JP2020195190A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減すること。【解決手段】正方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧及び逆方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧のいずれか一方の電圧が入力される半波整流回路と、正方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧及び逆方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧の両方が入力される倍電圧整流回路と、半波整流回路によって整流された電圧を電源制御ＩＣ１１０に出力する第１の状態と、倍電圧整流回路によって整流された電圧を電源制御ＩＣ１１０に出力する第２の状態とを切り替える光ＭＯＳＦＥＴ３１０と、を備える。【選択図】図９

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、特に、電流共振コンバータのトランスの補助巻線の出力電圧を、電源制御ＩＣに供給している電源装置に関する。

商用交流電源から、ダイオードブリッジを介して入力された電圧をスイッチング素子によってスイッチングさせ、絶縁型トランスを介して安定した直流電圧を出力する電源装置として、電流共振方式の電源装置（以下、電流共振コンバータという）がある。電源制御ＩＣの電源の入力端子であるＶｃｃ端子には、電流共振コンバータのトランスに巻かれた補助巻線の出力電圧を整流平滑した電圧を供給することが一般的である。補助巻線のターン数は、電源装置の動作条件において、Ｖｃｃ端子の電圧が電源制御ＩＣの動作可能電圧を下回らないようにし、また、補助巻線に接続される部品の耐圧を上回らないように設定する必要がある。

図１１に示す電流共振コンバータ７００では、ＦＥＴ１０６、１０７を交互にオン・オフ動作させることにより、トランス１０８の１次巻線１０９に電圧を印加する。これによってトランス１０８の２次巻線２０１、２０２に誘起される電圧を整流平滑回路２０３によって整流平滑して直流電圧Ｖｏを生成し、生成した直流電圧Ｖｏを負荷２０４に供給する。更に、トランス１０８の補助巻線３０１に発生する電圧を整流ダイオード３０３及び平滑コンデンサ３０７により整流平滑して電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に供給する。図１１に示す電流共振コンバータ７００の場合、１次巻線１０９の巻き始めから巻き終わりを正方向とした場合に、正方向に電流が流れている間に補助巻線３０１に誘起される電圧が電源制御ＩＣ１１０に供給されるように構成されている。電流共振コンバータ７００は、電源制御ＩＣ１１０のＰＦＭ（パルス周波数変調）制御手段により、負荷２０４に応じてＦＥＴ１０６、１０７の駆動周波数が調整される。具体的には、負荷２０４に流れる電流が増加するに従って、駆動周波数は低くなり、トランス１０８の１次巻線１０９に印加される電圧を高くすることで、負荷２０４に供給される直流電圧Ｖｏを一定に保っている。このように、トランス１０８の１次巻線１０９に印加される電圧が負荷２０４に応じて変化するため、補助巻線３０１に発生する電圧も負荷２０４に応じて変化する。また、電圧の変化の影響は、１次巻線１０９に対する補助巻線３０１の巻数（ターン数）比に比例する。

近年では、軽負荷時の電源効率を向上させるため、間欠モードを有する電流共振コンバータの電源制御ＩＣが用いられている。間欠モードの場合、ＦＥＴ１０６、１０７のオン・オフ制御を行わない期間（以下、スイッチング休止期間という）がある。スイッチング休止期間中には、補助巻線３０１からの電圧が供給されないため、Ｖｃｃ端子の電圧が低下する。そのため、間欠モードのスイッチング休止期間においても、Ｖｃｃ端子の電圧が電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧を下回らないように補助巻線３０１のターン数を調整する必要が出てきた。

上述したようなＶｃｃ端子の電圧が低下する課題への対応方法として、ターン数の違う２種類の補助巻線を備え、通常時はターン数が少ない方の補助巻線からＶｃｃ端子に電圧を供給する。一方、Ｖｃｃ端子の電圧が低下したらターン数の多い補助巻線の方からもＶｃｃ端子に電圧を供給する構成が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開平１１−２２５４７４号公報

しかしながら、図１１の電流共振コンバータ７００では、１次巻線１０９に一方の方向に電流が流れている間にしか補助巻線３０１に誘起させる電圧を電源制御ＩＣ１１０に供給できない。そのため、間欠モードで動作中に電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧を下回らないようにするためには、補助巻線３０１のターン数を十分に多くしておく必要がある。また、前述したように、負荷２０４に応じた電圧変化は、１次巻線１０９に対する補助巻線３０１のターン数比に比例するため、補助巻線３０１のターン数を多くする構成では、補助巻線３０１の電圧が負荷２０４の変動の影響を大きく受けてしまう。

例えば、間欠モードと連続モードとで補助巻線３０１を切り替えるようにした際は、間欠モードの中での負荷変動に対してＶｃｃ端子の電圧が大きく変動してしまう。また、間欠モードの中で補助巻線３０１を切り替えるようにした場合、２つの補助巻線のターン数に大きな差をつけられないため、負荷２０４によるＶｃｃ端子の電圧変動の影響を抑制できない。この場合、重負荷時におけるＶｃｃ端子の電圧上昇が大きくなるため、周辺部品の耐圧を高くする必要性が生じ、またレギュレーション回路３０８における消費電力も増大してしまう。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。

（１）１次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、前記１次巻線に直列に接続されたコンデンサと、直列に接続された前記１次巻線及び前記コンデンサに並列に接続された第２のスイッチング素子と、前記補助巻線に誘起される電圧が動作可能電圧として供給されることにより動作し、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、を有し、前記２次巻線から出力される出力電圧が所定の電圧となるように前記スイッチング動作を行う電源装置であって、前記補助巻線に対して所定の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧及び前記補助巻線に対して前記所定の方向とは逆の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧のいずれか一方の電圧が入力される半波整流回路と、前記所定の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧及び前記逆の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧の両方が入力される倍電圧整流回路と、前記半波整流回路によって整流された電圧を前記制御手段に出力する第１の状態と、前記倍電圧整流回路によって整流された電圧を前記制御手段に出力する第２の状態とを切り替える第１の切替手段と、を備えることを特徴とする電源装置。

（２）感光体と、前記感光体に潜像を形成する露光手段と、前記露光手段により形成された前記潜像を現像しトナー像を形成する現像手段と、前記トナー像を記録媒体に転写する転写手段と、前記（１）に記載の電源装置と、を備えることを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

実施例１の電源装置の回路図 実施例１の電源装置の動作を説明する図、ＦＥＴのドレイン電流の波形を示すグラフ 実施例１、２のＶｃｃ端子電圧を示すグラフ 実施例２の電源装置の回路図 実施例３の電源装置の回路図 実施例４の電源装置の回路図 実施例５の電源装置の回路図 実施例６の入力電圧と電源効率の関係を示すグラフ 実施例６の電源装置の回路図 実施例７の画像形成装置の構成を示す図 従来例の電源装置の回路図

課題を解決するための本発明の具体的な構成について、図面を参照しながら以下の実施例を説明する。なお、以下に示す実施例は一例であって、この発明の技術的範囲をそれらのみに限定する趣旨のものではない。

［電源装置の構成説明］
図１は、実施例１の電源装置である電流共振コンバータ１００の主要な回路図を示す。電流共振コンバータ１００は、電流共振方式の電流共振電源部を有する電源装置である。図中では、電流の流れを破線矢印及び点線矢印で記載している。図１の電流共振コンバータ１００は、インレット１０２、入力フィルタ回路１０３、整流ダイオードブリッジ１０４、１次平滑コンデンサ１０５を備える。電流共振コンバータ１００は、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１０６、１０７、電流共振コンデンサ１１１、電源制御ＩＣ１１０、トランス１０８を備える。ＦＥＴ１０６、１０７は、寄生ダイオードを内蔵している。入力フィルタ回路１０３は、コモンモードコイルやアクロスザラインコンデンサ等で構成される。トランス１０８は漏洩インダクタンスがコントロールされて設計されたトランスである。トランス１０８は、１次巻線１０９、２次巻線２０１、２０２、補助巻線３０１、３０２を有する。第１の補助巻線である補助巻線３０１、第２の補助巻線である補助巻線３０２は、トランス１０８の１次側に巻かれ、電源制御ＩＣ１１０へ電力供給を行う。具体的には、補助巻線３０１の巻き始めに整流ダイオード３０３のアノード端子が接続され、補助巻線３０１の巻き終わりに補助巻線３０２の巻き始めが接続されている。ここで、トランス１０８の巻線に付された黒丸が巻き始めを意味する。補助巻線３０１の巻き終わり及び補助巻線３０２の巻き始めは電源制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子に接続されている。補助巻線３０２の巻き終わりは、整流ダイオード３０４のアノード端子に接続されている。整流ダイオード３０３のカソード端子は、整流ダイオード３０４のカソード端子と接続されている。また、第１のスイッチング素子であるＦＥＴ１０６は、トランス１０８の１次巻線１０９に直列に接続されている。電流共振コンデンサ１１１は、トランス１０８の１次巻線１０９に直列に接続されている。第２のスイッチング素子であるＦＥＴ１０７は、直列に接続された１次巻線１０９及び電流共振コンデンサ１１１に並列に接続されている。

