JP5873293B2 - 電源装置および画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置および画像形成装置に関する。

スイッチング素子を使用した電源装置は、変換効率が高いため、広く普及している。特許文献１によれば、一方のスイッチング素子の両端電圧を検知し、検知した電圧が所定電圧以上のときに他方のスイッチング素子をオンすることで、過負荷時の共振はずれによる短絡を防ぐ電流共振電源が提案されている。

特開２００７−００６６１４号公報

特許文献１では、電圧検出回路で一方のスイッチング素子の両端電圧を検知して制御回路に出力している。一般に制御回路の入力端子には低いレベルの電圧しか印加できないため、電圧検出回路には、商用電圧のような比較的高い電圧を分圧する分圧回路が必須となる。このような分圧回路は、電源装置が省エネ動作時（軽負荷時）に移行している間も電力を消費するため、消費電力が高くなりやすい。

ところで、電源装置が備えるスイッチング素子の動作を制御する制御ＩＣはイネーブル端子を備えている。イネーブル端子に印加された電圧Ｖsnsが動作開始電圧Ｖstart以上になると、制御ＩＣは動作を開始する。一方で、制御ＩＣが動作を開始した後に、電源装置に対する商用電源からの入力交流電圧Ｖinが低下することがある。入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になってしまうと、２次側の電圧を維持しようとして、１次側に流れる電流が過剰になってしまう。１次側の電流が過剰になれば、素子の破壊や変換効率の低下が発生する。そこで、制御ＩＣは、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になると、動作を停止するように設計される。

図６（Ａ）は、理想的な状態における制御ＩＣのイネーブル端子の電圧Ｖsnsと入力交流電圧Ｖinとの関係を示している。この例では、入力交流電圧Ｖinが８０Ｖ以上になると制御ＩＣが動作を開始し、入力交流電圧Ｖinが６０Ｖ以下になると制御ＩＣが動作を停止する。イネーブル端子の電圧Ｖsnsが入力交流電圧Ｖinの８０Ｖに比例した動作開始電圧Ｖstart以上になると制御ＩＣが動作を開始し、電圧Ｖsnsが入力交流電圧Ｖinの６０Ｖに比例した動作停止電圧Ｖstop以下になると制御ＩＣが動作を停止する。このように、動作開始電圧Ｖstartは８０Ｖに対応し、動作停止電圧Ｖstopは６０Ｖに対応していなければならない。しかしながら、動作開始電圧Ｖstartや動作停止電圧Ｖstopは、さまざまな事情でばらついてしまう。

図６（Ｂ）は、動作開始電圧Ｖstartが高くなりすぎてしまった状態を示している。この例では、動作開始電圧Ｖstartが入力交流電圧Ｖinの１００Ｖに対応した電圧に上昇しているため、入力交流電圧Ｖinが８０Ｖ以上になっているにもかかわらず、制御ＩＣが起動できなくなってしまう。

図６（Ｃ）は、動作停止電圧Ｖstopが低くなりすぎてしまった状態を示している。この例では、動作停止電圧Ｖstopが入力交流電圧Ｖinの４５Ｖに対応した電圧に低下しているため、入力交流電圧Ｖinが６０Ｖ以下になっているにもかかわらず、制御ＩＣが停止しなくなってしまう。

そこで、本発明は、電源装置において、入力交流電圧に応じて精度よく動作の開始と停止を行えるようにするとともに、消費電力を削減することを目的とする。

本発明によれば、
入力された交流電圧を整流平滑し、整流平滑された電圧を出力する整流平滑回路と、
前記整流平滑回路から出力された電圧を第１のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第１のコンバータと、
前記整流平滑回路から出力された電圧を第２のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第２のコンバータと
を備えた電源装置であって、
前記第２のコンバータは、
前記整流平滑回路の出力端に直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチング動作させる制御回路と、
前記第１のトランスの１次側に設けられた補助巻線の電圧に応じた第１電圧を生成して前記制御回路に印加する第１電圧生成回路と、
前記第２のコンバータの１次側に印加されている電圧から前記交流電圧に応じた第２電圧を生成する第２電圧生成回路と
を備え、
前記制御回路は、前記第１のトランスの１次側に設けられた前記補助巻線の電圧に応じた前記第１電圧が第一閾値以上になると前記スイッチング動作を開始させ、前記交流電圧に応じた前記第２電圧が前記第一閾値よりも小さい第二閾値以下になると前記スイッチング動作を停止ないしは制限するようにさらに構成されており、
前記第１のスイッチング素子の電流流入端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち一方に接続されており、前記第２のスイッチング素子の電流流出端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち他方に接続されており、
前記第２電圧生成回路は、前記第１のスイッチング素子の電流流出端子と前記第２のスイッチング素子の電流流入端子との接続点から、前記第２のコンバータの前記１次側に印加されている前記電圧を取得することを特徴とする電源装置が提供される。

本発明によれば、制御回路が動作開始可能な電圧に入力交流電圧がなったことを、第１のコンバータに備えられたトランスの補助巻線の電圧から判定する。このため、２つのスイッチング素子の両端電圧を分圧回路により分圧して監視する従来技術と比較して、消費電力を削減できるようになる。これは、入力交流電圧と比較して、第１のコンバータに備えられたトランスの補助巻線の電圧はずっと低いからである。なお、第１のコンバータに備えられたトランスの補助巻線の電圧は一定の電圧に維持されるように第１のコンバータが動作するため、その電圧を監視しているだけでは、入力交流電圧が動作下限電圧以下になったことを検知できない。そこで、本発明では、第２のコンバータの１次側に印加されている電圧から入力交流電圧に比例した第２電圧を生成してそれを監視する。これにより、入力交流電圧に応じて精度よく動作の開始と停止を行えるようになる。

