将给出关于本公开的简要概述，以便提供关于本公开的某些方面的基本理解。应当理解，这个概述并不是关于本公开的穷举性概述。它并不是意图确定本公开的关键或重要部分，也不是意图限定本公开的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出某些概念，以此作为稍后论述的更详细描述的前序。
本公开的目的在于提供用于软开关谐振电路的双闭环控制器以及相应的控制方法。
为了实现本公开的目的，根据本公开的一个方面，提供了一种用于谐振电路的控制器，其包括：电流检测单元，被配置成检测谐振电路中流动的电流；单调化单元，被配置成对电流检测单元检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及控制单元，被配置成基于谐振电路的输出电压和电流检测信号生成用于控制谐振电路的控制信号。
为了实现本公开的目的，根据本公开的另一方面，提供了一种用于谐振电路的控制方法，其包括如下步骤：检测谐振电路中流动的电流；对检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及基于谐振电路的输出电压和电流检测信号生成用于控制谐振电路的控制信号。
此外，本公开的目的还在于提供一种直流-直流转换器，该直流-直流转换器包括谐振电路以及根据本公开的上述方面的控制器，其中控制器对谐振电路进行控制，使得直流-直流转换器将直流输入电压转换成期望的直流输出电压。
根据本公开的用于谐振电路的控制器和控制方法以及具有该控制器的直流-直流转换器具有开关损耗低、宽带宽、输出电压的线频率纹波减小、线电压瞬变的情况下响应速度快等优点。
附图说明
参照下面结合附图对本公开实施方式的说明，会更加容易地理解本公开的以上和其它目的、特点和优点，在附图中：
图1是示出半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图；
图2(A)是示出半桥LLC谐振电路的作为初级侧的下开关器件的晶体管的栅极电压的波形图，图2(B)是示出流过谐振电感器的电流的半波输出的波形图；
图3是示出将通过DSP实现的双闭环控制器应用于硬开关拓扑结构的示意图；
图4是示出根据本公开的实施方式的用于谐振电路的控制器的框图；
图5是示出将根据本公开的实施方式的控制器应用于半桥LLC谐振电路的示意图；
图6是示出根据本公开的实施方式的控制器中包括的电流检测单元的拓扑结构的一个示例的电路图；
图7是示出根据本公开的实施方式的控制器中包括的单调化单元的拓扑结构的一个示例的电路图；
图8(A)是示出单调化单元输出的电流检测信号的波形图，图8(B)是示出流过谐振电感器的电流半波输出的波形图，并且图8(C)是示出半桥LLC谐振电路的作为初级侧的下开关器件的晶体管的栅极电压的波形图；
图9示出了根据本公开的实施方式的控制器的控制单元的框图；
图10是示出根据本公开的实施方式的用于谐振电路的控制方法的流程图；
图11(A)至图11(C)是示出使用单电压环控制器对半桥LLC谐振电路进行控制的仿真结果的示图；以及
图12(A)至图12(C)是示出使用根据本公开的实施方式的控制器对半桥LLC谐振电路进行控制的仿真结果的示图。
具体实施方式
在下文中将结合附图对本公开的示例性实施方式进行描述。为了清楚和简明起见，在说明书中并未描述实际实施方式的所有特征。然而，应该了解，在开发任何这种实际实施方式的过程中可以做出很多特定于实施方式的决定，以便实现开发人员的具体目标，并且这些决定可能会随着实施方式的不同而有所改变。
在此，还需要说明的一点是，为了避免因不必要的细节而模糊了本公开，在附图中仅仅示出了与根据本公开的方案密切相关的部件，而省略了与本公开关系不大的其他细节。
另外，在描述本公开内容的部件时，在本文中可以使用诸如第一、第二、A、B、(a)、(b)等的术语。这些术语仅用于使一个部件区别于其他部件，并且相应部件的属性、顺序、序列等不受相应术语的限制。在描述一个部件“连接至”或“耦接至”另一部件的情况下，应该解释为该一个部件可以直接“连接至”或“耦接至”另一部件，或者可以经由中间部件“连接至”或“耦接至”另一部件。
