JP6218467B2 - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に、電流共振電源を含む電源装置に関する。

図６（ａ）は、従来の電流共振電源装置（以下、単に電源装置という）の回路の概要を示す図である。なお、図６（ａ）の詳細な説明は後述する。図６（ａ）に示すような電源装置では、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子に入力される、電流検知抵抗１０９の両端に発生する電流検知電圧に基づいて、電流の過電流検知を行っている。図６（ａ）に示す電源装置では、共振回路に直列に抵抗１０９が接続されており、共振電流が抵抗１０９に流れることから、電力損失が大きくなる。また、負荷１２８に流す電流が大きければ大きいほど、定格電力の大きな抵抗を使用しなくてはならなくなるため、電源装置の効率が低下する。また、このため定格電力の大きな抵抗を使用する必要が生じ、抵抗分のコストが高くなる。更に、複数の抵抗を並列や直列に接続して電流検知抵抗１０９を構成する場合には、広いスペースを必要とする。このため、例えば、特許文献１では、図６（ｂ）に示すような電源装置が提案されている。なお、図６（ｂ）の詳細な説明は後述する。図６（ｂ）の電源装置では、電流共振コンデンサ１０８と並列に接続された、電流検知コンデンサ２０１を流れる電流を電圧に変換して電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子に入力することにより、過電流検知を行っている。

しかし、入力される交流電圧が変動すると、図６（ａ）の電源装置では抵抗１０９に流れる電流が、図６（ｂ）の電源装置ではコンデンサ２０１に流れる電流が、それぞれ入力される交流電圧の変動と反比例して変動してしまう。この結果、負荷１２８に流れる電流が一定の電流ではない値で、過電流保護動作を行うおそれがある。このため、例えば、特許文献２では、図７（ａ）に示すような電源装置が提案されている。なお、図７（ａ）の詳細な説明は後述する。図７（ａ）の電源装置では、入力された交流電圧に比例した補正電圧を加える構成により、電流検知回路によって検知した電流値が、商用交流電源の電圧変動により変動することを抑制している。図７（ａ）に示す電源装置では、上述した図６（ａ）、図６（ｂ）の電源装置に比べ、入力される交流電圧が変動しても、安定した過電流保護動作を行うことができる。

特許第３０１３６９７号公報 国際公開第２０１１／１３２２７５号

しかし、図７（ａ）に示す電源装置では、図７（ｂ）に示すように、電流検知回路に加える補正電圧（１４０２）が、入力電圧に比例した線形の特性を示す。一方、電流検知回路の出力電圧（１４０１）は、商用交流電源の電圧変動に対し非線形の特性となる。このため、図７（ｂ）に示すように、理想的な電源制御ＩＣのＯＣＰ端子電圧（破線）に比較して、１４０３に示す従来例の電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子電圧のような波形となり、商用交流電源の電圧変動に対し十分な補正効果が得られない。

また、昨今あらゆる分野で、製品の小型・省エネルギー化が進んでいる。これに伴い、電源装置も小型・省エネルギー化が進む傾向にある。電流共振電源装置の場合、負荷１２８に流れる電流が大きくなると、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７の両方に、貫通電流が流れる現象（以下、共振はずれ現象という）が発生する。共振はずれ現象は、スイッチングＦＥＴ１０６、１０７のうち、オフ状態となっているＦＥＴのボディダイオードに逆電流が流れるため、オフ状態のＦＥＴを破壊してしまう可能性がある。上述したように、負荷１２８に流れる電流が一定の電流ではない値で過電流保護動作が行われる場合には、負荷１２８に最も電流が流れるときに入力される交流電圧条件で、共振はずれ現象が発生しないようにする必要がある。そのため、出力電力を決定する主要部品であるトランス１１５や電流共振コンデンサ１０８が大きくなってしまい、電源装置を小型化する上での課題となっている。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は以下の構成を備える。

（１）交流電圧を整流する整流手段と、前記整流手段により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記平滑コンデンサの電圧を前記一次巻線に印加するために、前記一次巻線の一端に接続された第一スイッチング手段及び第二スイッチング手段と、前記一次巻線の他端に接続された共振コンデンサと、前記第一スイッチング手段及び前記第二スイッチング手段を交互に動作させるように制御する制御手段と、を備え、前記制御手段によって前記第一スイッチング手段及び前記第二スイッチング手段を制御することにより前記一次巻線と前記共振コンデンサを共振させて前記二次巻線に接続された負荷に直流電圧を出力する電流共振型の電源装置であって、前記一次巻線と前記共振コンデンサとの間に接続され、前記一次巻線に流れる電流を検知する検知手段と、前記整流手段と前記一次巻線との間の経路に接続され、前記トランスに入力される入力電圧に応じて前記検知手段による検知結果を補正する補正手段と、前記整流手段と前記一次巻線との間の経路に接続され、前記補正手段による補正が前記入力電圧に対して非線形となるように前記検知結果を補正する非線形補正手段と、を備え、前記制御手段は、前記補正手段及び前記非線形補正手段により補正された前記検知手段による検知結果に基づき過電流検知を行うことを特徴とする電源装置。

（２）記録材に画像形成を行う画像形成手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。

実施例１の電流共振電源装置の回路図 実施例１の電流共振電源装置の回路の要部を示す図、入力電圧と各回路部の出力電圧を示すグラフ 実施例２の電流共振電源装置の回路図 実施例３の電流共振電源装置の回路図 実施例４の画像形成装置の構成を示す図 従来例の電流共振電源装置の回路図 従来例の電流共振電源装置の回路図、入力電圧と各回路部の出力電圧を示すグラフ 電流共振電源装置の入力交流電圧の変化に対する各部の波形を示す図

以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。なお、以下に説明する実施例との比較のために、図６、図７の従来例の電源装置について説明する。