実施例１の電源装置の回路図。 スイッチングＦＥＴのドレイン電流に生じる貫通電流を説明する図。 実施例２の電源装置の回路図。 実施例３の電源装置の回路図。 （Ａ）は画像形成装置の概略断面図であり、（Ｂ）は電源装置および電気系統を示す図。 電流共振型電源装置における入力交流電圧とイネーブル端子に印加される電圧との関係を示す図。

［実施例１］
図１は、実施例１の電源装置の回路図である。本実施例では、一般的な電流共振方式の電源装置を採用しているが、フライバック方式やフォワード方式の電源装置に対しても本発明の技術思想を適用可能である。

図１に示した電源装置１００は、第１のコンバータ１０１と第２のコンバータ１５１を備えている。第１のコンバータ１０１は、入力交流電圧Ｖinを整流ダイオードブリッジ１０４により整流され、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された直流電圧を、第１のトランス１４０により所定の直流電圧（例：３．３Ｖ）に変換するＤＣ−ＤＣコンバータである。整流ダイオードブリッジ１０４と１次平滑コンデンサ１０５は入力された交流電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路として機能する。第２のコンバータ１５１は、入力交流電圧Ｖinを整流ダイオードブリッジ１０４により整流され、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された直流電圧を、第２のトランス１１５により所定の直流電圧（例：２４Ｖ）に変換するＤＣ−ＤＣコンバータである。また、電源装置は、省エネルギーモードと通常モードとを備えており、第１のコンバータ１０１は、両方のモードで動作するが、第２のコンバータ１５１は省エネルギーモードでは自己の動作を停止ないしは制限する。たとえば、画像形成装置において通常モードは画像を形成するモードであるが、省エネルギーモードはプリントジョブを待っている待機状態である。

第１のコンバータ１０１は、スイッチング回路１４１でスイッチング動作を実行する。スイッチング回路１４１の後段にはトランス１４０の１次巻線が接続されている。トランス１４０の２次巻線から出力された電圧はダイオードやコンデンサによって整流平滑されて出力される。ここで、トランス１４０は補助巻線１４２を備えている。補助巻線１４２には、トランスの１次巻線に印加された電圧に比例した比例電圧が発生する。

第２のコンバータ１５１は、入力交流電圧Ｖinを整流ダイオードブリッジ１０４により整流され、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された直流電圧が、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７に印加される。スイッチングＦＥＴ１０６の電流流入端子は１次平滑コンデンサ１０５のプラス側に接続され、電流流出端子はスイッチングＦＥＴ１０７の電流流入端子に接続されている。スイッチングＦＥＴ１０７の電流流出端子は、１次平滑コンデンサ１０５のマイナス側に接続されている。スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の各制御端子は、電源制御ＩＣ１１０に接続されている。トランス１１５の１次巻線１１６の一端には、スイッチングＦＥＴ１０７の電流流入端子が接続され、他端には電流共振コンデンサ１０８を介してスイッチングＦＥＴ１０７の電流流出端子が接続されている。トランス１１５の２次巻線１１８、１１９には交流電圧が誘起される。この交流電圧は２つの整流ダイオード１２０、１２１と平滑コンデンサ１２２とからなる整流平滑回路により整流平滑されて電圧出力部１２７に直流電圧Ｖｏｕｔが出力される。このように、スイッチングＦＥＴ１０６は、整流平滑回路の２つの出力端の一方に電流流入端子が接続された第１のスイッチング素子として機能する。また、スイッチングＦＥＴ１０７は、整流平滑回路の２つの出力端の他方に電流流出端子が接続され、電流流入端子が第１のスイッチング素子の電流流出端子に接続された第２のスイッチング素子として機能する。

フィードバック信号生成部１３５は、直流電圧Ｖｏｕｔに比例したフィードバック電圧を生成し、電源制御ＩＣ１１０のＦＢ（フィードバック）端子に出力する。電源制御ＩＣ１１０は、スイッチングＦＥＴ１０６の制御端子とスイッチングＦＥＴ１０７の制御端子とに制御信号を出力することでスイッチングＦＥＴ１０６とスイッチングＦＥＴ１０７とをスイッチング動作させる制御回路として機能する。具体的に、電源制御ＩＣ１１０は、フィードバック電圧にしたがって直流電圧Ｖｏｕｔが目標電圧に一致するように、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７への制御信号を生成して出力する。よく知られているように、電源制御ＩＣ１１０は、制御信号のオンオフ期間を制御することで、直流電圧Ｖｏｕｔを目標電圧に近付ける。

電源制御ＩＣ１１０を駆動する電力は、第１のコンバータ１０１から供給される。第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の電圧は、抵抗１１２、ダイオード１１３およびコンデンサ１１４により構成された整流平滑回路により整流平滑されて、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に印加される。電源制御ＩＣ１１０を駆動する電力は、コントロールユニット１３３により制御される。コントロールユニット１３３は、第１のコンバータ１０１から電力を供給されて動作する。コントロールユニット１３３の制御信号は、フォトカプラ１３２を介してトランジスタ１３１の制御端子に入力される。トランジスタ１３１をオン／オフさせることで、電源制御ＩＣ１１０への電力の供給が実行されたり、停止されたりする。

