JP4344751B2

JP4344751B2 - スイッチング電源

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Publication number: JP4344751B2
Application number: JP2007010050A
Authority: JP
Inventors: 史一高橋; 玲彦叶田; 昌弘濱荻; 芳秀高橋
Original assignee: Hitachi Computer Peripherals Co Ltd
Current assignee: Hitachi Information and Telecommunication Engineering Ltd
Priority date: 2007-01-19
Filing date: 2007-01-19
Publication date: 2009-10-14
Anticipated expiration: 2027-01-19
Also published as: TW200845550A; US20080174276A1; JP2008178241A; US7880440B2; TWI368386B

Description

本発明は、バックアップ機能を有するスイッチング電源に関する。

特許文献１には、スイッチング電源内の高周波トランスに、新たに三次巻線４ｂを設け、そこに二次電池１４、充電回路３ｃ、および放電回路３ｄからなるバックアップ電源を形成し、停電時には放電回路３ｄが動作することにより、二次電池１４の電力を、三次巻線４ｂおよび二次巻線４ｃを介して負荷に供給する技術が開示されている。特許文献１の技術を用いることにより、停電時においても、負荷に電力を供給することができ、外付けＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply）を不要とすることが可能となる。また、一次側コンバータが故障した場合においても、負荷に電力を供給することができる。

特開平９−２６１９５８号公報

しかし、上記特許文献１に開示された技術では、停電時に、二次電池に蓄積された直流エネルギーをいったん交流エネルギーに変換してから、二次側の整流・平滑回路でさらに直流エネルギーに変換し直す必要があり、多くの変換ロスが発生する。そのため、二次電池の容量は当該変換ロス分を考慮して大きめに設計しなければならず、二次電池の体積の増大を引き起こす要因となる。

本発明は上記事情を鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、より小型で効率的なスイッチング電源を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源は、高周波トランスの補助巻線を介して二次電池を充電し、負荷に供給される電圧が遮断された場合に、二次電池の電圧を、高周波トランスを介さずに負荷に供給する。

例えば、本発明は、スイッチング電源であって、一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有する高周波トランスと、高周波トランスの一次巻線に接続され、当該一次巻線に流れる電流をスイッチングすることにより、高周波トランスの二次巻線および補助巻線に、入力電圧に基づく所定の電圧を発生させる一次側スイッチング回路と、高周波トランスの二次巻線に接続され、当該二次巻線に発生した電圧を整流して負荷に供給する二次側整流回路と、高周波トランスの補助巻線に接続され、当該補助巻線に流れる電流を整流し、整流した電流をスイッチングすることにより、二次電池を定電流充電する充電回路と、二次電池と前記負荷との間に設けられるスイッチと、負荷に供給される電圧が遮断された場合に、スイッチをオンにすることにより、前記二次電池の電圧を前記負荷に供給する制御回路とを備えることを特徴とするスイッチング電源を提供する。

本発明によれば、より小型で効率的なスイッチング電源を提供することができる。

以下に、本発明の実施の形態について説明する。

図１は、本発明の一実施形態に係るスイッチング電源１０の構成を示すブロック図である。スイッチング電源１０は、全波整流回路１２、絶縁回路１３、ＰＦＣ（Power Factor Correction）２０、一次側スイッチング回路３０、トランス４０、二次側整流回路５０、充電回路６０、二次電池７０、放電回路８０、および制御回路９０を備える。

全波整流回路１２は、商用の交流電源１１の電圧および電流を整流する。ＰＦＣ２０は、全波整流回路１２によって整流された電流を、絶縁回路１３を介して制御回路９０から入力される制御信号に応じてスイッチングすることにより、整流された電圧および電流の力率を改善する。

トランス４０は、一次巻線４１、二次巻線４２、補助巻線４３、およびコア４４を有する。一次側スイッチング回路３０は、ＰＦＣ２０によって力率が改善された電圧および電流を一次巻線４１に供給すると共に、絶縁回路１３を介して制御回路９０から入力される制御信号に応じて一次巻線４１に供給する電圧および電流をスイッチングさせる。

二次側整流回路５０は、二次巻線４２と負荷１４との間に設けられ、一次側スイッチング回路３０のスイッチングによって二次巻線４２に発生した電圧および電流を整流して負荷１４に供給する。