制御手段である電源制御ＩＣ１１０は、ＶＨ端子、ＶＳＥＮ端子、ＶＧＨ端子、ＶＧＬ端子、Ｖｃｃ端子、ＲＥＧ端子、ＦＢ端子、ＳＢ端子及びＧＮＤ端子を備えている。ＶＨ端子は起動時に電圧が供給される起動端子である。ＶＳＥＮ端子は、電源からの入力電圧を検知するための端子である。ＶＧＨ端子は、ＦＥＴ１０６のゲート端子への出力を制御するための端子である。ＶＧＬ端子は、ＦＥＴ１０７のゲート端子への出力を制御するための端子である。Ｖｃｃ端子は、電源が供給されるための端子である。ＲＥＧ端子は、定電圧を出力する端子である。ＦＢ端子は、出力電圧である直流電圧Ｖｏをモニタするための端子である。ＳＢ端子については後述する。ＧＮＤ端子はグランドに接続される端子である。

電源制御ＩＣ１１０は、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧（ＶＤＣＨ）がＶＨ端子に入力され、電源制御ＩＣ１１０の内部を介してＶｃｃ端子の電圧を電源制御ＩＣ１１０の起動が開始される電圧（以下、起動開始電圧という）まで上昇させる。更に、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧（ＶＤＣＨ）を抵抗１２０、１２１で分圧した電圧が、ＶＳＥＮ端子に入力される。電源制御ＩＣ１１０は、ＶＳＥＮ端子に入力された電圧が動作開始しきい値電圧まで上昇すると、スイッチング動作を行うことができる状態となる。電源制御ＩＣ１１０がスイッチング動作を開始すると、後述する補助巻線電源回路からＶｃｃ端子への電力供給が開始される。補助巻線電源回路からＶｃｃ端子への電力供給が開始されると、電源制御ＩＣ１１０はＶＨ端子からＶｃｃ端子への電力供給を遮断する。Ｖｃｃ端子の電圧が低下し、動作停止電圧を下回ると、電源制御ＩＣ１１０はＶＨ端子からＶｃｃ端子への電力供給を行って再起動しようと動作する。ＶＨ端子からＶｃｃ端子への電力供給は、電力を多く消費してしまうため、電源の高効率を求められる軽負荷時にこの再起動が起きないように、補助巻線電源回路においては十分な出力電圧を確保する必要がある。

電源制御ＩＣ１１０は、次の２つのモードを切り替える機能を有している。２つのモードのうち、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を連続的に行う第１のモードを、以下、連続モードという。また、２つのモードのうち、ＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作を行う期間（以下、スイッチング期間という）とスイッチング動作を停止する期間（以下、スイッチング休止期間という）とを交互に繰り返す第２のモードを、以下、間欠モードという。電源制御ＩＣ１１０は連続モードと間欠モードとを切り替える機能を有し、上述したＳＢ端子の電圧に基づいて、モード間の切替えを行い、更に間欠モード時のスイッチング動作を制御する。なお、電源制御ＩＣ１１０は、ＳＢ端子の電圧がモード切替えしきい値を上回った場合に連続モードで動作し、ＳＢ端子の電圧がモード切替えしきい値以下となった場合に間欠モードで動作する。

電流共振コンバータ１００は、コンデンサ４０１、整流平滑回路２０３、抵抗４０２、４０３、シャントレギュレータ４０４、フォトカプラ４０５を備える。コンデンサ４０１はＦＢ端子から供給された電荷を蓄えるコンデンサである。電源制御ＩＣ１１０のＦＢ端子はＩＣ内部に定電流回路を備えている。また、電源制御ＩＣ１１０のＳＢ端子はＩＣ内部に定電流充電回路及び放電回路を備えている。実施例１で使用される電源制御ＩＣ１１０においては、間欠モードにおけるスイッチング動作の周波数（以下、スイッチング周波数という）は、ＳＢ端子の電圧に応じて制御される。整流平滑回路２０３は、整流ダイオード及び平滑コンデンサで構成される。直流電圧Ｖｏは、整流平滑回路２０３によって整流平滑された直流電圧であり、負荷２０４に供給される。シャントレギュレータ４０４は、基準電圧を入力するためのＲＥＦ端子、出力としてのカソードＫ端子及びアノードＡ端子を備えている。シャントレギュレータ４０４は、直流電圧Ｖｏに応じて動作し、これによりＦＢ端子の電圧が変化することで、電源制御ＩＣ１１０はＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング制御を行い、直流電圧Ｖｏを一定に（所定の電圧となるように）制御する。すなわち、電源制御ＩＣ１１０は、ＦＢ端子の電圧に基づいて直流電圧Ｖｏのフィードバック制御を行う。なお、以下、各端子の電圧を端子電圧（例えば、ＦＢ端子の電圧はＦＢ端子電圧等）という。

電流共振コンバータ１００は、ＣＰＵ５０２、トランジスタ５０３、フォトカプラ５０４を備える。なお、ＣＰＵ５０２は電流共振コンバータ１００を搭載する機器側（例えば、電流共振コンバータ１００を搭載する画像形成装置側）に設けられたＣＰＵであってもよい。電源制御ＩＣ１１０を連続モードで動作させるときには、ＣＰＵ５０２はトランジスタ５０３のベース端子にハイレベルの信号を出力し、トランジスタ５０３をオンさせる。トランジスタ５０３のオンによってフォトカプラ５０４がオンし、電源制御ＩＣ１１０のＲＥＧ端子電圧がＳＢ端子に入力されることで、ＳＢ端子電圧はモード切替えしきい値を上回った状態となる。これにより、電源制御ＩＣ１１０が連続モードで動作する。一方、電源制御ＩＣ１１０を間欠モードで動作させるときには、ＣＰＵ５０２はトランジスタ５０３のベース端子にローレベルの信号を出力し、トランジスタ５０３をオフさせる。トランジスタ５０３のオフによってフォトカプラ５０４がオフし、電源制御ＩＣ１１０のＳＢ端子電圧が低下して、ＳＢ端子電圧はモード切替えしきい値以下となる。これにより、電源制御ＩＣ１１０が間欠モードで動作する。

電流共振コンバータ１００は、コンデンサ５０１を備える。コンデンサ５０１は電源制御ＩＣ１１０のＳＢ端子に接続されており、ＳＢ端子電圧の定電流充電回路及び放電回路によって電荷を充放電される。間欠モードにおけるスイッチング制御については、電源制御ＩＣ１１０のＦＢ端子電圧とＳＢ端子電圧によって制御される。間欠モードに切り替わると、スイッチング休止期間中に直流電圧Ｖｏが徐々に低下するため、ＦＢ端子電圧が上昇する。ＦＢ端子電圧がしきい値電圧を上回ると、電源制御ＩＣ１１０のＳＢ端子内部に備えた定電流充電回路から電流が供給されてコンデンサ５０１を充電し、ＳＢ端子電圧が上昇する。ＳＢ端子電圧がしきい値電圧を上回ると、停止していたスイッチング動作が再開する。間欠モードにおいてはＳＢ端子電圧が高くなる程、スイッチング周波数が低くなる。直流電圧Ｖｏが上昇するとＦＢ端子電圧が低下し、ＦＢ端子電圧がしきい値電圧以下となると、ＳＢ端子は定電流放電回路に切り替わってコンデンサ５０１を放電し、ＳＢ端子電圧が低下する。ＳＢ端子電圧がしきい値電圧以下となると、スイッチング動作が停止されてスイッチング休止期間となる。スイッチング休止期間においては、トランス１０８の２次巻線２０１、２０２に電力が供給されないため、負荷２０４への電流供給が続くと、電荷が徐々に減少していき、直流電圧Ｖｏは徐々に減少し、前述したスイッチング動作が再開される。以上のようにして、間欠モードにおけるスイッチング期間とスイッチング休止期間とが繰り返される。

