CN111987695B - 一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例涉及电子电路技术领域，提供了一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备。包括：LLC串联谐振电路，用于产生直流工作电源；采样电路，与LLC串联谐振电路电连接，用于采样LLC串联谐振电路的谐振信号，并将谐振信号转换成采样电平信号；补偿电路，分别与LLC串联谐振电路和采样电路电连接，用于检测与LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并将目标电压信号转换成补偿电平信号，将补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号；控制器，分别与LLC串联谐振电路、采样电路及所述补偿电路电连接，用于根据过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。本发明实施例提升了谐振变换器的过功率保护功能的稳定性。

Description

一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备
【技术领域】
本发明实施例涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备。
【背景技术】
LLC串联谐振电路作为一种典型的谐振式拓扑结构，是谐振变换器的重要组成部分，通过调节LLC串联谐振电路的工作频率，使得谐振变换器工作在对应的增益曲线上，以使输出电压稳定在预设幅值。由于LLC串联谐振电路的谐振电容电压或谐振腔电流可反映其输出功率的大小，因此，通过采样LLC串联谐振电路的谐振电容电压或谐振腔电流，当采样信号达到集成芯片的预设保护阈值时，集成芯片停止驱动LLC串联谐振电路，可实现LLC串联谐振电路的原边过流保护。
然而，对于输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路，输入或输出电压的变化会导致谐振变换器工作在不同的增益曲线上。当LLC串联谐振电路被配置工作在低输入/高输出电压模式时，LLC串联谐振电路的工作频率会降低，在输出功率相等的情况下，谐振电容电压或谐振腔电流的幅值会相应增大；当LLC串联谐振电路被配置工作在高输入/低输出电压模式时，LLC串联谐振电路的工作频率会升高，在输出功率相等的情况下，谐振电容电压或谐振腔电流的幅值会相应减小，而集成芯片的预设保护阈值是固定的，导致高输入/低输出电压模式的原边过流保护点大于低输入/高输出电压模式的过流保护点，出现过流保护点漂移的现象。
【发明内容】
本发明实施例旨在提供一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备，其能够避免输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路出现过流保护点漂移的现象，提升谐振变换器的过功率保护功能的稳定性。
为解决上述技术问题，本发明实施例提供以下技术方案：
在第一方面，本发明实施例提供了一种谐振变换器，包括：
LLC串联谐振电路，用于产生直流工作电源；
采样电路，与所述LLC串联谐振电路电连接，用于采样所述LLC串联谐振电路的谐振信号，并将所述谐振信号转换成采样电平信号；
补偿电路，分别与所述LLC串联谐振电路和所述采样电路电连接，用于检测与所述LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并将所述目标电压信号转换成补偿电平信号，将所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号；以及，
控制器，分别与所述LLC串联谐振电路、所述采样电路及所述补偿电路电连接，用于根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
可选地，所述谐振信号包括所述LLC串联谐振电路的谐振电容电压或谐振腔电流。
可选地，所述目标电压信号包括用于驱动所述LLC串联谐振电路中下开关管导通或截止的驱动信号，或者，所述LLC串联谐振电路中上下开关管两者结点处的电压信号。
可选地，所述补偿电路包括：
第一阻抗网络电路，与所述LLC串联谐振电路电连接，用于检测与所述LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号；
第一整流电路，与所述第一阻抗网络电路电连接，用于对所述目标电压信号作整流处理，得到补偿电平信号；
第一滤波电路，分别与所述第一整流电路、所述采样电路以及所述控制器电连接，用于对所述补偿电平信号作滤波处理，将作滤波处理后的所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号，并将所述过流检测信号发送至所述控制器。