これとは別に、電源制御ＩＣ１１０は、電圧検知回路２００によっても動作を制御される。電圧検知回路２００は、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始しようとするときには第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の電圧（第１電圧）をＶＳＥＮ端子に印加する。また、電圧検知回路２００は、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始した後は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７との中点電圧（第２電圧）をＶＳＥＮ端子に印加する。つまり、第２のコンバータ１５１の１次側に印加されている電圧が、スイッチングＦＥＴ１０６の電流流出端子と、スイッチングＦＥＴ１０７の電流流入端子との接続点から取得される。このように、ＶＳＥＮ端子は、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始する際に第１電圧が印加され、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始すると第２電圧が印加される電圧検出端子として機能している。

＜動作停止電圧（低電圧）検知の必要性の説明＞
動作停止電圧Ｖstopは動作開始電圧Ｖstartよりも低い電圧である。動作停止電圧Ｖstopを検知する目的は２つある。第１の目的は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７、トランス１１５、電流共振コンデンサ１０８などの素子を、過電流状態から保護することである。入力交流電圧Ｖinが低ければ低いほど、１次側の電流が多くなる。これは、２次側の電力を一定の出力に維持しようと電源回路が働くためである。しかし、入力交流電圧Ｖinが低くなりすぎると、１次側の素子の状態が素子定格を超えた過電流状態になる恐れがある。そこで、過電流状態から１次側の素子を保護することが第１の目的である。第２の目的は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７に貫通電流が流れることを抑制することである。スイッチングＦＥＴ１０７がＯＮすると同時に、スイッチングＦＥＴ１０６に内蔵されている寄生ダイオードが逆回復を始める。この逆回復時の逆方向電流によって、貫通電流が流れてしまう。このように、入力交流電圧Ｖinが所定電圧よりも低くなると、貫通電流が流れてしまうことがある。図２（Ａ）は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７のドレイン電流に生じる貫通電流の一例を示している。このような貫通電流が発生すると、第２のコンバータの変換効率が低下したり、素子の破壊が発生したりしうる。よって、この貫通電流を抑制することが第２の目的である。

このように、以下の２つの目的
・素子を過電流状態から保護すること
・スイッチングＦＥＴに貫通電流を流さないこと
を達成するために、電源制御ＩＣ１１０は、入力交流電圧Ｖinの低下を精度よく検知する必要がある。

＜電圧検知回路２００の動作＞
電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子に、動作開始電圧Ｖstartに対応して決定された動作開始閾値以上の電圧が与えられると、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始し、それによって第２のコンバータ１５１が動作を開始する。一方、異常な低電圧を検知すると電源制御ＩＣ１１０が動作を停止する。つまり、電源制御ＩＣ１１０は、ＶＳＥＮ端子の電圧が、動作停止電圧Ｖstopに対応して決定された動作制限閾値以下になると、自己の動作を停止ないしは制限する。

（１） 第２のコンバータ１５１が動作を開始する前の各回路の動作
電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子には、電源制御ＩＣ１１０に動作を開始させるための第１電圧は、第１のコンバータ１０１によって生成される。まず、第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の両端電圧は、抵抗１１２、ダイオード１１３およびコンデンサ１１４から構成された整流平滑回路により整流平滑される。整流平滑された電圧は、トランジスタ２０６、ダイオード２０７を介して、抵抗２０８と抵抗２０９とより構成された分圧回路に印加される。なお、トランジスタ２０６の電流流入端子と制御端子との間には電流制限抵抗２０５が接続されている。抵抗２０８と抵抗２０９とよって分圧された電圧がＶＳＥＮに印加される。この分圧された電圧は補助巻線１４２の両端電圧に比例した電圧である。このように、これらの回路は、第１のコンバータ１０１が備える第１のトランス１４０の補助巻線の電圧に比例した第１電圧を生成して電源制御ＩＣ１１０に印加する第１電圧生成回路として機能する。抵抗２０８と抵抗２０９の分圧比は、たとえば、入力交流電圧Ｖinが８０Ｖであるときに、分圧された電圧が動作開始閾値に一致するように設定される。動作開始閾値は動作開始電圧Ｖstartに比例した電圧である。

ここで、ＶＳＥＮに印加される電圧についてさらに詳しく説明する。トランジスタ２０６は、エミッタフォロワ接続をしているので、ベース端子に印加される電圧は、第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の電圧である。エミッタ端子に印加される電圧はベース電圧から、トランジスタ２０６の仕様で定められるベース・エミッタ間電圧だけ低い電圧となる。たとえば、トランジスタ２０６のベース・エミッタ間電圧は、０．６Ｖ程度である。つまり、この際のＶＳＥＮ端子に印加される電圧は、以下の式で求められる。
ＶＳＥＮ端子電圧＝（Ｖｅ２０６−Ｖｆ２０７）×Ｒ２０９ ／（Ｒ２０８＋Ｒ２０９） 式（１）
Ｖｅ２０６＝Ｖｂ２０６−Ｖｂｅ２０６ 式（２）
・Ｖｅ２０６：トランジスタ２０６のエミッタ端子電圧
・Ｖｂｅ２０６：トランジスタ２０６のベース・エミッタ間電圧
・Ｖｆ２０７：ダイオード２０７の順方向電圧
・Ｒ２０８：抵抗２０８の抵抗値
・Ｒ２０９：抵抗２０９の抵抗値
このように、ＶＳＥＮ端子には上記の電圧が与えられることにより、電源制御ＩＣ１１０が起動動作に備えることができる。