［電源装置の構成］
図６（ａ）は、従来の電流共振電源装置（以下、単に電源装置という）の回路の概要を示す図である。電源装置は、インレット１０１、ヒューズ１０２、コモンモードコイル１０３、整流ダイオードブリッジ１０４、一次平滑コンデンサ１０５を備える。また、電源装置は、第一スイッチング手段、第二スイッチング手段であるスイッチングＦＥＴ（以下、単にＦＥＴとする）１０６、１０７、電流共振コンデンサ１０８、電流検知抵抗１０９、電源制御ＩＣ１１０を備える。また、電源装置は、起動抵抗１１１、抵抗１１２、ダイオード１１３、コンデンサ１１４、トランス１１５を備える。ここで、起動抵抗１１１は、電源制御ＩＣ１１０のＶＨ端子に接続されている。また、トランス１１５は、一次巻線１１６、補助巻線１１７、二次巻線１１８、１１９を有する。なお、ＦＥＴ１０６、１０７は、一次巻線１１６の一端に接続され、一次巻線１１６の他端には、電流共振コンデンサ１０８が接続される。更に、電源装置は、整流ダイオード１２０、１２１、平滑コンデンサ１２２、フォトカプラ１２３、シャントレギュレータ１２４、レギュレーション抵抗１２５、１２６、電圧出力部１２７を備える。負荷１２８は電源装置に接続され、電源装置から電力が供給される。

電源制御ＩＣ１１０は、電圧出力部１２７から出力する直流電圧が一定となるように、ＦＥＴ１０６、１０７の各ゲート端子に付与する制御信号のオンとオフの期間（以降、オンオフ期間とする）を制御している。なお、電源制御ＩＣ１１０は、ＦＥＴ１０６を制御する制御信号をＧ１端子から出力し、ＦＥＴ１０７を制御する制御信号をＧ２端子から出力する。電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子には、トランス１１５の補助巻線１１７を抵抗１１２とダイオード１１３とコンデンサ１１４からなる整流平滑回路により整流平滑した電圧が入力される。即ち、補助巻線１１７に接続された整流平滑回路から出力される電圧は、電源制御ＩＣ１１０の駆動用電源として供給されている。

不図示の商用交流電源から起動抵抗１１１を介して、電源制御ＩＣ１１０のＶＨ端子に電圧が入力されると、電源制御ＩＣ１１０のＧ１端子及びＧ２端子からＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７の各ゲート端子に制御信号が出力される。このとき、Ｇ１端子から出力される制御信号とＧ２端子から出力される制御信号は、ＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７を交互にオン又はオフさせるように出力されている。ここで、ＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７を交互にオン又はオフさせる制御とは、ＦＥＴ１０６がオンのときＦＥＴ１０７をオフ、ＦＥＴ１０６がオフのときＦＥＴ１０７をオンさせるように制御することである。ＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７がオンオフ動作を開始すると、一次平滑コンデンサ１０５の電圧がトランス１１５の一次巻線１１６に印加され、一次巻線１１６に交流電流が流れる。

以下に、この交流電流の流れをＦＥＴ１０６とＦＥＴ１０７のオン又はオフの状態に合わせて、順に説明する。
（１）ＦＥＴ１０６がオン状態で、ＦＥＴ１０７がオフ状態のとき、一次平滑コンデンサ１０５→ＦＥＴ１０６→トランス１１５の一次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→電流検知抵抗１０９→一次平滑コンデンサ１０５、の経路で電流が流れる。
（２）ＦＥＴ１０６がオフ状態で、ＦＥＴ１０７もオフ状態のとき、ＦＥＴ１０６がオン状態からオフ状態になっても、トランス１１５の一次巻線１１６を流れる電流は維持しようと働くため、次の経路で電流が流れる。即ち、トランス１１５の一次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→ＦＥＴ１０７に内蔵された寄生ダイオード、の経路で電流が流れる。
（３）ＦＥＴ１０６がオフ状態で、ＦＥＴ１０７がオン状態のとき、（２）の状態でＦＥＴ１０７をオン状態にしても、引き続きトランス１１５の一次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→ＦＥＴ１０７の経路で電流が流れる。ただし、トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、次第に電流の流れは、電流共振コンデンサ１０８→トランス１１５の一次巻線１１６→ＦＥＴ１０７の経路に変化する。
（４）ＦＥＴ１０６がオフ状態、ＦＥＴ１０７がオフ状態のとき、（３）の状態のまま、ＦＥＴ１０７をオフ状態にしても、トランス１１５の一次巻線１１６を流れる電流は維持しようと働く。このため、次の経路で電流が流れる。即ち、トランス１１５の一次巻線１１６→ＦＥＴ１０６に内蔵の寄生ダイオード→一次平滑コンデンサ１０５の経路で電流が流れる。
（５）ＦＥＴ１０６がオン状態、ＦＥＴ１０７がオフ状態のとき、（４）の状態でスイッチングＦＥＴ１０６をオン状態にしても、引き続きトランス１１５の一次巻線１１６→スイッチングＦＥＴ１０６→一次平滑コンデンサ１０５の経路で電流が流れる。ただし、トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８との共振作用により、次第に電流の流れは、次のようになる。即ち、一次平滑コンデンサ１０５→スイッチングＦＥＴ１０６→トランス１１５の一次巻線１１６→電流共振コンデンサ１０８→電流検知抵抗１０９→一次平滑コンデンサ１０５の経路に変化する。

このようにして、トランス１１５の一次巻線１１６には、正方向、逆方向といったように交流電流が流れることになる（図８参照（詳細は後述））。これにより、トランス１１５の二次巻線１１８、１１９に交流電流が誘起され、二次巻線１１８、１１９に発生した誘起電圧は、２つの整流ダイオード１２０、１２１と平滑コンデンサ１２２とからなる整流平滑回路により整流平滑される。そして、整流平滑された電圧は、電圧出力部１２７から直流電圧として出力される。また、電圧出力部１２７の電圧は、レギュレーション抵抗１２５、１２６で分圧され、分圧された電圧がシャントレギュレータ１２４に入力される。シャントレギュレータ１２４は、入力された電圧レベルに応じたフィードバック信号を生成し、フィードバック信号はフォトカプラ１２３を介して電源制御ＩＣ１１０のＦＢ端子へ入力されることによりフィードバックされる。電源制御ＩＣ１１０は、ＦＢ端子に入力されたフィードバック信号に基づいて、ＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７のスイッチングタイミングの制御を行う。電源制御ＩＣ１１０がこのような制御を行うことで、安定した直流電圧が電圧出力部１２７から出力される。