補助巻線の電源回路（以下、補助巻線電源回路という）は、補助巻線３０１、３０２に接続された部品を含めた回路である。整流ダイオード３０３、３０４、平滑コンデンサ３０７は、補助巻線３０１、３０２に誘起された電圧を整流平滑する。整流平滑された電圧は、レギュレーション回路３０８を介して平滑コンデンサ３０９によって整流平滑され、平滑コンデンサ３０９によって平滑された電圧は電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に入力される。

［電流共振電源部の動作］
次に、電流共振コンバータ１００の動作を以下に示す。電源装置が有する電流共振方式の電流共振電源部は、１次平滑コンデンサ１０５、ＦＥＴ１０６、１０７、トランス１０８、電源制御ＩＣ１１０、電流共振コンデンサ１１１を含む。上述した構成において、電源制御ＩＣ１１０に電力が供給されると、電源制御ＩＣ１１０のＶＧＨ端子及びＶＧＬ端子からＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７の各ゲート端子に制御信号が出力される。これにより、ＦＥＴ１０６及びＦＥＴ１０７が交互にオン／オフ動作する。そして、１次平滑コンデンサ１０５の電圧がトランス１０８の１次巻線１０９に印加され、１次巻線１０９に交流電流が流れる。図２を参照して、トランス１０８の１次巻線１０９の交流電流の流れをＦＥＴ１０６、１０７のオン／オフ状態に合わせて順序を追って説明する。なお、図２（ｇ）は、（ｉ）にＦＥＴ１０６のドレイン電流の波形を示し、（ｉｉ）にＦＥＴ１０７のドレイン電流の波形を示す。ドレイン電流は、トランス１０８の１次巻線１０９の巻き始め（黒丸）から巻き終わりに向かって流れる場合を正、逆を負としている。また、図２（ｇ）の「順序１」等は図２（ａ）〜図２（ｆ）に対応している。図２（ａ）〜図２（ｆ）には電流共振コンバータ１００の要部のみ図示する。

・順序１（図２（ａ）に示す状態）
ＦＥＴ１０６がオン状態（ＯＮと図示）であり、ＦＥＴ１０７がオフ状態（ＯＦＦと図示）であるときは、次の経路で電流が流れる。すなわち、１次平滑コンデンサ１０５→ＦＥＴ１０６→トランス１０８の１次巻線１０９→電流共振コンデンサ１１１→１次平滑コンデンサ１０５、の経路で電流が流れる。

・順序２（図２（ｂ）に示す状態）
次に、順序１の状態からＦＥＴ１０６をオフ状態とする（ＦＥＴ１０７はオフ状態を維持）。ＦＥＴ１０６がオフ状態となっても、トランス１０８の１次巻線１０９を流れる電流はその流れを維持しようと働く。このため、トランス１０８の１次巻線１０９→電流共振コンデンサ１１１→ＦＥＴ１０７に内蔵された寄生ダイオード、の経路で電流が流れる。

・順序３（図２（ｃ）に示す状態）
次に、順序２の状態からＦＥＴ１０７をオン状態にする（ＦＥＴ１０６はオフ状態を維持）。ＦＥＴ１０７をオン状態にした直後は、引き続きトランス１０８の１次巻線１０９→電流共振コンデンサ１１１→ＦＥＴ１０７に内蔵された寄生ダイオード、の経路で電流が流れる。

・順序４（図２（ｄ）に示す状態）
順序３の状態（ＦＥＴ１０６がオフ状態、ＦＥＴ１０７がオン状態）で所定の時間が経過すると、トランス１０８の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１１１との共振作用が働くようになる。このため、次第に電流の流れは、電流共振コンデンサ１１１→トランス１０８の１次巻線１０９→ＦＥＴ１０７、の経路に変化する。

・順序５（図２（ｅ）に示す状態）
次に、順序４の状態からＦＥＴ１０７をオフ状態にする（ＦＥＴ１０６はオフ状態を維持）。ＦＥＴ１０７をオフ状態にしても、トランス１０８の１次巻線１０９を流れる電流はその流れを維持しようと働く。このため、電流共振コンデンサ１１１→トランス１０８の１次巻線１０９→ＦＥＴ１０６に内蔵された寄生ダイオード→１次平滑コンデンサ１０５、の経路で電流が流れる。

・順序６（図２（ｆ）に示す状態）
次に、順序５の状態からＦＥＴ１０６をオン状態にする（ＦＥＴ１０７はオフ状態を維持）。ＦＥＴ１０６をオン状態にしても、引き続き電流共振コンデンサ１１１→トランス１０８の１次巻線１０９→ＦＥＴ１０６に内蔵された寄生ダイオード→１次平滑コンデンサ１０５、の経路で電流が流れる。

・順序７（図２（ａ）に示す状態）
順序６の状態（ＦＥＴ１０６がオン状態、ＦＥＴ１０７がオフ状態）で所定の時間が経過すると、トランス１０８の漏洩インダクタンスと電流共振コンデンサ１１１との共振作用が働くようになる。このため、次第に電流の流れは、１次平滑コンデンサ１０５→ＦＥＴ１０６→トランス１０８の１次巻線１０９→電流共振コンデンサ１１１→１次平滑コンデンサ１０５、の経路に変化する。

このようにして、トランス１０８の１次巻線１０９には、正方向、逆方向（負方向）といったように、交流の電流が流れることになる。これにより、トランス１０８の２次巻線２０１、２０２に交流電圧が誘起され、誘起された電圧は整流平滑回路２０３により整流平滑されて直流電圧Ｖｏとなる。同様にトランス１０８の補助巻線３０１、３０２にも交流電圧が誘起され、整流ダイオード３０３、３０４、平滑コンデンサ３０７により整流平滑される。整流平滑された電圧は、レギュレーション回路３０８を介し平滑コンデンサ３０９によって平滑され、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に入力される。

［補助巻線電源回路の説明］
続いて、補助巻線電源回路について説明する。補助巻線電源回路は、補助巻線３０１、３０２、整流ダイオード３０３、３０４、平滑コンデンサ３０７、３０９、レギュレーション回路３０８から構成されている。図１に電流の向きを破線矢印と点線矢印で示す。ここで、トランス１０８の１次巻線１０９の巻き始めから巻き終わりを所定の方向である正方向とした場合に、正方向を破線矢印で示す。図２では、順序１（順序７）（図２（ａ））、順序２（図２（ｂ））、順序３（図２（ｃ））の電流の流れが正方向である。また、正方向とは逆の方向（負方向）を点線矢印で示す。図２では、順序４（図２（ｄ））、順序５（図２（ｅ））、順序６（図２（ｆ））の電流の流れが逆方向である。

上述したように、電源制御ＩＣ１１０によってＦＥＴ１０６、１０７をスイッチングすることで、トランス１０８の１次巻線１０９には、交流の電流が流れ、トランス１０８の補助巻線３０１、３０２に交流電圧が誘起される。補助巻線電源回路では、補助巻線３０１、３０２に誘起された電圧を、整流ダイオード３０３、３０４、平滑コンデンサ３０７により整流平滑し、レギュレーション回路３０８を介して平滑コンデンサ３０９によって平滑する。補助巻線電源回路によって生成された電圧は、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に入力される。補助巻線電源回路は、補助巻線３０１、３０２、整流ダイオード３０３、３０４、平滑コンデンサ３０７、レギュレーション回路３０８を含む。

ここで、２次側の出力が供給される負荷２０４が大きくなると、補助巻線３０１、３０２に誘起される電圧は上昇する。このため、電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に入力される電圧がＶｃｃ端子の定格を超えないようにするため、すなわち、Ｖｃｃ端子に入力される電圧が所定の電圧以上にならないようにするためにレギュレーション回路３０８が設けられている。レギュレーション回路３０８は、図３（ｃ）で後述するように、平滑コンデンサ３０７によって平滑された電圧が所定の電圧以上になると所定の電圧をＶｃｃ端子に出力する。一方、平滑コンデンサ３０７によって平滑された電圧が所定の電圧未満では、補助巻線３０１、３０２に誘起され平滑コンデンサ３０７によって平滑された電圧をＶｃｃ端子に出力する。所定の電圧は、レギュレーション回路３０８が有するツェナーダイオードのツェナー電圧によって決定される。このように、レギュレーション回路３０８は軽負荷時には平滑コンデンサ３０７によって平滑された電圧をＶｃｃ端子に供給し、重負荷時には所定の電圧をＶｃｃ端子に供給する。以降、負荷２０４が大きくなってレギュレーション回路３０８が所定の電圧をＶｃｃ端子に供給している状態を、レギュレーション回路３０８が動作している、と表現する。また、レギュレーション回路３０８が動作を開始する電圧（所定の電圧）をレギュレーション回路３０８の動作電圧という。

