JPH07274499A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH07274499A JPH07274499A JP6079620A JP7962094A JPH07274499A JP H07274499 A JPH07274499 A JP H07274499A JP 6079620 A JP6079620 A JP 6079620A JP 7962094 A JP7962094 A JP 7962094A JP H07274499 A JPH07274499 A JP H07274499A
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- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Abstract
(57)【要約】
【目的】 共振型ＤＣ−ＤＣコンバータを過電流検出の
電力損失を低減させる。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2の直列回路を接続する。第２の
スイッチＱ2 に対して並列に共振用コンデンサＣ1 とイ
ンダクタンスを介してトランスＴの１次巻線Ｎ1 を接続
する。共振用コンデンサＣ1 に並列に補助コンデンサＣ
2 を介して電流検出抵抗Ｒ1 を接続する。補助コンデン
サＣ2 には共振電流が分流する。
電力損失を低減させる。 【構成】 直流電源１の一端と他端との間に第１及び第
２のスイッチＱ1 、Ｑ2の直列回路を接続する。第２の
スイッチＱ2 に対して並列に共振用コンデンサＣ1 とイ
ンダクタンスを介してトランスＴの１次巻線Ｎ1 を接続
する。共振用コンデンサＣ1 に並列に補助コンデンサＣ
2 を介して電流検出抵抗Ｒ1 を接続する。補助コンデン
サＣ2 には共振電流が分流する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＬＣ直列共振を使用し
たハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ、変形ハ−フ
ブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ等のスイッチング電源
装置に関する。
たハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータ、変形ハ−フ
ブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバ−タ等のスイッチング電源
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】共振型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に
示すように直流電源１の一端と他端との間に接続された
例えばトランジスタから成る第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の直列回路と、第２のスイッチＱ2 に対して並
列に接続された共振用インダクタンスＬ1 と出力トラン
スＴの１次巻線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ1 と電流検出
抵抗Ｒ1 との直列回路と、トランスＴの２次巻線Ｎ2a、
Ｎ2bに接続されたダイオードＤa 、Ｄb とコンデンサＣ
0 とから成る出力整流平滑回路２とを具備し、負荷３に
定電圧制御された電圧を供給するように構成されてい
る。なお、トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップに
形成され、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介し
て平滑用コンデンサＣ0 の一端に接続され、センタタッ
プはコンデンサＣ0 の他端に接続されている。直流電圧
を負荷３に供給するための出力端子４、５はコンデンサ
Ｃ0 の両端に接続されている。また、第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフするための制御回
路６の出力ライン７、８は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の制御端子（ベース）に接続され、直流出力端
子４に接続された電圧検出ライン９と電流検出抵抗Ｒ1
に接続されたライン１０が制御回路６に接続されてい
る。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 には周知
技術に従ってダイオ−ドが逆並列に接続され且つコンデ
ンサが並列接続されるが、これ等の図示は図面を簡単に
するために省略されている。
示すように直流電源１の一端と他端との間に接続された
例えばトランジスタから成る第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の直列回路と、第２のスイッチＱ2 に対して並
列に接続された共振用インダクタンスＬ1 と出力トラン
スＴの１次巻線Ｎ1 と共振用コンデンサＣ1 と電流検出
抵抗Ｒ1 との直列回路と、トランスＴの２次巻線Ｎ2a、
Ｎ2bに接続されたダイオードＤa 、Ｄb とコンデンサＣ
0 とから成る出力整流平滑回路２とを具備し、負荷３に
定電圧制御された電圧を供給するように構成されてい
る。なお、トランスＴの２次巻線Ｎ2 はセンタタップに
形成され、両端は出力整流ダイオードＤa 、Ｄb を介し
て平滑用コンデンサＣ0 の一端に接続され、センタタッ
プはコンデンサＣ0 の他端に接続されている。直流電圧
を負荷３に供給するための出力端子４、５はコンデンサ