なお、このとき、トランス１１５の補助巻線１１７にも交流電圧が誘起され、誘起された電圧は、抵抗１１２、ダイオード１１３及びコンデンサ１１４により整流平滑される。そして整流平滑された電圧が、電源制御ＩＣ１１０の駆動用電源の電圧としてＶｃｃ端子に供給される。このように、電源制御ＩＣ１１０の駆動用電源として、トランス１１５の補助巻線１１７から電圧が供給されると、起動抵抗１１１からの電圧供給は働かなくなる。

［過電流検知方法１］
図６（ａ）に示すような電源装置において、負荷１２８に流れる電流の過電流検知方法として、電流検知抵抗１０９の両端に発生する電流検知電圧を電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子に入力して検知する方法がある。電源制御ＩＣ１１０は、電流検知抵抗１０９による検知結果に基づいて過電流検知を行っている。電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子に入力される電流検知電圧は、負荷１２８に流れる電流が高い場合には高くなる。そして、ＯＣＰ端子に入力された電流検知電圧が、電源制御ＩＣ１１０で定められた電圧を超えると、電源制御ＩＣ１１０はＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７の動作を停止する。これにより電源制御ＩＣ１１０は、過電流保護動作を行う。

しかし、図６（ａ）に示す電源装置では、共振回路に直列に抵抗１０９が接続されており、共振電流がすべて抵抗１０９に流れることから、電力損失が大きくなる。また、負荷１２８に流す電流が大きければ大きいほど、定格電力の大きな抵抗を使用しなくてはならなくなる。このため、電源装置の効率が低下する。また、定格電力の大きな抵抗を使用する必要が生じ、抵抗分のコストが高くなる。更に、複数の抵抗を並列や直列に接続して電流検知抵抗１０９を構成する場合には、広いスペースを必要とする。

［過電流検知方法２］
上述した過電流検知方法１の課題を解決するために、例えば、図６（ｂ）に示すような電源装置が提案されている。なお、図６（ａ）と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。図６（ｂ）の電源装置では、電流共振コンデンサ１０８と並列に接続された、電流検知コンデンサ２０１を流れる電流を電圧に変換して電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子に入力し、電源制御ＩＣで検知する方法である。

［変動する入力電圧の補正］
しかし、上述した２つの過電流検知方法の電源装置では、負荷１２８に流れる電流が常に同じ電流で一次側の電源制御ＩＣ１１０によって、過電流保護動作を行うことが前提となっている。しかし、入力される交流電圧が変動すると、負荷１２８に流れる電流が一定の電流ではない値で過電流保護動作を行ってしまうこととなる。これは、二次側で一定の電力を出力する場合、一次側の電力も一定になるように、電源制御ＩＣ１１０が制御を行う結果生じる現象である。このことから、入力される交流電圧が変動すると、過電流検知方法１の場合には、抵抗１０９に流れる電流が、過電流検知方法２の場合には、コンデンサ２０１に流れる電流が、それぞれ入力される交流電圧の変動と反比例して変動してしまう。この結果、入力される交流電圧が変動すると、負荷１２８に流れる電流が一定の電流ではない値で、過電流保護動作を行うこととなる。このため、図７（ａ）に示すような電源装置が提案されている。図７（ａ）の電源装置は、電流検知回路と、入力交流電圧補正回路とを備える構成である。電流検知回路は、コンデンサ２０１、ダイオード２０２、２０３、コンデンサ２０４、抵抗２０５を有する。なお、図６と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。図７（ａ）の電源装置は、電流検知回路の出力電圧に、ダイオード３０１、抵抗３０２、抵抗２０５（電流検知回路と兼用）を有する入力交流電圧補正回路により、入力された交流電圧に比例した補正電圧を加える構成である。これにより、図７（ａ）の電源装置では、電流検知回路によって検知した電流値が、商用交流電源の電圧変動により変動することを抑制している。

図７（ａ）に示す電源装置では、上述した図６（ａ）、図６（ｂ）の電源装置による過電流検知方法に比べ、入力される交流電圧が変動しても、安定した過電流保護を行うことができる。しかし、図７（ａ）に示す電源装置では、次のような課題がある。ここで、図７（ｂ）は、横軸が入力電圧、縦軸が各回路部の出力電圧を示すグラフである。図７（ｂ）に示すように、電流検知回路に加える補正電圧（１４０２）が、入力電圧に比例した線形の特性を示す。一方、電流検知回路の出力電圧（１４０１）は、商用交流電源の電圧変動に対し非線形の特性となる。このため、図７（ｂ）に示すように、理想的な電源制御ＩＣのＯＣＰ端子電圧（破線）に比較して、１４０３に示す図７（ａ）の電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子電圧のような波形となり、商用交流電源の電圧変動に対し十分な補正効果が得られない。また、上述したように、共振はずれ現象を防止するためには、トランス１１５や電流共振コンデンサ１０８を大きくする必要があり、電源装置を小型化する上での課題となっている。

［電源装置の構成］
図１は実施例１の電源装置の構成を示す図である。なお、上述した電源装置と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。本実施例の電源装置は、非線形補正手段である非線形補正回路を備えている。非線形補正回路は、抵抗３０４、３０５、コンデンサ３０３及びツェナーダイオード３０６を有している。また、本実施例の電源装置の過電流検知回路は、電流検知回路、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を備える。

電流検知回路は、第一コンデンサであるコンデンサ２０１、第一ダイオード、第二ダイオードであるダイオード２０２、２０３、第二コンデンサであるコンデンサ２０４、第一抵抗である抵抗２０５を有する。詳細には、電流検知回路は、一次巻線１１６の他端と電流共振コンデンサ１０８の間に一端が接続されたコンデンサ２０１と、コンデンサ２０１の他端にアノードが接続されたダイオード２０２と、を有する。更に、電流検知回路は、コンデンサ２０１の他端にカソードが接続されたダイオード２０３と、ダイオード２０２のカソードに接続されたコンデンサ２０４と、ダイオード２０２のカソードに一端が接続された抵抗２０５と、を有する。補正手段である入力交流電圧補正回路は、第三ダイオードであるダイオード３０１、第二抵抗、第三抵抗、第四抵抗である抵抗３０２、３０４、３０５、第三コンデンサであるコンデンサ３０３を有する。詳細には、入力交流電圧補正回路は、一次巻線１１６の一端にアノードが接続されたダイオード３０１と、ダイオード３０１のカソードに一端が接続された抵抗３０２と、抵抗３０２の他端に接続されたコンデンサ３０３と、を有する。更に、入力交流電圧補正回路は、抵抗３０２の他端に一端が接続された抵抗３０４と、抵抗３０４の他端に接続された抵抗３０５と、を有する。入力交流電圧補正は、一次巻線１１６の一端とＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７の接続点との間に接続される。非線形補正手段である非線形補正回路は、抵抗３０４、３０５、コンデンサ３０３、ツェナーダイオード３０６を有する。なお、抵抗３０４、３０５、コンデンサ３０３は、入力交流電圧補正回路と共用されている。

