JP5701292B2 - 電流共振電源 - Google Patents

Description

本発明は、電流共振方式の電源装置に関する。

商用電源から入力される交流電圧（以下、ＡＣ入力電圧）を、整流及び平滑した電圧をスイッチング素子でスイッチングして絶縁型のトランスを介して、安定したＤＣ電圧を出力する電源装置の一例として電流共振方式のスイッチング電源が知られている。

この電流共振方式のスイッチング電源では、一般的に、トランスの一次側の過電流を検出する回路が設けられている。過電流を検出する目的は、スイッチング素子としてのＦＥＴ、トランス、電流共振用のコンデンサ等の素子を、過電流状態から保護することである。商用電源からの入力ＡＣ電圧が低いほどトランスの二次側の出力を一定に維持するように動作するため、ＦＥＴのオン時間が長くなり、トランスの一次側の電流が高くなって一次側が過電流状態になる。トランスの一次側が過電流状態になると一次側のＦＥＴを含む素子の定格（耐圧）を超えて電流が流れて素子が破壊する懸念がある、従って、過電流状態を監視及び検知してスイッチング動作を停止することによって１次側の素子を保護する必要がある。

一次側の過電流を検出する方法として、特許文献１には、電流共振用のコンデンサと並列に接続された電流検出用のコンデンサを設けて、電流検出用のコンデンサに流れる電流を電圧に変換して過電流を検出する方法が提案されている。

特許第３０１３６９７号公報

しかしながら、特許文献１に記載の過電流検出方法では、トランスの１次側の電流を検出する方式であるため、入力されるＡＣ電圧が変動した場合、過電流のために検出した電流が変動する。例えば、入力されるＡＣ電圧が低くなると検出される電流値が大きくなる。つまり、電流検出用のコンデンサに流れる電流が大きくなる。また、別の方法として電流検出用の抵抗を設けて過電流を検出する構成が考えられるが、この方法でも電流検出抵抗に流れる電流が大きくなる。

つまり、特許文献１に記載の電流検出用のコンデンサによる検出方法、また、電流検出抵抗による検出方法では入力ＡＣ電圧が変化した場合、過電流でないにもかかわらず誤って過電流と検出してしまう。これは、トランスの２次側で負荷に対して一定の電力を出力するために、トランスの１次側の電力も一定になるようにスイッチング動作を制御する結果として生じる現象である。

従って、本発明は、上記の点に鑑み、入力されるＡＣ電圧が変動しても正しく過電流検出を行うことを目的とする。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、直列に接続された二つのスイッチング素子と、前記二つのスイッチング素子の接続点と１次巻線の一端が接続されたトランスと、前記１次巻線の他端と接続された共振コンデンサと、前記二つのスイッチング素子を交互に動作することにより前記１次巻線と前記共振コンデンサを共振させて、前記トランスの２次巻線に交流電圧を誘起する電流共振電源であって、前記１次巻線の他端と前記共振コンデンサとの間に接続され、前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路と、前記１次巻線の一端と前記二つのスイッチング素子の前記接続点の間、及び前記電流検出回路に接続され、前記トランスの１次側の入力電圧の変化に応じて前記電流検出回路によって検出される電流を補正する電流補正回路と、を有し、前記電流補正回路によって補正された電流に応じた値が閾値以上になると前記二つのスイッチング素子の動作を停止することを特徴とする。

以上説明したように、本発明によれば、入力されるＡＣ電圧が変動しても正しく過電流検出を行うことが可能になる。

実施例１の電流共振電源装置の回路図 実施例１の電流共振電源装置の回路の特徴部 実施例１の回路が動作した際の電圧波形 図３の電圧波形の関係を示す表 実施例２の電流共振電源装置の回路図と比較回路図 実施例３の電流共振電源装置の回路図と比較回路図 従来の電流共振電源装置の回路図の一例 従来の電流共振電源装置の回路図の一例

次に、上述した課題を解決するための本発明の具体的な構成について、以下に実施例に基づき説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