一方で、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子には第１のコンバータ１０１から駆動電圧が供給される。上述したように、第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の電圧が、抵抗１１２、ダイオード１１３およびコンデンサ１１４から構成された整流平滑回路により整流平滑される。整流平滑された電圧は、コントロールユニット１３３、フォトカプラ１３２およびトランジスタ１３１により制御され、電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮに印加される。

このように、電源制御ＩＣのＶｃｃ端子に駆動電圧が印加され、かつ、ＶＳＥＮ端子に印加された電圧Ｖsnsが動作開始閾値以上の電圧になると、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始する。上述したように、電圧Ｖsnsは、入力交流電圧Ｖinの実効値に比例した第１電圧である。

（２） 第２のコンバータ１５１が動作を開始した後の各回路の動作
第２のコンバータ１５１が動作を開始すると、コントロールユニット１３３がトランジスタ２０６をＯＦＦする制御信号を、フォトカプラ１３２を通じてトランジスタ１３１に出力する。これにより、トランジスタ１３１の状態が切り替わり、それに応じてトランジスタ２１１の状態も切り替わる（ＯＮになる）。トランジスタ２１１がＯＮになると、トランジスタ２０６のベース電圧が引き下げられるため、最終的に、トランジスタ２０６がＯＦＦになる。なお、トランジスタ２１１の制御端子には電流制限抵抗２０３が接続されている。トランジスタ２０６がＯＦＦになれば、これまでＶＳＥＮ端子に供給されていた第１電圧が供給されなくなる。その代わりとして、本実施例では、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧をダイオード２０１およびコンデンサ２０４で整流平滑し、かつ、抵抗２０２および抵抗２０９で分圧して生成された電圧（第２電圧）がＶＳＥＮ端子に印加される。第２電圧は入力交流電圧Ｖinの実効値に比例した電圧である。つまり、これらの回路は、第２のコンバータ１５１の１次側に印加されている電圧から交流電圧に比例した第２電圧を生成する第２電圧生成回路として機能している。第２電圧生成回路は一種の電圧源であるが、第２のコンバータ１５１が動作を開始すると、電圧を供給可能となる電圧源である。このように、ＶＳＥＮ端子に電圧を供給する電圧源は、第２のコンバータ１５１が動作を開始する前と後とでは切り替わることが、本実施例の特徴の１つとなっている。

このＶＳＥＮ端子に印加される電圧を第１電圧から第２電圧に切り替える際に、ＶＳＥＮ端子の電圧が低下することがある。ＶＳＥＮ端子の電圧が低下してしまうと、上述したように、電源制御ＩＣ１１０が停止してしまう。そこで、ＶＳＥＮ端子にコンデンサ２０４を接続することで、第１のコンバータ１０１からの第１電圧によってコンデンサ２０４が充電される。これにより、ＶＳＥＮ端子に印加される電圧を切り替える際のＶＳＥＮ端子の電圧を第１電圧に維持できるようになる。

（３） 第２のコンバータ１５１が安定して動作しているときの動作停止電圧Ｖstopの検知方法
第２のコンバータ１５１が安定して動作している状態では、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧である第２電圧がＶＳＥＮ端子に引き続き印加されている。ここで、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧波形は、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧をピークとした矩形波のような波形となる。この波形の周期は、スイッチングＦＥＴ１０７のスイッチング周期に一致する。

ここで、ＶＳＥＮ端子に印加される第２電圧をＶａｃｒとすると、Ｖａｃｒはおおむね以下の式で表した電圧となる。
Ｖａｃｒ＝（（Ｒ２０９／（Ｒ２０９＋Ｒ２０２））×Ｖｄｃｈ×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋Ｒ／Ｒ２０９×ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ） ・・・・（３）
Ｒ２０９：抵抗２０９の抵抗値
Ｒ２０２：抵抗２０２の抵抗値
Ｒ：抵抗２０２と抵抗２０９の並列合成抵抗つまり、Ｒ＝Ｒ２０２×Ｒ２０９／（Ｒ２０２＋Ｒ２０９）
Ｖｄｃｈ：１次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧
ＯＮ＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７がＯＮ状態のときのＤＵＴＹ比
ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７がＯＦＦ状態のときのＤＵＴＹ比
（ただし、ダイオード２０１の順方向電圧は無視）
もし、ダイオード２０１がない場合やダイオード２０１がショートしていた場合、つまり、抵抗２０２だけで回路が構成されている場合、Ｖａｃｒは（４）式で表現可能である。
Ｖａｃｒ＝（（Ｒ２０９／（Ｒ２０２＋Ｒ２０９））×Ｖｄｃｈ×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋ ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ） ・・・・（４）
しかし、ダイオード２０１がある場合、スイッチングＦＥＴ１０７がＯＦＦ状態のときに、コンデンサ２０４からの電位がＲ／Ｒ２０９の比率だけ減少してしまう。そこで、（４）式のＯＦＦ＿ＤＵＴＹにＲ／Ｒ２０９を乗算して（３）式が導かれている。

ここで、Ｖｄｃｈは入力交流電圧Ｖinに対して比例しているため、Ｖａｃｒも入力交流電圧Ｖinに比例している。つまり、Ｖａｃｒを検知することは、入力交流電圧Ｖinを検知することと同義である。そして、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下に低下したときに、電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子に印加される電圧Ｖａｃｒが動作制限閾値以下となるように、抵抗２０２、抵抗２０９、コンデンサ２０４の各定数を予め設定する。なお、動作停止電圧Ｖstopおよび動作制限閾値は、１次側素子の定格を超えるような過電流状態を抑制でき、かつ、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の貫通電流も抑制できる、下限の電圧に設定される。