作为软开关谐振电路的一个具体示例，半桥LLC谐振电路由于其软开关特性和集成磁性元件的结构而具有开关损耗低、转换效率高、功率密度高、电磁干扰(EMI)噪声低的优点，因而被广泛使用于DC-DC转换器中。
图1是示出半桥LLC谐振电路的拓扑结构的示意图。
半桥LLC谐振电路的初级侧可以包括提供直流输入电压的直流电压源V1、由开关器件Q1、Q2构成的半桥开关网络、谐振电感器Lr、初级绕组Lm以及谐振电容器C1、C2。例如，开关器件Q1、Q2可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
此外，半桥LLC谐振电路的次级侧可以包括次级绕组、开关器件，滤波电路和输出负载。
例如，次级绕组L1、L2和开关器件Q3、Q4可以一起构成整流电路。例如，励磁电感器Lm可以作为初级绕组，电感器L1、L2可以作为次级绕组，一起构成理想变压器。例如，开关器件Q3、Q4可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
如图1所示，滤波电路可以由LC电路构成，其包括电容器C3、C4和电感器L3。输出负载由电阻器RL表示。
根据如图1所示的半桥LLC谐振电路的拓扑结构，其具有两个特征频率，即由谐振电感器Lr、励磁电感器Lm和谐振电容器C1、C2确定的特征频率fp，以及由谐振电感器Lr和谐振电容器C1、C2确定的特征频率fr，其中fp<fr。当半桥开关网络的开关频率fs处于感性区域时，初级侧的开关器件Q1、Q2可以实现ZVS导通，并且次级侧的开关器件Q3、Q4可以实现ZCS关断。
图2(A)是示出半桥LLC谐振电路的作为初级侧的下开关器件Q2的晶体管的栅极电压Vgs的波形图，并且图2(B)是示出流过谐振电感器Lr的电流的半波输出的波形图。如图2(B)所示，在将呈方波形式的栅极电压Vgs施加在开关晶体管上时，流过谐振电感器Lr的电流的半波波形并非是单调的。
由于流过谐振电感器Lr的电流不是单调的，因此用于半桥LLC谐振电路的控制器通常采取单个电压环路的控制方式，即将次级侧的输出电压作为唯一的反馈信号用于环路控制。
然而，单电压环控制器具有响应速度慢、闭环稳定性差等缺点。因此，目前越来越多地采用电流控制内环和电压控制外环的双闭环控制器。
图3是示出将通过数字信号器(DSP)实现的双闭环控制器应用于硬开关拓扑电路的示意图。如图3中所示，双闭环控制器包括电流控制内环和电压控制外环这两个补偿环路。双闭环控制器不仅对硬开关拓扑电路的输出电压进行采样以作为一个反馈信号，同时还对硬开关拓扑电路中流动的电流进行采样以作为另一个反馈信号。
具体地，双闭环控制器中的电压控制外环进行如下控制操作：通过模数(AD)转换器对硬开关拓扑电路的输出电压进行采样以获得电压检测信号，将电压检测信号与参考电压进行比较以生成电压误差信号，并且电压环补偿部件基于电压误差信号生成电压补偿信号。此外，双闭环控制器中的电流控制内环进行如下控制操作：通过AD转换器对硬开关拓扑电路中流动的电流进行采样以获得电流检测信号，将电流检测信号与电压补偿信号进行比较以生成总误差信号，并且电流环补偿部件基于总误差信号生成总补偿信号。双闭环控制器中的脉宽调制(PWM)部件基于总补偿信号生成具有频率fs的方波作为控制信号，以驱动位于硬开关拓扑电路的初级侧的构成开关网络的开关器件的开关，例如，驱动图3中的初级侧的晶体管Q1、Q2的开关。
由于双闭环控制器具有宽带宽、小体积、高效率、保护功能完善、稳定性高和精确性高等优点，因而目前已被广泛使用。
然而，如图2(B)所示，对于半桥LLC谐振电路的拓扑，由于在初级侧的下开关器件导通时段期间，流过半桥LLC谐振电路的谐振电感Lr电流不是单调的，因而不能将双闭环控制器应用于半桥LLC谐振电路。
为了解决上述问题，本公开提出了一种用于谐振电路的控制器，其包括：电流检测单元，被配置成检测谐振电路中流动的电流；单调化单元，被配置成对电流检测单元检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及控制单元，被配置成基于谐振电路的输出电压和电流检测信号生成用于控制谐振电路的控制信号。
图4是示出根据本公开的实施方式的用于谐振电路的控制器400的框图。图5是示出将根据本公开的实施方式的控制器应用于半桥LLC谐振电路的示意图。