可选地，所述第一阻抗网络电路包括第一电容和第一电阻；
所述第一电容的一端与所述LLC串联谐振电路中下开关管的栅极或者与所述LLC串联谐振电路中上下开关管两者结点电连接，所述第一电容的另一端与所述第一电阻的一端和所述第一整流电路电连接；所述第一电阻的另一端接地。
可选地，所述第一整流电路包括第二电阻、第一二极管以及第二二极管；
所述第二电阻的一端与所述第一电容的另一端和所述第一电阻的一端电连接，所述第二电阻的另一端与所述第一二极管的阳极电连接；所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极和所述第一滤波电路电连接；所述第二二极管的阳极接地。
可选地，所述第一滤波电路包括第三电阻、第二电容以及第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述第一二极管阴极和所述第二二极管的阴极电连接，所述第三电阻的另一端与所述第二电容的一端和所述第四电阻的一端电连接；所述第二电容的另一端接地；所述第四电阻的另一端与所述控制器电连接，用于输出所述补偿电平信号。
可选地，所述采样电路包括：
第二阻抗网络电路，与所述LLC串联谐振电路电连接，用于采样所述LLC串联谐振电路的谐振信号；
第二整流电路，与所述第二阻抗网络电路电连接，用于对所述谐振信号作整流处理，得到采样电平信号；
第二滤波电路，分别与所述第二整流电路、所述补偿电路以及所述控制器电连接，用于对所述采样电平信号作滤波处理。
可选地，所述LLC串联谐振电路包括：
开关电路，与所述控制器电连接，用于根据所述控制器发送的驱动信号，工作在导通状态或截止状态；
LLC串联谐振网络电路，与所述开关电路电连接，用于根据所述开关电路的开关状态，产生谐振信号；
第三整流电路，与所述LLC串联谐振网络电路电连接，用于对所述谐振信号作整流处理，得到直流工作电源；
第三滤波电路，与所述第三整流电路电连接，用于对所述直流工作电源作滤波处理。
在第二方面，本发明实施例提供了一种谐振变换器的过流保护方法，应用于如上任一项所述的谐振变换器，包括：
采样所述谐振变换器的谐振信号，并转换得到采样电平信号；
检测所述谐振变换器中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并转换得到补偿电平信号，将所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号；
根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
可选地，所述根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作包括：
当所述过流检测信号小于或等于预设阈值信号时，维持所述谐振变换器的当前工作状态；
当所述过流检测信号大于预设阈值信号时，执行过流保护操作。
在第三方面，本发明实施例提供了一种电子设备，包括如上任一项所述的谐振变换器。
本发明的有益效果是：与现有技术相比较，本发明实施例提供了一种谐振变换器、谐振变换器的过流保护方法及电子设备，通过采样电路采样LLC串联谐振电路的谐振信号，并将谐振信号转换成采样电平信号，补偿电路检测与LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并将目标电压信号转换成补偿电平信号，将补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号，控制器根据过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。因此，本发明实施例能够避免输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路出现过流保护点漂移的现象，提升谐振变换器的过功率保护功能的稳定性。
【附图说明】
一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。
图1为本发明实施例提供的一种谐振变换器的电路结构示意图；
图2为本发明实施例提供的一种LLC串联谐振电路的电路结构示意图；
图3为本发明实施例提供的一种采样电路的电路结构示意图；
图4为本发明实施例提供的一种补偿电路的电路结构示意图；
图5a为本发明实施例提供的其中一种谐振变换器的电路连接示意图；
图5b为本发明实施例提供的其中一种谐振变换器的电路连接示意图；
图6为本发明实施例提供的一种谐振变换器的信号时序图；
图7为本发明实施例提供的一种谐振变换器的过流保护方法的方法流程图。
【具体实施方式】
为了便于理解本申请，下面结合附图和具体实施方式，对本申请进行更详细的说明。需要说明的是，当一个元件被表述“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件、或者其间可以存在一个或多个居中的元件。此外，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施方式的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