ここで、過電流検知回路が、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を備えず、電流検知回路のみを備える構成とした場合、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、図２（ｂ）の４０１に示すような非線形特性を示す。ここで、図２（ｂ）は、横軸に入力電圧、縦軸に各回路部の出力電圧を示したグラフである。図２（ｂ）において、濃い破線は理想的な入力交流電圧補正回路の出力電圧を、細い破線は理想的な電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧を、それぞれ示している。また、図２（ｂ）において、４０１は電流検知回路の出力電圧を、４０２は本実施例の入力交流電圧補正回路の出力電圧を、４０３は本実施例の電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧を、それぞれ示している。なお、非線形特性を示すのは、負荷１２８の電流と電圧出力部１２７の電圧が一定という条件を前提とした場合である。

これは、図８に示すように、二次側で一定の電力を出力する場合であっても、入力交流電圧が低い場合と高い場合とで、一次−二次間の変換効率が異なるためである。ここで、図８（Ａ）は、入力交流電圧が低いときの波形を示し、図８（Ｂ）は、入力交流電圧が高いときの波形を示している。また、図８（Ａ）（ａ）は、ＦＥＴ１０６のゲートソース間電圧ＶＱ１ｇｓの波形、図８（Ａ）（ｂ）は、ＦＥＴ１０７のゲートソース間電圧ＶＱ２ｇｓの波形、図８（Ａ）（ｃ）は、ＦＥＴ１０６のドレイン電流ＩＱ１の波形を示している。更に、図８（Ａ）（ｄ）は、ＦＥＴ１０７のドレイン電流ＩＱ２の波形、図８（Ａ）（ｅ）は、トランス１１５の一次巻線１１６と電流共振コンデンサ１０８に流れる電流Ｉｒｅｓの波形を示している。図８（Ｂ）（ａ）〜図８（Ｂ）（ｅ）も同様である。図８（Ｂ）に示すように、入力交流電圧が高い場合、一次側に流れる電流、主にコンデンサ２０１に流れる電流は、正弦波に近い特性となる。一方、図８（Ａ）に示すように、入力交流電圧が低い場合、一次側に流れる電流、主にコンデンサ２０１に流れる電流は、周波数の異なる電流波形の合成波となる。特に入力交流電圧が低い場合は、低周波数駆動となり、一次側の回生電流を増加させることで、二次側で必要な電力に相当する伝送電流を確保するような動作となる。これらの動作は、一次−二次間の変換効率に応じて、電源制御ＩＣ１１０がＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７のスイッチング周波数を制御することにより行われている。

一方、過電流検知回路が、電流検知回路及び非線形補正回路を備えず、入力交流補正回路のみを備える構成とした場合、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、入力交流電圧と比例の関係が成り立つ。これは、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧が、入力交流電圧に依存するためである。

ここで、本実施例の非線形補正回路を考慮して、入力交流電圧補正回路の出力電圧を考えた場合、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、図２（ｂ）の４０２に示すような非線形特性を示す。このように、本実施例の非線形補正回路を備える場合には、図２（ｂ）に示すように、入力交流電圧補正回路の出力（４０２）が理想的な入力交流電圧補正回路の出力電圧（濃い破線）と同様の特性を示す。これは、入力交流電圧が低い場合、抵抗３０５の両端電圧は、ツェナーダイオード３０６よりも低くなり、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、電流検知回路及び非線形補正回路を備えない構成とした場合と同じ値となる。これに対し、入力交流電圧が高い場合、抵抗３０５の両端電圧は、ツェナーダイオード３０６のツェナー電圧となる。また、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧は、ダイオード３０１と抵抗３０２、３０４、ツェナーダイオード３０６とコンデンサ３０３からなる回路で出力される値となる。即ち、入力交流電圧が高い場合と低い場合とで、入力交流電圧に対する入力交流電圧補正回路の出力電圧比が異なる。

なお、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧を概算すると以下のようになる。図２（ａ）は、図１の電源装置の電流共振コンバータ部分を抽出して描画した図である。なお、図２（ａ）では、補助巻線１１７に接続された素子や二次巻線１１８、１１９に接続された素子等の記載は省略されている。ここで、ＦＥＴ１０６を介しトランス１１５の一次巻線１１６より流れ出る電流をＩ、トランス１１５の一次巻線１１６から流れ出て、電流共振コンデンサ１０８に流れる電流をＩｒとする。また、トランス１１５の一次巻線１１６から流れ出てコンデンサ２０１に流れる電流をＩｃｄとする。このとき、
Ｉｃｄ＝（Ｃｃｄ／（Ｃｃｄ＋Ｃｒ））×Ｉ 式（１）
Ｃｒ：電流共振コンデンサ１０８の静電容量
Ｃｃｄ：コンデンサ２０１の静電容量
となる。

そして、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を備えず、電流検知回路のみを備える構成を考えた場合、電流Ｉｃｄによって、抵抗２０５の両端に発生する電圧をＶｃｄとする。そうすると、電流検知回路のみを備える場合の抵抗２０５の両端に発生する電圧Ｖｃｄは、
Ｖｃｄ＝Ｉｃｄ×Ｒｃｄ 式（２）
Ｒｃｄ：抵抗２０５の抵抗値
（ただし、ＯＣＰ端子以降の抵抗成分が大きく無視できる場合）
となる。