補助巻線３０１は、破線矢印（トランス１０８の１次巻線１０９に正方向）の電流が流れた際に電圧が誘起され、Ｖｃｃ端子に電圧を供給する。補助巻線３０２は点線矢印（トランス１０８の１次巻線１０９に逆方向）の電流が流れた際に電圧が誘起され、Ｖｃｃ端子に電圧を供給する。このように、補助巻線電源回路は、トランス１０８の１次巻線１０９に流れる双方向の電流に対して、交互に誘起された電圧を電源制御ＩＣ１１０に供給する構成となっている。

（従来の課題について）
前述したように、実施例１で使用する電源制御ＩＣ１１０は間欠モードで動作することができるため、スイッチング休止期間には補助巻線３０１、３０２に電圧は誘起されず、電源制御ＩＣ１１０の消費電力によってＶｃｃ端子電圧は低下する。そのため、スイッチング休止期間にＶｃｃ端子電圧が動作可能電圧を下回らないように補助巻線３０１、３０２のターン数を決定する必要がある。従来の補助巻線電源回路（補助巻線３０２がない回路）では、破線矢印の向きに電流が流れているときにだけ補助巻線３０１からＶｃｃ端子電圧が供給される構成となっている。このため、従来の構成ではＶｃｃ端子への電力供給量が小さいので、補助巻線３０１のターン数を多くして動作可能電圧を下回らないようにする必要がある。しかし、従来の構成のように補助巻線３０１のターン数が多くなると、負荷２０４の変動による補助巻線３０１の出力電圧の変動が大きくなる。

ここで、図３（ｃ）は、横軸に負荷２０４の大きさを示し、縦軸に平滑コンデンサ３０７の電圧等を示す。横軸には、負荷２０４の範囲（負荷範囲）を両矢印で示す。また、縦軸には、平滑コンデンサ３０７として選択する耐圧を２つ（耐圧Ａ、耐圧Ｂ、Ｂ＞Ａ）示し、レギュレーション回路３０８が動作する動作電圧、電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧（Ｖｃｃ動作可能電圧と図示）も示す。また、実線Ａが実施例１を示し、点線Ｂ、Ｃが従来例を示す。従来例の点線Ｂは、軽負荷時に平滑コンデンサ３０７の電圧が電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧を下回らないように補助巻線３０１のターン数を設定した場合のグラフである。図３（ｃ）の斜線部Ｙに示すように、従来例の点線Ｂでは、重負荷時に周辺部品（平滑コンデンサ３０７）の耐圧Ａをオーバーする。このため、点線Ｂの場合には、重負荷時でも耐圧を超えないように、耐圧Ａよりも高い耐圧特性を持つ耐圧Ｂの平滑コンデンサ３０７を使用する必要がある。一方、耐圧Ａの平滑コンデンサ３０７を使用するためには、重負荷時でも耐圧Ａを超えないように点線Ｃのようにする必要があり、そのために補助巻線３０１のターン数を削減する。補助巻線３０１のターン数を削減すると、今度は図３（ｃ）の斜線部Ｘに示すように、軽負荷時に平滑コンデンサ３０７の電圧が電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧を下回ってしまう。

このように、従来例では、軽負荷時に平滑コンデンサ３０７の電圧が動作可能電圧以上となる条件を満足させるために補助巻線３０１のターン数を決定すると、重負荷時に平滑コンデンサ３０７の耐圧をオーバーするため、コストや基板のサイズに影響を及ぼす。また、重負荷時に平滑コンデンサ３０７の耐圧Ａをオーバーしないように補助巻線３０１のターン数を決定すると、軽負荷時に平滑コンデンサ３０７の電圧が動作可能電圧を下回る。

実施例１における、負荷２０４に流れる電流が最も小さいときのＶｃｃ端子電圧のグラフを図３（ａ）、（ｂ）に示す。図３（ａ）、（ｂ）はいずれも、以下の波形を示す。（ｉ）がＶｃｃ端子電圧（実施例１、従来例）の波形、（ｉｉ）がＦＥＴ１０６を駆動するＶＧＨ端子から出力される信号の波形、（ｉｉｉ）がＦＥＴ１０７を駆動するＶＧＬ端子から出力される信号の波形、をそれぞれ示す。（ｉｖ）はスイッチング動作の状態（スイッチング期間、スイッチング休止期間）を示す。（ｉ）には、電源制御ＩＣ１１０の動作可能電圧（Ｖｃｃ動作可能電圧と図示）を一点鎖線で示す。ＶＧＨ端子、ＶＧＬ端子は、ＦＥＴ１０６、１０７をオンするときにはハイレベルの信号を出力し、オフするときにはローレベルの信号を出力する。

図３（ａ）は、補助巻線３０１のターン数を従来から変更することなく実施例１の補助巻線電源回路を搭載した場合のＶｃｃ端子電圧を示すグラフである。なお、従来例の電源回路の構成は、図１１に示した通りであり、図１の構成と同じ構成には同じ符号を付している。図１１に示すように、従来例の破線矢印の向きに電流が流れているときに、補助巻線３０１からＶｃｃ端子電圧が供給される。実施例１の構成では、この構成に追加して、点線矢印の向きに電流が流れているときにも補助巻線３０２からＶｃｃ端子電圧が供給される構成となっている。そのため、補助巻線３０１のターン数が同じであっても、従来よりも補助巻線３０１、３０２によるＶｃｃ端子電圧への電力供給量が増大し、Ｖｃｃ端子電圧が高くなる。

図３（ｂ）は、従来例の補助巻線３０１のターン数に対して、Ｖｃｃ端子電圧が同等の電圧になるように実施例１における補助巻線３０１のターン数を削減した場合のＶｃｃ端子電圧のグラフである。補助巻線３０１のターン数を削減することで、１回のＦＥＴ１０６、１０７のスイッチング動作による補助巻線３０１、３０２からの供給量は減る。しかし、従来例に対してＦＥＴ１０７がオン（ＶＧＬ信号がハイレベル）して点線矢印の向きに電流が流れているときにも補助巻線３０２からＶｃｃ端子電圧が供給される構成となっているので、従来例と同等のＶｃｃ端子電圧を確保することができる。

ここで、補助巻線３０１と補助巻線３０２のターン数は同数であることが望ましい。補助巻線３０１と補助巻線３０２のターン数に差があると、ターン数が少ない方から十分な電力供給ができないおそれがある。また、更に供給量を増やすために、補助巻線３０１及び補助巻線３０２と並列に複数の巻線を備えてもよい。補助巻線３０１、３０２をそれぞれ複数備える場合も、補助巻線３０１と補助巻線３０２とで並列に備える巻線の個数を同数にすることで、両補助巻線からの供給を可能にし、供給量を増やすことができる。

以上のように、補助巻線３０１、３０２のターン数を削減したことで、図３（ｃ）の実線Ａに示す、負荷２０４の変動に対する補助巻線３０１、３０２の電圧変動が小さくなり、平滑コンデンサ３０７は耐圧の低いもの（例えば耐圧Ａ）を使用することができる。すなわち、負荷２０４に対する平滑コンデンサ３０７の電圧の上昇率が従来に比べて低減する、言い換えれば実線Ａの傾きが点線Ｂ、Ｃの傾きよりも小さくなる。また、軽負荷時に電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子電圧が動作可能電圧を下回ることもない。すなわち、実施例１の回路では、実線Ａに示される平滑コンデンサ３０７の電圧（Ｖｃｃ端子電圧に対応）が図３（ｃ）の斜線部Ｘ及び斜線部Ｙの領域の値となることがない。