此外，下面所描述的本申请不同实施例中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
本发明实施例提供了一种电子设备，包括如下任一实施例所述的谐振变换器。
其中，电子设备是指由集成电路、晶体管、电子管等电子元器件组成，应用电子技术(包括软件编程)发挥作用的设备，包括电子计算机以及由电子计算机控制的机器人、数控或程控系统等，例如电脑、空调、冰箱、洗衣机、微波炉、打印机，传真机、一体机、电子生产设备等。
请参阅图1，为本发明实施例提供的一种谐振变换器的电路结构示意图。如图1所示，谐振变换器100包括LLC串联谐振电路10、采样电路20、补偿电路30以及控制器40。
LLC串联谐振电路10用于产生直流工作电源。
请参阅图2，为本发明实施例提供的一种LLC串联谐振电路的电路结构示意图。如图2所示，LLC串联谐振电路10包括开关电路101、LLC串联谐振网络电路102、第三整流电路103以及第三滤波电路104。
开关电路101与控制器40电连接，用于根据控制器40发送的驱动信号，工作在导通状态或截止状态。
如图5a或图5b所示，开关电路101包括NMOS管Q1和NMOS管Q2。其中，NMOS管Q1的栅极与控制器40电连接，NMOS管Q1的漏极用于接收外部直流电源Vb，NMOS管Q1的源极与NMOS管Q2的漏极和LLC串联谐振网络电路102电连接；NMOS管Q2的栅极与控制器40电连接，NMOS管Q2的源极接地。
NMOS管Q1、NMOS管Q2均包括体二极管和寄生电容，NMOS管Q1和NMOS管Q2在一个时钟周期内交替导通，且NMOS管Q1和NMOS管Q2的占空比均为50％。在一些实施例中，开关电路101为全桥开关拓扑结构，包括四个主功率开关管。
可选地，LLC串联谐振电路10还包括驱动电路，驱动电路电连接在开关电路101与控制器40之间，用于对控制器40发送的驱动信号进行放大处理，以使之能够驱动开关电路101的功率晶体管。当驱动电路与控制器40不共地时，驱动电路应当设置隔离，以实现控制器40与开关电路101之间的隔离，避免功率级电路对驱动信号的干扰。
LLC串联谐振网络电路102与开关电路101电连接，用于根据开关电路101的开关状态，产生谐振信号。
在本申请实施例中，谐振信号包括LLC串联谐振电路10的谐振电容电压或谐振腔电流。
如图5a或图5b所示，LLC串联谐振网络电路102包括电感Lr、变压器Tr以及电容Cr，变压器Tr包括初级线圈Lm(包括并联在初级线圈Lm两端的励磁电感，图未示出)、次级线圈Lp、次级线圈Ls以及位于初级线圈Lm与次级线圈Lp和次级线圈Ls之间的磁芯(图未标示)，次级线圈Lp和次级线圈Ls中间抽头。
电容Cr为LLC串联谐振电路10的谐振电容，用于起到隔直流通交流的作用，同时还可以平衡变压器Tr的磁通，防止变压器Tr饱和，电感Lr、初级线圈Lm以及电容Cr形成LLC串联谐振电路10的谐振腔。电感Lr和电容Cr对应一个谐振频率，电感Lr、电容Cr以及初级线圈Lm对应一个谐振频率。
其中，电感Lr的一端与NMOS管Q1的源极和NMOS管Q2的漏极电连接，电感Lr的另一端与初级线圈Lm的一端电连接；初级线圈Lm的另一端与电容Cr的一端和采样电路20电连接，初级线圈Lm的另一端与电容Cr的一端的连接节点用于输出谐振电容电压VCR至采样电路20；次级线圈Lp的一端与第三整流电路103的第一输入端电连接，次级线圈Lp的另一端与次级线圈Ls的一端电连接；次级线圈Ls的另一端与第三整流电路103的第二输入端电连接；电容Cr的另一端与控制器40电连接。
当NMOS管Q1处于导通状态，NMOS管Q2处于截止状态时，外部直流电源Vb经过NMOS管Q1，对LLC串联谐振网络电路102进行充电，电流的方向为外部直流电源Vb、NMOS管Q1的漏极、NMOS管Q1的源极、电感Lr的一端、电感Lr的另一端、初级线圈Lm的一端、初级线圈Lm的另一端、电容Cr的一端、电容Cr的另一端，最后到地。当NMOS管Q1处于截止状态，NMOS管Q2处于导通状态时，LLC串联谐振网络电路102对NMOS管Q2续流，电流的方向为电容Cr的另一端、NMOS管Q2的源极、NMOS管Q2的漏极、电感Lr的一端、电感Lr的另一端、初级线圈Lm的一端、初级线圈Lm的另一端，最后到电容Cr的一端，因此，在半个开关周期内，LLC串联谐振电路10的谐振腔电流的方向始终保持一致。
LLC串联谐振网络电路102根据NMOS管Q1和NMOS管Q2的工作状态，将直流电源进行谐振变换，产生谐振信号，所述谐振信号按照正弦规律变化，如图6所示的LLC串联谐振网络电路102的谐振电容电压VCR为正弦波信号，所述正弦波信号的信号频率与谐振变换器100的输入或输出电压有关。当谐振变换器100被配置工作在低输入/高输出电压模式时，LLC串联谐振网络电路102的谐振信号的信号频率较低，当谐振变换器100被配置工作在高输入/低输出电压模式时，LLC串联谐振网络电路102的谐振信号的信号频率较高。因此，谐振变换器100的输入或输出电压不同，LLC串联谐振网络电路102的谐振信号的信号频率也会同步变化。