（電流共振方式の電源装置の動作）
まず、図７に示す回路図を用いて電流共振方式の電源装置（以下、電流共振電源装置という）の基本的な動作について説明する。図中の１０１はインレット、１０２はヒューズ、１０３はコモンモードコイル、１０４は整流ダイオードブリッジ、１０５は１次平滑コンデンサ、１０６と１０７はスイッチング素子としてのＦＥＴである。また、１０８は電流共振用のコンデンサ、１０９は電流検知用の抵抗、１１０は電源の動作を制御する制御ＩＣ、１１１は起動抵抗、１１２は抵抗、１１３はダイオード、１１４はコンデンサ、１１５はトランス、１１６はトランス１１５の１次巻線、１１７はトランス１１５の補助巻線、１１８と１１９はトランス１１５の２次巻線、１２０と１２１は整流ダイオード、１２２は平滑コンデンサ、１２３はフォトカプラ、１２４はシャントレギュレータ、１２５と１２６はレギュレーション抵抗、１２７は電圧出力部、１２８は電源装置に接続される負荷である。

電源制御ＩＣ１１０は、電圧出力部１２７で出力する直流電圧が一定となるようにＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７の各ゲート端子に付与する制御信号のオン・オフ期間を制御している。この電源制御ＩＣ１１０の駆動用の電源として、トランス１１５の補助巻線１１７を抵抗１１２とダイオード１１３とコンデンサ１１４からなる整流平滑回路により整流平滑した電圧が供給されている。

この構成において、起動抵抗１１１を介して、電源制御ＩＣ１１０に電力が供給されると、電源制御ＩＣ１１０からＦＥＴ１０６及び１０７の各ゲート端子に制御信号が出力され、ＦＥＴ１０６と１０７が交互にオン・オフ動作する。次に、１次平滑コンデンサ１０４の電圧がトランス１１５の１次巻線１１６に印加され、１次巻線１１６に交流電流が流れる。以下に、この１次巻線の交流電流の流れをＦＥＴ１０６とＦＥＴ１０７のオン・オフ状態に合わせて説明する。

（状態１）ＦＥＴ１０６がオン状態でＦＥＴ１０７がオフ状態
１次平滑コンデンサ１０５→ＦＥＴ１０６→トランス１１５の１次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→電流検出抵抗１０９→１次平滑コンデンサ１０５の経路で電流が流れる。
（状態２）ＦＥＴ１０６がオン→オフ状態でＦＥＴ１０７がオフ状態
次に、ＦＥＴ１０６がオン状態からオフ状態になっても、トランス１１５の１次巻線１１６を流れる電流を維持しようと働くため、トランス１１５の１次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→ＦＥＴ１０７に内蔵の寄生ダイオードの経路で電流が流れる。
（状態３）ＦＥＴ１０６がオフ状態でＦＥＴ１０７がオフ→オン状態
次に、状態２の状態でＦＥＴ１０７をオン状態にしても、引き続きトランス１１５の１次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→ＦＥＴ１０７の経路で電流が流れる。ただし、トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、次第に電流の流れは、電流共振コンデンサ１０８→トランス１１５の１次巻線１１６→ＦＥＴ１０７の経路に変化する。
（状態４）ＦＥＴ１０６がオフ状態でＦＥＴ１０７がオフ状態
次に、状態３のまま、ＦＥＴ１０７をオフ状態にしても、トランス１１５の１次巻線１１６を流れる電流は維持しようと働き、トランス１１５の１次巻線１１６→ＦＥＴ１０６に内蔵の寄生ダイオード→１次平滑コンデンサ１０５の経路で電流が流れる。
（状態５）ＦＥＴ１０６がオフ→オン状態、ＦＥＴ１０７がオフ状態

次に、状態４からＦＥＴ１０６をオン状態にしても、引き続きトランス１１５の１次巻線１１６→ＦＥＴ１０６→１次平滑コンデンサ１０５の経路で電流が流れる。ただし、トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、次第に電流の流れは、１次平滑コンデンサ１０５→ＦＥＴ１０６→トランス１１５の１次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→電流検出抵抗１０９→１次平滑コンデンサ１０５の経路に変化する。