なお、電流Ｉのピーク値をＩｐｅａｋとした場合、おおむね以下の式で表すことができる。
Ｉｐｅａｋ＝Ｖｄｃｈ／Ｘ 式（３）
Ｖｄｃｈ：一次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧
Ｘ：トランス１１５の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１０８の合成リアクタンス
そして、
Ｘ＝２×π×ｆ×Ｌｒ−１／（２×π×ｆ×Ｃｒ） 式（４）
ｆ：電源制御ＩＣ１１０で制御されるＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数
Ｌｒ：トランス１１５の漏洩インダクタンス
Ｃｒ：電流共振コンデンサ１０８の容量
つまり、
Ｉｐｅａｋ＝Ｖｄｃｈ／（２×π×ｆ×Ｌｒ−１／（２×π×ｆ×Ｃｒ）） 式（５）
となる。

ここで、Ｉｐｅａｋは、Ｉｐｅａｋ∝１／Ｖｄｃｈつまり、Ｉｐｅａｋ∝１／入力交流電圧となるように、電源制御ＩＣ１１０は、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数を制御する。これは、上述したように、二次側で一定の電力を出力する場合、一次側の電力も一定になるように、電源制御ＩＣ１１０がＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数を制御するためである。例えば、電源制御ＩＣ１１０は、入力交流電圧が高ければ、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数を制御して、一次側に流れる電流を少なくする。また、電源制御ＩＣ１１０は、入力交流電圧が低ければ、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング周波数を制御して、一次側に流れる電流を多くする。このことから、Ｉ∝１／入力交流電圧という関係も成り立つため、式（１）によりＩｃｄ∝１／入力交流電圧、Ｖｃｄ∝１／入力交流電圧という関係が成り立つ。

図２（ａ）において、電流検知回路（ただし、入力交流電圧補正回路と兼用されている抵抗２０５を除く）を備えず、入力交流補正回路及び非線形補正回路を備える構成を考えた場合、次のようになる。即ち、抵抗２０５の両端に発生する電圧をＶａｃｒとすると、Ｖａｃｒは、入力電圧に応じて、おおむね以下の式で表した電圧となる。即ち、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を備える（電流検知回路を備えない）場合の抵抗２０５の両端に発生する電圧Ｖａｃｒは、入力電圧に応じた値となる。

＜入力電圧が低い場合＞
Ｖａｃｒ＝（（（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）／（（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）＋Ｒ３０２））×Ｖｄｃｈ×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋Ｒ／（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）×ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ） 式（６）
Ｒ３０４：抵抗３０４の抵抗値
Ｒ３０５：抵抗３０５の抵抗値
Ｒ３０２：抵抗３０２の抵抗値
Ｒ：抵抗３０４、抵抗３０５と抵抗３０２の合成抵抗
Ｖｄｃｈ：一次平滑コンデンサ１０５の＋端子電圧
ＯＮ＿ＤＵＴＹ：ＦＥＴ１０７が、オン状態のときのデューティ比
ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ：ＦＥＴ１０７が、オフ状態のときのデューティ比
（ただし、ダイオード３０１の順方向電圧は無視した場合）

式（６）の説明を行う。もし、ダイオード３０１が接続されておらず、抵抗３０２だけで回路が構成されている場合、
Ｖａｃｒ＝（（（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）／（（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）＋Ｒ３０２））×Ｖｄｃｈ×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ） 式（８）
となる。ところが、ダイオード３０１が接続されている場合、ＦＥＴ１０７がオフ状態のときに、コンデンサ３０３から放電する電位が、比率Ｒ／（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）分、減少してしまう。なお、比率Ｒ／Ｒ２０５は、詳細には、「抵抗３０４、抵抗３０５と抵抗３０２の合成抵抗／抵抗３０４と抵抗３０５の抵抗値」である。

そこで、式（８）のＯＦＦ＿ＤＵＴＹに、Ｒ／（Ｒ３０４＋Ｒ３０５）を掛けて、式（６）としている。ここで、Ｖｄｃｈ∝入力交流電圧であるため、Ｖａｃｒ∝入力交流電圧という関係が成り立っている。

＜入力ＡＣ電圧が高い場合＞
Ｖａｃｒ＝｛（（Ｒ３０４／（Ｒ３０４＋Ｒ３０２））×（Ｖｄｃｈ−Ｖｚ３０６）×ＯＮ＿ＤＵＴＹ）／（ＯＮ＿ＤＵＴＹ＋Ｒ／Ｒ３０４×ＯＦＦ＿ＤＵＴＹ）｝＋Ｖｚ３０６ 式（７）
Ｖｚ３０６：ツェナーダイオード３０６のツェナー電圧

式（７）の説明を行う。入力交流電圧が高い場合、抵抗３０５の両端に加わる電圧は、ツェナーダイオード３０６によりクランプされる。そのため、式（６）から抵抗３０５を削除し、Ｖｄｃｈからツェナーダイオード３０６のツェナー電圧を減じ、最後にツェナーダイオード３０６のツェナー電圧を加えて式（７）としている。

これまで示してきたように、電源装置動作中の電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧をＶｏｃｐとすると、電圧Ｖｏｃｐは、
Ｖｏｃｐ≒（Ｖｃｄ＋Ｖａｃｒ）／２ 式（９）
となる。

上述したように、Ｖｃｄの値は、入力交流電圧の変化に対して非線形特性を示す（図２（ｂ）の４０１）。負荷１２８の電流と電圧出力部１２７の電圧が一定の条件において、ＯＰＣ端子の電圧Ｖｏｃｐを入力交流電圧によらず一定の値とするためには、次のように構成する。即ち、入力交流補正回路及び非線形補正回路の出力電圧特性が、Ｖｃｄを正負反転した同じ傾きの非線形性となるように構成する（図２（ｂ）の４０２）。これにより、電源制御ＩＣ１１０のＯＰＣ端子の電圧Ｖｏｃｐは、負荷１２８の電流が一定の場合に、次の部品の各定数を調整することで、入力交流電圧によらず一定になるように、過電流保護動作を行うことが可能となる。
電流検知回路：コンデンサ２０１、２０４と抵抗２０５
入力交流電圧補正回路：コンデンサ３０３と抵抗３０４、３０５
非線形補正回路：抵抗３０４、３０５とツェナーダイオード３０６