如图4所示，控制器400包括电流检测单元401、单调化单元402和控制单元403。
参照图5，根据本公开的实施方式，电流检测单元401可以检测半桥LLC谐振电路中流动的电流。尽管图5中作为具体示例示出了电流检测单元401通过电流互感器L3和L4之间的电磁耦合的隔离方式检测谐振电感器Lr中流过的电流。然而，本公开不限于此。电流检测单元401可以通过除电磁耦合方式以外的任何其他方式来检测谐振电感器Lr中流过的电流。例如，可以采用串联接入半桥LLC谐振电路的初级侧的非隔离方式来检测谐振电感器Lr中流过的电流。此外，电流检测单元401还可以被配置成检测初级绕组Lm中流过的电流或者检测次级绕组L1、L2中流过的电流。此外，电流检测单元401还可以被配置成检测初级侧的开关器件Q1、Q2中流过的电流或者次级侧的开关器件Q3、Q4中流过的电流。本领域技术人员应认识到，上述变型方案均涵盖于本公开的范围内。
图6是示出根据本公开的实施方式的控制器中包括的电流检测单元401的拓扑结构的一个示例的电路图。如图6所示，电流检测单元401使用与半桥LLC谐振电路的初级侧中的谐振电感器Lr、初级绕组Lm和次级绕组L1、L2中的至少之一串联连接的初级电感器L3和次级电感器L4构成的电流互感变压器来检测半桥LLC谐振电路中流过的电流。随后，使用由两个二极管以及两个电阻器构成的整流电路输出表示检测到的半桥LLC谐振电路中流过的电流的电压信号。该电压信号被送往单调化单元402。
应认识到，图6所示的电流检测单元401的电路拓扑仅为一个示例，本领域技术人员可以基于本公开的教导设想其他的电路拓扑的变型方案来实现电流检测单元401的功能。所有这些变型方案涵盖于本公开的范围内。
如上文参照图2(A)和图2(B)描述的，半桥LLC谐振电路中流过谐振电感Lr的电流在初级侧的下开关器件的导通时段期间并非是单调的。
根据本公开的实施方式，单调化单元402可以对电流检测单元401检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号。在图6所示的示例中，电流检测单元401输出表示检测到的半桥LLC谐振电路中流过的电流的电压信号。作为一个示例，单调化单元402可以对表示检测到的半桥LLC谐振电路中流过的电流的电压信号执行积分处理。
图7是示出根据本公开的实施方式的控制器中包括的单调化单元402的拓扑结构的一个示例的电路图。根据本公开的实施方式，单调化单元可以包括：积分子单元，用于执行作为单调化处理的积分处理；以及重置子单元，用于根据控制单元生成的控制信号重置积分子单元。
如图7所示，例如，单调化单元中的积分子单元使用运算放大器X1来实现积分处理，从而输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号。这里，电流检测信号可以采用电压信号的具体形式。
此外，由于积分子单元针对半桥LLC谐振电路的初级侧中的开关器件Q1、Q2的每个导通时段进行积分处理，所以在一个导通时段结束进入关断时段时，需要停止积分处理并且将积分结果重置为零。因此，如图7所示，单调化单元可以包括将积分子单元的积分结果重置为零的重置子单元(在图5中为了简化未示出)。
如下文所描述的，根据本公开的实施例，控制单元403可以生成用于控制半桥LLC谐振电路中的初级侧的开关器件的开关的控制信号。该控制信号事实上与初级侧的开关器件的导通时段同步。因此，根据本公开的实施方式，重置子单元可以根据该控制信号来重置积分子单元。例如，如图7中所示，在重置子单元中，通过控制信号来控制晶体管Q5的开关，从而在半桥LLC谐振电路中的初级侧的开关器件的导通时段结束时将积分子单元的积分结果重置为零。
本领域技术人员应认识到，尽管本公开的实施方式使用积分处理来实现单调化处理，但是除了积分处理之外的其他单调化处理同样可以应用于本公开的技术方案。
此外，本领域技术人员应认识到，尽管本公开的实施方式使用硬件电路形式的例如运算放大器等来执行积分运算，从而实现单调化处理，但是根据本公开的其他实施方式，也可以使用软件来实现单调化处理，这同样涵盖于本公开的范围内。