（４） 低電圧検知後の動作と効果
電源制御ＩＣ１１０は、ＶＳＥＮ端子の電圧Ｖsnsが動作制限閾値以下になると、保護動作を実行する。たとえば、電源制御ＩＣ１１０は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の発振動作を停止させる。これにより、１次側素子の素子定格を超えるような過電流状態が抑制される。また、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７に流れる貫通電流を抑制できる。あるいは、電源制御ＩＣ１１０は、スイッチング周波数を現在の設定値よりも増加してもよい。現在の設定値とは、ＶＳＥＮ端子の電圧Ｖsnsが動作停止電圧Ｖstop以下になった瞬間におけるスイッチングＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数のことである。図２（Ｂ）が示すように、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数が高くなると、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の各ドレイン電流には貫通電流が発生しない。なお、スイッチング周波数を高くすると、電圧出力部１２７の電圧が通常動作時よりも低下してしまうが、１次側素子の定格を超えるような過電流状態や貫通電流を抑制できる。このように、電源制御ＩＣ１１０は、スイッチング周波数が高くして自己の動作を制限することで、貫通電流を抑制してもよい。なお、通常動作時とは、ＶＳＥＮ端子の電圧Ｖsnsが動作制限閾値を超えている時（入力交流電圧Vinが６０Ｖを超えている時）のことである。

このように動作開始電圧Ｖstartと、動作停止電圧Ｖstopを検知するための電圧をそれぞれ別の電源から構成することで、第２のコンバータ１５１は安定して起動するとともに、安全に動作を停止して過電流状態や貫通電流を抑制できるようになる。従来は、２つのスイッチング素子の両端電圧を分圧回路で分圧し、それを検知していたため、分圧回路での消費電力が大きく、省エネルギーの妨げになっていた。一方で、本実施例では、第１のコンバータ１０１のトランスの補助巻線１４２の電圧を検知するため、消費電力の点で有利である。ただし、第２のコンバータ１５１のスイッチング回路１４１は補助巻線１４２の電圧が一定になるように動作するため、入力交流電圧Ｖinの低下が補助巻線１４２の電圧に反映されない。つまり、補助巻線１４２の電圧を監視しているだけでは、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になったかどうかを判定できない。そこで、本実施例では、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の中点電圧を監視することで、両端電圧を監視する従来技術よりも消費電力を抑えつつ、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になったことを検知できる。

［実施例２］
図３は実施例２にかかる電源装置の回路図である。実施例２は、実施例１と比較して、動作開始電圧と動作停止電圧を検知する電圧検知回路４００の構成が異なっている。なお、図３において、図１と共通する事項については説明の簡潔化を図るために同一の参照符号を付与している。

電圧検知回路４００は、動作開始電圧Ｖstartに比例した第１電圧をＶＳＥＮ端子に印加するための動作開始電圧供給回路と、動作停止電圧Ｖstopに比例した第２電圧をＶＳＥＮ端子に印加するための動作停止電圧（低電圧）供給回路とに大別できる。動作開始電圧供給回路では、ダイオード２０７の位置が変更されているだけで他の構成には変更がない。一方で、動作停止電圧供給回路は、第１電圧を取得するポイントが変更されている。つまり、実施例１では、第２のコンバータ１５１が安定して動作している時に、電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子には、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧が印加されていた。これに対して、実施例２では、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧が抵抗４０１と抵抗４０２で分圧され、この電圧（第２電圧）がトランジスタ４０３とダイオード２０１を介してＶＳＥＮ端子に印加されている。このように、第２のコンバータ１５１の１次側に印加されている電圧として、整流平滑回路の１次平滑コンデンサ１０５の両端電圧が取得されることになる。

抵抗４０１の一端は、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子に接続されており、他端は抵抗４０２の一端と、トランジスタ４０３の電流流入端子とに接続されている。抵抗４０２の他端は、１次平滑コンデンサ１０５の−端子に接続されている。トランジスタ４０３の電流流入端子には、抵抗４１５の一端が接続されている。トランジスタ４０３の電流流出端子は、ダイオード２０１のアノード端子に接続されている。トランジスタ４０３の制御端子には抵抗４１４の一端が接続されている。抵抗４１４の他端には、トランジスタ４０４の電流流入端子と、抵抗４１５の他端が接続されている。トランジスタ４０４の制御端子には、抵抗４１６を介して電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子が接続されている。

（ｉ） 第２のコンバータ１５１が動作する前の各回路の動作
この動作はすでに実施例１で説明したとおりであるため、その説明を省略する。

（ｉｉ） 第２のコンバータ１５１動作開始直後の各回路の動作
次に、第２のコンバータ１５１が動作を開始すると、上述したように、トランジスタ２０６がＯＦＦする。これにより、これまで第１のコンバータ１０１からＶＳＥＮ端子に供給されていた第１電圧が供給されなくなる。その代わりとして、実施例２では、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を分圧して得られた第２電圧がＶＳＥＮ端子に供給されるようになる。なお、実施例２でもコンデンサ２０４をＶＳＥＮ端子に接続しているため、切り替え時における電圧の低下が抑制される。

