CN112928923B - 一种不对称半桥反激变换器及其实现方法 - Google Patents

一种不对称半桥反激变换器及其实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种不对称半桥反激变换器及其实现方法，其中控制电路根据接收的不对称半桥反激谐振电路原边侧的电流采样信号和励磁电流模拟信号，或者二者相加或直接叠加产生的电流合成信号，计算励磁电流模拟信号与实际励磁电流之间的直流偏差，并对该偏差进行补偿；再根据电流合成信号补偿后的信号判断出所述不对称半桥反激谐振电路的输出电路中副边整流管电流区间及输出负载情况，产生相应的原边主开关的驱动信号和辅助开关的驱动信号，控制辅助开关的导通时间跟随副边整流管导通区间而变化。本发明根据检测的副边整流管电流过零点关断辅助开关管，并根据得到的负载电流值进行自适应降频，实现变换器全负载范围效率优化。

Description

一种不对称半桥反激变换器及其实现方法
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种不对称半桥反激变换器及其实现方法。
背景技术
随着电力电子技术应用的快速发展，人们对开关变换器的小体积、高效率和高可靠性要求越来越高。反激变换器由于其拓扑简单，元器件少等特点，在小功率开关电源中被广泛运用；但由于普通反激变换器原边开关管的硬开关，以及漏感能量的消耗无法回收，导致损耗较大，不适用于低电压、大电流的应用场合。
不对称半桥反激变换器可以实现零电压开通(ZVS)，通过电流将其寄生电容中的电抽走，在开关管开通前使开关管两端电压下降到零，从而大大降低原边开关管的损耗，提高效率。
传统的不对称半桥反激变换器常采用互补控制方法。在轻载情况下，由于辅助管导通时间变长，励磁电感负电流变大，导致辅助管的导通损耗和关断损耗明显增加；导致轻载效率较低。
此外，采用传统控制方式的不对称半桥反激谐振拓扑在轻载下还存在同步整流误触发的问题。其原边主开关管断开时等效电路如图1所示。谐振电感Lr和原边开关管的寄生电容Cposs、副边整流管的寄生电容Csr_oss进行谐振，由于Lr和Cposs、Csr_oss都很小，因此谐振频率极高，谐振电感电流ir会在峰值处出现一个跌落现象，如图2波形所示。待跌落过程结束后，电路进入新的谐振状态，因输出电容Co远大于谐振电容Cr，可将输出电容看作恒压源，等效电路如图3所示。求解电路可得到谐振电感电流：
Figure GDA0003400464820000021
其中，t0为新谐振状态初始时刻，Ir(t0)、Vc(t0)为谐振电感Lr和谐振电容Vc在初始时刻的初始值，n为变压器原副边匝比，
Figure GDA0003400464820000022
通过辅助角公式可得到谐振初相：
Figure GDA0003400464820000023
从式(2)可以看出，当Vc(t0)<nVo时，谐振初相小于90°，如图2电流波形所示，副边整流管电流is首先出现一个向上谐振的趋势。若参数不合理，谐振电感电流ir将谐振并触碰到励磁电流iLm，导致副边整流管电流is提前跌落为零，同步整流控制器很有可能会提前关断同步整流管，导致副边损耗增加。
针对上述问题，可将传统的原边谐振不对称半桥反激变换器修改为副边谐振不对称半桥反激变换器，即通过在副边增加谐振元件实现，如图4所示。在该电路结构中，谐振初相大于90°，可以有效地解决同步整流管误关断的问题，但增加了器件和电路成本，同时也增加了损耗。
另外，针对不对称半桥反激谐振变换器负载轻载效率的优化，传统的方法一般是根据误差放大器输出的误差放大信号判断负载情况来实现降频控制或者打嗝控制。而所述误差放大信号受到输入电压和负载波动的双重影响，无法准确判断负载变换。
发明内容
为解决上述问题，本发明提供一种不对称半桥反激谐振变换器及实现方法，通过引入励磁电流模拟电路，可在原边获得副边整流管电流波形以及负载电流值。进而根据检测的副边整流管电流过零点关断辅助开关管，并根据得到的负载电流值进行自适应降频，实现变换器全负载范围效率优化。此外，所述装置还可解决原边谐振型不对称半桥反激变换器的副边整流管电流跌落问题。
本发明的技术方案为：一种不对称半桥反激变换器，包括不对称半桥反激谐振电路、励磁电流模拟电路和控制电路，其中，