第三整流电路103与LLC串联谐振网络电路102电连接，用于对谐振信号作整流处理，得到直流工作电源。
如图5a或图5b所示，第三整流电路103包括二极管D3和二极管D4。其中，二极管D3的阳极与次级线圈Lp的一端电连接，二极管D3的阴极与二极管D4的阴极和第三滤波电路104电连接；二极管D4的阳极与次级线圈Ls的另一端电连接。
二极管D3和二极管D4组成一个半桥全波整流电路，用于将LLC串联谐振网络电路102输出的交流电信号整流成单一方向的直流电信号。对于一个开关周期，在其中一个的半个周期内，LLC串联谐振网络电路102输出的交流电信号流过二极管D3或二极管D4，在另外半个周期内，LLC串联谐振网络电路102输出的交流电信号流过二极管D4或二极管D3，将二极管D3和二极管D4的输出端连接，使得流经二极管D3和二极管D4的直流电信号以同一个方向流过负载。
第三滤波电路104与第三整流电路103电连接，用于对直流工作电源作滤波处理。
如图5a或图5b所示，第三滤波电路104包括电容EC1，电容EC1的正极与二极管D3的阴极和负载RL的一端电连接，电容EC1的负极与次级线圈Lp的另一端和次级线圈Ls的一端电连接。电容EC1和负载RL并联连接，对直流工作电源作滤波处理，以输出稳定的直流工作电源，驱动负载RL工作。
综上，LLC串联谐振电路10能够在宽输入和负载变化下工作，在LLC串联谐振电路10中，NMOS管Q1和NMOS管Q2可以通过零电压开关(ZVS)导通，二极管D3和二极管D4也可以通过零电流开关(ZCS)关闭，从而最大限度地减少损耗。
采样电路20与LLC串联谐振电路10电连接，用于采样LLC串联谐振电路10的谐振信号，并将谐振信号转换成采样电平信号。
请参阅图3，为本发明实施例提供的一种采样电路的电路结构示意图。如图3所示，采样电路20包括第二阻抗网络电路201、第二整流电路202以及第二滤波电路203。
第二阻抗网络电路201与LLC串联谐振电路10电连接，用于采样LLC串联谐振电路10的谐振信号。
如图5a或图5b所示，第二阻抗网络电路201包括电容C3和电阻R5。其中。电容C3的一端与初级线圈Lm的另一端和电容Cr的一端电连接，用于接收谐振信号(如谐振电容电压VCR或谐振腔电流)，电容C3的另一端与电阻R5的一端电连接；电阻R5的另一端与第二整流电路202电连接。
第二整流电路202与第二阻抗网络电路201电连接，用于对谐振信号作整流处理，得到采样电平信号。
如图5a或图5b所示，第二整流电路202包括二极管D5和二极管D6。二极管D5的阴极与电阻R5的另一端和二极管D6的阳极电连接，二极管D5的阳极接地；二极管D6的阴极与第二滤波电路203电连接。
第二滤波电路203分别与第二整流电路202、补偿电路30以及控制器40电连接，用于对采样电平信号作滤波处理。
如图5a或图5b所示，第二滤波电路203包括电容C4、电阻R6以及电阻R7。其中，电容C4的一端与二极管D6的阴极和电阻R6的一端电连接，电容C4的另一端接地；电阻R6的另一端与电阻R7的一端和控制器40电连接；电阻R7的另一端接地。
如图6所示，电容C3和电阻R5采样LLC串联谐振电路10的谐振电容电压或谐振腔电流，经过二极管D5和二极管D6的整流处理，最后经过电容C4、电阻R6以及电阻R7的滤波处理后，得到采样电平信号Vsense。具体的，当谐振变换器100被配置工作在低输入/高输出电压模式时，LLC串联谐振网络电路102的谐振信号的信号频率较低，相较于正常情况，谐振电容电压VCR或谐振腔电流会增大(如图6所示的谐振电容电压VCR增大)，从而采样电平信号Vsense的幅值较高；当谐振变换器100被配置工作在高输入/低输出电压模式时，LLC串联谐振网络电路102的谐振信号的信号频率较高，相较于正常情况，谐振电容电压VCR或谐振腔电流减小(如图6所示的谐振电容电压VCR减小)，从而采样电平信号Vsense的幅值较低。因此，采样电平信号Vsense的幅值与谐振电容电压VCR或谐振腔电流的幅值成正比例关系。
补偿电路30分别与LLC串联谐振电路10和采样电路20电连接，用于检测与LLC串联谐振电路10中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并将目标电压信号转换成补偿电平信号，将补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号。
在本申请实施例中，目标电压信号包括用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号。