Ｃ0 の両端に接続されている。また、第１及び第２のス
イッチＱ1 、Ｑ2 を交互にオン・オフするための制御回
路６の出力ライン７、８は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の制御端子（ベース）に接続され、直流出力端
子４に接続された電圧検出ライン９と電流検出抵抗Ｒ1
に接続されたライン１０が制御回路６に接続されてい
る。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 には周知
技術に従ってダイオ−ドが逆並列に接続され且つコンデ
ンサが並列接続されるが、これ等の図示は図面を簡単に
するために省略されている。
【０００３】図１の回路で第１のスイッチＱ1 をオンに
するとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共
振回路が形成され、第１の方向に正弦波状の共振電流が
流れ、また、第２のスイッチＱ2 をオンにするとコンデ
ンサＣ1 の放電に依ってＬ1Ｃ1 の共振が生じ、第２の
方向に電流が流れる。負荷３には共振電流に基づくエネ
ルギーが供給される。出力電圧の制御は第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 のオン幅を調整することによって行
われる。また、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び
負荷３の過電流からの保護は電流検出抵抗Ｒ1 の電圧に
基づいて電流を検出し、電流が一定値以上になったら第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をオフ制御することに
よって達成する。
するとインダクタンスＬ1 とコンデンサＣ1 との直列共
振回路が形成され、第１の方向に正弦波状の共振電流が
流れ、また、第２のスイッチＱ2 をオンにするとコンデ
ンサＣ1 の放電に依ってＬ1Ｃ1 の共振が生じ、第２の
方向に電流が流れる。負荷３には共振電流に基づくエネ
ルギーが供給される。出力電圧の制御は第１及び第２の
スイッチＱ1 、Ｑ2 のオン幅を調整することによって行
われる。また、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及び
負荷３の過電流からの保護は電流検出抵抗Ｒ1 の電圧に
基づいて電流を検出し、電流が一定値以上になったら第
１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 をオフ制御することに
よって達成する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、電流検出抵
抗Ｒ1 を共振回路に直列に接続して電流を検出すると、
共振電流の全部が抵抗Ｒ1 に流れるので、電力損失が大
きくなり、効率が低下する。この種の問題は、共振型ハ
−フブリッジＤＣ−ＤＣコンバ−タ、又は図１の回路か
ら共振用のインダクタンスＬ1 を省いた構成の変形ハ−
フブリッジ型又はＳＥＰＰ型と呼ばれているＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ等のスイッチング電源装置においても生じ
る。
抗Ｒ1 を共振回路に直列に接続して電流を検出すると、
共振電流の全部が抵抗Ｒ1 に流れるので、電力損失が大
きくなり、効率が低下する。この種の問題は、共振型ハ
−フブリッジＤＣ−ＤＣコンバ−タ、又は図１の回路か
ら共振用のインダクタンスＬ1 を省いた構成の変形ハ−
フブリッジ型又はＳＥＰＰ型と呼ばれているＤＣ−ＤＣ
コンバ−タ等のスイッチング電源装置においても生じ
る。
【０００５】そこで、本発明の目的は電流検出を低損失
且つ低コストに達成することができるスイッチング電源
装置を提供することにある。
且つ低コストに達成することができるスイッチング電源
装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
の本発明は、スイッチとコンデンサとインダクタンスと
が直列に接続された回路を有する共振型スイッチング電
源装置において、前記コンデンサに並列に補助コンデン
サが接続され、この補助コンデンサを流れる電流を検出
する手段が設けられている共振型スイッチング電源装置
に係わるものである。なお、請求項２に示すように、共
振用コンデンサに並列に補助コンデンサと第１のダイオ
ードとの直列回路を接続し、第１のダイオードと逆向き
の第２のダイオードを第１のダイオードに対して並列に
接続し、一方及び／又は両方向の電流を検出することが
できる。また、請求項３及び４に示すように変形ハ−フ
ブリッジ型のスイッチング電源装置にも請求項１又は２
に従う技術を適用することができる。
の本発明は、スイッチとコンデンサとインダクタンスと
が直列に接続された回路を有する共振型スイッチング電
源装置において、前記コンデンサに並列に補助コンデン
サが接続され、この補助コンデンサを流れる電流を検出
する手段が設けられている共振型スイッチング電源装置
に係わるものである。なお、請求項２に示すように、共
振用コンデンサに並列に補助コンデンサと第１のダイオ
ードとの直列回路を接続し、第１のダイオードと逆向き
の第２のダイオードを第１のダイオードに対して並列に
接続し、一方及び／又は両方向の電流を検出することが
できる。また、請求項３及び４に示すように変形ハ−フ
ブリッジ型のスイッチング電源装置にも請求項１又は２
に従う技術を適用することができる。
【０００７】
【発明の作用及び効果】各請求項の発明において、主回
路の電流が補助コンデンサに分流する。電流検出手段に
は分流した電流を検出するのでここでの電力損失が小さ
くなる。また、電流検出器の電流容量を小さくしてコス