（ｉｉｉ） 第２のコンバータ１５１が安定動作しているときの動作停止電圧Ｖstopの検知
第２のコンバータ１５１が安定動作している場合、上述したように、１次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧に比例した電圧が電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子に供給されている。そして、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖｓｔｏｐ（例：６０Ｖ）に達したときに、ＶＳＥＮ端子に印加される電圧が動作制限閾値Ｖｌｏｗ以下になるように、抵抗４０１、抵抗４０２、コンデンサ２０４の各定数が設定される。
Ｖｌｏｗ ＜Ｖｄｃｈ＊（Ｒ４０２／（Ｒ４０１＋Ｒ４０２））−Ｖｆ２０１ ・・・・（５）
Ｖｄｃｈ＝Ｖｓｔｏｐ×√２ ・・・・（６）
Ｒ４０１：抵抗４０１の抵抗値
Ｒ４０２：抵抗４０２の抵抗値
Ｖｆ２０１：ダイオード２０１の順方向電圧Ｖｆ
Ｖｄｃｈ：１次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧
Ｖｓｔｏｐ：入力交流電圧Ｖｉｎについて定められた動作停止電圧（例：６０Ｖ）
動作停止電圧Ｖｓｔｏｐは、１次側の各素子の定格を超えるような過電流状態を抑制でき、かつ、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の貫通電流を抑制できるように、予め実験やシミュレーションによって決定される。

（ｉｖ） 低電圧検知後の動作と効果
実施例２の低電圧検知後の動作は実施例１と同様のため説明を省略する。また、実施例２でも実施例１と共通する回路については、同様の効果が発揮される。このように動作開始電圧Ｖstartを取得する位置と、動作停止電圧Ｖstopを取得する位置とを異ならしめることで、第２のコンバータ１５１は安定して起動し、かつ、入力交流電圧Ｖinが低下したときには安全に停止できるようになる。また、省電力モードに移行すると、第１電圧および第２電圧の印加が停止するため、消費電力の点で従来技術よりも有利である。

［実施例３］
図４は、実施例３にかかる電源装置の回路図である。実施例１、２では単一の電圧検出端子で動作開始電圧Ｖstartを表す第１電圧と動作停止電圧Ｖstopに表す第２電圧を検出していたが、実施例３では、ＶＳＥＮ端子で動作開始電圧Ｖstartを検知し、電圧検知回路６００で動作停止電圧Ｖstopを検知することを特徴している。電圧検知回路６００は、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop（例：６０Ｖ）まで低下すると、電源制御ＩＣのＶｃｃ端子への電力の供給を遮断するように作用する。なお、実施例３でも、すでに説明した個所には同一の参照符号を付与することで説明の簡潔化を図る。

図４において、ダイオード２０１のアノード端子はスイッチングＦＥＴ１０６、１０７の中点に接続されている。カソード端子は抵抗６０６の一端に接続されている。抵抗６０６の他端は、コンデンサ６０８、抵抗６０７の一端、コンパレータ６０２の−入力端子と接続されている。コンパレータ６０２の＋入力端子には、抵抗６０４を介して電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子が接続されている。また、コンパレータ６０２の＋入力端子には、ツェナーダイオード６０５のカソード端子が接続されている。コンパレータ６０２の出力端子には、フォトカプラ６０３の発光素子に接続されている。フォトカプラ６０３の受光素子はコントロールユニット１３３に接続されている。つまり、コンパレータ６０２で入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になったことを検知し、検知結果がフォトカプラ６０３を通じてコントロールユニット１３３に伝達される。コントロールユニット１３３は、入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Ｖstop以下になったことを認識すると、フォトカプラ１３２を通じてトランジスタ１３１をＯＦＦに切り替え、電源制御ＩＣのＶｃｃ端子への電力の供給を遮断する。

（ｉ）第２のコンバータ１５１が動作を開始する前の各回路の動作
第１のコンバータ１０１のトランス１４０の補助巻線１４２の電圧が、抵抗１１２、ダイオード１１３およびコンデンサ１１４により構成された整流平滑回路により整流平滑される。整流平滑された電圧は抵抗２０８と抵抗２０９で分圧されて第１電圧が生成され、電源制御ＩＣ１１０のＶＳＥＮ端子に印加される。印加された第１電圧は、補助巻線１４２の電圧に比例した電圧である。この第１電圧が動作開始閾値以上になると、電源制御ＩＣ１１０が動作を開始する。なお、電源制御ＩＣのＶｃｃ端子への電力の供給については、すでに説明したとおりである。

（ｉｉ） 第２のコンバータ１５１が動作を開始した直後における各回路の動作
第２のコンバータ１５１が動作を開始した後も引き続きＶＳＥＮ端子には、第１のコンバータ１０１からの電圧が印加される。

（ｉｉｉ） 第２のコンバータ１５１が安定して動作しているときの動作停止電圧の検知方法
図４によれば、抵抗６０４とツェナーダイオード６０５によって、動作制限閾値に対応した基準電圧が作られている。この基準電圧がコンパレータ６０２の＋端子に入力される。一方、コンパレータ６０２の−端子には、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧に比例した第２電圧が入力される。なお、スイッチングＦＥＴ１０７のドレイン・ソース間の電圧が、ダイオード２０１によって整流され、コンデンサ６０８によって平滑され、抵抗６０６と抵抗６０７とによって分圧されることで、第２電圧が生成される。このように、コンパレータ６０２は、第２電圧と動作制限閾値とを比較する比較器として機能している。