このようにして、トランス１１５の１次巻線１１６には、正方向と逆方向に交流の電流が交互に流れることによりトランス１１５の２次巻線１１８及び１１９に交流電圧が誘起される。誘起された電圧は２つの整流ダイオード１２０及び１２１と平滑コンデンサ１２２とからなる整流平滑回路により整流平滑されて電圧出力部１２７から直流電圧が出力される。

また、電圧出力部１２７の電圧は、レギュレーション抵抗１２５と１２６とで分圧され、この分圧された電圧がシャントレギュレータ１２４に入力される。そして、シャントレギュレータ１２４に入力される電圧に応じたフィードバック信号が生成され、フォトカプラ１２３を介して電源制御ＩＣ１１０のＦＢ端子へフィードバックされる。そして、フィードバック信号に基づき電源制御ＩＣ１１０がＦＥＴ１０６及び１０７のスイッチング動作のタイミングを制御をして、安定した所望の直流電圧が電圧出力部１２７から出力される。

なお、このとき、トランス１１５の補助巻線１１７にも交流電圧が誘起され、この誘起電圧が抵抗１１２、ダイオード１１３及びコンデンサ１１４により整流平滑されて、電源制御ＩＣ１１０の駆動用の電源電圧として供給される。このように、電源制御ＩＣ１１０の駆動用電源として、トランス１１５の補助巻線１１７から電源が供給されると、起動抵抗１１１から電源供給されなくなる。

なお、図７の電流共振電源においては、前述した電流検出抵抗１０９を設けて過電流を検出する構成である。また、過電流を検出する構成として特許文献１に記載されている電流検出用のコンデンサ２０１を設けて検出する構成は図８に示すとおりである。

次に、上記の電流共振電源の動作をふまえ、以下に各実施例に基づいて本発明における過電流検出の回路構成及びその動作について詳細に説明する。

図１は実施例１の電流共振方式の電源装置（以下、電流共振電源装置という）の回路図を示したものである。上記で説明した図８に比べて、過電流検出回路を以下で説明する電流検出回路と入力ＡＣ電圧補正回路の２つの回路で構成される点が異なる。なお、本実施例における電流共振電源装置は、図８と同様にトランスの１次側に接続される二つのＦＥＴを交互に動作して、トランスの１次巻線と共振コンデンサを共振させて、その２次側に交流電圧を誘起する電源である。なお、図８と共通する構成については説明を省略する。

電流検出回路は、図１のコンデンサ２０１とダイオード２０２及び２０３とコンデンサ２０４からなる回路で構成され、トランスの１次側の電流検出部として機能する。トランス１１５の１次側の１次巻線の一端（共振コンデンサ１０８が接続される側）にコンデンサ２０１が接続され、更にダイオード２０２、２０３とコンデンサ２０４が接続されており、電源制御ＩＣのＯＣＰ端子に検出した値が入力される。また、入力ＡＣ電圧補正回路は、ダイオード３０１と抵抗３０２及び２０５とコンデンサ２０４（電流検出回路と共用）からなる回路で構成され、電流検出回路で検出した電流の電流補正部として機能する。トランスの１１５の１次側の１次巻線の他端（直列に配置されたＦＥＴ１０６、１０７と接続される側）にダイオード３０１と抵抗３０２が接続され、電流検出回路から電源制御ＩＣのＯＣＰ端子との間に接続される。なお、電流制御ＩＣは、図８と同様、ＦＥＴ１０６、１０７のオン・オフ動作を制御する制御部として機能する。

ここで、過電流検出回路として、入力ＡＣ電圧補正回路を無視し、電流検出回路だけで動作する場合を考える。この場合は、負荷１２８の電流と電圧出力部１２７の電圧が一定の条件であれば、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、入力ＡＣ電圧と反比例の関係が成り立つ。これは、１次側と２次側間の変換効率が同じで、２次側で一定の電力を出力する場合、１次側の電力も一定になるように、電源制御ＩＣ１１０がＦＥＴ１０６と１０７のスイッチング周波数を制御するためである。つまり、入力ＡＣ電圧が高ければ、１次側に流れる電流、主に、ＦＥＴ１０６及び１０７、トランス１１５の１次巻線１１６、コンデンサ２０１に流れる電流は少なくなり、その結果、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は低くなる。逆に、入力ＡＣ電圧が低ければ、１次側に流れる電流は多くなり、その結果、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は高くなる。このように、１次側の電力を制御しているのである。