トの低減を図ることができる。請求項２及び４に示すよ
うに互いに逆向きの第１及び第２のダイオードを有する
２つの分流回路を設けると、両方向の電流を簡単な構成
によって容易に検出すること又は両方向の電流のバラン
スを良くすることができる。
路の電流が補助コンデンサに分流する。電流検出手段に
は分流した電流を検出するのでここでの電力損失が小さ
くなる。また、電流検出器の電流容量を小さくしてコス
トの低減を図ることができる。請求項２及び４に示すよ
うに互いに逆向きの第１及び第２のダイオードを有する
２つの分流回路を設けると、両方向の電流を簡単な構成
によって容易に検出すること又は両方向の電流のバラン
スを良くすることができる。
【０００８】
【第１の実施例】次に図２〜図４を参照して本発明の第
１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、
図２及び後述する図５〜図８において図１と共通する部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。図２の
回路は図１の回路に補助コンデンサＣ2 を付加し、これ
に直列に電流検出抵抗Ｒ1 を接続したものである。補助
コンデンサＣ2 は共振用の主コンデンサＣ1 に対して並
列に接続され、好ましくは共振用の主コンデンサＣ1 の
静電容量値よりも小さい静電容量値を有する。インダク
タンスＬ1 と共振するための容量は主コンデンサＣ1 と
補助コンオデンサＣ2 との合成容量である。図２の回路
において補助コンデンサＣ2 と電流検出抵抗Ｒ1 以外の
構成は図１の回路と同一である。また、第１及び第２の
スイッチＱ1、Ｑ2 に逆並列に後述の図７と同様にダイ
オ−ドが接続され且つコンデンサも並列に接続されてい
るが、これ等の図示は図面を簡単にするために省略され
ている。
１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、
図２及び後述する図５〜図８において図１と共通する部
分には同一の符号を付してその説明を省略する。図２の
回路は図１の回路に補助コンデンサＣ2 を付加し、これ
に直列に電流検出抵抗Ｒ1 を接続したものである。補助
コンデンサＣ2 は共振用の主コンデンサＣ1 に対して並
列に接続され、好ましくは共振用の主コンデンサＣ1 の
静電容量値よりも小さい静電容量値を有する。インダク
タンスＬ1 と共振するための容量は主コンデンサＣ1 と
補助コンオデンサＣ2 との合成容量である。図２の回路
において補助コンデンサＣ2 と電流検出抵抗Ｒ1 以外の
構成は図１の回路と同一である。また、第１及び第２の
スイッチＱ1、Ｑ2 に逆並列に後述の図７と同様にダイ
オ−ドが接続され且つコンデンサも並列に接続されてい
るが、これ等の図示は図面を簡単にするために省略され
ている。
【０００９】制御回路６は、図３に原理的に示すように
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2をオン・オフ制御す
るパルスを形成するための制御パルス形成回路１１と、
過電流検出手段としての比較器１２と、基準電圧源１３
とを有する。制御パルス形成回路１１は、主コンデンサ
Ｃ1 と補助コンデンサＣ2 との並列回路の合成容量をＣ
r とした時のＬ1 Ｃr の共振電流Ｉ1 の正弦波の半波よ
りも短いオン時間幅Ｔ0nを有するパルスから成る図４
（Ｃ）、（Ｆ）に示す制御信号ＶB1、ＶB2を形成し、ラ
イン７、８で第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に与え
る。出力端子４の電圧を一定にするための電圧制御はラ
イン９の検出電圧によって第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 のオン時間幅を制御することによって達成す
る。
第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2をオン・オフ制御す
るパルスを形成するための制御パルス形成回路１１と、
過電流検出手段としての比較器１２と、基準電圧源１３
とを有する。制御パルス形成回路１１は、主コンデンサ
Ｃ1 と補助コンデンサＣ2 との並列回路の合成容量をＣ
r とした時のＬ1 Ｃr の共振電流Ｉ1 の正弦波の半波よ
りも短いオン時間幅Ｔ0nを有するパルスから成る図４
（Ｃ）、（Ｆ）に示す制御信号ＶB1、ＶB2を形成し、ラ
イン７、８で第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に与え
る。出力端子４の電圧を一定にするための電圧制御はラ
イン９の検出電圧によって第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 のオン時間幅を制御することによって達成す
る。
【００１０】第１のスイッチＱ1 のオン期間に電源１と
第１のスイッチＱ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 と主コンデンサＣ1 とから成る直列回路に流れる共振
電流と補助コンデンサＣ2 に分流する共振電流の合成電
流ＩQ1は図４（Ａ）に示すように第１のスイッチＱ1 の
オンに同期して正弦波で徐々に立上る。この結果、第１
のスイッチＱ1 のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達
成され、スイッチング損失が極めて小さくなる。次に、
第２のスイッチＱ2 がオンになると、Ｃ1 、Ｃ2 の並列
容量Ｃr と１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 と第２の
スイッチＱ2 の直列共振回路が形成され、第１のスイッ
チＱ1 に共振電流ＩQ2が図４（Ｄ）に示すように正弦波