需要说明的是，目标电压信号为LLC串联谐振网络电路102的输入电压信号，如图6所示，用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号VHB均为方波信号，该方波信号的信号频率与LLC串联谐振网络电路102的谐振电容电压VCR的信号频率一致，可通过调节NMOS管Q1和/或NMOS管Q2的开关频率进行调节。
请参阅图4，为本发明实施例提供的一种补偿电路的电路结构示意图。如图4所示，补偿电路30包括第一阻抗网络电路301、第一整流电路302以及第一滤波电路303。
第一阻抗网络电路301与LLC串联谐振电路10电连接，用于检测与LLC串联谐振电路10中开关管的开关频率关联的目标电压信号。
其中，第一阻抗网络电路301包括第一电容C1和第一电阻R1。
作为本申请的其中一个实施方式，如图5a所示，第一电容C1的一端与LLC串联谐振电路10中下开关管的栅极(NMOS管Q2的栅极)电连接，用于接收用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，第一电容C1的另一端与第一电阻R1的一端和第一整流电路302电连接；第一电阻R1的另一端接地。
作为本申请的其中一个实施方式，如图5b所示，第一电容C1的一端与LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点(NMOS管Q1和NMOS管Q2两者结点)电连接，用于接收LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号VHB，第一电容C1的另一端与第一电阻R1的一端和第一整流电路302电连接；第一电阻R1的另一端接地。
第一整流电路302与第一阻抗网络电路301电连接，用于对目标电压信号作整流处理，得到补偿电平信号。
如图5a或图5b所示，第一整流电路302包括第二电阻R2、第一二极管D1以及第二二极管D2。第二电阻R2的一端与第一电容C1的另一端和第一电阻R1的一端电连接，第二电阻R2的另一端与第一二极管D1的阳极电连接；第一二极管D1的阴极与第二二极管D2的阴极和第一滤波电路303电连接；第二二极管D2的阳极接地。
第一滤波电路303分别与第一整流电路302、采样电路20以及控制器40电连接，用于对补偿电平信号作滤波处理，将作滤波处理后的补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号，并将过流检测信号发送至控制器40。
如图5a或图5b所示，第一滤波电路303包括第三电阻R3、第二电容C2以及第四电阻R4。其中，第三电阻R3的一端与第一二极管D1阴极和第二二极管D2的阴极电连接，第三电阻R3的另一端与第二电容C2的一端和第四电阻R4的一端电连接；第二电容C2的另一端接地；第四电阻R4的另一端与控制器40电连接，用于输出补偿电平信号。
如图6所示，利用第一电容C1和第一电阻R1的阻抗网络随频率变化的特性，输出与用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号均为方波信号VHB相对应的电压信号，所述电压信号经过第一二极管D1和第二二极管D2的整流处理，最后经过第三电阻R3、第二电容C2以及第四电阻R4的滤波处理后，得到补偿电平信号Vcomp。
具体的，当谐振变换器100被配置工作在低输入/高输出电压模式时，用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号VHB的信号频率较低，相较于正常情况，谐振电容电压VCR或谐振腔电流会增大(如图6所示的谐振电容电压VCR增大)，从而补偿电平信号Vcomp的幅值较低；当谐振变换器100被配置工作在高输入/低输出电压模式时，用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号VHB的信号频率较高，相较于正常情况，谐振电容电压VCR或谐振腔电流会增大(如图6所示的谐振电容电压VCR增大)，从而补偿电平信号Vcomp的幅值较高。因此，补偿电平信号Vcomp的幅值与用于驱动LLC串联谐振电路10中下开关管导通或截止的驱动信号VQL，或者，LLC串联谐振电路10中上下开关管两者结点处的电压信号VHB的信号频率成正比例关系。
控制器40分别与LLC串联谐振电路10、采样电路20及补偿电路30电连接，用于根据过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
在本发明实施例中，控制器40包括模拟控制芯片或单片机。
以控制器40包括单片机为例，如图5a或图5b所示，控制器40包括单片机U1，可实现和LLC闭环控制和过流检测功能，单片机U1可以采用51系列、Arduino系列、STM32系列等。
单片机U1包括VCC引脚、I/O1引脚、I/O2引脚、OCP/EN引脚以及GND引脚，VCC引脚用于接收工作电源VCC，I/O1引脚与NMOS管Q1的栅极电连接，I/O2引脚与NMOS管Q2的栅极电连接，OCP/EN引脚分别与采样电路20(电阻R6的另一端和电阻R7的一端的连接节点)和补偿电路30(电阻R4另一端)电连接，用于接收补偿电平信号Vcomp与采样电平信号Vsense叠加得到的过流检测信号Vsc，GND引脚接地。单片机U1根据OCP/EN引脚接收的过流检测信号Vsc和预设阈值信号VOCP，执行预设操作。