更に、Ｖｃｃ端子の耐圧を考慮して構成されたレギュレーション回路３０８についても、負荷変動に対する補助巻線３０１、３０２の電圧変動が小さくなったことで、レギュレーション回路３０８が動作する負荷が上がる。すなわち、図３（ｃ）において、従来の点線Ｂの場合には、平滑コンデンサ３０７の電圧が負荷Ｌｄ１でレギュレーション回路３０８の動作電圧以上となる。また、従来の点線Ｃの場合には平滑コンデンサ３０７の電圧が負荷Ｌｄ２でレギュレーション回路３０８の動作電圧以上となる。一方、実施例１の実線Ａの場合には、平滑コンデンサ３０７の電圧は、負荷Ｌｄ１、Ｌｄ２よりも大きい負荷Ｌｄ３（Ｌｄ３＞Ｌｄ１、Ｌｄ３＞Ｌｄ２）でレギュレーション回路３０８の動作電圧以上となる。すなわち、実施例１では、従来例に比較して、レギュレーション回路３０８の動作開始のタイミング（以下、レギュレーション開始タイミングともいう）を遅らせることができる。そのため従来例でレギュレーション回路３０８が動作していても実施例１においてレギュレーション回路３０８が動作していない領域については、レギュレーション回路３０８における消費電力を削減することができる。すなわち、図３（ｃ）に示す負荷２０４の領域αや領域βにおいて、実施例１の回路では、従来例に比較して、レギュレーション回路３０８の動作開始を遅らせることができ、レギュレーション回路３０８において消費される電力を低減することができる。

このように、実施例１の補助巻線電源回路を搭載することにより、ターン数を減らして従来例と同等の補助巻線３０１、３０２の出力電圧を電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子電圧として供給することができる。補助巻線３０１、３０２のターン数を削減することで、負荷２０４が変動した際の補助巻線３０１、３０２の出力電圧の変動を抑えることができる。そのため、重負荷時においては補助巻線３０１、３０２の出力電圧が増加した際の周辺部品（例えば平滑コンデンサ３０７）の耐圧を下げることが可能となり、コストダウンや基板面積の削減につながる。更に、レギュレーション回路３０８のレギュレーション開始タイミングを遅らせることができるため、レギュレーション回路３０８による消費電力を低減することができる。

以上、実施例１によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

［補助巻線電源回路の説明］
実施例２の電源装置である電流共振コンバータ２００について図４を用いて説明する。なお、図１と同じ構成には同じ符号を付し、説明を省略する。実施例１では、補助巻線３０２及び整流ダイオード３０４を追加することで、トランス１０８の１次巻線１０９に流れる双方向の電流に対して、それぞれ補助巻線３０１、３０２に誘起された電圧を電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に供給する構成となっていた。実施例２は、補助巻線３０１の出力に全波整流回路であるブリッジダイオード３０５を設ける構成としている。これにより、トランス１０８の１次巻線１０９に流れる双方向の電流に対して、それぞれ補助巻線３０１に誘起された電圧を電源制御ＩＣ１１０に供給することができる。なお、１次巻線１０９に正方向の電流（破線）及び逆方向の電流（点線）が流れた場合に、補助巻線３０１及びブリッジダイオード３０５に流れる電流を、それぞれ破線及び点線で示す。

［補助巻線電源回路の説明］
そのため、図３で説明したように、従来よりも補助巻線３０１によるＶｃｃ端子電圧の供給量が増大し、補助巻線３０１のターン数の削減が可能となる。よって、負荷２０４が変動した際の補助巻線３０１の電圧変動を抑えることができる。このため、重負荷時に補助巻線３０１の出力電圧が増加した際の周辺部品（例えば平滑コンデンサ３０７）の耐圧を下げることが可能となり、コストダウンや基板面積の削減につながる。更に、レギュレーション回路３０８のレギュレーション開始タイミングを遅らせることができるため、レギュレーション回路３０８での消費電力を低減することができる。

以上、実施例２によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

［電源装置及び補助巻線電源回路の説明］
実施例３の電源装置である電流共振コンバータ３００について図５を用いて説明する。実施例１では、常に補助巻線３０１、３０２からＶｃｃ端子電圧を供給する構成となっている。実施例３は、補助巻線３０１、３０２のどちらか一方で十分なＶｃｃ端子電圧が供給できる状態においては、補助巻線３０１、３０２の一方からの供給を遮断する回路を設けている。図５に、直流電圧Ｖｏの電圧値を切り替えるＦＥＴ６０４と、ＦＥＴ６０４の導通状態によって補助巻線３０２からの供給を遮断する回路構成を示す。ＦＥＴ６０４は、ドレイン端子が抵抗４０２と抵抗４０３の接続点に接続されている。ＦＥＴ６０４のソース端子は抵抗６０５の一端に接続されている。抵抗６０５の他端は接地されている。ＦＥＴ６０４のゲート端子にはＣＰＵ５０２からの信号が入力される。ＦＥＴ６０４は、直流電圧Ｖｏの電圧値を切り替える第２の切替手段として機能する。ＦＥＴ６０３は、直流電圧Ｖｏに応じて補助巻線３０２に誘起される電圧の電源制御ＩＣ１１０への供給を遮断する遮断手段として機能する。

補助巻線３０２の一端（巻き始め）は電源制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子に接続されている。補助巻線３０２の他端（巻き終わり）は整流ダイオード３０４のアノード端子に接続されている。整流ダイオード３０４のカソード端子はＦＥＴ６０３のドレイン端子に接続されている。ＦＥＴ６０３のソース端子は、補助巻線３０１の一端（巻き始め）にアノード端子が接続された整流ダイオード３０３のカソード端子に接続されている。抵抗６０１は、一端が電圧ＶＤＣＨに接続され、他端が抵抗６０２の一端に接続されている。抵抗６０２の他端は電源制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子に接続されている。抵抗６０１と抵抗６０２の接続点は、ＦＥＴ６０３のゲート端子に接続されている。

フォトカプラ６０７のフォトダイオードはアノード端子が直流電圧Ｖｏに接続され、カソード端子がトランジスタ６０８のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ６０８のエミッタ端子は接地されている。トランジスタ６０８のベース端子には、ツェナーダイオード６０６のアノード端子が接続されている。ツェナーダイオード６０６のカソード端子はフォトカプラ６０７のフォトダイオードのアノード端子に接続されている。フォトカプラ６０７のフォトトランジスタはコレクタ端子がＦＥＴ６０３のゲート端子に接続されている。フォトカプラ６０７のフォトトランジスタはエミッタ端子が電源制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子に接続されている。

ＣＰＵ５０２がＦＥＴ６０４に出力する信号がローレベルの場合、ＦＥＴ６０４はオフのため、直流電圧Ｖｏは抵抗４０２、４０３の合成抵抗値によって決定される。ＦＥＴ６０４がオフのときの直流電圧Ｖｏを第２の電圧（例えば、５Ｖ等）とする。ツェナーダイオード６０６の動作電圧は、ＦＥＴ６０４がオフ状態のときの直流電圧Ｖｏより高くなるように設計している。したがって、ＦＥＴ６０４がオフのときは、ツェナーダイオード６０６が動作しないため、トランジスタ６０８及びフォトカプラ６０７がオフ状態である。そのため、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧ＶＤＣＨを抵抗６０１、６０２で分圧した電圧がＦＥＴ６０３のゲート端子に入力され、ＦＥＴ６０３がオン状態となり、補助巻線３０２からＶｃｃ端子電圧が供給される。

ここで、ＣＰＵ５０２からＦＥＴ６０４のゲート端子にハイレベル信号が出力される。これによりＦＥＴ６０４がオンする。ＦＥＴ６０４がオン状態になると、抵抗４０３に抵抗６０５が並列に接続され、直流電圧Ｖｏが第２の電圧より高い第１の電圧になる（例えば、２４Ｖ等）ように制御される。直流電圧Ｖｏが高くなるように制御されることにより、ツェナーダイオード６０６が動作し、トランジスタ６０８及びフォトカプラ６０７がオン状態となって、ＦＥＴ６０３がオフする。これにより、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給が遮断される。この場合、直流電圧Ｖｏが高くなることで、補助巻線３０１、３０２から供給される電圧も上がるため、補助巻線３０１から供給される電圧でＶｃｃ端子に十分な電圧を供給することが可能となる。図５の構成を適用する場合、直流電圧Ｖｏが高くなった際に補助巻線３０１からの供給だけでＶｃｃ端子電圧を確保するために、ＦＥＴ６０４のオン／オフによる直流電圧Ｖｏの変化量及び補助巻線３０１、３０２のターン数を考慮する必要がある。

図５では、ＦＥＴ６０３をオンする電圧を、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧ＶＤＣＨによって構成した。しかし、ＦＥＴ１０６、１０７の中点の電圧を平滑した電圧や、電源制御ＩＣ１１０のＲＥＧ端子から出力される電圧を使用する等してもよい。