图8(A)是示出单调化单元402输出的电流检测信号的波形图，图8(B)是示出流过谐振电感器Lr的电流半波输出的波形图，并且图8(C)是示出半桥LLC谐振电路的作为初级侧的下开关器件的晶体管Q2的栅极电压的波形图。如图8(A)所示，根据本公开的实施方式，单调化单元可以输出表示与半桥LLC谐振电路中流过的电流对应的单调的电流检测信号。这里，在图7所示的单调化单元402的电路拓扑中，可以通过调整电阻器和电容器的电阻值和电容值来调整单调化单元402输出的单调信号的峰值。
根据本公开的实施方式，可以将双闭环控制技术应用于控制半桥LLC谐振电路，从而使得整体系统能够兼具软开关拓扑的损耗低等的优点以及双闭环控制的宽带宽等的优点。
图9示出了根据本公开的实施方式的控制器400的控制单元403的框图。鉴于控制单元403可以采用与上文描述的用于硬开关电路拓扑的双闭环控制器相同的结构，因此这里仅对控制单元403的结构和功能进行简要的介绍而不做更详细的描述。
如图9所示，控制单元403包括电压补偿子单元4031、电流补偿子单元4032和控制信号生成子单元4033。根据本公开的实施方式，电压补偿子单元4031可以基于半桥LLC谐振电路的输出电压生成电压补偿信号，电流补偿子单元4032可以基于电压补偿信号和电流检测信号生成总补偿信号，并且控制信号生成子单元4033可以基于总补偿信号生成控制信号。
参照图5和图9，根据本公开的实施方式，电压补偿子单元4031可以包括用于采样的AD转换器，误差放大器和电压环补偿部件。AD转换器可以在作为开关器件的晶体管导通的导通时段内的任意时刻对半桥LLC谐振电路的输出电压进行采样。如图8(C)所示，AD转换器可以在晶体管导通的导通时段的起点处对半桥LLC谐振电路的输出电压进行采样(如图8(C)中的虚线所示)。误差放大器将采样的输出电压与参考电压进行比较以生成电压误差信号，并且电压环补偿部件基于电压误差信号生成电压补偿信号。
此外，参照图5和图9，根据本公开的实施方式，电流补偿子单元4032可以包括用于采样的AD转换器，误差放大器和电流环补偿部件。AD转换器可以在对应于半桥LLC谐振电路中流过的电流的占空时段的中点处的时刻或在占空时段中的任意时刻对单调化单元402输出的电流检测信号进行采样。
例如，如图8(A)中所示，电流补偿子单元4032中包括的AD转换器可以在位于半桥LLC谐振电路的初级侧下开关器件的导通开始之后经过一段时间(如图8(A)中的虚线所示)的时刻(该时刻对应于半桥LLC谐振电路中流过的电流的占空时段的中点)处对电流检测信号进行采样，从而确保采样信号是稳定单调的。
随后，误差放大器将采样的单调化处理后的电流检测信号与电压补偿信号进行比较以生成总误差信号，并且电流环补偿部件基于总误差信号生成总补偿信号。
此外，根据本公开的实施方式，如图5所示，控制信号生成子单元4033可以基于总补偿信号生成具有频率fs的方波信号，以驱动位于半桥LLC谐振电路的初级侧的构成开关网络的开关器件的开关。
根据本公开的实施方式，可以使用PWM电路来实现控制信号生成子单元4033，其中使用总补偿信号调整PWM电路输出的PWM信号的频率。控制单元403将PWM信号通过隔离器件用作位于半桥LLC谐振电路的初级侧的开关器件Q1、Q2的开关控制信号。
根据本公开的实施方式，电压补偿子单元4031、电流补偿子单元4032和控制信号生成子单元4033可以一起通过数字信号处理器(DSP)实现。
本领域技术人员应认识到，尽管在本文中使用DSP实现电压补偿子单元、电流补偿子单元和控制信号生成子单元的功能(使用DSP中包括的AD转换器实现电压补偿子单元和电流补偿子单元中包括的采样功能)来描述具体实施方式，但是本公开的实施方式不限于此。根据本公开的教导，本领域技术人员能够设想其他硬件和/或软件实现方式来实现电压补偿子单元、电流补偿子单元和控制信号生成子单元的功能。所有这些变型方案应涵盖于本公开的范围内。
本领域技术人员应认识到，尽管在上述实施方式中以半桥LLC谐振电路为示例描述了具体实施方式，但是本公开的实施方式不限于此。根据本公开的教导，本领域技术人员能够设想将根据本公开的控制器应用于其他谐振电路，例如全桥LLC谐振电路。所有这些变型方案应涵盖于本公开的范围内。