動作開始時には、
コンパレータ６０２の＋端子電圧 ＜ コンパレータ６０２の−端子電圧
が満たされ、かつ、
動作開始後には、
コンパレータ６０２の＋端子電圧 ＞ コンパレータ６０２の−端子電圧
となるように、抵抗６０４、ツェナーダイオード６０５、抵抗６０６、抵抗６０７の各定数が選択されている。

コンパレータ６０２の−端子電圧をＶｃｏｎ（−）とすると、Ｖｃｏｎ（−）は実施例１で示した（３）式と同様におおむね以下の式で表した電圧となる。
Ｖｃｏｎ（−）＝（（Ｒ６０７／（Ｒ６０７＋Ｒ６０６））×Ｖｄｃｈ×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋Ｒ／Ｒ６０７×ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ） ・・・・（７）
Ｒ６０７：抵抗６０７の抵抗値
Ｒ６０６：抵抗６０６の抵抗値
Ｒ：抵抗６０６と抵抗６０７の並列合成抵抗つまり、Ｒ＝Ｒ６０６×Ｒ６０７／（Ｒ６０６＋Ｒ６０７）
Ｖｄｃｈ：１次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧
ＯＮ＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７が、ＯＮ状態のときのＤＵＴＹ比
ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ：スイッチングＦＥＴ１０７が、ＯＦＦ状態のときのＤＵＴＹ比
（ただし、ダイオード２０１の順方向電圧は無視した場合）
また、コンパレータ６０２の＋端子電圧をＶｃｏｎ（＋）とすると、次式が成立する。
Ｖｃｏｎ（＋）＝Ｖｚ ・・・・（８）
Ｖｚ：ツェナーダイオード６０５のツェナー電圧
（ｉｖ） 動作停止電圧を検知した後の各回路の動作と効果
入力交流電圧Ｖinが低下すると、１次平滑コンデンサ１０５の両端電圧も低下する。入力交流電圧Ｖinが動作停止電圧Vstop以下になると、第２電圧が動作制限電圧以下になるため、コンパレータ６０２の比較結果がＬｏｗからＨｉに反転する。比較結果は、フォトカプラ６０３を介して、コントロールユニット１３３のＶＣＯＮ端子に入力される。コントロールユニット１３３は、比較結果がＨｉに変化したことを認識すると、フォトカプラ１３２を介して、トランジスタ１３１をＯＦＦに切り替える。これにより、電源制御ＩＣ１１０の駆動電力の供給が停止する。このように、コントロールユニット１３３、フォトカプラ１３２、トランジスタ１３１および電圧検知回路６００は、第２電圧が動作制限閾値を超えている場合、第１のコンバータから制御回路に駆動電力を供給し、第２電圧が動作制限閾値以下になった場合、第１のコンバータ１０１から電源制御ＩＣ１１０への駆動電力の供給を遮断する遮断回路として機能する。

コントロールユニット１３３のＶＣＯＮ端子には、第２のコンバータ１５１が起動する前にもＨｉが入力される。しかし、コントロールユニット１３３は、起動前に入力されるＨｉを無視するようにプログラムされているものとする。

実施例３によれば、ＶＳＥＮ端子を使用して電源制御ＩＣを起動する一方で、電圧検知回路６００によって動作停止電圧Ｖstopを検知して電源制御ＩＣを安全に停止できる。これにより、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７が発振動作を停止するため、１次側の素子の定格を超えるような過電流状態が抑制され、かつ、貫通電流も抑制される。

［その他］
実施例１ないし３においては、便宜上、電流共振方式の電源装置を一例として採用したが、フライバック方式やフォワード方式など、他の方式にも本発明を適用できる。これらの方式でも、入力交流電圧Ｖinが低ければ低いほど、１次側の電流が多くなり、過電流状態などが発生しうるからである。

また、上述した電源装置１００は様々な電子装置に電力を供給できる。また、第２のコンバータは２つ以上であってもよい。この場合、各第２のコンバータはそれぞれ異なる電圧を供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能してもよい。

図５（Ａ）、図５（Ｂ）を用いて、電子装置の一例として、画像形成装置について説明する。画像形成装置８００は、電子写真方式の画像形成装置である。給紙カセット８０１に収納されている用紙は、ピックアップローラ８０７によって搬送路へ給紙される。像担持体である感光ドラム８０３は、帯電器８０２によって一様の電位に帯電する。露光装置８０６は、画像データに応じた光ビームを出力し、感光ドラム８０３の表面に潜像を形成する。現像ローラ８０４は、トナーを用いて潜像を現像し、トナー像を形成する。転写装置８０９は、感光ドラム８０３から用紙へとトナー像を転写する。定着装置８０５は定着ローラ８０８によってトナー像を加圧および加熱し、用紙上に定着させる。

図５（Ｂ）において、第１のコンバータ１０１は、３．３Ｖの直流電圧をプリンタ制御部８２０へ供給する。第２のコンバータ１５１は、２４Ｖの直流電圧を生成し、モータ８２１、８２２へ供給する。モータ８２１は、たとえば、感光ドラム８０３を駆動するモータである。モータ８２２は、定着ローラ８０８を駆動するモータである。なお、５Ｖや１２Ｖの直流電圧を生成する第３、第４のコンバータが追加されてもよい。この場合、第３、第４のコンバータの内部構成は基本的に第２のコンバータ１５１の内部構成と同様であってよい。なお、５Ｖは、たとえば、用紙の搬送路を切り替えるフラッパを駆動する電磁クラッチ（ソレノイド）に供給される電圧である。