所述不对称半桥反激谐振电路包括：一个开关桥臂，包括原边主开关Q1和辅助开关Q2；一个输出电路，提供直流电给负载；一个或多个变压器，变压器至少包含一个原边绕组以及一个副边绕组；一个谐振电感Lr以及一个谐振电容Cr；所述开关桥臂并联在直流输入电压源两端；所述谐振电容Cr、谐振电感Lr与所述变压器原边绕组依次串联构成串联支路，所述串联支路与所述辅助开关Q2并联；在所述原边主开关Q1导通期间，直流输入电压经谐振电容Cr和谐振电感Lr加到变压器原边绕组，变压器存储能量；在原边主开关Q1关断期间，直流输入电压与变压器原边绕组断开，变压器在原边主开关Q1导通期间所存储的能量通过变压器的副边绕组释放给负载；辅助开关Q2导通期间，谐振电容Cr与所述谐振电感Lr发生谐振；所述输出电路包括副边整流管和输出电容，输出电路与变压器的副边绕组耦合，将变压器在原边主开关Q1关断期间释放的能量在输出电路产生直流电，提供给负载；
所述励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；所述辅助电阻Ra与辅助电容Ca串联，并与变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组相连接，在辅助电容Ca上产生的励磁电流模拟信号Vca；
所述控制电路与不对称半桥反激谐振电路和励磁电流模拟电路分别连接，控制电路根据接收的不对称半桥反激谐振电路原边侧的电流采样信号Vcs和励磁电流模拟信号Vca，或者二者相加或直接叠加产生的电流合成信号Va，计算励磁电流模拟信号Vca与实际励磁电流之间的直流偏差，并对该偏差进行补偿；再根据电流合成信号Va补偿后的信号判断出所述不对称半桥反激谐振电路的输出电路中副边整流管电流区间及输出负载情况，产生相应的原边主开关的驱动信号VG1和辅助开关的驱动信号VG2，控制辅助开关Q2的导通时间跟随副边整流管导通区间而变化。
优选地，所述不对称半桥反激谐振电路还包括采样电阻Rs，所述采样电阻Rs串接在所述串联支路与辅助开关Q2构成的回路中，产生电流采样信号Vcs。
优选地，所述辅助电阻Ra与辅助电容Ca串联之后与所述变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组直接并联。
优选地，所述辅助电阻Ra、辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与所述变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组并联。
优选地，所述控制电路根据判断出的负载情况控制所述不对称半桥反激谐振电路进入不同的工作模式，工作模式包括原边主开关和辅助开关互补工作模式、开关最高工作频率受限且原边主开关和辅助开关非互补工作模式、开关频率随负载下降而降低且原边主开关和辅助开关非互补工作模式或打嗝模式。
优选地，所述控制电路在原边主开关和辅助开关非互补工作模式下，在原边主开关开通前产生一个窄脉冲控制辅助开关导通，使原边主开关零电压开通。
优选地，所述控制电路接收反映所述不对称半桥反激谐振电路输出电压信息的反馈信号VFB_Vo，对原边主开关Q1的驱动信号VG1和辅助开关Q2的驱动信号VG2进行调节，进行输出稳压控制。
优选地，所述反映输出电压信息的反馈信号VFB_Vo在所述变压器副边采集输出电压，经调节和隔离后传输到所述变压器原边侧获得。
优选地，所述控制电路接收反映所述不对称半桥反激谐振电路的励磁电感电流过零信息的信号ZCD，控制原边主开关Q1在其漏源极电压VDS1谐振谷底开通。
基于上述目的，本发明还提供了一种不对称半桥反激变换器的实现方法，采用上述的不对称半桥反激变换器，包括以下步骤：
S10，在不对称半桥反激谐振电路的原边侧引入由辅助电阻Ra和辅助电容Ca串联构成的励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路与变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组相连接，在辅助电容Ca上产生与变压器励磁电流波形形状相同或相反的励磁电流模拟信号Vca；
S20，利用采样电阻Rs采集流过不对称半桥反激谐振电路的电流信息，产生电流采样信号Vcs；
S30，将所述电流采样信号Vcs、励磁电流模拟信号Vca，或者二者相加或直接叠加产生的电流合成信号Va，以及反映输出电压信息的反馈信号VFB_Vo和反映变压器励磁电流过零信息的反馈信号ZCD送入控制电路，产生原边主开关Q1的驱动信号VG1和辅助开关Q2的驱动信号VG2。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明通过在不对称半桥反激谐振电路原边侧引入励磁电流模拟电路，模拟出变压器励磁电流，与原边采样的电流信号进行相加或叠加之后产生可以反映副边整流管电流波形的电流合成信号，利用该电流合成信号检测副边电流的区间和负载电流情况，控制辅助管的导通时间跟随副边整流管导通区间变化，同时使得变换器工作频率随负载变化自适应降频，提高了变换器轻载效率。与此同时，本发明的控制方法可以使得原边谐振电容在谐振时的初始值大于该时刻励磁电感两端的电压，解决了传统原边谐振的不对称半桥反激变换器中副边整流管电流跌落的问题，消除了同步整流管误关断的隐患。