状に流れる。これにより、第２のスイッチＱ2 のＺＣＳ
が達成される。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の両端子間電圧ＶQ1、ＶQ2は図４（Ｂ）、（Ｅ）に示
すように変化する。また、重負荷の時には図４のｔ2 よ
りも前の波形となり、軽負荷の時にはｔ2 よりも後の波
形になる。
第１のスイッチＱ1 とインダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ
1 と主コンデンサＣ1 とから成る直列回路に流れる共振
電流と補助コンデンサＣ2 に分流する共振電流の合成電
流ＩQ1は図４（Ａ）に示すように第１のスイッチＱ1 の
オンに同期して正弦波で徐々に立上る。この結果、第１
のスイッチＱ1 のゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）が達
成され、スイッチング損失が極めて小さくなる。次に、
第２のスイッチＱ2 がオンになると、Ｃ1 、Ｃ2 の並列
容量Ｃr と１次巻線Ｎ1 とインダクタンスＬ1 と第２の
スイッチＱ2 の直列共振回路が形成され、第１のスイッ
チＱ1 に共振電流ＩQ2が図４（Ｄ）に示すように正弦波
状に流れる。これにより、第２のスイッチＱ2 のＺＣＳ
が達成される。なお、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ
2 の両端子間電圧ＶQ1、ＶQ2は図４（Ｂ）、（Ｅ）に示
すように変化する。また、重負荷の時には図４のｔ2 よ
りも前の波形となり、軽負荷の時にはｔ2 よりも後の波
形になる。
【００１１】２つのコンデンサＣ1 、Ｃ2 に流れる共振
電流の波形は実質的に同一であり、その最大振幅はＣ1
、Ｃ2 の容量の比で決まり、補助コンデンサＣ2 の容
量を主コンデサＣ1 の容量よりも小さくすると、極めて
小さい電流が電流検出抵抗Ｒ1に流れるのみである。抵
抗Ｒ1 の両端電圧はライン１０によって比較器１２に入
力し、基準電圧源１３の基準電圧と比較され、過電流保
護レベルに設定された基準電圧よりも電流検出電圧が高
くなった時には比較器１２の出力が転換し、制御パルス
形成回路１１は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン制御を中断するか又はデッド・タイムＴa を長くす
る。これにより、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及
び負荷３の過電流保護が達成される。
電流の波形は実質的に同一であり、その最大振幅はＣ1
、Ｃ2 の容量の比で決まり、補助コンデンサＣ2 の容
量を主コンデサＣ1 の容量よりも小さくすると、極めて
小さい電流が電流検出抵抗Ｒ1に流れるのみである。抵
抗Ｒ1 の両端電圧はライン１０によって比較器１２に入
力し、基準電圧源１３の基準電圧と比較され、過電流保
護レベルに設定された基準電圧よりも電流検出電圧が高
くなった時には比較器１２の出力が転換し、制御パルス
形成回路１１は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオ
ン制御を中断するか又はデッド・タイムＴa を長くす
る。これにより、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 及
び負荷３の過電流保護が達成される。
【００１２】上述から明らかなように本実施例によれば
小容量のコンデンサＣ2 を追加するという簡単な構成に
よって電力損失の小さい電流検出が可能になる。
小容量のコンデンサＣ2 を追加するという簡単な構成に
よって電力損失の小さい電流検出が可能になる。
【００１３】
【第２の実施例】次に、図５及び図６を参照して第２の
実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図５
及び図６及び後述する図７、図８、図９及び図１０にお
いて図２及び図３と共通する部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。この実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは第１及び第２の電流検出抵抗Ｒ1 、Ｒ2 と第１及
び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を有する。第１の電流検
出抵抗Ｒ1 は第１のダイオードＤ1 を介して補助コンデ
ンサＣ2 に直列に接続されている。第２の電流検出抵抗
Ｒ2 は第１のダイオードＤ1 と逆向きの第２のダイオー
ドＤ2 を介して第１のダイオードＤ1 と第１の電流検出
抵抗Ｒ1 との直列回路に対して並列に接続されている。
実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。但し、図５
及び図６及び後述する図７、図８、図９及び図１０にお
いて図２及び図３と共通する部分には同一の符号を付し
てその説明を省略する。この実施例のＤＣ−ＤＣコンバ
ータは第１及び第２の電流検出抵抗Ｒ1 、Ｒ2 と第１及
び第２のダイオードＤ1 、Ｄ2 を有する。第１の電流検
出抵抗Ｒ1 は第１のダイオードＤ1 を介して補助コンデ
ンサＣ2 に直列に接続されている。第２の電流検出抵抗
Ｒ2 は第１のダイオードＤ1 と逆向きの第２のダイオー
ドＤ2 を介して第１のダイオードＤ1 と第１の電流検出
抵抗Ｒ1 との直列回路に対して並列に接続されている。
【００１４】図５の制御回路６は図６に示すように図３
と同一の制御パルス形成回路１１を有する他に、第１及
び第２の過電流検出手段としての第１及び第２の比較器
１２ａ、１２ｂを有し、これ等の一方の入力端子はライ