充電回路６０は、一次側スイッチング回路３０のスイッチングによって二次巻線４２に発生した電圧および電流を整流し、制御回路９０からの制御信号に応じて、整流した電圧および電流をスイッチングさせることにより、ニッケル水素電池やリチウムイオン電池等の二次電池７０を定電流充電する。放電回路８０は、制御回路９０からの制御信号に応じて、二次電池７０に充電された電力を負荷１４に供給する。

制御回路９０は、交流電源１１の状態、負荷１４に供給される電圧値および電流値、ならびに、二次電池７０の充電電圧値および充電電流値等に基づいて、ＰＦＣ２０、一次側スイッチング回路３０、充電回路６０、および放電回路８０のそれぞれに供給する制御信号を生成し、生成した制御信号を対応するブロックに供給する。本実施形態において、制御回路９０は、例えば、マイクロプロセッサ、メモリ、および入出力回路等を有するマイクロコンピュータである。

制御回路９０は、商用の交流電源１１の電流の平均値や周波数等に基づいて、ＰＦＣ２０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第一のＰＷＭ信号を生成する。そして、制御回路９０は、生成した第一のＰＷＭ信号を制御信号として、絶縁回路１３を介してＰＦＣ２０に供給する。

また、制御回路９０は、負荷１４に供給される電圧値および電流値をモニタし、当該電圧値および電流値が予め定められた値の範囲内となるように、一次側スイッチング回路３０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第二のＰＷＭ信号を生成する。そして、制御回路９０は、生成した第二のＰＷＭ信号を制御信号として、絶縁回路１３を介して一次側スイッチング回路３０に供給する。

また、制御回路９０は、負荷１４に供給される電圧および電流が遮断された場合に、放電回路８０にオン信号を示す制御信号を供給し、放電回路８０に、二次電池７０に充電された電力を負荷１４へ供給させることにより、負荷１４をバックアップする。

また、制御回路９０は、二次電池７０の充電電圧値および充電電流値をモニタし、当該充電電圧値および充電電流値が予め定められた値の範囲内となるように、充電回路６０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第三のＰＷＭ信号を生成する。そして、制御回路９０は、生成した第三のＰＷＭ信号を制御信号として、充電回路６０に供給する。

絶縁回路１３は、例えばフォトカプラやアイソレーションアンプ等であり、制御回路９０によって生成された第一のＰＷＭ信号および第二のＰＷＭ信号を、それぞれ、ＰＦＣ２０および一次側スイッチング回路３０に供給すると共に、制御回路９０と、ＰＦＣ２０および一次側スイッチング回路３０とを絶縁する。

本実施形態のスイッチング電源１０は、負荷１４に供給される電圧および電流が遮断された場合に、放電回路８０をオンし、二次電池７０に充電された電力を負荷１４に供給する。これにより、二次電池７０に充電された電力を、再びスイッチングさせて、トランス４０および二次側整流回路５０を介して負荷１４に供給する場合に比べて、変換ロス等の電力損失を少なくすることができる。

そのため、二次電池７０の容量の増大を抑えることができ、スイッチング電源１０の体積増大を抑えることができる。また、二次電池７０の周辺の回路素子の耐電圧を低くすることができ、部品の小型化および低コスト化を実現することができる。

また、従来は、トランス４０の１次側および２次側のそれぞれに、ＰＷＭ信号により１次側を駆動するコンバータおよび２次側を駆動するコンバータをそれぞれ非同期で制御するマイコン等の制御回路が設けられることが一般的であった。これに対して、本実施形態では、トランス４０の二次側に制御回路９０が１つ設けられる。これにより、部品数を少なくすることができると共に、複数のＰＷＭ信号の同期制御を容易に実現することができる。

また、本実施形態において、制御回路９０は、トランス４０の二次側に設けられる。これにより、負荷１４からの制御信号を伝送する制御ラインを、絶縁回路１３を介すことなく制御回路９０に接続することができ、絶縁回路１３を介すことによる伝送遅延の影響を受けずに、制御回路９０は、負荷１４からの要求に対してより迅速に応答することができる。

次に、スイッチング電源１０の詳細について、図２を用いてさらに説明する。図２は、スイッチング電源１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。

ＰＦＣ２０は、チョークコイル２１、還流ダイオード２２、コンデンサ２３、平滑コンデンサ２４、および主スイッチ２５を有する。制御回路９０からの第一のＰＷＭ信号２９に従って主スイッチ２５がスイッチングすることにより、ＰＦＣ２０は、全波整流回路１２によって整流された電圧および電流の力率を改善してＰＦＣ２０に供給する。