このように、実施例３では、ＣＰＵ５０２がＦＥＴ６０４をオンすることによって直流電圧Ｖｏが高くなった際に、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断する回路構成となっている。また、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断することによって、負荷２０４に対する平滑コンデンサ３０７の電圧の上昇率が更に低減される（図３（ｃ）の実線Ａに対応するグラフの傾きが更に小さくなる）。このため、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断しない場合に比較して、更にレギュレーション回路３０８の動作開始を遅らせることができる。

以上のような構成により、重負荷時の補助巻線電源回路の部品（例えば平滑コンデンサ３０７）の耐圧を下げることが可能となり、コストダウンや基板面積の削減につながる。更に、レギュレーション回路３０８のレギュレーション開始タイミングについても、更に遅らせることができるため、レギュレーション回路３０８による消費電力を低減することができる。

以上、実施例３によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

［電源装置及び補助巻線電源回路の説明］
実施例４の電源装置である電流共振コンバータ４００について図６を用いて説明する。実施例３では、ＣＰＵ５０２がＦＥＴ６０４をオンすることによって直流電圧Ｖｏが高くなった際に、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断する回路構成となっていた。実施例４は、負荷２０４に流れる電流の上昇（負荷２０４によって消費される電力の上昇）によって補助巻線３０１、３０２のどちらか一方で十分なＶｃｃ端子電圧が供給できる状態においては、補助巻線３０２からの供給を遮断する構成である。図６に、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流を分流するコンデンサ７０１と、コンデンサ７０１によって分流された電流によって補助巻線３０２からの供給を遮断する回路構成を示す。

トランス１０８の１次巻線１０９の一端（巻き終わり）はコンデンサ７０１の一端に接続されている。コンデンサ７０１の他端はツェナーダイオード７０２のカソード端子に接続されている。ツェナーダイオード７０２のアノード端子はトランジスタ７０３のベース端子に接続されている。トランジスタ７０３のコレクタ端子はＦＥＴ６０３のゲート端子に接続され、エミッタ端子は電源制御ＩＣ１１０のＧＮＤ端子に接続されている。その他の構成は図５と同様であり、説明を省略する。なお、ツェナーダイオード７０２の動作電圧は、電圧Ｖｉ１が所定の電圧以上となったときにツェナーダイオード７０２が動作するように設定されている。

電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が小さいときは、コンデンサ７０１によって分流され平滑された電圧Ｖｉ１が、ツェナーダイオード７０２の動作電圧（ツェナー電圧）よりも低いため、トランジスタ７０３がオフしている。そのため、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧（ＶＤＣＨ）を抵抗６０１、６０２で分圧した電圧がＦＥＴ６０３のゲート電圧に入力され、ＦＥＴ６０３がオン状態となり、補助巻線３０２からＶｃｃ端子電圧が供給される。

一方、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が大きくなり、コンデンサ７０１によって分流され平滑された電圧Ｖｉ１が、ツェナーダイオード７０２の動作電圧以上となるとツェナーダイオード７０２が動作し、トランジスタ７０３がオンする。トランジスタ７０３がオンすると、ＦＥＴ６０３がオフするため、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給が遮断される。電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が大きくなることで、補助巻線３０１、３０２から供給される電圧も上がるため、補助巻線３０１から供給される電圧で十分なＶｃｃ端子電圧を供給することが可能となる。コンデンサ７０１及びツェナーダイオード７０２は、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流を検知する第１の検知手段として機能する。そして、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が所定の電流値以上となった場合に補助巻線３０２に誘起される電圧の電源制御ＩＣ１１０への供給が遮断される。所定の電流値は、ツェナーダイオード７０２のツェナー電圧によって設定される。図６の構成を適用する場合、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が大きくなった際に補助巻線３０１からの供給だけでＶｃｃ端子電圧を確保することになる。このため、コンデンサ７０１の容量、ツェナーダイオード７０２のクランプ電圧及び補助巻線３０１、３０２のターン数を考慮する必要がある。

このように、実施例４では、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流が大きくなった際に、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断する回路構成となっている。実施例３と同様に、図６では、ＦＥＴ６０３をオンする電圧を、１次平滑コンデンサ１０５によって平滑された電圧ＶＤＣＨで構成した。しかし、ＦＥＴ１０６、１０７の中点の電圧を平滑した電圧や、電源制御ＩＣ１１０のＲＥＧ端子から出力される電圧を使用する等してもよい。

以上の構成によって、重負荷時の補助巻線電源回路部品（例えば平滑コンデンサ３０７）の耐圧を下げることが可能となり、コストダウンや基板面積の削減につながる。また、図６の回路では、実施例３と同様に、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断することによって、負荷２０４に対する平滑コンデンサ３０７の電圧の上昇率が更に低減される。すなわち、図３（ｃ）の実線Ａに対応するグラフの傾きが更に小さくなる。このため、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断しない場合に比較して、レギュレーション回路３０８のレギュレーション開始タイミングについても、更に遅らせることができる。これにより、レギュレーション回路３０８での消費電力を低減することができる。

以上、実施例４によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

［電源装置及び補助巻線電源回路の説明］
実施例４では、電流共振コンデンサ１１１に流れる電流に応じて補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断する構成について記載した。しかし、図７のように、負荷２０４に流れる電流に応じて補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給が遮断される構成でもよい。

図７に示す電流共振コンバータ５００では、抵抗７１０によって、負荷２０４に流れる電流を検知し、抵抗７１０によって検知した電圧Ｖｉ２をコンパレータ７１１の非反転入力端子（＋端子）に入力する。抵抗７１０は、負荷２０４に流れる電流を検知する第２の検知手段として機能する。そして、抵抗７１０に流れる電流が所定の電流値以上となった場合に補助巻線３０２に誘起される電圧の電源制御ＩＣ１１０への供給が遮断される。コンパレータ７１１の反転入力端子（−端子）には所定の電圧（以下、基準電圧）が入力されている。所定の電流値は、基準電圧によって設定される。コンパレータ７１１は、電圧Ｖｉ２と基準電圧とを比較し、比較した結果に相当する電圧を出力端子から出力する。コンパレータ７１１の出力端子はトランジスタ６０８のベース端子に入力されている。コンパレータ７１１は、電圧Ｖｉ２が基準電圧よりも高い場合にはハイレベルの信号を出力し、これによりトランジスタ６０８及びフォトカプラ６０７がオンする。トランジスタ６０８及びフォトカプラ６０７がオンすることで、ＦＥＴ６０３がオフし、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給が遮断される。

抵抗７１０によって検知された負荷２０４に流れる電流に相当する電圧Ｖｉ２が基準電圧以下の場合、コンパレータ７１１はローレベルの信号を出力し、トランジスタ６０８がオフする。これにより、ＦＥＴ６０３のゲート端子には電圧ＶＤＣＨを抵抗６０１、６０２により分圧した電圧が入力され、ＦＥＴ６０３はオンする。ＦＥＴ６０３がオンすることで、補助巻線３０２の電圧が電源制御ＩＣ１１０のＶｃｃ端子に供給される。このように、図７の電流共振コンバータ５００では、負荷２０４に流れる電流が所定の電流よりも大きい場合には、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断する回路構成となっている。

以上の構成によって、重負荷時の補助巻線電源回路部品（例えば平滑コンデンサ３０７）の耐圧を下げることが可能となり、コストダウンや基板面積の削減につながる。また、図７の回路では、実施例３と同様に、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断することによって、負荷２０４に対する平滑コンデンサ３０７の電圧の上昇率が更に低減される。すなわち、図３（ｃ）の実線Ａに対応するグラフの傾きが更に小さくなる。このため、補助巻線３０２からＶｃｃ端子への電圧の供給を遮断しない場合に比較して、レギュレーション回路３０８のレギュレーション開始タイミングについても、更に遅らせることができる。これにより、レギュレーション回路３０８での消費電力を低減することができる。

以上、実施例５によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

［電源装置及び補助巻線電源回路の説明］
電源装置を備えた機器、例えば後述する画像形成装置の中には、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力をモータ等の駆動源とし、ＡＣ／ＤＣコンバータの後段にＤＣ／ＤＣコンバータを備えることでＣＰＵ等の電源を生成する場合がある。このような機器では、昨今待機時の消費電力を抑制する省エネルギー化が広く行われている。上述したＤＣ／ＤＣコンバータを備えた構成で、待機時の省エネルギー性を向上させるには、図８に示すように、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を低下させ、機器全体の電源効率の向上を図ることが効果的である。