ン１０ａ、１０ｂによって第１及び第２の電流検出抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 に接続され、他方の入力端子は第１及び第２
の基準電圧源１３ａ、１３ｂに接続されている。なお、
第１及び第２の比較器１２ａ、１２ｂを共通の基準電圧
源に接続することもできる。
と同一の制御パルス形成回路１１を有する他に、第１及
び第２の過電流検出手段としての第１及び第２の比較器
１２ａ、１２ｂを有し、これ等の一方の入力端子はライ
ン１０ａ、１０ｂによって第１及び第２の電流検出抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 に接続され、他方の入力端子は第１及び第２
の基準電圧源１３ａ、１３ｂに接続されている。なお、
第１及び第２の比較器１２ａ、１２ｂを共通の基準電圧
源に接続することもできる。
【００１５】第１の比較器１２ａは第１の電流検出抵抗
Ｒ1 に流れる正方向の共振電流（第１のスイッチＱ1 の
電流）の検出信号と基準電圧とを比較し、正方向電流の
過電流を検出する。第２の比較器１２ｂは第２の電流検
出抵抗Ｒ2 に流れる負方向の共振電流（第２のスイッチ
Ｑ2 の電流）の検出信号と基準電圧とを比較し、負方向
電流の過電流を検出する。これにより、正負両方の過電
流検出及び過電流保護を簡単な回路且つ低電力損失で達
成することができる。
Ｒ1 に流れる正方向の共振電流（第１のスイッチＱ1 の
電流）の検出信号と基準電圧とを比較し、正方向電流の
過電流を検出する。第２の比較器１２ｂは第２の電流検
出抵抗Ｒ2 に流れる負方向の共振電流（第２のスイッチ
Ｑ2 の電流）の検出信号と基準電圧とを比較し、負方向
電流の過電流を検出する。これにより、正負両方の過電
流検出及び過電流保護を簡単な回路且つ低電力損失で達
成することができる。
【００１６】
【第３の実施例】図７は第３の実施例のＤＣ−ＤＣコン
バータを示す。図７の回路は図５の回路の１次巻線Ｎ1
に並列に第２のインダクタンスＬ2 を接続したものであ
る。なお、第２のインダクタンスＬ2 は第１のインダク
タンスＬ1 よりも大きく設定する。また、図７の回路の
場合には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に逆並列に
第３及び第４のダイオード及び第３及び第４のコンデン
サＣ3 、Ｃ4 を接続する。図７の回路の場合には第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅をＬ1 Ｃr 共
振電流の半波よりも長く設定し、このオン時間幅を変え
ることによって出力電圧を調整する。図８（Ａ）（Ｄ）
は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流ＩQ1、ＩQ2
を示し、図８（Ｂ）（Ｅ）は第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の電圧ＶQ1、ＶQ2を示し、図８（Ｃ）（Ｆ）は
制御信号ＶB1、ＶB2を示す。また、図８のｔ2 よりも前
の区間は図７の負荷３を重くした時を示し、ｔ2 よりも
後の区間は軽くした時を示す。なお、図２及び図１０の
回路にも第２のインダクタンスＬ2 を付加し、図７と同
様な変形を施すことができる。また、図７の第１のイン
ダクタンスＬ1 を第２のインダクタンスＬ2 よりも出力
側に配置することができる。
バータを示す。図７の回路は図５の回路の１次巻線Ｎ1
に並列に第２のインダクタンスＬ2 を接続したものであ
る。なお、第２のインダクタンスＬ2 は第１のインダク
タンスＬ1 よりも大きく設定する。また、図７の回路の
場合には第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 に逆並列に
第３及び第４のダイオード及び第３及び第４のコンデン
サＣ3 、Ｃ4 を接続する。図７の回路の場合には第１及
び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 のオン時間幅をＬ1 Ｃr 共
振電流の半波よりも長く設定し、このオン時間幅を変え
ることによって出力電圧を調整する。図８（Ａ）（Ｄ）
は第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 の電流ＩQ1、ＩQ2
を示し、図８（Ｂ）（Ｅ）は第１及び第２のスイッチＱ
1 、Ｑ2 の電圧ＶQ1、ＶQ2を示し、図８（Ｃ）（Ｆ）は
制御信号ＶB1、ＶB2を示す。また、図８のｔ2 よりも前
の区間は図７の負荷３を重くした時を示し、ｔ2 よりも
後の区間は軽くした時を示す。なお、図２及び図１０の
回路にも第２のインダクタンスＬ2 を付加し、図７と同
様な変形を施すことができる。また、図７の第１のイン
ダクタンスＬ1 を第２のインダクタンスＬ2 よりも出力
側に配置することができる。
【００１７】
【第４の実施例】図９に示すＤＣ−ＤＣコンバ−タは、
図５の回路からインダクタンスＬ1 を省いた構成の変形
ハ−フブリッジ型又はＳＥＰＰ（シングルエンドプッシ
ュプル増幅器）型ＤＣ−ＤＣコンバ−タである。この回
路においても、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交
互にオン・オフするとコンデンサＣ1 、Ｃ2 の充放電が
生じ、トランスＴから交流を得ることができる。第２の
コンデンサＣ2 は図５と同一の作用効果を有する。な
お、図８のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 、抵抗Ｒ2 を省くこと
もできる。
図５の回路からインダクタンスＬ1 を省いた構成の変形
ハ−フブリッジ型又はＳＥＰＰ（シングルエンドプッシ
ュプル増幅器）型ＤＣ−ＤＣコンバ−タである。この回