一方、過電流検出回路として、電圧検出回路を無視し、入力ＡＣ補正回路だけで動作する場合を考える。この場合は、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、入力ＡＣ電圧と比例の関係が成り立つ。これは、電源制御ＩＣのＯＣＰ端子の電圧が、入力ＡＣ電圧に依存するためである。

図２は図１における電流共振電源装置の電流共振コンバータ部分を示す図である。図２において、ＦＥＴ１０６を介しトランス１１５の１次巻線１１６より流れ出る電流をＩ、トランス１１５の１次巻線１１６から流れ出て、共振コンデンサ１０８に流れる電流をＩｒ、トランス１１５の１次巻線１１６から流れ出てコンデンサ２０１に流れる電流をＩｃｄとする。Ｉｃｄは以下の式１で示される。
Ｉｃｄ＝（Ｃｃｄ／（Ｃｃｄ＋Ｃｒ））×Ｉ ・・・ 式１
Ｃｒ：電流共振コンデンサ１０８の静電容量
Ｃｃｄ：コンデンサ２０１の静電容量
そして、過電流検出回路として、入力ＡＣ電圧補正回路を無視し、電流検出回路だけの動作を考えた場合には、この電流Ｉｃｄによって、抵抗２０５の両端に発生する電圧をＶｃｄは、以下の式２で示される。
Ｖｃｄ＝Ｉｃｄ×Ｒｃｄ ・・・ 式２
Ｒｃｄ：抵抗２０５の抵抗値
（ただし、ＯＣＰ端子以降の抵抗成分を無視した場合。）
なお、電流Ｉのピーク値をＩｐｅａｋとした場合、Ｉｐｅａｋは以下の式３、式４、式５で表すことができる。
Ｉｐｅａｋ＝Ｖｄｃｈ／Ｘ 式（３）
Ｖｄｃｈ：Ｖｄｃｈ：１次電解コンデンサ１０５の＋端子電圧
Ｘ：トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８の合成リアクタンス
そして、
Ｘ＝２×Π×ｆ×Ｌｒ−１／（２×Π×ｆ×Ｃｒ） ・・・ 式（４）
ｆ：電源制御ＩＣ１１０で制御されるスイッチングＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数
Ｌｒ：トランス１１５の漏洩インダクタンス
Ｃｒ：電流共振コンデンサ１０８の容量
つまり、
Ｉｐｅａｋ
＝ Ｖｄｃｈ／（２×Π×ｆ×Ｌｒ−１／（２×Π×ｆ×Ｃｒ））・・・式５
となる。

ここで、Ｉｐｅａｋは、Ｉｐｅａｋ∝１／Ｖｄｃｈ つまり、Ｉｐｅａｋ∝１／入力ＡＣ電圧 となるように、電源制御ＩＣ１１０はＦＥＴ１０６と１０７のスイッチング周波数を制御する。これは、上述したように、２次側で一定の電力を出力する場合、１次側の電力も一定になるように、電源制御ＩＣ１１０がＦＥＴ１０６及び１０７のスイッチング周波数を制御するためである。例えば、入力ＡＣ電圧が高ければスイッチングＦＥＴ１０６及び１０７のスイッチング周波数を制御して、１次側に流れる電流を少なくする。また、入力ＡＣ電圧が低ければスイッチングＦＥＴ１０６及び１０７のスイッチング周波数を制御して、１次側に流れる電流を多くするように制御する。このことから、Ｉ∝１／入力ＡＣ電圧という関係も成り立つため、式１によりＩｃｄ∝１／入力ＡＣ電圧、Ｖｃｄ∝１／入力ＡＣ電圧という関係が成り立つのである。