将补偿电平信号Vcomp叠加至采样电平信号Vsense，得到过流检测信号Vsc，使得无论谐振变换器100被配置工作在低输入/高输出电压模式、正常输入/正常输出电压模式或者高输入/低输出电压模式，补偿过流检测信号Vsc的幅值，以使过流检测信号Vsc的幅值稳定在某一个电压值，从而避免了输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路10出现过流保护点漂移的现象。
在一些实施例中，控制器40还可以为通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)、ARM(Acorn RISC Machine)或其它可编程逻辑器件、分立门或晶体管逻辑、分立的硬件组件或者这些部件的任何组合；还可以是任何传统处理器、控制器、微控制器或状态机；也可以被实现为计算设备的组合，例如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、一个或多个微处理器结合DSP核、或任何其它这种配置。
本发明实施例提供了一种谐振变换器，通过采样电路采样LLC串联谐振电路的谐振信号，并将谐振信号转换成采样电平信号，补偿电路检测与LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并将目标电压信号转换成补偿电平信号，将补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号，控制器根据过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。因此，本发明实施例能够避免输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路出现过流保护点漂移的现象，提升谐振变换器的过功率保护功能的稳定性。
请参阅图7，为本发明实施例提供的一种谐振变换器的过流保护方法的方法流程图。谐振变换器的过流保护方法S700应用于如图1-图5b所示的谐振变换器100,如图7所示，谐振变换器的过流保护方法S700包括：
S71、采样所述谐振变换器的谐振信号，并转换得到采样电平信号。
S72、检测所述谐振变换器中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并转换得到补偿电平信号，将所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号。
S73、根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
在本申请实施例中，所述根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作包括：当所述过流检测信号小于或等于预设阈值信号时，维持所述谐振变换器的当前工作状态；当所述过流检测信号大于预设阈值信号时，执行过流保护操作。
例如，当过流检测信号Vsc小于或等于预设阈值信号VOCP(为一恒定电压信号)时，表示谐振变换器的工作电流在正常范围内，不执行过流保护操作；当过流检测信号Vsc大于预设阈值信号VOCP(为一恒定电压信号)时，单片机U1停止输出驱动信号，控制NMOS管Q1和NMOS管Q2工作在截止状态，实现过流保护。
本发明实施例提供了一种谐振变换器的过流保护方法，通过采样谐振变换器的谐振信号，并转换得到采样电平信号，检测谐振变换器中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并转换得到补偿电平信号，将补偿电平信号叠加至采样电平信号，得到过流检测信号，根据过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。因此，本发明实施例能够避免输入或输出电压可变的LLC串联谐振电路出现过流保护点漂移的现象，提升谐振变换器的过功率保护功能的稳定性。
最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；在本发明的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本发明的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (12)

1.一种谐振变换器，其特征在于，包括：
LLC串联谐振电路，用于产生直流工作电源；
采样电路，与所述LLC串联谐振电路电连接，用于采样所述LLC串联谐振电路的谐振信号，并将所述谐振信号转换成采样电平信号；
补偿电路，所述补偿电路包括第一阻抗网络电路和第一整流电路；