一次側スイッチング回路３０は、主スイッチ３１、リセット用ダイオード３２、リセット用ダイオード３３、および主スイッチ３４を有する。制御回路９０からの第二のＰＷＭ信号３９ａおよびｂに従って、それぞれ、主スイッチ３１および主スイッチ３４がスイッチングすることにより、一次側スイッチング回路３０は、一次巻線４１およびコア４４を介して、二次巻線４２および補助巻線４３に電力を発生させる。第二のＰＷＭ信号３９ａおよびｂは、ほぼ同時にオン／オフする。

ここで、ＰＦＣ２０の主スイッチ２５がオンの期間に、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４がオフし、主スイッチ２５がオフの期間に主スイッチ３１および主スイッチ３４がオンするように、主スイッチ２５、主スイッチ３１、および主スイッチ３４を制御すれば、平滑コンデンサ２４の容量を小さくすることができる。そのため、制御回路９０は、当該制御を可能とする第一のＰＷＭ信号２９、第二のＰＷＭ信号３９ａ、および第二のＰＷＭ信号３９ｂを生成して、主スイッチ２５、主スイッチ３１、および主スイッチ３４にそれぞれ供給する。

二次側整流回路５０は、整流ダイオード５１、転流ダイオード５２、チョークコイル５３、および平滑コンデンサ５４を有し、主スイッチ３１および主スイッチ３４のスイッチングによって二次巻線４２に発生した電圧および電流を整流して負荷１４に供給する。本実施形態において、一次側スイッチング回路３０、トランス４０、および二次側整流回路５０は、ダブルフォワードコンバータを形成する。

充電回路６０は、整流ダイオード６１、コンデンサ６２、主スイッチ６３、転流ダイオード６４、チョークコイル６５、および平滑コンデンサ６６を有する。整流ダイオード６１およびコンデンサ６２は、主スイッチ３１および主スイッチ３４のスイッチングによって補助巻線４３に発生した電圧および電流を整流する。

主スイッチ６３は、整流ダイオード６１およびコンデンサ６２によって整流された電圧および電流を、制御回路９０からの第三のＰＷＭ信号６９に従ってスイッチングすることにより、転流ダイオード６４、チョークコイル６５、および平滑コンデンサ６６を介して二次電池７０に供給される電圧および電流を、予め定められた値に保つ。本実施形態において、充電回路６０は、降圧コンバータを構成している。

ここで、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４がオンの期間に、充電回路６０の主スイッチ６３をオンし、主スイッチ３１および主スイッチ３４がオフの期間に主スイッチ６３をオフにするように、主スイッチ３１、主スイッチ３４、および主スイッチ６３を制御すれば、コンデンサ６２の容量を小さくすることができる。そのため、制御回路９０は、当該制御を可能とする第二のＰＷＭ信号３９ａ、第二のＰＷＭ信号３９ｂ、および第三のＰＷＭ信号６９を生成して、主スイッチ３１、主スイッチ３４、および主スイッチ６３にそれぞれ供給する。

放電回路８０は、主スイッチ８１および逆流防止ダイオード８２を有する。主スイッチ８１は、制御回路９０からのオン制御を示す切替信号８９に従って、二次電池７０に充電された電力を、逆流防止ダイオード８２を介して負荷１４に供給する。

本実施形態において、スイッチング電源１０は、二次電池７０に充電された直流電力を、トランス４０を介さずに、直流のまま放電回路８０を介して負荷１４に供給する。そのため、放電回路８０は、トランジスタやダイオードを用いて、部品点数の比較的少ない簡易な回路で構成することができる。部品点数が少ないことにより、放電回路８０が故障する確率を低くすることができ、放電回路８０の信頼性を向上させることができる。

次に、制御回路９０の詳細な機能構成について説明する。図３は、制御回路９０の詳細な機能構成の一例を示すブロック図である。制御回路９０は、第一の位相変更部９１、第二の位相変更部９２、オフセット値格納部９３、スイッチ制御部９４、第一のＰＷＭ生成部９５、第二のＰＷＭ生成部９６、第三のＰＷＭ生成部９７、およびオフセット値受付部９８を有する。