次に、同じく図２において、過電流検出回路として、電流検出回路を無視して、入力ＡＣ補正回路だけで動作することを考えた場合、抵抗２０５の両端に発生する電圧をＶａｃｒとすると、Ｖａｃｒは以下の式６で示す電圧となる。
Ｖａｃｒ＝（（Ｒ２０５／（Ｒ２０５＋Ｒ３０２））×Ｖｄｃｈ×オン＿ＤＵＴＹ）／（オン＿ＤＵＴＹ＋Ｒ／Ｒ２０５×オフ＿ＤＵＴＹ）・・・式６
Ｒ２０５：抵抗２０５の抵抗値
Ｒ３０２：抵抗３０２の抵抗値
Ｒ：抵抗２０５と抵抗３０２の合成抵抗
Ｖｄｃｈ：１次電解コンデンサ１０５の＋端子電圧
オン＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７がオン状態のときのＤＵＴＹ比
オフ＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７がオフ状態のときのＤＵＴＹ比（ただし、 ダイオード３０１の順方向電圧は無視した場合。）

以下に、式６について説明する。もし、ダイオード３０１がなく、抵抗３０２だけで回路が構成されている場合、Ｖａｃｒは以下の式７に示す電圧となる。
Ｖａｃｒ＝（（Ｒ２０５／（Ｒ２０５＋Ｒ３０２））×Ｖｄｃｈ×オン＿ＤＵＴＹ）／（オン＿ＤＵＴＹ＋オフ＿ＤＵＴＹ）・・・式７

ところが、ダイオード３０１が有る場合、スイッチングＦＥＴ１０７が、オフ状態のときに、コンデンサ２０１から放電する電位が、比率：Ｒ／Ｒ２０５（抵抗２０５と抵抗３０２の合成抵抗／抵抗２０５の抵抗値）分減少してしまう。そこで、式７のオフ＿ＤＵＴＹに、Ｒ／Ｒ２０５を掛けて、式６とした。ここで、Ｖｄｃｈ∝入力ＡＣ電圧であるため、Ｖａｃｒ∝入力ＡＣ電圧という関係が成り立っている。

そして、これまで示してきたように、電流共振電源装置が動作中にかかる電源制御ＩＣのＯＣＰ端子の電圧を、Ｖｏｃｐとすると、Ｖｏｃｐは以下の式８に示す電圧となる。
Ｖｏｃｐ≒Ｖｃｄ＋Ｖａｃｒ ・・・式８

この電圧は、Ｖｃｄが入力ＡＣ電圧に反比例し、Ｖａｃｒが入力ＡＣ電圧に比例することを示している。このため、負荷１２８の電流が一定の場合に、入力ＡＣ電圧の変化によらず一定になるように、コンデンサ２０１、２０４と抵抗３０２、２０５の定数を調整してＶｃｄとＶａｃｒの電圧を調整する。このようにすれば、入力ＡＣ電圧の変化によらずＶｏｃｐを正しく検出することができ過電流検出の誤動作がなく過電流保護動作が可能となる。なお、過電流保護動作とは、ＯＣＰ端子に入力された電流値が予め設定された閾値以上（回路保護のための電流値）以上になったらＦＥＴ１０６、１０７の動作を停止する動作である。

この動作を図３の波形図を用いて説明する。図３は、負荷１２８の電流が同じで、入力ＡＣ電圧が異なる場合、並びに、上記の入力ＡＣ電圧補正回路の有り／無しの夫々の場合における、電源制御ＩＣのＯＣＰ端子の電圧Ｖｏｃｐを示している。
・波形４０１
入力ＡＣ電圧が高く、入力ＡＣ電圧補正回路有りの場合のＶｏｃｐの波形である。
・波形４０２
入力ＡＣ電圧が高く、入力ＡＣ電圧補正回路無しの場合のＶｏｃｐの波形である。
・波形４０３
入力ＡＣ電圧が低く、入力ＡＣ電圧補正回路有りの場合のＶｏｃｐの波形である。
・波形４０４
入力ＡＣ電圧が低く、入力ＡＣ電圧補正回路無しの場合のＶｏｃｐの波形である。