路においても、第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を交
互にオン・オフするとコンデンサＣ1 、Ｃ2 の充放電が
生じ、トランスＴから交流を得ることができる。第２の
コンデンサＣ2 は図５と同一の作用効果を有する。な
お、図８のダイオ−ドＤ1 、Ｄ2 、抵抗Ｒ2 を省くこと
もできる。
【００１８】
【第５の実施例】図１０は第５の実施例のハーフブリッ
ジ型インバータを示す。この図１０は図５の回路に電源
１の電圧を分割するためのコンデンサＣa 、Ｃb を付加
したものに相当する。電源として機能するコンデンサＣ
a 、Ｃb は周知の技術に従って互いに直列に接続され、
この直列回路が電源１の一端と他端との間に接続されて
いる。インダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 とコンデンサ
Ｃ1 とから成る直列回路は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の相互接続中点と第１及び第２の電源用コンデ
ンサＣa 、Ｃb の相互接続中点との間に接続されてい
る。電流検出用のコンデンサＣ2 、ダイオードＤ1 、Ｄ
2 、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 は図７と同様に接続されている。制
御回路６には抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の両端子間電圧が通知され
る。なお、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の代りに電流トランス（Ｃ
Ｔ）を接続することができる。また、図１０の回路から
ダイオードＤ1 、Ｄ2 及び抵抗Ｒ2 を省くことができ
る。
ジ型インバータを示す。この図１０は図５の回路に電源
１の電圧を分割するためのコンデンサＣa 、Ｃb を付加
したものに相当する。電源として機能するコンデンサＣ
a 、Ｃb は周知の技術に従って互いに直列に接続され、
この直列回路が電源１の一端と他端との間に接続されて
いる。インダクタンスＬ1 と１次巻線Ｎ1 とコンデンサ
Ｃ1 とから成る直列回路は第１及び第２のスイッチＱ1
、Ｑ2 の相互接続中点と第１及び第２の電源用コンデ
ンサＣa 、Ｃb の相互接続中点との間に接続されてい
る。電流検出用のコンデンサＣ2 、ダイオードＤ1 、Ｄ
2 、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 は図７と同様に接続されている。制
御回路６には抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の両端子間電圧が通知され
る。なお、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の代りに電流トランス（Ｃ
Ｔ）を接続することができる。また、図１０の回路から
ダイオードＤ1 、Ｄ2 及び抵抗Ｒ2 を省くことができ
る。
【００１９】図１０の回路のＤＣ−ＤＣコンバータの動
作は周知のハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータと同
一であるので、その説明を省略する。また、電流検出の
動作は図５の回路と同一であるので、この説明を省略す
る。図１０の電流検出方式は図５と同一であるので、図
５の回路と同一の作用効果を有する。
作は周知のハーフブリッジ型ＤＣ−ＤＣコンバータと同
一であるので、その説明を省略する。また、電流検出の
動作は図５の回路と同一であるので、この説明を省略す
る。図１０の電流検出方式は図５と同一であるので、図
５の回路と同一の作用効果を有する。
【００２０】
【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでは
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） インバ−タにも本発明を適用できる。 （２） 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を逆並列の
ダイオ−ドを内蔵した電界効果トランジスタ等の別の半
導体スイッチにすることができる。 （３） 第１のインダクタンスＬ1 を１次巻線Ｎ1 の洩
れインダクタンスとすること、又はトランスＴのコアに
同一に巻回すことができる。 （４） 図５、図７、図９、及び図１０において第２の
抵抗Ｒ2 からの電流検出ライン１０ｂによる電流検出を
省くことができる。この場合、抵抗Ｒ2 は正負両方向電
流の振幅をバランスさせるためのバランサとして働く。 （５） 抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の代りにＣＴ（電流トランス）
等の電流検出器を接続することができる。 （６） 図５、図７、図９、及び図１０において抵抗Ｒ
2 を省くことができる。この場合にはダイオ−ドＤ2 は
逆向きの電流を流すために働く。 （７） 図１０においてコンデンサＣb を省いて、コン
デンサＣa の下端をコンデンサＣ1 の上端に接続し、３
つのコンデンサＣ1 、Ｃ、Ｃa を共振用コンデンサとし
て使用することができる。
なく、例えば次の変形が可能なものである。 （１） インバ−タにも本発明を適用できる。 （２） 第１及び第２のスイッチＱ1 、Ｑ2 を逆並列の
ダイオ−ドを内蔵した電界効果トランジスタ等の別の半
導体スイッチにすることができる。 （３） 第１のインダクタンスＬ1 を１次巻線Ｎ1 の洩
れインダクタンスとすること、又はトランスＴのコアに
同一に巻回すことができる。 （４） 図５、図７、図９、及び図１０において第２の