スイッチ制御部９４は、二次側整流回路５０から負荷１４に供給されている電圧および電流の値をモニタし、負荷１４に供給される電圧および電流が遮断された場合に、オンを指示する切替信号８９を生成して放電回路８０に供給する。

第一のＰＷＭ生成部９５は、商用の交流電源１１の電流の平均値や周波数等をモニタし、ＰＦＣ２０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第一のＰＷＭ信号を生成して絶縁回路１３および第一の位相変更部９１に供給する。

第二のＰＷＭ生成部９６は、負荷１４に供給される電圧値および電流値をモニタし、当該電圧値および電流値が予め定められた値の範囲内となるように、一次側スイッチング回路３０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第二のＰＷＭ信号を生成して第一の位相変更部９１に供給する。

第三のＰＷＭ生成部９７は、二次電池７０の充電電圧値および充電電流値をモニタし、当該充電電圧値および充電電流値が予め定められた値の範囲内となるように、充電回路６０のオン期間およびオフ期間を随時算出し、算出したオン期間およびオフ期間を満たす第三のＰＷＭ信号を生成して第二の位相変更部９２に供給する。第一のＰＷＭ生成部９５、第二のＰＷＭ生成部９６、および第三のＰＷＭ生成部９７は、同一周期のＰＷＭ信号を生成する。

オフセット値格納部９３には、例えば図４に示すように、２つのレコード９３４が、それぞれのレコード９３４を識別する番号９３０に対応付けられて格納される。それぞれのレコード９３４には、基準となるＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジの別を示す基準エッジ種別９３１、位相を変更するＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジの別を示す位相変更エッジ種別９３２、および位相の変更量を示すオフセット値９３３が格納される。

１番目のレコード９３４において、基準エッジ種別９３１は、第一のＰＷＭ信号の基準エッジ種別を示しており、位相変更エッジ種別９３２は、第二のＰＷＭ信号の位相変更エッジ種別を示している。２番目のレコード９３４において、基準エッジ種別９３１は、第二のＰＷＭ信号の基準エッジ種別を示しており、位相変更エッジ種別９３２は、第三のＰＷＭ信号の位相変更エッジ種別を示している。１番目のレコード９３４は第一の位相変更部９１によって参照され、２番目のレコード９３４は第二の位相変更部９２によって参照される。

本実施形態において、オフセット値９３３には、例えば、制御回路９０によって生成されるＰＷＭ信号の分解能を示すクロック単位で、位相を変更させる時間に応じたクロック数が符号と共に指定される。例えば、ＰＷＭ信号が１ＭＨｚの分解能のクロックで動作する場合、「＋２」は、位相を変更させるＰＷＭ信号のエッジを、基準となるＰＷＭ信号のエッジから２μ秒（２クロック分）遅延させること示している。「−６」は、位相を変更させるＰＷＭ信号のエッジが、基準となるＰＷＭ信号のエッジから６μ秒（６クロック分）前に発生すること示している。

オフセット値受付部９８は、制御回路９０の外部から入力された基準エッジ種別９３１、位相変更エッジ種別９３２、およびオフセット値９３３を、指定された番号９３０に対応付けてオフセット値格納部９３に格納するためのインターフェイスである。

第一の位相変更部９１は、オフセット値格納部９３に格納されている１番目のレコード９３４を参照して、当該レコード９３４内の基準エッジ種別９３１、位相変更エッジ種別９３２、およびオフセット値９３３を取得する。

そして、第一の位相変更部９１は、第一のＰＷＭ信号において基準エッジ種別９３１に指定されているエッジを基準として、第二のＰＷＭ信号において位相変更エッジ種別９３２に指定されているエッジを、オフセット値９３３に指定される時間遅延させ、遅延させた第二のＰＷＭ信号を絶縁回路１３および第二の位相変更部９２へ出力する。

第一の位相変更部９１による処理の過程を図５および図６を用いて詳しく説明する。図５は、位相変更前の第一のＰＷＭ信号２９、第二のＰＷＭ信号３９、および第三のＰＷＭ信号６９の位相関係を示し、図６は、第一の位相変更部９１および第二の位相変更部９２によって位相が変更された後の第一のＰＷＭ信号２９、第二のＰＷＭ信号３９、および第三のＰＷＭ信号６９の位相関係を示す。