なお、これらの波形４０１〜４０４は図４の表に示す関係になっている。
波形４０１は、波形４０２に入力ＡＣ補正電圧が加算された波形となっている。この際の補正量は、入力ＡＣ電圧が高いため大きくなる。一方、波形４０３は、波形４０４に入力ＡＣ補正電圧が加算された波形となっている。この際の補正量は、入力ＡＣ電圧が低いため小さくなる。そして、入力ＡＣ補正電圧が加算された波形４０１と波形４０３の電圧は同じ値になる。このように、Ｖｏｃｐが入力ＡＣ電圧によらず一定になるようにすることで負荷１２８の電流が常に一定で過電流保護動作をかけることが可能となるのである。

なお、本実施例では、図１にもあるように入力ＡＣ電圧補正回路が入力ＡＣ補正を行うもとになる電圧は、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧である。この電圧は、ＦＥＴ１０６がオン状態になってはじめてあらわれる。このために、電流共振電源装置が動作してはじめてＡＣ電圧補正回路が、電力を消費することになることも特徴である。

図５は実施例２の電流共振電源装置の回路図を示した図である。本実施例は、過電流検知回路に対して、実施例１で説明したＡＣ電圧補正する機能を持たせつつ、さらに省電力化を実現した例である。なお、実施例１と共通の電流共振電源装置については構成及び動作が同じであるため説明を省略する。

図５（ａ）において、５０１は常夜電源部であり、その主要部を示したものである。常夜電源部とは、入力ＡＣ電圧が供給されている間、停止することなく動き続ける常時オン状態の電源のである。５０６は常夜電源部の動作を制御する電源ＩＣ、５０７はスイッチング素子であり電源ＩＣ５０６によってスイッチング動作が制御される。５０８はトランスの１次巻線、５０９は補助巻線、５１０は２次巻線である。また、本実施例では、常夜電源部５０１のトランスの補助巻線５０９から、非常夜電源部である電流共振電源５０５の電源制御ＩＣ１１０の電源端子であるＶｃｃ端子への電力を供給している。非常夜電源部とは、オン状態とオフ状態に切り換え可能な電源である。そして、コントロールユニット５０２によって、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子への電力供給をコントロールすることで、この非常夜電源部である電流共振電源部５０５の動作をオン・オフすることができる構成である。つまり、このコントロールユニット５０２は、電流共振電源５０５の制御ＩＣ１１０への電圧供給制御部として機能する。

つまり、コントロールユニット５０２への電力供給は、常夜電源部５０１が制御しているので、電流共振電源部５０５の動作が不要である場合に、常夜電源部５０１のみを動作させて、電流共振電源部５０５の出力動作を停止させることができる。これにより省電力動作を実現できる。このような省電力動作の状態（モード）は一般的にスリープモードと呼ばれている。図５（ａ）に示す電源装置においてスリープモード時に、可能な限り消費電力を抑えることができるため、更なる省電力化につながるのである。

本実施例で示す電流共振電源部５０５では、実施例１と同様に、電流検出回路と入力ＡＣ電圧補正回路をもつ過電流検出回路を搭載している。そして、スリープモード時には、電流共振電源部５０５を停止させるため、ＦＥＴ１０６がオンしなくなる。従って、入力ＡＣ電圧補正回路による電力消費がなくなるのである。つまり、図５に示すように入力ＡＣ電圧補正回路を構成すれば、スリープモード時の消費電力を上げることなく、かつ、電流共振電源部５０１が動作しているときには、過電流検知回路に対して、ＡＣ電圧補正をかけることができる。

なお、図５（ａ）に示す構成の入力ＡＣ電圧補正回路以外にも、入力ＡＣ電圧補正を行う構成は考えられる。例えば、図５（ｂ）で示す構成がその一例である。しかし、図５（ｂ）の構成では、入力ＡＣ電圧補正機能を持たせるために消費電力が上昇するという課題が生じる。つまり、図５（ｂ）の構成では、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子から、抵抗６０１と抵抗２０５で構成された入力ＡＣ電圧補正回路を有しており、動作としては、これまで説明してきた過電流検知回路と同等の効果をもつ。しかし、この入力ＡＣ電圧補正回路は常に、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として、抵抗６０１と抵抗２０５の合成抵抗により電力を消費してしまうことになる。