抵抗Ｒ2 からの電流検出ライン１０ｂによる電流検出を
省くことができる。この場合、抵抗Ｒ2 は正負両方向電
流の振幅をバランスさせるためのバランサとして働く。 （５） 抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の代りにＣＴ（電流トランス）
等の電流検出器を接続することができる。 （６） 図５、図７、図９、及び図１０において抵抗Ｒ
2 を省くことができる。この場合にはダイオ−ドＤ2 は
逆向きの電流を流すために働く。 （７） 図１０においてコンデンサＣb を省いて、コン
デンサＣa の下端をコンデンサＣ1 の上端に接続し、３
つのコンデンサＣ1 、Ｃ、Ｃa を共振用コンデンサとし
て使用することができる。
【図１】従来のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回路図であ
る。
る。
【図２】本発明の第１の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータ
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図３】図２の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図１の各部の状態を概略的に示す波形図であ
る。
る。
【図５】第２の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。
路図である。
【図６】図５の制御回路を示すブロック図である。
【図７】第３の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。
路図である。
【図８】図７の各部の状態を示す波形図である。
【図９】第４の実施例のＤＣ−ＤＣコンバータを示す回
路図である。
路図である。
【図１０】第５の実施例のＤＣ−ＤＣコンバ−タを示す
回路図である。
回路図である。
Ｌ1 インダクタンス Ｃ1 主コンデンサ Ｃ2 補助コンデンサ Ｒ1 電流検出抵抗
Claims (4)
- 【請求項１】 スイッチとコンデンサとインダクタンス
とが直列に接続された回路を有する共振型スイッチング
電源装置において、 前記コンデンサに並列に補助コンデンサが接続され、こ
の補助コンデンサを流れる電流を検出する手段が設けら
れていることを特徴とする共振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項２】 スイッチとコンデンサとインダクタンス
とが直列に接続された回路を有する共振型スイッチング
電源装置において、 前記コンデンサに並列に補助コンデンサと第１のダイオ
ードとの直列回路が接続され、前記第１のダイオードと
逆の方向性を有する第２のダイオートが前記第１のダイ
オードに対して並列に接続され、 前記第１のダイオ−ド及び／又は前記第２のダイオ−ド
を通って流れる電流を検出する手段が設けられているこ
とを特徴とする共振型スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 直流電源の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続されたコンデン
サと出力トランスの１次巻線との直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフする制
御回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記コンデンサに並列に補助コンデンサが接続され、こ
の補助コンデンサを流れる電流を検出する手段が設けら
りていることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 直流電源の一端と他端との間に接続され
た第１及び第２のスイッチの直列回路と、 前記第２のスイッチに対して並列に接続されたコンデン
サと出力トランスの１次巻線との直列回路と、 前記第１及び第２のスイッチを交互にオン・オフする制
御回路とを備えたスイッチング電源装置において、 前記コンデンサに並列に補助コンデンサと第１のダイオ
ードとの直列回路が接続され、前記第１のダイオードと
逆の方向性を有する第２のダイオートが前記第１のダイ
オードに対して並列に接続され、 前記第１のダイオ−ド及び／又は前記第２のダイオ−ド
を通って流れる電流を検出する手段が設けられているこ
とを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6079620A JP3013697B2 (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6079620A JP3013697B2 (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07274499A true JPH07274499A (ja) | 1995-10-20 |
| JP3013697B2 JP3013697B2 (ja) | 2000-02-28 |
Family
ID=13695113
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6079620A Expired - Lifetime JP3013697B2 (ja) | 1994-03-24 | 1994-03-24 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3013697B2 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309657A (ja) * | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2007189877A (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-26 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源装置 |