このように本発明の電源装置１００を画像形成装置８００に適用することで、画像形成装置８００が安定して動作するようになる。画像形成装置８００が安定して動作すれば、用紙上に形成される画像の品質を維持できるようになる。また、画像の形成に成功する確率が上がるため、本発明は、消耗品等の節約にも寄与するであろう。

Claims (8)

1. 入力された交流電圧を整流平滑し、整流平滑された電圧を出力する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路から出力された電圧を第１のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第１のコンバータと、
   前記整流平滑回路から出力された電圧を第２のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第２のコンバータと
   を備えた電源装置であって、
   前記第２のコンバータは、
   前記整流平滑回路の出力端に直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチング動作させる制御回路と、
   前記第１のトランスの１次側に設けられた補助巻線の電圧に応じた第１電圧を生成して前記制御回路に印加する第１電圧生成回路と、
   前記第２のコンバータの１次側に印加されている電圧から前記交流電圧に応じた第２電圧を生成する第２電圧生成回路と
   を備え、
   前記制御回路は、前記第１のトランスの１次側に設けられた前記補助巻線の電圧に応じた前記第１電圧が第一閾値以上になると前記スイッチング動作を開始させ、前記交流電圧に応じた前記第２電圧が前記第一閾値よりも小さい第二閾値以下になると前記スイッチング動作を停止ないしは制限するようにさらに構成されており、
   前記第１のスイッチング素子の電流流入端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち一方に接続されており、前記第２のスイッチング素子の電流流出端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち他方に接続されており、
   前記第２電圧生成回路は、前記第１のスイッチング素子の電流流出端子と前記第２のスイッチング素子の電流流入端子との接続点から、前記第２のコンバータの前記１次側に印加されている前記電圧を取得することを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、当該制御回路が動作を開始する際に前記第１電圧が印加され、当該制御回路が動作を開始すると前記第２電圧が印加される電圧検出端子を備え、
   前記制御回路は、前記電圧検出端子に印加されている前記第１電圧が前記第一閾値以上になると動作を開始し、前記電圧検出端子に印加されている前記第２電圧が前記第二閾値以下になると前記制御回路の動作を制限することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電圧検出端子には、当該電圧検出端子に印加されている電圧が前記第１電圧から前記第２電圧に切り替えられる際に当該電圧検出端子に印加されている前記第１電圧を維持するコンデンサが接続されていることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 前記第２電圧が前記第二閾値以下になると、前記制御回路は、動作を停止するか、または、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とのスイッチング周波数を増加することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源装置。
5. 前記制御回路は、当該制御回路が動作を開始する際に前記第１電圧が印加される電圧検出端子を備え、
   前記制御回路は、前記電圧検出端子に印加されている前記第１電圧が前記第一閾値以上になると動作を開始し、
   前記第２のコンバータは、
   前記第２電圧と、前記第二閾値とを比較するコンパレータと、
   前記第２電圧が前記第二閾値を超えている場合、前記第１のコンバータから前記制御回路に駆動電力を供給し、前記第２電圧が前記第二閾値以下になった場合、前記第１のコンバータからの前記制御回路への前記駆動電力の供給を遮断する遮断回路と
   を備えていることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
6. 前記制御回路が動作を停止すると、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子もスイッチング動作を停止することを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の電源装置。
7. 画像形成装置であって、
   画像形成手段と、
   前記画像形成手段を駆動する駆動手段と、
   前記駆動手段に電力を供給する電源手段とを有し、
   前記電源手段は、
   入力された交流電圧を整流平滑し、整流平滑された電圧を出力する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路から出力された電圧を第１のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第１のコンバータと、
   前記整流平滑回路から出力された電圧を第２のトランスにより変換し、変換された電圧を出力する第２のコンバータと
   を備え、
   前記第２のコンバータは、
   前記整流平滑回路の出力端に直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、
   前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子とをスイッチング動作させる制御回路と、
   前記第１のトランスの１次側に設けられた補助巻線の電圧に応じた第１電圧を生成して前記制御回路に印加する第１電圧生成回路と、
   前記第２のコンバータの１次側に印加されている電圧から前記交流電圧に応じた第２電圧を生成する第２電圧生成回路と
   を有し、
   前記制御回路は、前記第１のトランスの１次側に設けられた前記補助巻線の電圧に応じた前記第１電圧が第一閾値以上になると前記スイッチング動作を開始させ、前記交流電圧に応じた前記第２電圧が前記第一閾値よりも小さい第二閾値以下になると前記スイッチング動作を停止ないしは制限するようにさらに構成されており、
   前記第１のスイッチング素子の電流流入端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち一方に接続されており、前記第２のスイッチング素子の電流流出端子は、前記整流平滑回路の２つの出力端子のうち他方に接続されており、
   前記第２電圧生成回路は、前記第１のスイッチング素子の電流流出端子と前記第２のスイッチング素子の電流流入端子との接続点から、前記第２のコンバータの前記１次側に印加されている前記電圧を取得することを特徴とする画像形成装置。
8. 前記画像形成手段は、
   像担持体と、
   前記像担持体を露光して潜像を形成する露光手段と、
   トナーを用いて前記潜像を現像してトナー像を形成する現像手段と、
   前記トナー像を前記像担持体から用紙に転写する転写手段と、
   前記トナー像を前記用紙に定着させる定着手段とを有し、
   前記駆動手段は、前記像担持体と前記定着手段を駆動するモーターであることを特徴とする請求項７に記載の画像形成装置。

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