このように、図５（ａ）に示す本実施例の構成によれば、消費電力を上昇させることなく、入力ＡＣ電圧補正を行うことが可能となる。

図６は実施例３の電流共振電源装置というの回路図を示した図である。本実施例では、過電流検知回路に対して実施例１で説明したＡＣ電圧補正機能をもたせつつ、電源スイッチのオフ時に省電力化を実現した例である。

図６（ａ）において、７０１は電源スイッチ、７０２は起動抵抗、７０３はトランジスタ、７０４はフォトカプラ、７０５はコントロールユニットである。図７に示す電源装置では、電源スイッチ７０１をオンすることで、起動抵抗７０２を通じ、電源制御ＩＣ１１０のＶＨ端子に起動電圧が供給されて電源装置は起動を開始する。

電源スイッチ７０１をオフすると、不図示の電源スイッチのオン・オフを検知する手段により、電源スイッチ７０１がオフされたことをコントロールユニット７０５が検知する。電源スイット７０１のオフを検知すると、コントロールユニット７０５は、フォトカプラ７０４を動作させて電源装置を停止する。この構成であれば、電源スイッチ７０１が突然オフにされたとしても、コントロールユニット７０５が電源装置の停止の決定を行うことができるので、電源装置の停止時に種々の処理を行ってから電源装置の停止することができる利点がある。

なお、図６（ａ）に示す電源装置において、電源スイッチ７０１のオフ時の消費電力を抑えることができれば、更なる省電力化が実現できる。図６（ａ）の構成であれば、電源スイッチ７０１のオフ時には、ＦＥＴ１０６はオフ状態のため、入力ＡＣ電圧補正回路は、実施例１で説明したように電力を消費することがない。さらに、電源装置が動作時には、実施例１で説明したように、ＦＥＴ１０７のドレイン−ソース間の電圧を利用して、過電流検知回路に入力ＡＣ電圧に応じて補正をかけることができる。

なお、図６（ａ）で示した入力ＡＣ電圧補正回路以外にも、入力ＡＣ電圧補正を行う構成は考えられる。例えば、図６（ｂ）に示す構成がその一例である。しかし、図６（ｂ）の構成では、上記の機能を持たせるために消費電力が上がってしまうという課題が生じる。具体的は、図６（ｂ）の構成であれば、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として、抵抗８０１、抵抗２０５で分圧した電圧を使用して過電流検知回路に入力ＡＣ電圧補正をかけることができる。ところが、電源スイッチがオフ時にも抵抗８０１と抵抗２０５によって、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として電力を消費してしまうのである。

つまり、図６で示す本実施例の電源装置によれば、電源スイッチオフ時における消費電力を抑えながら、入力ＡＣ電圧の補正を行うことが可能になる。

（電流共振電源の適用例）
上記の実施例１乃至実施例３で説明した電流共振電源を例えば、レーザビームプリンタ、複写機、ファクシミリ等の画像形成装置における低電圧電源として適用することができる。画像形成装置における制御部としてのコントローラへの電力供給、また、各種駆動部としてのモータに電力供給するための電源として適用可能である。

なお、上記実施例で説明した電流共振電源は、画像形成装置に限らず他の電子機器における低電圧電源としても適用可能である。

本発明は上記実施の形態に制限されるものではなく、本発明の精神及び範囲から離脱することなく、様々な変更及び変形が可能である。従って、本発明の範囲を公にするために以下の請求項を添付する。

１０５ １次平滑コンデンサ
１０６、１０７ ＦＥＴ
１０８ 電流共振コンデンサ
１０９ 電流検知抵抗
１１０ 電源制御ＩＣ
１１５ トランス
１１６ トランス１１５の１次巻線
１１７ トランス１１５の補助巻線
１１８、１１９ トランス１１５の２次巻き線
１２０、１２１ 整流ダイオード
１２７ 電圧出力部
１２８ 負荷
２０１ 電流検出コンデンサ
２０２、２０３、３０１ ダイオード
２０４ コンデンサ
２０５、３０２ 抵抗

Claims (10)