根据本公开的实施方式，可以将双闭环控制技术应用于软开关谐振电路，从而使得整体系统兼具软开关拓扑的损耗低等的优点以及双闭环控制的宽带宽等的优点。
图10是示出根据本公开的实施方式的用于谐振电路的控制方法1000的流程图。图10的控制方法1000开始于步骤S1001。随后，在检测步骤S1002中检测谐振电路中流动的电流。例如，可以通过执行例如参照图4描述的电流检测单元401的处理来实现检测步骤S1002，在此省略其描述。
随后，控制方法1000前往单调化步骤S1003，其中对检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号。例如，可以通过执行例如参照图4描述的单调化单元402的处理来实现单调化步骤S1003，在此省略其描述。
随后，控制方法1000前往控制步骤S1004，其中基于谐振电路的输出电压和电流检测信号生成用于控制谐振电路的控制信号。例如，可以通过执行例如参照图4描述的控制单元403的处理来实现控制步骤S1004，在此省略其描述。
控制方法1000结束于步骤S1005。
如图所示，根据本公开的用于谐振电路的控制器和控制方法具有开关损耗低、宽带宽、输出电压的线频率纹波减小、线电压瞬变的情况下响应速度快等优点。
为了更直观地说明本公开的技术方案相对于现有技术的优点，这里给出了分别使用单电压环控制器和根据本公开的实施方式的控制器对半桥LLC谐振电路进行控制的仿真结果。图11(A)至图11(C)是示出使用单电压环控制器对半桥LLC谐振电路进行控制的仿真结果的示图，并且图12(A)至图12(C)是示出使用根据本公开的实施方式的控制器对半桥LLC谐振电路进行控制的仿真结果的示图。
在仿真中使用的半桥LLC谐振电路中，谐振电感器Lr的电感值为20μH，初级绕组Lm的电感值为200μH，谐振电容器C1电容值为33nF、C2的电容值为33nF。此外，在半桥LLC谐振电路中，由初级绕组Lm和次级绕组L1、L2构成的理想变压器的初级匝数Np＝16，两个次级绕组匝数相同Ns＝1。半桥LLC谐振电路的输入电压Vin为388V直流电压，输出电压Vout为12V直流电压，并且输出电流Iout为53.5A。
在使用单电压环控制器对上述半桥LLC谐振电路进行控制时，如图11(A)所示，穿越频率fc为1.71kHz，增益裕度为11.97dB，并且相位裕度为77.68度。
假设在输入电压Vin上叠加峰峰值为+/-10V、频率为100Hz的正弦电压波形以模拟线频率纹波，则如图11(B)所示，输出线频率波纹的峰峰值为39.47mV。
此外，如图11(C)所示，假设输入电压Vin在0.2ms内从350V上升到388V以模拟输入电压波动，则输出过冲电压是0.72V。
作为对比，将根据本公开的实施方式的应用双闭环控制技术的控制器应用于上述半桥LLC谐振电路。如图12(A)所示，穿越频率fc为3.05kHz，增益裕度为12.08dB，并且相位裕度为65.72度。
假设在输入电压Vin上叠加峰峰值为+/-10V、频率为100Hz的正弦电压波形以模拟线频率波纹，则如图12(B)所示，输出线频率波纹的峰峰值为8mV。
此外，假设输入电压Vin在0.2ms内从350V上升到388V以模拟输入电压波动，则如图12(C)所示，输出过冲电压是0.151V。
由图11(A)至图11(C)以及图12(A)至图12(C)可见，根据本公开的实施方式的应用双闭环控制技术的控制器较之现有技术的单电压环控制器，穿越频率显著提高，输出电压的线频率波纹显著降低，并且在线电压出现波动时输出过冲电压明显降低。
此外，可以将根据本公开的实施方式的控制器应用于谐振电路，从而构成直流-直流转换器，其中控制器对谐振电路进行控制，使得直流-直流转换器将直流输入电压转换成期望的直流输出电压。根据本公开的实施方式的直流-直流转换器具有开关损耗低、宽带宽、输出电压的线频率波纹减小、线电压瞬变的情况下响应速度快等优点。
尽管上面已经通过对本公开的具体实施方式的描述对本公开进行了披露，但是，应该理解，本领域的技术人员可在所附权利要求的精神和范围内设计对本公开的各种修改、改进或者等同物。这些修改、改进或者等同物也应当被认为包括在本公开的保护范围内。

Claims (17)