附图说明
图1为现有技术原边谐振的不对称半桥反激变换器电流跌落过程原边等效电路图；
图2为现有技术原边谐振的不对称半桥反激变换器原边谐振原副边电流波形图；
图3为现有技术原边谐振的不对称半桥反激变换器原边谐振等效电路图；
图4为现有技术副边谐振的不对称半桥反激变换器电路图；
图5为本发明实施例1的不对称半桥反激谐振变换器的电路原理图；
图6为本发明实施例1的不对称半桥反激谐振变换器在非互补控制模式下的波形图；
图7为本发明实施例2的不对称半桥反激谐振变换器的电路原理图；
图8为本发明实施例2的不对称半桥反激谐振变换器在非互补控制模式下的波形图；
图9为本发明实施例3的不对称半桥反激谐振变换器的电路原理图；
图10为本发明实施例3的不对称半桥反激谐振变换器在非互补控制模式下的波形图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
实施例1
参见图5，不对称半桥反激谐振电路包括：
原边主开关Q1的漏极接直流输入电压源的正端，原边主开关Q1的源极接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的同名端，变压器T的原边绕组Wp的异名端接采样电阻Rs的一端和参考地，原边主开关Q1的门极接收驱动信号VG1。辅助开关Q2的漏极接原边主开关Q1的源极和谐振电容Cr之间的连接点，辅助开关Q2的源极接采样电阻Rs的另一端和直流输入电压源的负端，辅助开关Q2的门极接收驱动信号VG2。采样电阻Rs采集原边侧电流ip，产生电流采样信号Vcs。
副边整流管Q3和输出电容Co构成的输出电路，与变压器T的副边绕组Ws耦接，经Co的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组Ws的异名端，副边整流管Q3的漏极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接变压器T的副边绕组Ws的同名端。
励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；辅助电阻Ra与辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与变压器T的辅助绕组Wa并联，其中，辅助电阻Ra的一端接变压器T的辅助绕组Wa的同名端，变压器T的辅助绕组Wa的异名端接参考地。辅助绕组Wa通过辅助电阻Ra和采样电阻Rs对辅助电容Ca充放电，在辅助电容Ca两端产生励磁电流模拟信号Vca。
控制电路101，控制电路101的GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组Wa的同名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，Va引脚接收辅助电阻Ra与辅助电容Ca连接点输出的电流合成信号Va，即，Va＝Vcs+Vca，VFB_Vo引脚接收反映副边输出电压的反馈信号VFB_Vo，输出驱动信号VG1和VG2。
根据图5可以得到变换器原副边电流关系，
is＝n(-ip+iLm) (3)
其中，n为变压器原副边匝比。可见，采样电阻Rs的两端电压信号，即电流采样信号Vcs中包含了副边整流管电流is信息，但同时也包含了励磁电流iLm信息。因此，如果想在原边侧获得准确的副边电流信息，必须设法产生一个与励磁电流iLm相同的信号。本发明中的励磁电流模拟电路起到了模拟励磁电流的作用。
参照图6所示图5本发明装置的在非互补控制模式时的主要波形对辅助电容Ca两端产生的励磁电流模拟信号Vca进行分析：
假设变换器的工作频率是fs，则辅助电容Ca的阻抗为:
Figure GDA0003400464820000071
只要选取合适的Ra和Ca值使得Zca远小于辅助电阻Ra的阻抗，则流过辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成的RC支路的电流ia为：
Figure GDA0003400464820000081
进一步可以得到辅助电容Ca两端的电压：
Figure GDA0003400464820000082
假设变压器T的电感量为Lm，励磁电流iLm的表达式：