1. 直列に接続された二つのスイッチング素子と、前記二つのスイッチング素子の接続点と１次巻線の一端が接続されたトランスと、前記１次巻線の他端と接続された共振コンデンサと、前記二つのスイッチング素子を交互に動作することにより前記１次巻線と前記共振コンデンサを共振させて、前記トランスの２次巻線に交流電圧を誘起する電流共振電源であって、
   前記１次巻線の他端と前記共振コンデンサとの間に接続され、前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記１次巻線の一端と前記二つのスイッチング素子の前記接続点の間、及び前記電流検出回路に接続され、前記トランスの１次側の入力電圧の変化に応じて前記電流検出回路によって検出される電流を補正する電流補正回路と、を有し、
   前記電流補正回路によって補正された電流に応じた値が閾値以上になると前記二つのスイッチング素子の動作を停止することを特徴とする電流共振電源。
2. 前記二つのスイッチング素子の動作を制御する制御部を有し、
   前記制御部は、前記補正された電流に応じた値が閾値以上である場合に、前記二つのスイッチング素子の動作を停止することを特徴とする請求項１に記載の電流共振電源。
3. 前記トランスは、前記制御部に電圧を供給するための補助巻線を有し、
   前記トランスの一次側の入力電圧のオフを検知して、前記補助巻線から前記制御部への電圧供給をオフする電圧供給制御部を有することを特徴とする請求項２に記載の電流共振電源。
4. 前記トランスの一次側の入力電圧をオンオフし、且つ、前記電圧供給制御部の起動電圧の供給をオンオフするスイッチを有し、
   前記電圧供給制御部は、前記スイッチのオフを検知して前記補助巻線から前記制御部への電圧の供給をオフすることを特徴とする請求項３に記載の電流共振電源。
5. 前記電流検出回路は、二つのコンデンサと二つのダイオードと一つの抵抗素子を接続した回路であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電流共振電源。
6. 前記電流補正回路は、一つのダイオードと一つの抵抗素子と一つのコンデンサを接続した回路であり、該一つのコンデンサは、前記電流検出回路の前記二つのコンデンサのうちの１つと共有されることを特徴とする請求項５項に記載に電流共振電源。
7. 他の電源で生成した電圧を、前記制御部の電源電圧として供給するためのスイッチを有し、
   外部からの信号に応じて、前記スイッチをオフして前記制御部への電源電圧を供給を停止することを特徴とする請求項２乃至５のいずれか１項に記載の電流共振電源。
8. 前記電流検出回路は、前記電流共振電源に入力される交流電圧に反比例した第一の値を検出し、前記電流補正回路は、前記入力される交流電圧に比例した第２の値を検出し、前記第１の値と前記第２の値を加算した値を、前記補正された電流に応じた値として検出することを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電流共振電源。
9. 画像を形成するための画像形成装置において、
   前記画像形成装置に電力を供給する電流共振電源を有し、
   前記電流共振電源は、
   直列に接続された二つのスイッチング素子と、前記二つのスイッチング素子の接続点と１次巻線の一端が接続されたトランスと、前記１次巻線の他端と接続された共振コンデンサと、前記二つのスイッチング素子を交互に動作することにより前記１次巻線と前記共振コンデンサを共振させて、前記トランスの２次巻線に交流電圧を誘起し、
   前記１次巻線の他端と前記共振コンデンサとの間に接続され、前記トランスの１次側に流れる電流を検出する電流検出回路と、
   前記１次巻線の一端と前記二つのスイッチング素子の前記接続点の間、及び前記電流検出回路に接続され、前記トランスの１次側の入力電圧の変化に応じて前記電流検出回路によって検出される電流を補正する電流補正回路と、を有し、
   前記電流補正回路によって補正された電流に応じた値が閾値以上になると前記二つのスイッチング素子の動作を停止する
   ことを特徴とする画像形成装置。
10. 前記画像形成装置の動作を制御する制御手段と、
    前記画像形成装置を駆動する駆動手段を有し、
    前記電流共振電源は、前記制御手段又は前記駆動手段に電力を供給することを特徴とする請求項９に記載の画像形成装置。