図８は、ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧、言い換えればＤＣ／ＤＣコンバータの入力電圧と、効率との関係を示すグラフである。図８は、横軸にＡＣ／ＤＣコンバータの出力（ＡＣ／ＤＣ出力と図示）（ＤＣ／ＤＣコンバータの入力（ＤＣ／ＤＣ入力と図示））電圧を示し、縦軸に効率を示している。図８には、ＡＣ／ＤＣコンバータの効率、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率、及び電源装置全体の効率を示す。ＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が低下するとＡＣ／ＤＣコンバータの効率は低下するが、ＤＣ／ＤＣコンバータの効率は上昇し、全体としても効率は上昇する。実施例６の構成は、このような状況を鑑みて、実施例３の構成（直流電圧Ｖｏを切り替える構成）よりも更に直流電圧Ｖｏを低下させた場合に有効な構成である。

以下、実施例６の電源装置である電流共振コンバータ６００について図９を用いて説明する。なお実施例１、３と同じ構成には同じ符号を付し、説明を省略する。補助巻線３０１の一端（巻き始め）には整流ダイオード３０３のアノード端子が接続され、整流ダイオード３０３のカソード端子には平滑コンデンサ３０７の一端が接続されている。平滑コンデンサ３０７の他端と補助巻線３０１の他端（巻き終わり）との間は光ＭＯＳＦＥＴ３１０の接点となるＭＯＳＦＥＴ側に接続されている。平滑コンデンサ３０７の他端には平滑コンデンサ３１５の一端が接続され、平滑コンデンサ３１５の他端は整流ダイオード３１３のアノード端子に接続されている。整流ダイオード３１３のカソード端子は補助巻線３０１の他端に接続されている。光ＭＯＳＦＥＴ３１０の駆動側（発光ダイオード側）はトランジスタ３１６のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ３１６は、エミッタ端子が接地され、ベース端子にツェナーダイオード３１１のアノード端子が接続されている。ツェナーダイオード３１１のカソード端子は補助巻線３０１の一端に接続されている。トランジスタ３１６はベース端子とエミッタ端子との間にコンデンサ３１２が接続されている。

実施例３では、ＦＥＴ６０４のオンによって直流電圧Ｖｏが高くなった際に、補助巻線３０２からの供給を遮断する回路構成となっていた。待機時の省エネルギー性を向上させるために、直流電圧Ｖｏを実施例３で想定した場合よりも更に低くすると、それとともに補助巻線３０１に誘起される電圧も低下し、Ｖｃｃ端子の動作可能電圧を維持することができない。

そこで実施例６では、電流共振コンバータ６００の補助巻線電源回路が半波整流回路と倍電圧整流回路とを有する構成とする。半波整流回路は、トランス１０８の１次巻線１０９に流れる電流に対し誘起される電圧の片方向のみを入力とする、整流ダイオード３０３、３１３、平滑コンデンサ３０７、３１５で構成される。倍電圧整流回路は、トランス１０８の１次巻線１０９に流れる電流に対し双方向を入力とする、整流ダイオード３０３、３１４、平滑コンデンサ３０７、３１５、光ＭＯＳＦＥＴ３１０で構成される。そして、半波整流回路と倍電圧整流回路とを切り替え可能な構成としている。ＦＥＴ６０４は、直流電圧Ｖｏを、定められた第１の電圧と、第１の電圧よりも低い第２の電圧とに切り替える。光ＭＯＳＦＥＴ３１０は、補助巻線３０１に誘起された電圧が第１の電圧に応じた電圧である場合には第１の状態に切り替える。ここで、第１の状態とは、補助巻線３０１に誘起された電圧（第１の電圧に応じた電圧）を半波整流回路によって整流平滑した電圧（第３の電圧）をＶｃｃ端子に供給している状態である。光ＭＯＳＦＥＴ３１０は、補助巻線３０１に誘起された電圧が第２の電圧に応じた電圧である場合には第２の状態に切り替える。ここで、第２の状態とは、補助巻線３０１に誘起された電圧（第２の電圧に応じた電圧）を倍電圧整流回路によって整流平滑した電圧（第４の電圧）をＶｃｃ端子に供給している状態である。

図９に、半波整流回路と倍電圧整流回路を、光ＭＯＳＦＥＴ３１０の導通状態によって切り替える回路構成を示す。半波整流回路は、補助巻線３０１に対して所定の方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧及び補助巻線３０１に対して所定の方向とは逆の方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧のいずれか一方の電圧が入力される。倍電圧整流回路は、所定の方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧及び逆の方向に電流が流れているときに補助巻線３０１に誘起される電圧の両方が入力される。光ＭＯＳＦＥＴ３１０は、Ｖｃｃ端子に供給する電圧の出力経路の導通状態を切り替えることで、第１の状態と第２の状態とを切り替えている。なお、ツェナーダイオード３１１のツェナー電圧Ｖｚは、ＦＥＴ６０４がオンし直流電圧Ｖｏが高い状態で動作するように設定されている。

まず、ＦＥＴ６０４のオンによって直流電圧Ｖｏが高いとき、例えば直流電圧Ｖｏが所定の電圧よりも高い（例えば、第１の電圧である）ときには、補助巻線３０１に誘起される電圧がツェナーダイオード３１１のツェナー電圧Ｖｚより高くなる。このとき、ツェナーダイオード３１１が動作し、コンデンサ３１２に電位が生じるため、トランジスタ３１６はオンとなる。実施例６の構成では、光ＭＯＳＦＥＴ３１０にはノーマリーオンとなる部品を使用している。このため、トランジスタ３１６がオンとなった状態では光ＭＯＳＦＥＴ３１０はオフ状態となる。したがって、１次巻線１０９の破線矢印方向の電流に対して、補助巻線電源回路の電流は整流ダイオード３０３、平滑コンデンサ３０７、３１５、整流ダイオード３１３の経路を流れ、直列の平滑コンデンサ３０７、３１５に電流を供給する。一方で、１次巻線１０９の点線矢印方向の電流が流れている期間は、光ＭＯＳＦＥＴ３１０がオフであるため、補助巻線３０１は解放状態である。したがって、補助巻線電源回路に電流は流れない。このように、ＦＥＴ６０４がオンして直流電圧Ｖｏが高いとき、Ｖｃｃ端子への出力は半波整流の電圧となる。すなわち、補助巻線電源回路では、半波整流回路に切り替えられている（第１の状態）といえる。

一方、ＦＥＴ６０４のオフによって直流電圧Ｖｏが低いとき、例えば直流電圧Ｖｏが所定の電圧以下の（例えば、第２の電圧である）ときには、補助巻線３０１に誘起される電圧がツェナーダイオード３１１のツェナー電圧Ｖｚより低くなる。このとき、ツェナーダイオード３１１が動作せず、トランジスタ３１６はオフしている。光ＭＯＳＦＥＴ３１０はノーマリーオンとなる部品を使用しているため、この状態では光ＭＯＳＦＥＴ３１０がオン状態となる。したがって、１次巻線１０９の破線矢印方向の電流に対して、補助巻線電源回路の電流は整流ダイオード３０３、平滑コンデンサ３０７、光ＭＯＳＦＥＴ３１０の経路を流れ、平滑コンデンサ３０７に電流を供給する。一方、点線矢印方向の電流に対しては、補助巻線電源回路の電流は光ＭＯＳＦＥＴ３１０、平滑コンデンサ３１５、整流ダイオード３１４の経路を流れ、平滑コンデンサ３１５に電流を供給する。そのため、Ｖｃｃ端子への出力は倍電圧整流の電圧となる。すなわち、補助巻線電源回路では、倍電圧整流回路に切り替えられている（第２の状態）といえる。また、このときトランジスタ３１６はオフであるため、トランジスタ３１６においては、直流電圧Ｖｏが高いときよりも低いときの方が電力の消費を低減している。