Figure GDA0003400464820000083
其中Vm是变压器原边绕组两端电压，ILm_dc为励磁电流的直流偏置。对比式(6)和式(7)可以发现，Vca和im的交流部分iLm_ac成线性的比例关系。具体实施例中，励磁电流im在一次侧电流采样电阻Rs两端感应的电压Vcs为-iLm·Rs。由于Rs值远小于Ra，只要Ra和Ca的取值满足Ra·Ca≈Lm/Rs，则辅助电容Ca两端产生的励磁电流模拟信号Vca和一次侧电流采样信号Vcs叠加产生的电流合成信号Va中可消除励磁电流iLm的交流部分iLm_ac感应的电压，
通过检测Vcs与Va的峰值差值，或者检测驱动信号VG2关断后的死区时间内某一时刻Va的绝对值，对辅助电容Ca两端的电压Vca进行补偿，使得Vca与励磁电流iLm波形完全一致。
根据上述分析可知，电流合成信号Va经补偿之后，其波形与副边整流管电流波形一致，因此可以利用该信号来判断副边整流管电流过零点，从而在该时刻关断辅助开关Q2；进一步，该信号滤波之后获得的平均值信号与负载电流成比例关系，可以用于实现自适应负载降频控制。
控制电路101根据电流合成信号Va经补偿之后的信号实现不对称半桥反激谐振电路的多模式控制，即，控制不对称半桥反激谐振电路在重载情况下工作于原边主开关和辅助开关互补工作模式；在较轻载情况下，进入开关频率随负载变小而降低的降频模式工作以及原边主开关和辅助开关非互补工作模式；在极轻载时，进入打嗝模式。
或者，控制不对称半桥反激谐振电路在低压重载情况下工作于原边主开关和辅助开关互补工作模式；在高压重载，进入开关最高工作频率受限的限频模式，且原边主开关和辅助开关非互补工作；在较轻载情况下，进入开关频率随负载变小而降低的降频模式工作以及原边主开关和辅助开关非互补工作模式；在极轻载时，变换器进入打嗝模式。
实施例2
参见图7，不对称半桥反激谐振电路包括：
原边主开关Q1的漏极接直流输入电压源的正端，原边主开关Q1的源极接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的同名端，变压器T的原边绕组Wp的异名端接采样电阻Rs的一端，原边主开关Q1的门极接收驱动信号VG1。辅助开关Q2的漏极接原边主开关Q1的源极和谐振电容Cr之间的连接点，辅助开关Q2的源极接采样电阻Rs的另一端和参考地，辅助开关Q2的门极接收驱动信号VG2。采样电阻Rs采集原边侧电流ip，产生电流采样信号Vcs。
副边整流管Q3和输出电容Co构成的输出电路，与变压器T的副边绕组Ws耦接，经Co的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组Ws的异名端，副边整流管Q3的漏极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接变压器T的副边绕组Ws的同名端。
励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；辅助电阻Ra与辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与变压器T的辅助绕组Wa并联，其中，辅助电阻Ra的一端接变压器T的辅助绕组Wa的异名端，变压器T的辅助绕组Wa的同名端接参考地。辅助绕组Wa通过辅助电阻Ra和采样电阻Rs对辅助电容Ca充放电，在辅助电容Ca两端产生励磁电流模拟信号Vca。
控制电路101，控制电路101的GND引脚接参考地，ZCD引脚接收变压器T的辅助绕组Wa的异名端输出的励磁电流过零检测信号ZCD，Va引脚接收辅助电阻Ra与辅助电容Ca连接点输出的电流合成信号Va，即，Va＝Vcs+Vca，VFB_Vo引脚接收反映副边输出电压的反馈信号VFB_Vo，输出驱动信号VG1和VG2。
图8为实施例2在非互补控制模式时的主要波形。本实施例中，励磁电流模拟信号Vca与变压器励磁电流方向相反，Vca与反向的变压器励磁电流之间同样存在直流偏差，同样可以取出该直流偏差对辅助电容电压信号Vca进行补偿。
实施例3
参见图9，不对称半桥反激谐振变换器包括：原边主开关Q1的漏极接直流输入电压源的正端，原边主开关Q1的源极接谐振电容Cr的一端，谐振电容Cr的另一端接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端接变压器T的原边绕组Wp的同名端，变压器T的原边绕组Wp的异名端接采样电阻Rs的一端和参考地，原边主开关Q1的门极接收驱动信号VG1。辅助开关Q2的漏极接原边主开关Q1的源极和谐振电容Cr之间的连接点，辅助开关Q2的源极接采样电阻Rs的另一端和参考地，也即变压器T原边绕组Wp的异名端，辅助开关Q2的门极接收驱动信号VG2。采样电阻Rs采集流过谐振电路的电流信息，产生电流采样信号Vcs。