所述第一阻抗网络电路与所述LLC串联谐振电路电连接，用于检测与所述LLC串联谐振电路中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并且，所述第一阻抗网络电路的阻抗随所述开关频率变化；
所述第一整流电路与所述第一阻抗网络电路电连接，用于对所述目标电压信号作整流处理，得到补偿电平信号；
所述补偿电路还用于将所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号；以及，
控制器，分别与所述LLC串联谐振电路、所述采样电路及所述补偿电路电连接，用于根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
2.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述谐振信号包括所述LLC串联谐振电路的谐振电容电压或谐振腔电流。
3.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述目标电压信号包括用于驱动所述LLC串联谐振电路中下开关管导通或截止的驱动信号，或者，所述LLC串联谐振电路中上下开关管两者结点处的电压信号。
4.根据权利要求3所述的谐振变换器，其特征在于，所述补偿电路还包括：
第一滤波电路，分别与所述第一整流电路、所述采样电路以及所述控制器电连接，用于对所述补偿电平信号作滤波处理，将作滤波处理后的所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号，并将所述过流检测信号发送至所述控制器。
5.根据权利要求4所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一阻抗网络电路包括第一电容和第一电阻；
所述第一电容的一端与所述LLC串联谐振电路中下开关管的栅极或者与所述LLC串联谐振电路中上下开关管两者结点电连接，所述第一电容的另一端与所述第一电阻的一端和所述第一整流电路电连接；所述第一电阻的另一端接地。
6.根据权利要求5所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一整流电路包括第二电阻、第一二极管以及第二二极管；
所述第二电阻的一端与所述第一电容的另一端和所述第一电阻的一端电连接，所述第二电阻的另一端与所述第一二极管的阳极电连接；所述第一二极管的阴极与所述第二二极管的阴极和所述第一滤波电路电连接；所述第二二极管的阳极接地。
7.根据权利要求6所述的谐振变换器，其特征在于，所述第一滤波电路包括第三电阻、第二电容以及第四电阻；
所述第三电阻的一端与所述第一二极管阴极和所述第二二极管的阴极电连接，所述第三电阻的另一端与所述第二电容的一端和所述第四电阻的一端电连接；所述第二电容的另一端接地；所述第四电阻的另一端与所述控制器电连接，用于输出所述补偿电平信号。
8.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述采样电路包括：
第二阻抗网络电路，与所述LLC串联谐振电路电连接，用于采样所述LLC串联谐振电路的谐振信号；
第二整流电路，与所述第二阻抗网络电路电连接，用于对所述谐振信号作整流处理，得到采样电平信号；
第二滤波电路，分别与所述第二整流电路、所述补偿电路以及所述控制器电连接，用于对所述采样电平信号作滤波处理。
9.根据权利要求1所述的谐振变换器，其特征在于，所述LLC串联谐振电路包括：
开关电路，与所述控制器电连接，用于根据所述控制器发送的驱动信号，工作在导通状态或截止状态；
LLC串联谐振网络电路，与所述开关电路电连接，用于根据所述开关电路的开关状态，产生谐振信号；
第三整流电路，与所述LLC串联谐振网络电路电连接，用于对所述谐振信号作整流处理，得到直流工作电源；
第三滤波电路，与所述第三整流电路电连接，用于对所述直流工作电源作滤波处理。
10.一种谐振变换器的过流保护方法，应用于如权利要求1-9任一项所述的谐振变换器，其特征在于，包括：
采样所述谐振变换器的谐振信号，并转换得到采样电平信号；
检测所述谐振变换器中开关管的开关频率关联的目标电压信号，并转换得到补偿电平信号，将所述补偿电平信号叠加至所述采样电平信号，得到过流检测信号；
根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作。
11.根据权利要求10所述的方法，其特征在于，所述根据所述过流检测信号与预设阈值信号，执行预设操作包括：
当所述过流检测信号小于或等于预设阈值信号时，维持所述谐振变换器的当前工作状态；
当所述过流检测信号大于预设阈值信号时，执行过流保护操作。
12.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1-9任一项所述的谐振变换器。
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