なお、図５では、見やすくするために、位相変更前の各ＰＷＭ信号の位相が揃っている例を示しているが、位相変更前の各ＰＷＭ信号の位相は必ずしも揃っていなくてもよい。

まず、第一の位相変更部９１は、オフセット値格納部９３に格納されている１番目のレコード９３４を参照して、基準エッジ種別９３１、位相変更エッジ種別９３２、およびオフセット値９３３を取得し、第一のＰＷＭ生成部９５から供給された第一のＰＷＭ信号において基準エッジ種別９３１に指定されているエッジと、第二のＰＷＭ信号において位相変更エッジ種別９３２に指定されているエッジの位相差を算出する。

図５には、基準となる第一のＰＷＭ信号２９の立上りエッジから、最も近い第二のＰＷＭ信号３９の立下りエッジまでの位相差が４０クロックである例が示されている。なお、図５および図６では、それぞれのＰＷＭ信号の周期Ｔが１００クロック（１００μ秒）である例が示されている。

次に、第一の位相変更部９１は、算出した位相差が、オフセット値９３３を中心とする所定範囲内（例えば±１クロック以内）にあるか否かを判定する。所定範囲内にない場合、第一の位相変更部９１は、当該オフセット値９３３を満たす第二のＰＷＭ信号３９の遅延量を算出する。

図４および図５に示す例において、第一の位相変更部９１は、ＰＷＭ信号の周期Ｔ（本例では１００クロック）から、算出した位相差（本例では４０クロック）を引いた値から、さらにオフセット値（本例では６クロック）を引いた値を遅延量として算出する。図５に示す例では、５４クロックが遅延量として算出される。

次に、第一の位相変更部９１は、算出した遅延量分、第二のＰＷＭ信号３９を遅延させ、遅延させた第二のＰＷＭ信号３９を、絶縁回路１３および第二の位相変更部９２へ出力する。

第二の位相変更部９２は、オフセット値格納部９３に格納されている２番目のレコード９３４を参照して、当該レコード９３４内の基準エッジ種別９３１、位相変更エッジ種別９３２、およびオフセット値９３３を取得する。

そして、第二の位相変更部９２は、第一の位相変更部９１によって位相が制御された第二のＰＷＭ信号において基準エッジ種別９３１に指定されているエッジと、第三のＰＷＭ信号において位相変更エッジ種別９３２に指定されているエッジの位相差を算出する。

そして、第二の位相変更部９２は、算出した位相差が、オフセット値９３３を中心とする所定範囲内（例えば±１クロック以内）にあるか否かを判定する。所定範囲内にない場合、第二の位相変更部９２は、当該オフセット値９３３を満たす第二のＰＷＭ信号３９の遅延量を算出し、算出した遅延量分、第三のＰＷＭ信号６９を遅延させ、遅延させた第三のＰＷＭ信号６９を充電回路６０へ出力する。この結果、第二のＰＷＭ信号３９と第三のＰＷＭ信号６９との位相関係は、例えば図６に示すようになる。

なお、第一の位相変更部９１および第二の位相変更部９２は、比較対象のＰＷＭ信号どうしの位相差がオフセット値格納部９３内のオフセット値を中心とする所定範囲内にあるか否かを、所定の時間間隔毎（例えばＰＷＭ信号の１０周期分毎）にチェックする。

ここで、ＰＦＣ２０の主スイッチ２５をオンするよりも所定期間前に、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４をオフさせたり、ＰＦＣ２０の主スイッチ２５をオフして所定期間経過後に、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４をオンさせたりする制御を行うことにより、ＰＦＣ２０から出力される電圧および電流のリップルを低減することができる。

また、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４をオフにするタイミングで、充電回路６０の主スイッチ６３をオフにすると、整流ダイオード６１に高いサージ電圧が発生する場合があるため、一次側スイッチング回路３０の主スイッチ３１および主スイッチ３４をオフして所定期間経過後に、充電回路６０の主スイッチ６３をオフにする制御を行う。これにより、整流ダイオード６１に発生するサージ電圧を低く抑えることができ、整流ダイオード６１として耐電圧の低いダイオードを用いることができ、スイッチング電源１０の低コスト化および小型化を実現することができる。

本実施形態において、オフセット値格納部９３には、実験等によって求められた最適なオフセット値が設定される。これにより、第一の位相変更部９１および第二の位相変更部９２は、オフセット値格納部９３を参照することにより、複数のＰＷＭ信号のエッジのタイミングを、予め定められた最適な時間差に保つことができる。従って、より性能の高いスイッチング電源１０を提供することができる。