| JP2007195287A (ja) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 共振コンバータにおける電流検出方式 |
| JP2011200094A (ja) * | 2010-03-22 | 2011-10-06 | Skynet Electronics Co Ltd | 直列共振コンバータ |
| WO2011132275A1 (ja) * | 2010-04-21 | 2011-10-27 | キヤノン株式会社 | 電流共振電源 |
| CN102263511A (zh) * | 2010-05-31 | 2011-11-30 | 佳能株式会社 | 电流共振电源和图像形成装置 |
| JP2016208833A (ja) * | 2015-04-24 | 2016-12-08 | ドクター エンジニール ハー ツェー エフ ポルシェ アクチエンゲゼルシャフトＤｒ． Ｉｎｇ． ｈ．ｃ． Ｆ． Ｐｏｒｓｃｈｅ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ | Ｄｃ−ｄｃコンバータを動作させる方法 |
| CN112134463A (zh) * | 2020-08-31 | 2020-12-25 | 杭州中恒电气股份有限公司 | 全桥型llc谐振变换器及其谐振电流检测方法 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6218467B2 (ja) | 2013-07-12 | 2017-10-25 | キヤノン株式会社 | 電源装置及び画像形成装置 |
-
1994
- 1994-03-24 JP JP6079620A patent/JP3013697B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001309657A (ja) * | 2000-04-20 | 2001-11-02 | Sony Corp | スイッチング電源回路 |
| JP2007189877A (ja) * | 2006-01-16 | 2007-07-26 | Sanken Electric Co Ltd | 共振型スイッチング電源装置 |
| JP2007195287A (ja) * | 2006-01-17 | 2007-08-02 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | 共振コンバータにおける電流検出方式 |
| JP2011200094A (ja) * | 2010-03-22 | 2011-10-06 | Skynet Electronics Co Ltd | 直列共振コンバータ |
| US8976545B2 (en) | 2010-04-21 | 2015-03-10 | Canon Kabushiki Kaisha | Current resonance power supply for detecting overcurrent based on an output from a current compensation unit |
| WO2011132275A1 (ja) * | 2010-04-21 | 2011-10-27 | キヤノン株式会社 | 電流共振電源 |
| JP5701292B2 (ja) * | 2010-04-21 | 2015-04-15 | キヤノン株式会社 | 電流共振電源 |
| US8634214B2 (en) | 2010-05-31 | 2014-01-21 | Canon Kabushiki Kaisha | Current resonance power supply with AC input detection into the primary winding |
| CN102263511A (zh) * | 2010-05-31 | 2011-11-30 | 佳能株式会社 | 电流共振电源和图像形成装置 |
| JP2016208833A (ja) * | 2015-04-24 | 2016-12-08 | ドクター エンジニール ハー ツェー エフ ポルシェ アクチエンゲゼルシャフトＤｒ． Ｉｎｇ． ｈ．ｃ． Ｆ． Ｐｏｒｓｃｈｅ Ａｋｔｉｅｎｇｅｓｅｌｌｓｃｈａｆｔ | Ｄｃ−ｄｃコンバータを動作させる方法 |
| US10011179B2 (en) | 2015-04-24 | 2018-07-03 | Dr. Ing. H.C. F. Porsche Aktiengesellschaft | Method for operating a resonant DC-DC converter of a charger |
| CN112134463A (zh) * | 2020-08-31 | 2020-12-25 | 杭州中恒电气股份有限公司 | 全桥型llc谐振变换器及其谐振电流检测方法 |
| CN112134463B (zh) * | 2020-08-31 | 2022-06-03 | 杭州中恒电气股份有限公司 | 全桥型llc谐振变换器及其谐振电流检测方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3013697B2 (ja) | 2000-02-28 |
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