1.一种用于谐振电路的控制器，包括：
电流检测单元，被配置成检测所述谐振电路中流动的电流；
单调化单元，被配置成对所述电流检测单元检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及
控制单元，被配置成基于所述谐振电路的输出电压和所述电流检测信号生成用于控制所述谐振电路的控制信号。
2.根据权利要求1所述的控制器，其中所述谐振电路是半桥LLC电路，
其中所述半桥LLC电路的初级侧包括开关器件、谐振电容器、谐振电感器和初级绕组，
其中所述半桥LLC电路的次级侧包括次级绕组、开关器件和滤波电路，以及
其中所述初级绕组和所述次级绕组构成变压器。
3.根据权利要求2所述的控制器，其中所述电流检测单元被配置成检测流过所述谐振电感器、所述初级绕组、所述次级绕组、初级侧的开关器件和次级侧的开关器件中的至少之一的电流。
4.根据前述权利要求中任一项所述的控制器，其中所述单调化单元包括：
积分子单元，其被配置成执行作为所述单调化处理的积分处理；以及
重置子单元，其被配置成根据所述控制单元生成的控制信号重置所述积分子单元。
5.根据权利要求4所述的控制器，其中所述积分子单元通过运算放大器电路实现。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的控制器，其中所述单调化单元执行的单调化处理通过软件实现。
7.根据前述权利要求中任一项所述的控制器，其中所述控制单元包括：
电压补偿子单元，被配置成基于所述谐振电路的输出电压生成电压补偿信号；
电流补偿子单元，被配置成基于所述电压补偿信号和所述电流检测信号生成总补偿信号；以及
控制信号生成子单元，被配置成基于所述总补偿信号生成所述控制信号。
8.根据权利要求7所述的控制器，其中所述电流补偿子单元包括采样子单元，所述采样子单元被配置成在对应于所述谐振电路中流过的电流的占空时段的中点处的时刻对所述电流检测信号进行采样，或者在所述占空时段的任意时刻对所述电流检测信号进行采样。
9.根据前述权利要求中任一项所述的控制器，其中所述控制单元通过数字信号处理器实现。
10.根据权利要求7所述的控制器，其中所述控制信号生成子单元通过脉宽调制电路实现，其被配置成根据所述总补偿信号生成用于控制初级侧的开关器件的开关的脉宽调制信号。
11.一种用于谐振电路的控制方法，包括如下步骤：
检测步骤，用于检测所述谐振电路中流动的电流；
单调化步骤，用于对检测到的电流执行单调化处理并且输出表示经单调化处理的电流的电流检测信号；以及
控制步骤，用于基于所述谐振电路的输出电压和所述电流检测信号生成用于控制所述谐振电路的控制信号。
12.根据权利要求11所述的控制方法，其中所述谐振电路是半桥LLC电路，
其中所述半桥LLC电路的初级侧包括开关器件、谐振电容器、谐振电感器和初级绕组，
其中所述半桥LLC电路的次级侧包括次级绕组、开关器件和滤波电路，以及
其中所述初级绕组和所述次级绕组构成变压器。
13.根据权利要求12所述的控制方法，其中在所述检测步骤中检测流过所述谐振电感器、所述初级绕组、所述次级绕组、初级侧的开关器件和次级侧的开关器件中的至少之一的电流。
14.根据权利要求11至13中任一项所述的控制方法，其中所述单调化步骤包括：
执行作为所述单调化处理的积分处理；以及
根据通过所述控制步骤生成的控制信号重置所述积分处理。
15.根据权利要求11至14中任一项所述的控制方法，其中所述控制步骤包括：
基于所述谐振电路的输出电压生成电压补偿信号；
基于所述电压补偿信号和所述电流检测信号生成总补偿信号；以及
基于所述总补偿信号生成所述控制信号。
16.根据权利要求15所述的控制方法，其中所述控制步骤还包括：
在对应于所述谐振电路中流过的电流的占空时段的中点处的时刻对所述电流检测信号进行采样，或者在所述占空时段的任意时刻对所述电流检测信号进行采样。
17.一种直流-直流转换器，包括谐振电路和根据前述权利要求1至10中任一项所述的控制器，其中所述控制器对所述谐振电路进行控制，使得所述直流-直流转换器将直流输入电压转换成期望的直流输出电压。
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