［電源装置の動作説明］
本実施例の電源装置の動作を図２（ｂ）の模式的波形を用いて説明する。図２（ｂ）に示す波形は、負荷１２８の電流が同じ条件である場合に、入力交流電圧とＶｏｃｐ、Ｖｃｄ及びＶａｃｒの値を示している。詳細には、波形４０１は、入力電圧毎の、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を備えず、電流検知回路を備える場合の抵抗２０５の両端に発生する電圧Ｖｃｄである。波形４０２は、入力電圧毎の、電流検知回路を備えない場合のＶａｃｒである。波形４０３は、入力電圧毎の、図１に示した本実施例の電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧Ｖｏｃｐである。本実施例では、電流検知回路の出力電圧が入力電圧に対して非線形となっている場合でも、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路によって補正を行うことで、電源制御ＩＣ１１０のＯＣＰ端子の電圧Ｖｏｃｐを一定にすることができる。そして、このように、電圧Ｖｏｃｐが入力電圧によらず一定になるようにすることで、負荷１２８の電流が常に一定の状態で、過電流保護動作を行うことが可能となる。

また、本実施例では、入力電圧によらず負荷１２８の電流が常に一定の状態で過電流保護動作を行うことが可能となる。このため、ＦＥＴ１０６、１０７の両方に、貫通電流が流れる現象である共振はずれ現象に対して、過電流保護動作の入力電圧による変化を考慮する必要がない。これにより、トランス１１５及び電流共振コンデンサ１０８を小型化することができる。更に、本実施例では、図１に示すように、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路が入力交流電圧補正を行う際の元となる電圧は、一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧である。一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧は、ＦＥＴ１０６がオン状態になってから、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路に入力される。このため、本実施例の入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路は、電源装置が動作して初めて電力を消費する。従って、電源装置を搭載している装置が、例えばスリープモードで動作しているときや、電源スイッチがオフされているとき等に、本実施例の入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路によって電力を消費することがない。ここで、スリープモードとは、消費電力を低減させた省電力動作の状態（省電力モード）をいう。なお、本実施例では、非線形補正回路を、ツェナーダイオード３０６、抵抗３０４、３０５によって構成しているが、バリスタやダイオード等で構成してもよい。

以上、本実施例によれば、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。

［電源装置の構成］
図３（ａ）は実施例２の電源装置の回路を示した図である。本実施例は、過電流検知回路に対して、実施例１で説明した入力交流電圧補正の機能を持たせつつ、更に省電力化を実現した例である。なお、実施例１と共通の電源装置については構成及び動作が同じであるため、同じ符号を付し、説明を省略する。

（常夜電源部５０１）
図３（ａ）の電流共振電源部５０５に対して外部電源となる常夜電源部５０１は、入力交流電圧が供給されている間、停止することなく動き続ける常時オン状態の電源である。なお、図３（ａ）に示す常夜電源部５０１は、例えばフィードバック回路や過電流保護回路等を有しているが、補助巻線５０９を有する絶縁トランスを用いたスイッチング電源であればよく、詳細な構成は省略する。常夜電源部５０１は、常夜電源部５０１の動作を制御する電源ＩＣ５０６、電源ＩＣ５０６によってスイッチング動作が制御されるスイッチング素子５０７を有する。また、常夜電源部５０１は、トランスを有し、トランスは、一次巻線５０８、補助巻線５０９、二次巻線５１０を有する。また、本実施例では、常夜電源部５０１のトランスの補助巻線５０９から、非常夜電源部である電流共振電源部５０５の電源制御ＩＣ１１０の電源端子であるＶｃｃ端子へ電力を供給している。ここで、非常夜電源部とは、オン状態とオフ状態に切り換え可能な電源である。そして、制御部であるコントロールユニット５０２によって、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子への電力供給をコントロールすることで、非常夜電源部である電流共振電源部５０５の動作をオン又はオフすることができる構成である。即ち、コントロールユニット５０２は、電流共振電源部５０５の電源制御ＩＣ１１０への電圧供給制御部として機能する。

コントロールユニット５０２は、常夜電源部５０１から電力供給されている。このため、コントロールユニット５０２は、電流共振電源部５０５の動作が不要である場合に、常夜電源部５０１のみを動作させて、電流共振電源部５０５の動作を停止させることができる。これにより、本実施例では、スリープモード等の省電力動作を実現できる。図３（ａ）に示す電源装置では、スリープモード時に、可能な限り消費電力を抑えることができるため、更なる省電力化につながる。

（電流共振電源部５０５の構成）
本実施例で示す電流共振電源部５０５では、実施例１と同様に、電流検知回路、入力交流電圧補正回路及び非線形補正回路を有する過電流検知回路を搭載している。なお、実施例１の図１で説明した構成と同じ構成には同じ符号を付し、説明は省略する。そして、スリープモード時には、コントロールユニット５０２が電流共振電源部５０５を停止させるため、ＦＥＴ１０６がオンしなくなる。従って、入力交流電圧補正回路によって電力が消費されなくなる。即ち、図３（ａ）に示すように、入力交流電圧補正回路を構成すれば、スリープモード時の消費電力を上げることなく、かつ、電流共振電源部５０５が動作しているときには、過電流検知回路に対して入力交流電圧補正を行うことができる。

詳細には、コントロールユニット５０２は、次のようにして、常夜電源部５０１から電源制御ＩＣ１１０への電力の供給を制御している。コントロールユニット５０２は、装置が省電力モードではないときには、例えばローレベルの信号をフォトカプラ５０４に出力している。このとき、フォトカプラ５０４のＬＥＤに電流が流れず、フォトカプラ５０４のフォトトランジスタはオフ状態となっている。フォトカプラ５０４のフォトトランジスタがオフ状態であるとき、第二遮断手段であるトランジスタ５０３はオン状態となっており、常夜電源部５０１のトランスの補助巻線５０９から電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に電圧が入力される。一方、コントロールユニット５０２は、装置が省電力モードに移行すると、例えばハイレベルの信号をフォトカプラ５０４に出力する。このとき、フォトカプラ５０４のＬＥＤに電流が流れ、フォトカプラ５０４のフォトトランジスタはオン状態となる。フォトカプラ５０４のフォトトランジスタがオン状態になると、トランジスタ５０３はオフ状態となり、常夜電源部５０１のトランスの補助巻線５０９から電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子には電圧が入力されなくなる。即ち、電流共振電源部５０５の動作が停止する。