副边整流管Q3和输出电容Co构成的输出电路，与变压器T的副边绕组Ws耦接，经Co的两端构成输出端口提供能量给直流负载；副边整流管Q3的源极接变压器T的副边绕组Ws的异名端，副边整流管Q3的漏极接输出电容Co的正端，输出电容Co的负端接变压器T的副边绕组Ws的同名端。
励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；辅助电阻Ra与辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后直接与变压器T的原边绕组Wp并联，其中，辅助电阻Ra的一端接谐振电容Cr和谐振电感Lr之间的连接点。变压器T的原边绕组Wp通过辅助电阻Ra和采样电阻Rs对辅助电容Ca充放电，在辅助电容Ca两端产生励磁电流模拟信号Vca。
控制电路101，控制电路101的GND引脚接参考地，ZCD引脚接收与辅助开关Q2并联的串联分压电阻R1和R2连接点产生的励磁电流过零检测信号ZCD，Va引脚接收辅助电阻Ra与辅助电容Ca连接点输出的电流合成信号Va，即，Va＝Vcs+Vca，VFB_Vo引脚接收反映副边输出电压的反馈信号VFB_Vo，输出驱动信号VG1和VG2。
图10为实施例3在非互补控制模式时的主要波形。本实施例中，辅助电容Ca两端产生的励磁电流模拟信号Vca与同向的变压器励磁电流之间同样存在直流偏差，同样可以取出该直流偏差对Vca进行补偿。
与图5所示实施例1相比，实施例3中采样电阻Rs采样电流ic中不包含原边主开关导通时的变压器励磁电流分量，而补偿后的Va中的波形包含了原边主开关管Q1导通区间的励磁电流信息，因此还需增加一个处理步骤，即在原边主开关管Q1导通区间，将补偿之后的电流合成信号Va信号短路到零，从而彻底消除励磁电流的影响。
电流合成信号Va经补偿和处理之后，其波形与副边整流管电流波形一致，因此可以利用该信号来判断副边整流管电流过零点，从而在该时刻关断辅助开关Q2；进一步，该信号滤波之后获得的平均值信号与负载电流成比例关系，可以用于实现自适应负载降频控制。
本发明也可以与现有技术相结合，如，控制电路101也可以在原边主开关和辅助开关非互补工作模式下，在原边主开关开通前产生一个窄脉冲控制辅助开关导通，使得原边主开关零电压开通。
本发明还提供一种不对称半桥反激谐振变换器的实现方法，包括以下步骤：
S10，在不对称半桥反激谐振电路的原边侧引入由辅助电阻Ra和辅助电容Ca串联构成的励磁电流模拟电路，励磁电流模拟电路与谐振型反激变换器变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组相连接，在辅助电容Ca上产生的与变压器励磁电流波形形状相同或相反的励磁电流模拟信号Vca。
S20，利用采样电阻Rs采集流过不对称半桥反激谐振电路的电流信息，产生电流采样信号Vcs；
S30，将电流采样信号Vcs、励磁电流模拟信号Vca，或者二者相加或直接叠加产生的电流合成信号Va，以及反映变换器输出电压信息的反馈信号VFB_Vo和反映变换器变压器励磁电流过零信息的反馈信号ZCD送入控制电路产生原边主开关Q1的驱动信号VG1和辅助开关Q2的驱动信号VG2。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种不对称半桥反激变换器，其特征在于，包括不对称半桥反激谐振电路、励磁电流模拟电路和控制电路，其中，
所述不对称半桥反激谐振电路包括：一个开关桥臂，包括原边主开关Q1和辅助开关Q2；一个输出电路，提供直流电给负载；一个或多个变压器，变压器至少包含一个原边绕组以及一个副边绕组；一个谐振电感Lr以及一个谐振电容Cr；所述开关桥臂并联在直流输入电压源两端；所述谐振电容Cr、谐振电感Lr与变压器原边绕组依次串联构成串联支路，所述串联支路与所述辅助开关Q2并联；在所述原边主开关Q1导通期间，直流输入电压经谐振电容Cr和谐振电感Lr加到变压器原边绕组，变压器存储能量；在原边主开关Q1关断期间，直流输入电压与变压器原边绕组断开，变压器在原边主开关Q1导通期间所存储的能量通过变压器的副边绕组释放给负载；辅助开关Q2导通期间，谐振电容Cr与所述谐振电感Lr发生谐振；所述输出电路包括副边整流管和输出电容，输出电路与变压器的副边绕组耦合，将变压器在原边主开关Q1关断期间释放的能量在输出电路产生直流电，提供给负载；