ツェナーダイオード３１１は、上述の動作を実現するため、直流電圧Ｖｏを高い状態に切り替えたときには動作し、直流電圧Ｖｏを低い状態に切り替えたときには動作しないように、ツェナー電圧Ｖｚが設定されている。以上のように、光ＭＯＳＦＥＴ３１０、トランジスタ３１６、コンデンサ３１２、ツェナーダイオード３１１は、半波整流回路と倍電圧整流回路を切り替える第１の切替手段として機能する。また、以上の動作により、直流電圧Ｖｏを低く切り替えた場合であっても、Ｖｃｃ電圧を十分に確保することができる。したがって、待機時の省エネルギー性を従来よりも向上することができる。なお、実施例６では、光ＭＯＳＦＥＴ３１０のオン、オフを切り替える電圧を、補助巻線３０１に誘起される電圧で構成したが、これに限定されない。例えば、補助巻線の電位レベルに応じて光ＭＯＳＦＥＴ３１０のオン、オフを切り替えられる構成であれば良い。例えば、ＣＰＵ５０２から出力される直流電圧Ｖｏの切り替え信号でも良く、トランジスタ５０３のベース電圧や、ＦＥＴ６０４のゲート電圧を使って切り替えを構成してもよい。

また、図７のように１次巻線１０９に流れる電流を検知する第１の検知手段を有し、第１の検知手段の検知結果に基づいて、光ＭＯＳＦＥＴ３１０の導通状態を切り替えてもよい。また、図８のように負荷２０４に流れる電流を検知する第２の検知手段を有し、第２の検知手段の検知結果に基づいて、光ＭＯＳＦＥＴ３１０の導通状態を切り替えてもよい。

また、直流電圧Ｖｏを切り替えるＦＥＴ６０４の導通状態を光ＭＯＳＦＥＴ３１０に伝達する伝達回路を有し、ＦＥＴ６０４の導通状態に応じて光ＭＯＳＦＥＴ３１０の導通状態を切り替えてもよい。また、補助巻線３０１に誘起される電圧を検知する電圧検知手段を有し、電圧検知手段の検知結果に基づいて、光ＭＯＳＦＥＴ３１０の導通状態を切り替えてもよい。

以上、実施例６によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

実施例１〜６で説明した電源装置は、例えば画像形成装置の低圧電源、即ちコントローラ（制御部）やモータ等の駆動部へ電力を供給する電源として適用可能である。以下に、実施例１〜６の電流共振コンバータが適用される画像形成装置の構成を説明する。

［画像形成装置の構成］
画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタを例にあげて説明する。図１０に電子写真方式のプリンタの一例であるレーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１３００は、露光装置１３１３（露光手段）、静電潜像が形成される感光体としての感光ドラム１３１１、感光ドラム１３１１を一様に帯電する帯電部１３１７（帯電手段）を備えている。レーザビームプリンタ１３００は、感光ドラム１３１１に形成された静電潜像をトナーで現像する現像部１３１２（現像手段）を備えている。そして、感光ドラム１３１１に現像されたトナー像をカセット１３１６から供給された記録媒体としてのシート（不図示）に転写部１３１８（転写手段）によって転写して、シートに転写したトナー像を定着器１３１４で定着してトレイ１３１５に排出する。この感光ドラム１３１１、帯電部１３１７、現像部１３１２、転写部１３１８が画像形成部である。また、レーザビームプリンタ１３００は、電源装置１４００を備えている。電源装置１４００は、実施例１〜６で説明した電流共振コンバータ１００〜６００のいずれかである。なお、電源装置１４００を適用可能な画像形成装置は、図１０に例示したものに限定されず、例えば複数の画像形成部を備える画像形成装置であってもよい。更に、感光ドラム１３１１上のトナー像を中間転写ベルトに転写する一次転写部と、中間転写ベルト上のトナー像をシートに転写する二次転写部を備える画像形成装置であってもよい。

レーザビームプリンタ１３００は、画像形成部による画像形成動作や、シートの搬送動作を制御するコントローラ１３２０を備えており、電源装置１４００は、例えばコントローラ１３２０に電力を供給する。また、電源装置１４００は、感光ドラム１３１１を回転するため又はシートを搬送する各種ローラ等を駆動するためのモータ等の駆動部に電力を供給する。即ち、実施例１〜６の負荷２０４は、コントローラ１３２０や駆動部に相当する。実施例７のレーザビームプリンタ１３００は、画像形成動作中よりも消費される電力を低減する省電力状態（例えば、省電力モードや待機モード）で稼働することが可能である。レーザビームプリンタ１３００が省電力状態で動作しているとき、電源装置１４００は間欠モードで動作する。一方、レーザビームプリンタ１３００が通常の画像形成動作を行う状態で動作しているとき、電源装置１４００は連続モードで動作する。また、ＣＰＵ５０２は、コントローラ１３２０が有するＣＰＵであってもよい。

以上、実施例７によれば、トランスを有する電源装置において負荷による補助巻線の出力電圧の変化を抑制し、補助巻線に接続された電源回路の部品の耐圧や消費電力を低減することができる。

１０６、１０７ ＦＥＴ
１０８ トランス
１０９ １次巻線
１１０ 電源制御ＩＣ
１１１ 電流共振コンデンサ
２０１、２０２ ２次巻線
３０１ 補助巻線
３１０ 光ＭＯＳＦＥＴ

Claims (12)

1. １次巻線、２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、
   前記１次巻線に直列に接続された第１のスイッチング素子と、
   前記１次巻線に直列に接続されたコンデンサと、
   直列に接続された前記１次巻線及び前記コンデンサに並列に接続された第２のスイッチング素子と、
   前記補助巻線に誘起される電圧が動作可能電圧として供給されることにより動作し、前記第１のスイッチング素子及び前記第２のスイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御手段と、
   を有し、前記２次巻線から出力される出力電圧が所定の電圧となるように前記スイッチング動作を行う電源装置であって、
   前記補助巻線に対して所定の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧及び前記補助巻線に対して前記所定の方向とは逆の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧のいずれか一方の電圧が入力される半波整流回路と、
   前記所定の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧及び前記逆の方向に電流が流れているときに前記補助巻線に誘起される電圧の両方が入力される倍電圧整流回路と、
   前記半波整流回路によって整流された電圧を前記制御手段に出力する第１の状態と、前記倍電圧整流回路によって整流された電圧を前記制御手段に出力する第２の状態とを切り替える第１の切替手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記出力電圧の電圧値を切り替える第２の切替手段を備え、
   前記第１の切替手段は、前記第２の切替手段により前記出力電圧が所定の電圧よりも高い電圧値に切り替えられると前記第１の状態に切り替え、前記第２の切替手段により前記出力電圧が前記所定の電圧以下の電圧値に切り替えられると前記第２の状態に切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記１次巻線に流れる電流を検知する第１の検知手段を有し、
   前記第１の切替手段は、前記第１の検知手段による検知結果に基づいて前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
4. 負荷に流れる電流を検知する第２の検知手段を有し、
   前記第１の切替手段は、前記第２の検知手段による検知結果に基づいて前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
5. 前記第２の切替手段の状態を前記第１の切替手段に伝達する伝達回路を有し、
   前記第１の切替手段は、前記伝達回路から伝達された前記第２の切替手段の状態に応じて前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
6. 前記補助巻線に誘起される電圧を検知する電圧検知手段を有し、
   前記第１の切替手段は、前記電圧検知手段による検知結果に基づいて前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
7. 前記第１の切替手段は、前記制御手段に電圧を供給するための出力経路を切り替えることにより前記第１の状態と前記第２の状態とを切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
8. 前記第１の状態のときに消費される電力よりも前記第２の状態のときに消費される電力の方が少ないことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
9. 前記制御手段は、前記スイッチング動作を連続的に行う第１のモードと、前記スイッチング動作を行う期間と前記スイッチング動作を停止する期間とを交互に繰り返す第２のモードと、で動作することが可能であることを特徴とする請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電源装置。
10. 前記第２の切替手段は、前記出力電圧を、定められた第１の電圧と、前記第１の電圧よりも低い第２の電圧と、に切り替え、
    前記第１の切替手段は、前記第１の電圧の場合には前記第１の状態とし、前記第２の電圧の場合には前記第２の状態とすることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
11. 感光体と、
    前記感光体に潜像を形成する露光手段と、
    前記露光手段により形成された前記潜像を現像しトナー像を形成する現像手段と、
    前記トナー像を記録媒体に転写する転写手段と、
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電源装置と、
    を備えることを特徴とする画像形成装置。
12. 感光体と、
    前記感光体に潜像を形成する露光手段と、
    前記露光手段により形成された前記潜像を現像しトナー像を形成する現像手段と、
    前記トナー像を記録媒体に転写する転写手段と、
    請求項９に記載の電源装置と、
    を備え、
    前記電源装置は、画像形成動作中には前記第１のモードで動作し、前記画像形成動作中よりも消費する電力が低減された省電力状態では前記第２のモードで動作することを特徴とする画像形成装置。

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