［入力交流電圧補正回路の変形例について］
なお、図３（ａ）に示す構成の入力交流電圧補正回路以外にも、入力交流電圧補正を行う構成は考えられる。例えば、図３（ｂ）で示す構成がその一例である。なお、図３（ａ）と同じ構成には同じ符号を付し、説明を省略する。図３（ｂ）では、図３（ａ）でトランス１１５の一次巻線１１６とコンデンサ３０３との間に接続されていたダイオード３１０及び抵抗３０２を削除し、整流ダイオードブリッジ１０４の直流電圧出力端とコンデンサ３０３との間に抵抗６０１を接続している。図３（ｂ）の構成では、一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧は、抵抗６０１と抵抗２０５で構成された入力交流電圧補正回路に入力される。なお、図３（ｂ）の入力交流電圧補正回路の動作は、図３（ａ）の入力交流電圧補正回路と同様であり、説明を省略する。図３（ｂ）に示す電源装置においても、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。なお、図３（ｂ）の入力交流電圧補正回路では、一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として、抵抗６０１、抵抗２０５、抵抗３０４、抵抗３０５及びツェナーダイオード３０６で電力が消費されることとなる。

以上、本実施例によれば、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。更に、図３（ａ）の電源装置では、消費電力を上昇させることなく、入力交流電圧補正を行うことができる。

［電源装置の構成］
図４（ａ）は実施例３の電源装置の回路を示した図である。本実施例では、過電流検知回路に対して実施例１で説明した入力交流電圧補正機能をもたせつつ、電源スイッチのオフ時に省電力化を実現した例である。なお、実施例１で説明した構成と同じ構成には同じ符号を付し、説明を省略する。図４（ａ）の電源装置は、電源スイッチ７０１、起動抵抗７０２、第一遮断手段であるトランジスタ７０３、フォトカプラ７０４、制御部であるコントロールユニット７０５を備える。図４（ａ）に示す電源装置では、電源スイッチ７０１をオンすることで、起動抵抗７０２を介して、電源制御ＩＣ１１０のＶＨ端子に起動電圧が供給されて電源装置が起動する構成である。なお、電源スイッチ７０１は、整流ダイオードブリッジ１０４の入力端に一端が接続され、交流電圧を接続又は切断する。

コントロールユニット７０５には、電源スイッチ７０１のオン又はオフを検知する不図示の電源スイッチ検知部が接続されている。これにより、コントロールユニット７０５は、電源スイッチ検知部により電源スイッチ７０１がオン（接続）状態かオフ（切断）状態かを検知することができる。コントロールユニット７０５は、電源スイッチ検知部により電源スイッチ７０１のオフ状態を検知すると、交流電圧の入力が切断されたと判断し、例えばフォトカプラ７０４にハイレベルの信号を出力する。このとき、フォトカプラ７０４のＬＥＤに電流が流れ、フォトカプラ７０４のフォトトランジスタがオン状態となる。フォトカプラ７０４のフォトトランジスタがオン状態となると、トランジスタ７０３がオフする。これにより、トランス１１５の補助巻線１１７の電圧が電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に入力されなくなり、電源装置が停止する。なお、コントロールユニット７０５は、電源スイッチ検知部により電源スイッチ７０１がオン状態を検知している場合、フォトカプラ７０４に例えばローレベルの信号を出力する。このとき、フォトカプラ７０４のＬＥＤには電流が流れず、フォトカプラ７０４のフォトトランジスタはオフ状態となっている。これにより、トランジスタ７０３はオン状態となっており、トランス１１５の補助巻線１１７から電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子には電圧が供給される。

図４（ａ）の電源装置の構成であれば、電源スイッチ７０１が突然オフにされたとしても、コントロールユニット７０５が電源装置の停止の決定を行うことができる。このため、電源装置の停止時に種々の処理を行ってから電源装置の停止をすることができる。

なお、図４（ａ）に示す電源装置において、電源スイッチ７０１のオフ時の消費電力を抑えることができれば、更なる省電力化が実現できる。図４（ａ）に示す電源装置の構成では、電源スイッチ７０１のオフ時には、ＦＥＴ１０６はオフ状態であるため、入力交流電圧補正回路は、電力を消費することがない。更に、電源スイッチ７０１がオンとなっている電源装置の動作時には、ＦＥＴ１０７のドレイン−ソース間の電圧を利用して、過電流検知回路に入力交流電圧に応じて補正を行うことができる。即ち、図４（ａ）に示す電源装置によれば、電源スイッチ７０１がオフである場合における消費電力を抑えながら、入力交流電圧の補正を行うことが可能になる。

［入力交流電圧補正回路の変形例について］
図４（ａ）で示した入力交流電圧補正回路以外にも、入力交流電圧補正を行う構成は考えられる。例えば、図４（ｂ）に示す構成がその一例である。なお、図４（ｂ）の入力交流電圧補正回路の動作は、図４（ａ）の入力交流電圧補正回路と同様であり、説明を省略する。図４（ｂ）に示す電源装置においても、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。具体的には、図４（ｂ）の電源装置では、一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として、抵抗８０１、抵抗２０５の抵抗値に基づいた電圧を使用して過電流検知回路に入力交流電圧補正を行うことができる。なお、図４（ｂ）の電源装置では、電源スイッチ７０１がオフである場合でも、抵抗８０１と抵抗２０５によって、一次平滑コンデンサ１０５の＋端子の電圧を電源として電力が消費されることとなる。

以上、本実施例によれば、過電流検知の精度を向上しつつ、装置の小型化を実現することができる。更に、図４（ａ）の電源装置では、電源オフ時の消費電力を低減させることができる。