所述励磁电流模拟电路由辅助电阻Ra和辅助电容Ca构成；所述辅助电阻Ra与辅助电容Ca串联，并与变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组相连接，在辅助电容Ca上产生的励磁电流模拟信号Vca；
还包括采样电阻Rs，所述采样电阻Rs串接在所述串联支路与辅助开关Q2构成的回路中，产生电流采样信号Vcs；
所述辅助电阻Ra与辅助电容Ca串联，并与变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组相连接，具体为所述辅助电阻Ra、辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与所述变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组并联；
所述控制电路与不对称半桥反激谐振电路和励磁电流模拟电路分别连接，控制电路根据接收的不对称半桥反激谐振电路原边侧的电流采样信号Vcs和励磁电流模拟信号Vca，二者相加或直接叠加产生的电流合成信号Va，设置Rs值远小于Ra，Ra和Ca的取值满足 Ra·Ca≈Lm/Rs，其中，Lm为变压器的电感量，则辅助电容Ca两端产生的励磁电流模拟信号V ca 和一次侧电流采样信号V cs 叠加产生的电流合成信号V a 中可消除励磁电流i Lm 的交流部分i Lm_ac 感应的电压，计算励磁电流模拟信号Vca与实际励磁电流之间的直流偏差，即并对该偏差进行补偿；再根据电流合成信号Va补偿后的信号判断出所述不对称半桥反激谐振电路的输出电路中副边整流管电流区间及输出负载情况，产生相应的原边主开关的驱动信号VG1和辅助开关的驱动信号VG2，控制辅助开关Q2的导通时间跟随副边整流管导通区间而变化。
2.根据权利要求1所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述控制电路根据判断出的负载情况控制所述不对称半桥反激谐振电路进入不同的工作模式，工作模式包括原边主开关和辅助开关互补工作模式、开关最高工作频率受限且原边主开关和辅助开关非互补工作模式、开关频率随负载下降而降低且原边主开关和辅助开关非互补工作模式或打嗝模式。
3.根据权利要求2所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述控制电路在原边主开关和辅助开关非互补工作模式下，在原边主开关开通前产生一个窄脉冲控制辅助开关导通，使原边主开关零电压开通。
4.根据权利要求1所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述控制电路接收反映所述不对称半桥反激谐振电路输出电压信息的反馈信号VFB_Vo，对原边主开关Q1的驱动信号VG1和辅助开关Q2的驱动信号VG2进行调节，进行输出稳压控制。
5.根据权利要求4所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述反映所述不对称半桥反激谐振电路输出电压信息的反馈信号VFB_Vo通过所述变压器副边采集输出电压，经调节和隔离后传输到所述变压器原边侧获得。
6.根据权利要求1所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述控制电路接收反映所述不对称半桥反激谐振电路的励磁电感电流过零信息的信号ZCD，控制原边主开关Q1在其漏源极电压VDS1谐振谷底开通。
7.一种不对称半桥反激变换器的实现方法，采用权利要求1-6之一所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，包括以下步骤：
S10，在不对称半桥反激谐振电路的原边侧引入由辅助电阻Ra和辅助电容Ca串联构成的励磁电流模拟电路，所述辅助电阻Ra、辅助电容Ca、采样电阻Rs串联之后与所述变压器的原边绕组或与原边绕组耦合的辅助绕组并联，在辅助电容Ca上产生与变压器励磁电流波形形状相同或相反的励磁电流模拟信号Vca；
S20，利用采样电阻Rs采集流过不对称半桥反激谐振电路的电流信息，产生电流采样信号Vcs；
S30，将所述电流采样信号Vcs、励磁电流模拟信号Vca，二者相加或直接叠加产生的电流合成信号Va，以及反映所述不对称半桥反激谐振电路输出电压信息的反馈信号VFB_Vo和不对称半桥反激谐振电路的励磁电感电流过零信息的信号ZCD送入控制电路，产生原边主开关Q1的驱动信号VG1和辅助开关Q2的驱动信号VG2。
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