以上、本発明の実施の形態について説明した。

上記説明から明らかなように、本発明によれば、より小型で効率的なスイッチング電源１０を提供することができる。

なお、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。

例えば、上記した実施形態において、充電回路６０は降圧コンバータを構成するが、他の形態として、例えば図７に示すように、充電回路６０は、さらに整流ダイオード６７を有し、昇圧コンバータを構成するようにしてもよい。これにより、充電回路６０は、補助巻線４３に発生する電圧よりも高い電圧の二次電池７０を充電することができる。

また、充電回路６０は、図８に示すように、整流ダイオード６７および主スイッチ６８をさらに有して、降圧または昇圧コンバータのいずれでも動作可能な構成とされてもよい。図８において、充電回路６０が降圧コンバータとして動作する場合、第三のＰＷＭ信号６９ｂにはＬｏｗの電圧が供給され、二次電池７０への充電電圧値および充電電流値に応じて、第三のＰＷＭ信号６９ａに第三のＰＷＭ信号が供給される。

また、充電回路６０が昇圧コンバータとして動作する場合、第三のＰＷＭ信号６９ａにはＨｉｇｈの電圧が供給され、二次電池７０への充電電圧値および充電電流値に応じて、第三のＰＷＭ信号６９ｂに第三のＰＷＭ信号が供給される。これにより、充電回路６０は、補助巻線４３に発生する電圧よりも高い電圧の二次電池７０、または、低い電圧の二次電池７０のいずれでも対応可能となる。

また、上記した実施形態において、スイッチング電源１０は、二次電池７０を内蔵するが、他の形態として、二次電池７０は、スイッチング電源１０とは別個に設けられ、スイッチング電源１０は、外部の二次電池７０を充電し、負荷１４に供給される電圧および電流が遮断された場合に、当該外部の二次電池７０の電力を放電回路８０を介して負荷１４に供給するようにしてもよい。

本発明の一実施形態に係るスイッチング電源１０の構成を示すブロック図である。スイッチング電源１０の詳細な構成の一例を示すブロック図である。制御回路９０の詳細な機能構成の一例を示すブロック図である。オフセット値格納部９３に格納されるデータ構造の一例を示す図である。位相変更前の第一のＰＷＭ信号２９、第二のＰＷＭ信号３９、および第三のＰＷＭ信号６９の位相関係の一例を示す概念図である。位相変更後の第一のＰＷＭ信号２９、第二のＰＷＭ信号３９、および第三のＰＷＭ信号６９の位相関係の一例を示す概念図である。充電回路６０の構成の他の例を示す回路図である。充電回路６０の構成のさらなる他の例を示す回路図である。

符号の説明

１０・・・スイッチング電源、１１・・・交流電源、１２・・・全波整流回路、１３・・・絶縁回路、１４・・・負荷、２０・・・ＰＦＣ、２９・・・第一のＰＷＭ信号、３０・・・一次側スイッチング回路、３９・・・第二のＰＷＭ信号、４０・・・トランス、５０・・・二次側整流回路、６０・・・充電回路、６９・・・第三のＰＷＭ信号、７０・・・二次電池、８０・・・放電回路、９０・・・制御回路、９１・・・第一の位相変更部、９２・・・第二の位相変更部、９３・・・オフセット値格納部、９４・・・スイッチ制御部、９５・・・第一のＰＷＭ生成部、９６・・・第二のＰＷＭ生成部、９７・・・第三のＰＷＭ生成部、９８・・・オフセット値受付部