実施例１〜３で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜３の電源装置が適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図５に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１３００は、静電潜像が形成される像担持体としての感光ドラム１３１１、感光ドラム１３１１を一様に帯電する帯電部１３１７（帯電手段）を備えている。更にレーザビームプリンタ１３００は、感光ドラム１３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部１３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム１３１１に現像されたトナー像をカセット１３１６から供給された記録材としてのシート（不図示）に転写部１３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器１３１４で定着してトレイ１３１５に排出する。この感光ドラム１３１１、帯電部１３１７、現像部１３１２、転写部１３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ１３００は、実施例１〜３で説明した電源装置１４００を備えている。尚、実施例１〜３の電源装置１４００を適用可能な画像形成装置は、図５に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム１３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ１３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御する不図示のコントローラを備えており、実施例１〜３に記載の電源装置１４００は、例えばコントローラに電力を供給する。なお、本実施例のコントローラは、実施例２、３のコントロールユニット５０２、７０５に相当する。また、実施例１〜３に記載の電源装置１４００は、感光ドラム１３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。即ち、実施例１〜３の負荷１２８は、コントローラや駆動部に相当する。本実施例の画像形成装置は、画像形成動作を行う第一モードである通常動作モードと、通常動作モードよりも消費電力の少ない第二モードである省電力モードとで動作することが可能である。本実施例の画像形成装置は、省電力を実現する待機状態（例えば、省電力モードや待機モード、スリープモード）にある場合に、例えばコントローラのみに電力を供給する等、負荷を軽くして消費電力を低減させることができる。即ち、本実施例の画像形成装置では、省電力モード時に、実施例２で説明したように、非常夜電源部である電流共振電源部５０５の動作を停止させることによって、消費電力を低減することができる。

以上、本実施例によれば、過電流検知の精度を向上しつつ、電源装置の小型化を実現することができる。

１１０ 電源制御ＩＣ
３０１ ダイオード
３０２ 抵抗
３０３ コンデンサ
３０４ 抵抗
３０５ 抵抗
３０６ ツェナーダイオード

Claims (16)

1. 交流電圧を整流する整流手段と、
   前記整流手段により整流された電圧を平滑する平滑コンデンサと、
   一次巻線、二次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
   前記平滑コンデンサの電圧を前記一次巻線に印加するために、前記一次巻線の一端に接続された第一スイッチング手段及び第二スイッチング手段と、
   前記一次巻線の他端に接続された共振コンデンサと、
   前記第一スイッチング手段及び前記第二スイッチング手段を交互に動作させるように制御する制御手段と、を備え、
   前記制御手段によって前記第一スイッチング手段及び前記第二スイッチング手段を制御することにより前記一次巻線と前記共振コンデンサを共振させて前記二次巻線に接続された負荷に直流電圧を出力する電流共振型の電源装置であって、
   前記一次巻線と前記共振コンデンサとの間に接続され、前記一次巻線に流れる電流を検知する検知手段と、
   前記整流手段と前記一次巻線との間の経路に接続され、前記トランスに入力される入力電圧に応じて前記検知手段による検知結果を補正する補正手段と、
   前記整流手段と前記一次巻線との間の経路に接続され、前記補正手段による補正が前記入力電圧に対して非線形となるように前記検知結果を補正する非線形補正手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記補正手段及び前記非線形補正手段により補正された前記検知手段による検知結果に基づき過電流検知を行うことを特徴とする電源装置。
2. 前記補正手段は、前記入力電圧の変動に比例して検知結果を補正し、
   前記非線形補正手段は、前記入力電圧の変動によらず前記検知結果を非線形となるように補正することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記補正手段及び前記非線形補正手段は、前記第一スイッチング手段と前記一次巻線との間の経路に接続されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
4. 前記補正手段及び非線形補正手段は、前記一次巻線の一端と前記第一スイッチング手段及び前記第二スイッチング手段の接続点との間に接続されることを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記補正手段は、
   前記一次巻線の一端にアノードが接続された第三ダイオードと、
   前記第三ダイオードのカソードに一端が接続された第二抵抗と、
   前記第二抵抗の他端に接続された第三コンデンサと、
   前記第二抵抗の他端に一端が接続された第三抵抗と、
   前記第三抵抗の他端に接続された第四抵抗と、
   を有することを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
6. 前記補正手段及び前記非線形補正手段は、前記整流手段と前記平滑コンデンサとの間の経路に接続されることを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電源装置。
7. 前記補正手段は、
   前記整流手段と前記平滑コンデンサとの間に一端が接続された第二抵抗と、
   前記第二抵抗の他端に接続された第三コンデンサと、
   前記第二抵抗の他端に一端が接続された第三抵抗と、
   前記第三抵抗の他端に接続された第四抵抗と、
   を有することを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記検知手段は、
   前記一次巻線の他端と前記共振コンデンサの間に一端が接続された第一コンデンサと、
   前記第一コンデンサの他端にアノードが接続された第一ダイオードと、
   前記第一コンデンサの他端にカソードが接続された第二ダイオードと、
   前記第一ダイオードのカソードに接続された第二コンデンサと、
   前記第一ダイオードのカソードに一端が接続された第一抵抗と、
   を有することを特徴とする請求項５又は請求項７に記載の電源装置。
9. 前記非線形補正手段は、前記第三抵抗と、前記第四抵抗と、前記第四抵抗に並列に接続
   されたツェナーダイオードと、を有することを特徴とする請求項８に記載の電源装置。
10. 前記制御手段は、前記トランスの前記補助巻線に誘起された電圧が入力されることにより動作することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源装置。
11. 前記整流手段の入力端に一端が接続され、交流電圧の入力を接続又は切断するスイッチと、
    前記補助巻線と前記制御手段との間に接続され、前記補助巻線からの電圧の入力を遮断する第一遮断手段と、
    を備えることを特徴とする請求項１０に記載の電源装置。
12. 前記制御手段は、外部電源から出力された電圧が入力されることにより動作することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の電源装置。
13. 前記外部電源からの電圧の入力を遮断する第二遮断手段を備えることを特徴とする請求項１２に記載の電源装置。
14. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    請求項１から請求項１３のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
15. 記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段による画像形成動作を制御する制御部と、
    請求項１１に記載の電源装置と、
    を備え、
    前記制御部は、前記スイッチにより交流電圧の入力が切断されたと判断した場合に、前記第一遮断手段により前記補助巻線から前記制御手段への電圧の入力を遮断することを特徴とする画像形成装置。
16. 第一モードと、前記第一モードよりも消費電力の少ない第二モードで動作することが可能な画像形成装置であって、
    記録材に画像形成を行う画像形成手段と、
    前記画像形成手段による画像形成動作を制御する制御部と、
    請求項１３に記載の電源装置と、
    を備え、
    前記制御部は、前記第一モードから前記第二モードに移行したことに応じて、前記第二遮断手段により前記外部電源から前記制御手段への電圧の入力を遮断することを特徴とする画像形成装置。

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