Claims

スイッチング電源であって、
一次巻線、二次巻線、および補助巻線を有する高周波トランスと、
前記高周波トランスの一次巻線に接続され、当該一次巻線に流れる電流をスイッチングすることにより、前記高周波トランスの二次巻線および補助巻線に、入力電圧に基づく所定の電圧を発生させる一次側スイッチング回路と、
前記高周波トランスの二次巻線に接続され、当該二次巻線に発生した電圧を整流して負荷に供給する二次側整流回路と、
前記高周波トランスの補助巻線に接続され、当該補助巻線に流れる電流を整流し、整流した電流をスイッチングすることにより、二次電池を定電流充電する充電回路と、
前記二次電池と前記負荷との間に設けられるスイッチと、
前記負荷に供給される電圧が遮断された場合に、前記スイッチをオンにすることにより、前記二次電池の電圧を前記負荷に供給する制御回路と、
入力される電流をスイッチングし、当該スイッチング間隔を制御することにより、入力電流の高周波成分を除去して前記一次側スイッチング回路に供給する力率改善回路と
を備え、
前記二次側整流回路、前記充電回路、前記二次電池、および前記制御回路の基準電位は、同一の電位であり、
前記力率改善回路、前記一次側スイッチング回路、および前記充電回路は、制御信号として入力されるＰＷＭ信号に基づいてスイッチングを行い、
前記制御回路は、
前記力率改善回路、前記一次側スイッチング回路、および前記充電回路に供給するＰＷＭ信号を生成し、前記力率改善回路および前記一次側スイッチング回路に対しては、それぞれ、生成したＰＷＭ信号を、絶縁回路を介して供給することを特徴とするスイッチング電源。
請求項１に記載のスイッチング電源であって、
前記制御回路は、
前記力率改善回路に供給されるＰＷＭ信号である第一のＰＷＭ信号を生成する第一のＰＷＭ生成部と、
前記一次側スイッチング回路に供給されるＰＷＭ信号である第二のＰＷＭ信号を生成する第二のＰＷＭ生成部と、
前記充電回路に供給されるＰＷＭ信号である第三のＰＷＭ信号を生成する第三のＰＷＭ生成部と、
前記第一のＰＷＭ信号を基準とする前記第二のＰＷＭ信号のオフセット値である第一のオフセット値、および、前記第二のＰＷＭ信号を基準とする前記第三のＰＷＭ信号のオフセット値である第二のオフセット値を格納するオフセット値格納部と、
前記オフセット値格納部に格納された第一のオフセット値を参照して、前記第二のＰＷＭ信号の位相を、前記第一のＰＷＭ信号からオフセットさせる第一の位相変更部と、
前記オフセット値格納部に格納された第二のオフセット値を参照して、前記第三のＰＷＭ信号の位相を、前記第一の位相変更部によって位相が変更された前記第二のＰＷＭ信号からオフセットさせる第二の位相変更部と
を有することを特徴とするスイッチング電源。
請求項２に記載のスイッチング電源であって、
前記第一のＰＷＭ信号、前記第二のＰＷＭ信号、および前記第三のＰＷＭ信号は、同一周期であることを特徴とするスイッチング電源。
請求項３に記載のスイッチング電源であって、
前記第一のオフセット値には、基準となる第一のＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジを示す基準エッジ種別、および、位相を変更する第二のＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジを示す位相変更エッジ種別が対応付けられており、
前記第二のオフセット値には、基準となる第二のＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジを示す基準エッジ種別、および、位相を変更する第三のＰＷＭ信号の立上りエッジまたは立下りエッジを示す位相変更エッジ種別が対応付けられており、
前記第一の位相変更部は、
前記第一のオフセット値に対応付けられている基準エッジ種別に対応する第一のＰＷＭ信号のエッジから、当該第一のオフセット値に対応付けられている位相変更エッジ種別に対応する第二のＰＷＭ信号のエッジを、前記第一のオフセット値に応じてオフセットさせ、
前記第二の位相変更部は、
前記第一の位相変更部によって位相が変更された第二のＰＷＭ信号のエッジであって、前記第二のオフセット値に対応付けられている基準エッジ種別に対応する第二のＰＷＭ信号のエッジから、当該第二のオフセット値に対応付けられている位相変更エッジ種別に対応する第三のＰＷＭ信号のエッジを、前記第二のオフセット値に応じてオフセットさせることを特徴とするスイッチング電源。
請求項４に記載のスイッチング電源であって、
前記制御回路は、
前記第一のオフセット値および前記第二のオフセット値、ならびに、これらのオフセット値に対応する前記基準エッジ種別および前記位相変更エッジ種別を外部から受け付けて、前記オフセット値格納部に格納するオフセット値受付部をさらに有することを特徴とするスイッチング電源。
請求項１から５のいずれか１項に記載のスイッチング電源であって、
前記充電回路は、昇圧コンバータにより構成されていることを特徴とするスイッチング電源。
請求項１から５のいずれか１項に記載のスイッチング電源であって、
前記充電回路は、昇圧または降圧コンバータとして動作する回路により構成されていることを特徴とするスイッチング電源。